JP2017112772A - 電源装置および画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源装置の電源効率を改善すること。【解決手段】制御回路９０は第一コンバータ２０と第二コンバータ６０を制御する。第二コンバータ６０は第一コンバータ２０から出力される直流電圧を変換して出力電圧を生成する。待機モードにおいて第二コンバータ６０に接続されているいずれかの負荷が起動すると、制御回路９０は待機モードを維持したまま、当該負荷を動作させることが可能となるように、第一コンバータ２０の出力電圧を調整する。【選択図】 図１

Description

本発明は画像形成装置等の電子機器に電力を供給する電源装置に関する。

画像形成装置などの電子機器では値の異なる複数の直流電圧を使用する。特許文献１によれば、第一コンバータで第一直流電圧を生成し、第二コンバータで第一直流電圧を第二直流電圧に降圧することが提案されている。さらに、電子機器が待機モードに遷移すると、第一コンバータの出力電圧を第二直流電圧よりもさらに低い第三直流電圧に低下させることで、第二コンバータのスイッチング素子を連続導通状態で駆動することが提案されている。これにより、待機モードでは第二コンバータがスイッチング動作を停止するため、スイッチング損失が減少し、待機モードでの電源効率が向上する。

特開２０１０―１４２０７１号公報

しかし、特許文献１の発明では、待機モードにおいて無線ＬＡＮ通信モジュールやＵＳＢホスト機能などの比較的に消費電流の大きな負荷を動作させるための電流を出力できないという課題がある。待機モードでは第二コンバータの入力が第二直流電圧よりも低い第三直流電圧であるため、スイッチング素子が連続導通しても、出力電圧は精々第三直流電圧に制限される。また、負荷に供給される電流を増加させると、第二コンバータの直列抵抗成分によって出力電圧がさらに降下してしまう。したがって、比較的に電流を多く消費する負荷を動作させるためには、電源装置が、第一コンバータの出力電圧を第三直流電圧から第一直流電圧に戻さなければならない。第一直流電圧が第二コンバータに入力されると第二コンバータは第二直流電圧を生成するためにスイッチング動作を開始する。これは、スイッチング損失を発生させるため、待機モードにおける電源効率の低下を招く。そこで、本発明は、電源効率を改善するとともに負荷に応じた電力を供給することを目的とする。

本発明によれば、
第一モードにおいて第一直流電圧を出力する第一コンバータと、
前記第一モードにおいてスイッチング手段をスイッチングさせて前記第一直流電圧を当該第一直流電圧よりも低い第二直流電圧に変換して出力する第二コンバータと、
前記第一直流電圧を制御する制御手段と
を有し、
前記制御手段は、前記第一モードから前記第二直流電圧を供給されて動作する負荷が省電力状態になる第二モードへ遷移すると、前記第二モードにおいて前記負荷を動作させる場合には前記第一コンバータから出力される直流電圧が前記負荷に応じた直流電圧となるように前記第一コンバータを制御することを特徴とする電源装置が提供される。

本発明によれば電源装置の電源効率が改善される。

電源装置を示す回路図 待機モードへの移行を説明する図 待機モード中における負荷の状態遷移に伴う電源装置の状態遷移を説明する図 オンデューティを決定するためのテーブルを示す図 ドレイン電流とドレイン−ソース間電圧との関係を示す図 出力電圧と損失との関係を示す図 電源装置を示す回路図 待機モード中における負荷の状態遷移に伴う電源装置の状態遷移を説明する図 画像形成装置の概略を示す断面図 画像形成装置の制御処理を示すフローチャート 制御回路の機能を示す図

以下では、図面が参照されながら、本発明の実施の形態が例示的に詳しく説明される。ただし、この実施の形態に記載されている構成要素はあくまで例示であり、本発明の範囲がそれらのみに限定されることはない。

＜電源装置＞
図１は電源装置１００の回路構成を示している。電源装置１００は値の異なる複数の直流電圧（第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎや第二直流電圧Ｖｏｕｔ２など）を生成する。第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎは、たとえば、モータやソレノイド等の動作に必要な電圧が比較的に高い駆動系に供給される直流電圧である。第二直流電圧Ｖｏｕｔ２はＣＰＵやＡＳＩＣ等の動作に必要な電圧が比較的に低い制御系へ供給される直流電圧である。ＣＰＵは中央演算処理装置の略称である。ＡＳＩＣは特定用途集積回路の略称である。

一般に、モータやソレノイド等の電源電圧である第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎは、ＣＰＵやＡＳＩＣ等の電源電圧である第二直流電圧Ｖｏｕｔ２よりも高く設定される。例えば、Ｖｏｕｔ１＿ＮはＤＣ２４．０Ｖに設定され、Ｖｏｕｔ２はＤＣ３．３０Ｖに設定される。また、Ｖｏｕｔ１＿ＮがＤＣ１２．０Ｖに設定され、Ｖｏｕｔ２がＤＣ１．８０Ｖに設定されることもある。以下では前者の設定例が採用されている。だたし、これは本発明の範囲を限定するものではない。

図１において、整流平滑回路１０は交流電源から供給される交流電圧を整流および平滑する回路であり、ダイオードブリッジやコンデンサなどにより構成される。第一コンバータ２０は整流平滑回路１０により生成された直流電圧を第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎに変換して駆動系回路８０に供給する変換回路である。第二コンバータ６０は第一コンバータ２０により生成された第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎを第二直流電圧Ｖｏｕｔ２に変換して制御系回路７０に供給する変換回路である。駆動系回路８０はモータやソレノイドなどの負荷である。制御系回路７０は無線ＬＡＮ通信モジュールやＵＳＢホスト機能などの負荷である。

制御回路９０は電源装置１００や負荷などを制御する回路である。制御回路９０は通信ライン９５を介して制御系回路７０と通信する。電源装置１００は２つの動作モード（通常モードと待機モード）を備えている。通常モードと待機モードは負荷の状態に従って切り替わる。通常モードとは駆動系回路８０に直流電圧を供給する動作モードである。待機モードとは駆動系回路８０に直流電圧を供給しない動作モードである。そのため、通常モードでの消費電力は待機モードにおける消費電力よりも多い。なお、通常モードは通常状態と呼ばれてもよい。待機モードは省電力モードや省電力状態と呼ばれてもよい。制御回路９０は、負荷の状態を制御するとともに電源装置１００の動作モード、即ち通常モードと待機モードを制御している。電源装置１００を通常モードに遷移させるには、制御回路９０が制御端子９１をＨｉｇｈ出力に設定し、制御端子９２をＬｏｗ出力に設定する。一方で電源装置１００を待機モードに遷移させるためには制御回路９０が制御端子９１をＬｏｗ出力に設定し、制御端子９２から所定のオンデューティのパルス信号を出力する。オンデューティは出力電圧Ｖｏｕｔ１を設定するパラメータである。このように制御回路９０は負荷の状態を監視する監視機能、モード切替機能およびオンデューティを決定する決定機能を有している。制御回路９０が備える機能はＣＰＵが記憶装置に記憶されている制御プログラムを実行することで実現されてもよい。

＜通常モード＞
通常モードにおける整流平滑回路１０および第一コンバータ２０の動作が説明される。整流平滑回路１０の整流器１２は商用電源などの交流電源１１から印加された交流電圧を整流し、整流された電圧をコンデンサ１３に印加する。これによりコンデンサ１３が充電される。コンデンサ１３が充電されてコンデンサ１３の両端電圧（端子間電圧）が上昇すると起動抵抗２１を介して電源制御ＩＣ２２のＶＨ端子に電源電圧が供給される。電源制御ＩＣ２２はＯＵＴ端子からＦＥＴ２３をオンするための制御信号を出力する。これによりＦＥＴ２３がオンする。電源制御ＩＣ２２としては、たとえば、富士電機製ＦＡ５５４１などが採用されてもよい。ＦＥＴは電界効果トランジスタの略称である。トランス２４は一次巻線Ｎｐ、二次巻線Ｎｓおよび補助巻線Ｎｂを有している。二次巻線Ｎｓおよび補助巻線Ｎｂの巻方向は一次巻線Ｎｐの巻方向とは反対である。ＦＥＴ２３がオンすると整流平滑回路１０からトランス２４の一次巻線Ｎｐに電流が流れ、この電流により発生する磁束によってトランス２４はエネルギーを蓄積する。一次巻線Ｎｐに印加された電圧によって二次巻線Ｎｓと補助巻線Ｎｂにも電圧が発生する。この時、二次巻線Ｎｓに現れる電圧に起因した電流はダイオード３１によって流れる方向を規制される。補助巻線Ｎｂに現れる電圧に起因した電流もダイオード２５によって流れる方向を規制される。とりわけ、二次巻線Ｎｓに現れる電圧はダイオード３１のアノード側を負とする電圧であるため、二次巻線Ｎｓには電流が流れない。補助巻線Ｎｂに現れる電圧も同様にダイオード２５のアノード側を負とする電圧であるため、補助巻線Ｎｂには電流が流れない。トランス２４の一次巻線Ｎｐに流れる電流は抵抗２８によって電圧に変換され、電源制御ＩＣ２２のＩＳ端子に供給される。電源制御ＩＣ２２はＩＳ端子に印加される電圧がＦＢ端子に印加されている電圧に等しくなった時点でＦＥＴ２３をオフする。これにより一次巻線ＮｐのＦＥＴ２３のドレイン−側端子の電圧が上昇する。なお、ＦＢ端子には二次側からフィードバックされてきた電圧が印加されている。また二次巻線Ｎｓにはダイオード３１のアノード側を正とする電圧が現れ、トランス２４に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、二次巻線Ｎｓにはダイオード３１を通じてコンデンサ３２を充電する方向に電流が流れ、コンデンサ３２の電圧が上昇する。さらに補助巻線Ｎｂにも同様にダイオード２５のアノード側を正とする電圧が現れる。この電圧は、ＦＥＴ２３のオフタイミングを検出するために、電源制御ＩＣ２２のＢＯＴＯＭ端子に印加される。トランス２４のエネルギーの放出が終わると電圧は下降する。電源制御ＩＣ２２はＢＯＴＯＭ端子を通じて補助巻線Ｎｂの電圧が零となったことを検出すると、ＯＵＴ端子を通じてＦＥＴ２３をオンする。ＦＥＴ２３がオンすると、再度、トランス２４の一次巻線Ｎｐに電流が流れる。この様に電源制御ＩＣ２２は、ＦＥＴ２３のオン／オフを繰り返し、次第にコンデンサ３２およびコンデンサ２６の電圧を上昇させる。最終的にコンデンサ３２の両端電圧が第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１の目標電圧である第一直流電圧に到達する。

また、補助巻線Ｎｂに現れる電圧に起因した電流はダイオード２５を通じてコンデンサ２６を充電する方向に流れる。これによりコンデンサ２６の電圧が上昇する。コンデンサ２６の電圧が上昇すると、起動抵抗２１を通じて供給していた電源電圧をＶＣＣ端子に接続されたコンデンサ２６から供給するように電源制御ＩＣ２２は設計されている。これは、コンデンサ２６を通じて電源電圧を供給すると電源損失が小さくなり、電源効率が改善するためである。

誤差増幅器３５の反転入力端子には抵抗３３、３４によって構成された分圧回路で第一コンバータ２０の出力電圧を分圧して得られた電圧が印加されている。誤差増幅器３５の非反転入力端子には抵抗３６とシャントレギュレータ３７のカソード側が抵抗４０、４１及びコンデンサ４２を介して接続されている。これにより非反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。通常モードにおいて、制御回路９０は制御端子９２の出力レベルをＬｏｗに設定するため、ＦＥＴ４３はオフとなり、非反転入力端子にはシャントレギュレータ３７によって生成された電圧Ｖｒｅｆ＿Ｎが入力される。以降の説明において、通常モードに関するパラメータのサフィックスとして、Ｎｏｒｍａｌの頭をとって＿Ｎが付与される。

誤差増幅器３５の出力端子は抵抗３８を介してフォトカプラの発光素子３９に接続されている。フォトカプラの受光素子２７は電源制御ＩＣ２２のＦＢ端子に接続されている。たとえば、発光素子３９は発光ダイオードであり、受光素子２７はフォトトランジスタであってもよい。電源制御ＩＣ２２のＦＢ端子電圧は、電源制御ＩＣ２２より放出されるＦＢ端子電流、二次側フィードバック回路の動作および受光素子２７の動作に応じて変化する。第一コンバータ２０の出力電圧が低下すると誤差増幅器３５の出力電流は小さくなるため、発光素子３９の発光量は減少し、受光素子２７に流れる電流も減少する。よって、電源制御ＩＣ２２の内部電源によりコンデンサ２９が充電され、ＦＢ端子電圧は上昇する。電源制御ＩＣ２２はＩＳ端子電圧がＦＢ端子電圧に等しくなった時点でＦＥＴ２３をオフする。そのため、ＦＢ端子電圧が上昇するとオン幅が大きくなる。また、これと逆に第一コンバータ２０の出力電圧が上昇すると、受光素子２７に流れる電流が増加し、コンデンサ２９の電荷が放電され、ＦＢ端子電圧が低下する。電源制御ＩＣ２２はＩＳ端子電圧がＦＢ端子電圧に等しくなった時点でＦＥＴ２３をオフする。そのため、ＦＢ端子電圧が低下するとオン幅が小さくなる。

フォトカプラを採用することで容易にフィードバック回路を形成できるとともに、トランス２４の一次側と二次側とを絶縁することが可能となる。第一コンバータ２０の抵抗３３、３４の各抵抗値は、第一コンバータ２０の出力電圧が第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎとなったときに誤差増幅器３５の反転入力端子と非反転入力端子の電圧が等しくなるように、設定されている。従って、第一コンバータ２０の出力電圧が第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎよりも高いと、誤差増幅器３５の出力電圧はＬｏｗ出力となる。その結果、フォトカプラの発光素子３９が発光し、その受光素子２７が電流を流し、電源制御ＩＣ２２のフィードバック電圧が減少する。電源制御ＩＣ２２は、ＦＥＴ２３のオン幅を減少させることで第一コンバータ２０の出力電圧を低下させる。逆に、第一コンバータ２０の出力電圧が第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎよりも低いと電源制御ＩＣ２２のフィードバック電圧が上昇し、電源制御ＩＣ２２は、ＦＥＴ２３のオン幅を増加させ、第一コンバータ２０の出力電圧を上昇させる。このようにして、電源制御ＩＣ２２は、誤差増幅器３５に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ＿Ｎと第一コンバータ２０の出力電圧の分圧値が等しくなるようにＦＥＴ２３のオン幅を制御する。その結果、第一コンバータ２０の出力電圧は第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎに維持される。

抵抗３３、３４の抵抗値をそれぞれＲ３３、Ｒ３４とする。通常モードにおいて誤差増幅器３５の非反転入力端子に印加される基準電圧をＶｒｅｆ＿Ｎとする。この場合、通常モードの出力電圧である第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎ（例：ＤＣ２４．０Ｖ）は以下の式で表される。
Ｖｏｕｔ１＿Ｎ≒（（Ｒ３３＋Ｒ３４）／Ｒ３４） × Ｖｒｅｆ＿Ｎ ・・・（１）
ロードスイッチ５０は駆動系回路８０に第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎを供給するか否かを切り替えるスイッチ回路である。ロードスイッチ５０はＦＥＴ５１、抵抗５２、５３及びデジタルトランジスタ５４によって構成されている。通常モードでは制御端子９１をＨｉｇｈ出力に設定することでデジタルトランジスタ５４がオンし、ＦＥＴ５１がオンし、駆動系回路８０に第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎが供給される。

さらに、通常モードにおける第二コンバータ６０の動作を説明する。第一コンバータ２０のコンデンサ３２から第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎが印加されると、制御ＩＣ６１はＦＥＴ６２を断続的に駆動し、ＦＥＴ６２からインダクタ６４にパルス電圧を供給する。ＦＥＴ６２はスイッチング動作するスイッチング手段の一例である。このパルス電圧は、インダクタ６４、回生ダイオード６３およびコンデンサ６５によって直流化される。このコンデンサ６５の両端電圧は、第二コンバータ６０の出力電圧である第二直流電圧Ｖｏｕｔ２となる。抵抗６６、６７は第二コンバータ６０の出力電圧を分圧する分圧回路を形成している。抵抗６６、６７により分圧された電圧は制御ＩＣ６１に入力される。制御ＩＣ６１はその内部に基準電圧を有しており、この基準電圧と第二コンバータ６０の出力電圧の分圧値が等しくなるようにＦＥＴ６２のオンデューティを制御する。これにより第二コンバータ６０の出力電圧が第二直流電圧Ｖｏｕｔ２に維持される。制御ＩＣ６１としては、例えば、新日本無線製ＮＪＭ２３４０などを採用可能である。抵抗６６、６７の抵抗値をそれぞれＲ６６、Ｒ６７とする。制御ＩＣ６１の内部基準電圧をＶｒｅｆ２とする。この場合、第二直流電圧Ｖｏｕｔ２（例：ＤＣ３．３０Ｖ）は概ね下式で表される。
Ｖｏｕｔ２≒（（Ｒ６６＋Ｒ６７）／Ｒ６７） × Ｖｒｅｆ２ ・・・（２）
＜待機モード＞
次に、待機モードに移行するための動作が説明される。待機モードに移行するために、制御回路９０はロードスイッチ５０をオフして駆動系回路８０への電源電圧の供給を遮断する。具体的には、制御回路９０は制御端子９１をＬｏｗ出力に設定することで、デジタルトランジスタ５４をオフさせ、ＦＥＴ５１をオフさせる。その後、制御回路９０は制御端子９２から所定のオンデューティのパルス信号を出力することで、ＦＥＴ４３をオン／オフさせ、コンデンサ４２の電荷を放電／充電させる。すると非反転入力端子の基準電圧Ｖｒｅｆは低下を始め、やがて所定の電圧Ｖｒｅｆ＿Ｓに到達する。以降の説明において、待機モードの場合、電圧値のサフィックスにはＳａｖｅの頭をとって＿Ｓが付与される。非反転入力端子と反転入力端子の電圧が等しくなるように誤差増幅器３５の出力はＬｏｗとなる。これによりＦＥＴ２３のオンデューティが削減されるため、第一コンバータ２０の出力電圧は第三直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｓに低下する。待機モードにおいて誤差増幅器３５の非反転入力端子に印加される基準電圧はＶｒｅｆ＿Ｓである。待機モードにおける第一コンバータ２０の出力電圧である第三直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｓは、概ね下式で表される。本実施例では第三直流電圧Ｖｏｕｔ１＿ＳＶｏｕｔ２は、第二直流電圧Ｖｏｕｔ２（例：３．３０Ｖ）よりわずかに低い３．２０Ｖに設定される。
Ｖｏｕｔ１＿Ｓ≒（（Ｒ３３＋Ｒ３４）／Ｒ３４） × Ｖｒｅｆ＿Ｓ ・・・（３）
（１）、（３）式が示すように、制御回路９０が基準電圧Ｖｒｅｆの値を切り換えることで第一コンバータ２０の出力電圧が調整される。

この点に関して図２を用いて具体的な説明が提供される。図２では制御端子９２の出力レベル、基準電圧Ｖｒｅｆ、第一コンバータ２０の出力電圧、ＦＥＴ６２のゲート端子に印加される電圧、第二コンバータ６０の出力電圧が示されている。時刻ｔ０以前では電源装置１００は通常モードに遷移している。制御回路９０は制御端子９２をＬｏｗ出力に設定しているため、誤差増幅器３５の非反転入力端子に印加される電圧は基準電圧Ｖｒｅｆ＿Ｎとなっている。よって、（１）式、（２）式より第一コンバータ２０の出力電圧であるＶｏｕｔ１＿Ｎは２４．０Ｖである。第二コンバータ６０の出力電圧である第二に直流電圧Ｖｏｕｔ２は３．３０Ｖである。ＦＥＴ６２のゲート端子にはＰＷＭ（パルス幅変調）により生成されたスイッチングパルスが供給されており、ＦＥＴ６２はスイッチング動作を行っている。

時刻ｔ０で、通常モードから待機モードに切り替えるために、制御回路９０は制御端子９２から所定のオンデューティのパルス信号を出力する。これによりＦＥＴ４３がオン／オフし、コンデンサ４２の電荷を放電／充電させる。すると非反転入力端子の基準電圧Ｖｒｅｆは低下を始め、それに伴い第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１も低下する。時刻ｔ２以降において基準電圧ＶｒｅｆがＶｒｅｆ＿Ｓとなると、（３）式より第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１はＶｏｕｔ１＿Ｓ（例：３．２０Ｖ）となる。

この過程で、第二コンバータ６０の動作に着目する。第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１が３．３０Ｖ以上の領域では、ＦＥＴ６２のゲート端子にスイッチングパルスが供給され、ＦＥＴ６２はスイッチング動作を行う。これによって、第二コンバータ６０の出力電圧Ｖｏｕｔ２は第二直流電圧Ｖｏｕｔ２＿Ｎ（例：３．３０Ｖ）に定電圧化される。

時刻ｔ１以降で、第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１が３．３０Ｖを下回ると、第二コンバータ６０の出力電圧Ｖｏｕｔ２は、目標電圧である３．３０Ｖを維持できなくなる。そのため、第二コンバータ６０の出力電圧を目標電圧に近づけようとして、ＦＥＴ６２は連続導通状態となる。即ち、ＦＥＴ６２はスイッチング動作を停止する。第二コンバータ６０の出力電流が少ない場合、第二コンバータ６０の出力電圧は第一コンバータ２０の出力電圧と概ね等しくなる。時刻ｔ２以降で第二コンバータ６０の出力電圧Ｖｏｕｔ２はＶｏｕｔ２＿Ｓ（例：３．２０Ｖ）となる。

ここでのポイントは、待機モードにおける第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｓを、第二コンバータ６０の出力電圧Ｖｏｕｔ２＿Ｎよりもわずかに低く設定することである。本実施例では、Ｖｏｕｔ２＿Ｎが３．３０Ｖであるため、Ｖｏｕｔ１＿Ｓが３．２０Ｖに設定されている。だたし、これは一例にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。

待機モードにおける第二コンバータ６０の出力電圧Ｖｏｕｔ２＿Ｓは、以下の式により表現される。
Ｖｏｕｔ２＿Ｓ≒（（Ｒ３３＋Ｒ３４）／Ｒ３４） × Ｖｒｅｆ＿Ｓ − Ｉｏｕｔ２ × （Ｒ６２＋Ｒ６４＋Ｒ６８） ・・・（４）
ここで、Ｒ６２は第二コンバータ６０の出力電流の経路上に存在するＦＥＴ６２のオン抵抗の抵抗値である。Ｒ６４はインダクタ６４の巻線抵抗値である。Ｒ６８は抵抗６８の抵抗値である。Ｉｏｕｔ２は第二コンバータ６０の出力電流である。（４）式から明らかなように、第二コンバータ６０の出力電流Ｉｏｕｔ２が増加すると出力電圧Ｖｏｕｔ２＿Ｓが低下する。

＜待機モードにおける第一コンバータの出力電圧の調整＞
次に、第二コンバータ６０の出力電流（負荷電流）に応じて第一コンバータ２０の出力電圧を調整する処理が説明される。図１において第二コンバータ６０の出力電流は電流検知回路として機能する抵抗６８によって電圧に変換され、制御回路９０のＡ／Ｄ変換端子９３、９４に入力される。第二コンバータ６０の出力電流が増加すると、抵抗６８による電圧降下が増大する。制御回路９０はＡ／Ｄ変換端子９３の電位とＡ／Ｄ変換端子９４の電位との差分に応じて出力電流を検知する。このように制御回路９０は出力電流の検知機能や測定機能を有している。

図３は電源装置１００の状態遷移を示している。とりわけ、図３には負荷の状態、抵抗６８の両端電圧、制御端子９２のレベル、基準電圧Ｖｒｅｆ、出力電圧Ｖｏｕｔ１、ＦＥＴ６２のゲート端子電圧、出力電圧Ｖｏｕｔ２が示されている。待機モードにおける時刻ｔ３に、無線ＬＡＮ通信モジュールが起動することで負荷状態が変化している。これにより、第二コンバータ６０の出力電流が増加し、時刻ｔ４で制御回路９０が検知している抵抗６８の両端電圧が所定の電圧Ｖｔｈ２に到達する。この時刻ｔ４で制御回路９０はパルス信号のオンデューティを変更する。すると基準電圧ＶｒｅｆはＶｒｅｆ＿Ｓから上昇し、時刻ｔ６で基準電圧ＶｒｅｆがＶｒｅｆ＿Ｓ２に到達する。それに伴って第一コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔ１はＶｏｕｔ１＿Ｓから上昇し、Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２に到達する。Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２は次式で示される。
Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２≒（（Ｒ３３＋Ｒ３４）／Ｒ３４） × Ｖｒｅｆ＿Ｓ２・・・（５）
ここで、出力電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２は本実施例の場合、３．３０Ｖ以上でかつ、２４Ｖよりも低い電圧に設定される。なお、この電圧設定に関しては、予め実験やシミュレーションによって求められたテーブルが用いられてもよい。図４（Ａ）はこのようなテーブルの一例を示している。実験やシミュレーションにおいて、抵抗６８の両端電圧Ｖｔｈに応じて出力電流Ｉｏｕｔ２がどの範囲であるかが測定される。出力電流Ｉｏｕｔ２に対応した出力電圧Ｖｏｕｔ１を実現するためのオンデューティもテーブルに登録される。制御回路９０は、両端電圧Ｖｔｈに基づきテーブルを参照し、両端電圧Ｖｔｈに対応するパルス波形のオンデューティを決定する。なお、出力電圧Ｖｏｕｔ１は、第二コンバータ６０の出力電流Ｉｏｕｔ２に応じて、第一コンバータ２０と第二コンバータ６０の合計損失が一番小さくなる電圧である。なお、テーブルは一例にすぎず、テーブルに代えて予め実験やシミュレーションにより求められた数式やアルゴリズムが用いられてもよい。

時刻ｔ５以降で、第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１が３．３０Ｖを上回ると、第二コンバータ６０の出力電圧Ｖｏｕｔ２は目標電圧である３．３０Ｖに近づくようにＦＥＴ６２がスイッチング動作を開始する。これにより、第二直流電圧Ｖｏｕｔ２が目標電圧に維持される。時刻ｔ７で、ＵＳＢホスト機能が起動することで、さらに負荷状態が変化する。これにより第二コンバータ６０の出力電流Ｉｏｕｔ２が増加し、時刻ｔ８で抵抗６８の両端電圧が所定の電圧Ｖｔｈ３となる。この時刻ｔ８で制御回路９０はパルス信号のオンデューティを変更する。これにより基準電圧ＶｒｅｆがＶｒｅｆ＿Ｓ２から上昇する。時刻ｔ９以降では基準電圧ＶｒｅｆはＶｒｅｆ＿Ｓ３に到達する。それに伴って第一コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔ１はＶｏｕｔ１＿Ｓ２から上昇し、Ｖｏｕｔ１＿Ｓ３に到達する。Ｖｏｕｔ１＿Ｓ３は次式で示される。
Ｖｏｕｔ１＿Ｓ３≒（（Ｒ３３＋Ｒ３４）／Ｒ３４） × Ｖｒｅｆ＿Ｓ３・・・（６）
本実施例において出力電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｓ３は、Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２以上で、かつ、２４Ｖよりも低い電圧に設定される。

このように、制御回路９０は負荷の状態（第二コンバータ６０の出力電流）に応じて第一コンバータ２０の出力電圧を上昇させる。本実施例では、出力電流Ｉｏｕｔ２を検知して出力電圧Ｖｏｕｔ１の設定を変更する手段として制御回路９０が用いられている。しかし、これはアナログ回路により実現されてもよい。つまり、第二コンバータ６０の出力電流に応じてパルス信号のオンデューティを変化させるアナログ回路が採用されてもよい。

次に、負荷状態が変化したときに第二コンバータ６０の出力電流に応じて第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１を変更する理由が説明される。はじめに、第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１が変わることに影響する損失が説明され、次に、各損失がＶｏｕｔ１を変えることでどのように変化するかが説明される。

第一コンバータ２０はトランス２４を用いたフライバック型のＤＣＤＣコンバータである。第一コンバータ２０において、主な電力損失部品はＦＥＴ２３、トランス２４、ダイオード３１、コンデンサ３２、シャントレギュレータ３７および各抵抗である。ここでは第一コンバータ２０の出力電力Ｐｏｕｔ１が一定と仮定する。出力電圧Ｖｏｕｔ１が変化することで電力損失が変わる主な部品はダイオード３１である。つまり、ダイオード３１のスイッチング損失が、出力電圧Ｖｏｕｔ１に応じて変化しやすい。それ以外の損失部品の損失は、出力電力Ｐｏｕｔ１が一定であれば、出力電圧Ｖｏｕｔ１が変化してもほぼ変化しない。ダイオード３１の導通損失Ｐｆ１は次式で示される。
Ｐｆ１≒Ｖｆ１ × Ｉｆ１ × （１−Ｄ１） ・・・（７）
ここでＶｆ１はダイオード３１の順方向電圧である。Ｉｆ１はダイオード３１の順方向電流である。Ｄ１は第一コンバータ２０のスイッチング素子のオンデューティである。ダイオード３１の順方向電流Ｉｆ１は第一コンバータ２０の出力電流Ｉｏｕｔ１とほぼ同じである（Ｉｏｕｔ１＝Ｐｏｕｔ１／Ｖｏｕｔ１）。また、オンデューティＤ１はオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとするとＤ１＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）である。よって、（７）式は次にように変形可能である。
Ｐｆ１≒Ｖｆ１ × （Ｐｏｕｔ１／Ｖｏｕｔ１） × （１−Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）） ・・・（８）
ここで、オフ時間Ｔｏｆｆはトランス２４に蓄えられたエネルギーを放出する時間である。オフ時間Ｔｏｆｆは次式により表される。
Ｔｏｆｆ≒Ｉｐ２ × （Ｌｓ／（Ｖｆ１＋Ｖｏｕｔ１）） ・・・（９）
ここで、Ｉｐ２は二次側のピーク電流である。Ｌｓはトランス２４の二次側のインダクタンスである。（９）式を（８）式に代入すると、次式が得られる。
Ｐｆ１≒Ｖｆ１ × （Ｐｏｕｔ１／Ｖｏｕｔ１） × （Ｉｐ２×Ｌｓ／（（Ｖｆ１＋Ｖｏｕｔ１）×Ｔｏｎ＋Ｉｐ２×Ｌｓ） ・・・（１０）
ここで、順方向電圧Ｖｆ１とインダクタンスＬｓは固定値である。また出力電力Ｐｏｕｔ１が一定である場合、第一コンバータ２０の一次側のトランス２４に蓄えられるエネルギーは一定である。そのため、オン時間Ｔｏｎと二次側のピーク電流Ｉｐ２はそれぞれ一定値となる。これらの条件と（１０）式から（１１）式が得られる。
Ｐｆ∝１／（Ｖｏｕｔ１＾２＋Ｖｏｕｔ１） ・・・（１１）
よって、ダイオード３１の導通損失Ｐｆ１は出力電圧Ｖｏｕｔ１の二乗に正の反比例することがわかる。

第二コンバータ６０は、第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１を降圧して出力電圧を生成する降圧型のＤＣＤＣコンバータである。第二コンバータ６０における主な電力損失部品はＦＥＴ６２、回生ダイオード６３、インダクタ６４およびコンデンサ６５である。ここで、第二コンバータ６０の出力電力Ｐｏｕｔ２は一定と仮定される。出力電圧Ｖｏｕｔ１が変化することで電力損失が変化する部品は、ＦＥＴ６２と回生ダイオード６３である。つまり、ＦＥＴ６２のスイッチング損失と回生ダイオード６３の導通損失が変化する。それ以外の損失部品の損失は出力電力Ｐｏｕｔ２が一定であれば、ほぼ変わらない。つまり、出力電圧Ｖｏｕｔ１が変化しても、それ以外の損失部品の損失はほぼ変化しない。

ＦＥＴ６２がターンオン状態とターンオフ状態との間で遷移する際に電圧波形と電流波形の重なりが生じる。これがスイッチング損失を招く。図５はＦＥＴ６２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄとの関係を示している。ＦＥＴ６２のターンオン時に発生するスイッチング損失Ｐｓｗは概ね次式で示される。
Ｐｓｗ≒Ｋ１ × Ｖｄｓ × Ｉｄ × （Ｔｓｗｏｎ ＋ Ｔｓｗｏｆｆ） × ｆｓｗ２ ・・・（１２）
ここでＫ１は比例定数である。Ｔｓｗｏｎはターンオン時間である。Ｔｓｗｏｆｆはターンオフ時間である。ｆｓｗ２は第二コンバータ６０のスイッチング周波数である。（１２）式において、ＶｄｓはＶｏｕｔ１に一致し、ドレイン電流ＩｄはＩｏｕｔ２とほぼ同じである。
Ｉｄ＝Ｉｏｕｔ２＝Ｐｏｕｔ２／Ｖｏｕｔ２ ・・・（１３）
出力電圧Ｖｏｕｔ１および（１３）式を（１２）式に代入すると次式が得られる。
Ｐｓｗ≒Ｋ１ × Ｖｏｕｔ１ × （Ｐｏｕｔ２／Ｖｏｕｔ２） × （Ｔｓｗｏｎ ＋ Ｔｓｗｏｆｆ） × ｆｓｗ２ ・・・（１４）
本実施例の電源構成において、第二コンバータ６０のスイッチング周波数ｆｓｗ２、出力電圧Ｖｏｕｔ２、ターンオン時間Ｔｓｗｏｎおよびターンオフ時間Ｔｓｗｏｆｆは固定値である。さらに出力電力Ｐｏｕｔ２が一定であれば、（１４）式から次式が得られる。
Ｐｓｗ ∝ Ｖｏｕｔ１ ・・・（１５）
（１５）式が示すように、ＦＥＴ６２のスイッチング損失Ｐｓｗは第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１に対して正の比例となる。

次に、回生ダイオード６３の導通損失Ｐｆ２が説明される。ダイオードの導通損失Ｐｆ２は次式により表現される。
Ｐｆ２≒Ｖｆ２・Ｉｆ２・（１−Ｄ２） ・・・（１６）
ここでＶｆ２は回生ダイオード６３の順方向電圧である。Ｉｆ２は回生ダイオード６３の順方向電流である。Ｄ２は第二コンバータ６０のスイッチング素子のオンデューティである。回生ダイオード６３の順方向電流Ｉｆ２は第二コンバータ６０の出力電流Ｉｏｕｔ２である。そこで、（１３）式と、オンデューティＤ２＝Ｖｏｕｔ２／Ｖｏｕｔ１とを（１６）式に代入すると次式が得られる。
Ｐｆ２≒Ｖｆ２ × （Ｐｏｕｔ２／Ｖｏｕｔ２） × （１−（Ｖｏｕｔ２／Ｖｏｕｔ１）） ・・・（１７）
ここで、順方向電圧Ｖｆ２、出力電圧Ｖｏｕｔ２はそれぞれ固定値である。出力電力Ｐｏｕｔ２が一定であれば、（１７）式から次式が得られる。
Ｐｆ２∝（１−（１／Ｖｏｕｔ１）） ・・・（１８）
よって、回生ダイオード６３の導通損失Ｐｆ２は出力電圧Ｖｏｕｔ１に対して負の反比例する。

図６（Ａ）は第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１と損失との関係を示している。図６（Ａ）において、破線は、第二コンバータ６０の出力電力Ｐｏｕｔ２が一定で、かつ、第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１が変化するとときのダイオード３１の導通損失Ｐｆ１を示している。一点鎖線は、ＦＥＴ６２のスイッチング損失Ｐｓｗと回生ダイオード６３の導通損失Ｐｆ２の合計損失を示している。さらに、実線は、これらの合計損失を示している。図６（Ａ）の矢印が示す位置で合計損失が一番小さくなる。

図６（Ｂ）は、出力電力Ｐｏｕｔ２がＰａ、Ｐｂ、Ｐｃである場合の各合計損失を示している。ただし、Ｐｃ＞Ｐｂ＞Ｐａが成り立っている。実線はＰｏｕｔ２＝Ｐａのときの合計損失を示している。点線はＰｏｕｔ２＝Ｐｂのときの合計損失を示している。一点鎖線はＰｏｕｔ２＝Ｐｃのときの合計損失を示している。図６（Ｂ）が示すように、出力電力Ｐｏｕｔ２が大きくなると、合計損失も大きくなることがわかる。ただし、合計損失が一番小さくなる出力電圧Ｖｏｕｔ１は変化することがわかる。このように、第二コンバータ６０の出力電力Ｐｏｕｔ２が大きくなるにつれて合計損失が一番小さくなる出力電圧Ｖｏｕｔ１も大きくなっていく。よって、第一コンバータ２０と第二コンバータ６０の合計損失を低減するためには第二コンバータ６０の出力電流Ｉｏｕｔ２に応じて第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１が調整される必要がある。出力電流Ｉｏｕｔ２が変化すると各コンバータの損失がそれぞれ変化するが、その変化量は一律ではない。本実施例のように、軽負荷状態において、出力電圧Ｖｏｕｔ１の変更にともなう第一コンバータ２０の損失のほうが第二コンバータ６０の損失よりも大きく変化することがある。このような場合、出力電流Ｉｏｕｔ２の増加に伴い、出力電圧Ｖｏｕｔ１を大きくすることで合計損失が改善される。

本実施例は、出力電流Ｉｏｕｔ２を検知して出力電圧Ｖｏｕｔ１の設定を変更する手段として制御回路９０を用いている。しかし、これは一例にすぎない。検知された電流値に応じてパルス信号のオンデューティを変化させるアナログ回路が採用されてもよい。また、本実施例では、誤差増幅器３５の基準電圧Ｖｒｅｆを切り換える例が説明された。しかし、第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１を分圧する抵抗３３の抵抗値、または抵抗３４の抵抗値を制御回路９０が切り換えてもよい。

＜変形例＞
図１に示した実施例では第二コンバータ６０の出力電流Ｉｏｕｔ２の検知するために抵抗６８を有する検知回路を採用していた。また、制御回路９０は出力電流Ｉｏｕｔ２に応じて待機モードにおける第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１を調整することで電源効率を向上させていた。なお、出力電流Ｉｏｕｔ２は負荷に流れる電流であるため、複数の負荷のうちどの負荷が起動したかに応じて変化する。つまり、各負荷の消費電流は既知であるため、制御回路９０はどの負荷が起動したかを認識できれば、出力電流Ｉｏｕｔ２を直接的に検知できなくても、適切に出力電圧Ｖｏｕｔ１を調整することができる。

図７は電源装置１００の変形例を示している。すでに説明した個所と同様の個所には同じ参照符号が付与されており、その説明は省略される。上述した実施例では第二コンバータ６０の出力電流Ｉｏｕｔ２を検知するために抵抗６８が採用されている。しかし、この回路構成では、待機モードにおける負荷が増大し、抵抗６８での損失が無視できなくなることがありえる。そこで、変形例は、抵抗６８での損失を削減することで、待機モードでの負荷が高負荷に及んだ場合であっても損失増加をなるべく抑えることが可能な構成を採用している。

図７が示すように、変形例の特徴は、第二コンバータ６０の出力電流Ｉｏｕｔ２を検知する抵抗６８とＡ／Ｄ変換端子９３、９４を省略したことである。次の特徴は、制御回路９０と無線ＬＡＮ通信モジュールやＵＳＢホスト機能などを含む制御系回路７０との通信ライン９５を用いて負荷の動作状態を監視し、監視結果に応じて第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１を制御することである。

図８は変形例の状態遷移を示している。すでに説明した個所と同様の個所には同じ参照符号が付与されており、その説明は省略される。待機モードにおける時刻ｔ３で、制御系回路７０は負荷が起動したこと（負荷に流れる電流が変わったこと）を示す信号を、通信ライン９５を通じて制御回路９０に通知する。制御回路９０は制御系回路７０から受信した信号に基づき負荷電流を推定し、負荷電流に応じてパルス信号のオンデューティを変更する。制御回路９０は、起動した負荷（負荷の識別情報など）と負荷電流との関係をテーブル化して記憶装置に保持していてもよい。また、制御回路９０は負荷電流からオンデューティを決定する数式や関数を記憶装置に保持していてもよい。あるいは、制御回路９０は、起動した負荷とオンデューティの関係をテーブル化して記憶装置に保持していてもよい。制御系回路７０が送信する信号は２ビットの信号であってもよい。この信号の１ビット目は無線ＬＡＮ通信モジュールが起動しているかどうかを示し、２ビット目はとＵＳＢホスト機能が起動しているかどうかを示してもよい。これにより少ないビットでもって制御回路９０は起動した負荷を認識することができる。

図４（Ｂ）は推定された負荷電流（出力電流Ｉｏｕｔ２）とオンデューティとの関係を示すテーブルである。制御回路９０は、推定された負荷電流に基づきこのテーブルを参照することで、推定された負荷電流に対応するオンデューティを決定してもよい。参考までに、図４（Ｂ）では各オンデューティに対応する出力電圧Ｖｏｕｔ１も示されている。

待機モードにおいていずれの負荷も起動していなければ、負荷電流は第一閾値（例：１００ｍＡ）未満と推定され、第一オンデューティ（例：９０％）に決定される。その結果、基準電圧ＶｒｅｆはＶｒｅｆ＿Ｓに設定され、第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１はＶｏｕｔ１＿Ｓとなる。制御回路９０は無線ＬＡＮ通信モジュールが起動したことを認識すると、負荷電流は第一閾値以上かつ第二閾値（例：１５０ｍＡ）未満と推定し、オンデューティを８０％に設定する。これにより、基準電圧ＶｒｅｆがＶｒｅｆ＿Ｓから上昇させる。なお、８０％のオンデューティはＶｏｕｔ１＿Ｓ２に対応している。時刻ｔ５で基準電圧ＶｒｅｆはＶｒｅｆ＿Ｓ２に到達する。それに伴って第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１はＶｏｕｔ１＿Ｓから上昇し、Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２に到達する。Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２は（５）式により示される。ここで、出力電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２は３．３０Ｖ以上でかつ２４Ｖ以下の電圧に設定される。たたし、出力電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２は無線ＬＡＮ通信モジュールが十分に動作しうるように設定される。

時刻ｔ４で、第一コンバータ２０の出力電圧が３．３０Ｖを上回ると、第二コンバータ６０は、出力電圧Ｖｏｕｔ２が目標電圧である３．３０ＶとなるようにＦＥＴ６２によるスイッチングを開始する。また、時刻ｔ６で、ＵＳＢホスト機能が起動したため、制御系回路７０は負荷電流が変わったことを示す信号を制御回路９０に通信ライン９５を通じて送信する。制御回路９０は受信した信号を元に負荷電流を推定し、負荷電流に応じてパルス信号のオンデューティに変更する。上述したようにオンデューティはテーブルや数式などを用いて決定されてもよい。制御回路９０は無線ＬＡＮ通信モジュールとＵＳＢホスト機能とに十分な電力を供給すべく、基準電圧ＶｒｅｆをＶｒｅｆ＿Ｓ２から上昇させる。たとえば、制御回路９０は負荷電流が第二閾値以上かつ第三閾値（例：２００ｍＡ）未満であると推定し、オンデューティを７０％に設定する。７０％のオンデューティはＶｏｕｔ１＿Ｓ３に対応している。オンデューティが７０％に設定されたため、時刻ｔ７で基準電圧ＶｒｅｆはＶｒｅｆ＿Ｓ３に到達する。それに伴って第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１はＶｏｕｔ１＿Ｓ２から上昇し、Ｖｏｕｔ１＿Ｓ３に到達する。Ｖｏｕｔ１＿Ｓ３は上述した（６）式により示される。Ｖｏｕｔ１＿Ｓ３は、圧Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２を超え、かつ、Ｖｏｕｔ１＿Ｎ（例：２４Ｖ）以下となる電圧に設定される。このように、制御回路９０は、待機モード中に起動した負荷に十分な出力電流Ｉｏｕｔ２が第二コンバータ６０から供給されるよう、第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１を増加する。このように、抵抗６８を削除することで、抵抗６８で生じていた損失が削減される。これにより、待機モードにおいて第二コンバータ６０に接続されている負荷が高負荷となっても損失の増大は抑制されるようになる。本実施例では、制御回路９０が誤差増幅器３５の基準電圧Ｖｒｅｆを切り換えるものとしてしたが、第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１を分圧する抵抗３３の抵抗値や抵抗３４の抵抗値を制御回路９０が変化させてもよい。

＜まとめ＞
上述したように第一コンバータ２０は第一モード（例：通常モード）において第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎを出力する電圧変換手段として機能する。第二コンバータ６０は通常モードにおいてスイッチング手段であるＦＥＴ６２をスイッチングさせて第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎを第二直流電圧Ｖｏｕｔ２＿Ｎ（例：３．３０Ｖ）に変換して出力する電圧変換手段である。なお、第二直流電圧Ｖｏｕｔ２＿Ｎは第二コンバータ６０への入力電圧である第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎよりも低い。制御回路９０は第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１を制御する制御手段である。制御回路９０は、通常モードから第二モード（例：待機モード）へ遷移すると、ＦＥＴ６２を導通状態に維持する。これは、第一コンバータ２０から出力される直流電圧が第一モードにおける第二直流電圧（例：３．３０Ｖ）より低くなるように、制御回路９０は第一コンバータ２０を制御することで実現される。これにより、ＦＥＴ６２のスイッチング損失が低下するため、電源効率が向上する。なお、第二モードは、第二直流電圧Ｖｏｕｔ２＿Ｎを供給されて動作する負荷が省電力状態になるモードである。また、制御回路９０は、待機モードにおいて負荷を動作させてもよい。制御回路９０は第一コンバータ２０から出力される直流電圧が負荷に応じた直流電圧となるように第一コンバータ２０を制御する。たとえば、制御回路９０は、第一コンバータ２０から出力される直流電圧が第二直流電圧以上で、かつ、第一直流電圧（例：２４Ｖ）よりも低く、かつ、負荷が動作する上で十分な直流電圧（Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２，Ｖｏｕｔ１＿Ｓ３）となるように第一コンバータ２０を制御する。これにより、待機モード中であっても比較的に消費電流の大きな負荷を動作可能としつつ、電源効率も改善する。

第二コンバータ６０は第一負荷（例：無線通信回路）と第二負荷（例：ＵＳＢホスト機能）とに直流電圧を供給するように構成されていてもよい。制御回路９０は、待機モードにおいて第一負荷が起動すると、第一コンバータ２０が第二直流電圧（例：３．３０Ｖ）以上かつ第一直流電圧（例：２４Ｖ）より低い第三直流電圧（Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２）を出力するように第一コンバータ２０を制御する。とりわけ、制御回路９０は、待機モードにおいて第一負荷に加えて第二負荷が起動すると、第一コンバータ２０が第三直流電圧以上かつ第一直流電圧より低い第四直流電圧（Ｖｏｕｔ１＿Ｓ３）を出力するように第一コンバータ２０を制御してもよい。このように起動した負荷が必要とする電流に応じて第一コンバータ２０の出力電圧が制御されるため、待機モード中に負荷が動作可能となり、電源効率も改善する。

第二コンバータ６０が出力する直流電流（例：Ｉｏｕｔ２）を検知する検知手段（抵抗６８）がさらに設けられてもよい。制御回路９０は抵抗６８により検知された直流電流に基づき第一負荷が起動したかどうかを判定してもよい。第一負荷が起動すれば第一負荷により電流が消費されるため、第二コンバータ６０が出力する直流電流（負荷電流）が増加する。よって、負荷電流を監視することで負荷が起動しているか否かは判別可能である。また、制御回路９０は抵抗６８により検知された直流電流に基づき第二負荷が起動したかどうかを判定してもよい。なお、制御回路９０は抵抗６８に印加される電圧を測定することで直流電流を検知してもよい。もちろん、制御回路９０は負荷が起動したかどうかを判定せずに、負荷電流に応じて直接的に第一コンバータ２０の出力電圧を制御してもよい。つまり、制御回路９０は、抵抗６８により検知された直流電流に応じて第一コンバータ２０に設定される基準電圧Ｖｒｅｆを決定する決定手段を有していてもよい。制御回路９０は、決定した基準電圧Ｖｒｅｆを第一コンバータ２０に設定することで、第一コンバータ２０の出力電圧を調整してもよい。

図７などを用いて説明したように、制御回路９０は、第一負荷から入力された信号に基づき第一負荷が起動したかどうかを判定してもよい。同様に、制御回路９０は、第二負荷から入力された信号に基づき第二負荷が起動したかどうかを判定してもよい。さらに、制御回路９０は、第一負荷から入力された信号に応じて第一コンバータ２０の出力電圧を決定してもよい。これにより負荷電流を検知するための回路（例：抵抗６８）が省略されるため、損失をさらに削減することが可能となる。その結果、より多くの電流を必要とする負荷であっても待機モード中に動作可能となる。

図１や図７を用いて説明したように、制御回路９０は、第一コンバータ２０の出力電圧を検知してフィードバックを行う誤差増幅器３５の入力端子に印加される基準電圧Ｖｒｅｆを切り換えることで、第一コンバータ２０の出力電圧を制御してもよい。第一コンバータ２０の出力電圧を分圧する抵抗３３、または３４の抵抗値を切り換える構成が採用されてもよい。

制御回路９０は、第一コンバータ２０の出力電圧を制御するために第一コンバータ２０に基準電圧を設定する設定手段として機能してもよい。制御回路９０は、電源装置１００が通常状態から省電力状態に遷移すると、第一コンバータ２０から出力される直流電圧が第二直流電圧以下となるように基準電圧を設定することで第二コンバータ６０のスイッチング素子を導通状態に維持する。また、制御回路９０は、省電力状態において第二コンバータ６０に接続された少なくとも一部の負荷を動作させる場合がある。この場合に、制御回路９０は、第一コンバータ２０から出力される直流電圧が第二直流電圧以上で、かつ、第一直流電圧よりも低く、かつ、負荷が動作する上で十分な直流電圧となるように基準電圧を設定する。これにより、待機モード中であっても比較的に消費電流の大きな負荷を動作可能としつつ、電源効率も改善する。

上述した電源装置１００が様々な電子機器の低電圧電源として適用可能である。ここでは電子機器の一例として画像形成装置について説明する。図９は画像形成装置７００の断面図である。画像形成装置７００は電子写真プロセスにしたがってトナー画像をシートに形成する画像形成装置である。シートカセット７０１に収納されているシートはピックアップローラ７０２によってピックアップされ、搬送路へ送り出される。ピックアップローラ７０２は駆動系回路８０の一部であるソレノイド７０３によって駆動される。搬送路においてシートは搬送ローラ７０４によって搬送される。搬送ローラ７０４は、駆動系回路８０の一部であるモータ７０５によって駆動される。電源装置１００はソレノイド７０３やモータ７０５に対して第一コンバータ２０により生成された第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎ（例：ＤＣ２４Ｖ）を供給する。画像形成装置７００は、無線通信回路７２１やＵＳＢホスト機能７２２を介してプリントジョブをホストコンピュータから受信する。無線通信回路７２１やＵＳＢホスト機能７２２は制御系回路７０の一部である。無線通信回路７２１は無線ＬＡＮ通信モジュールやブルートゥース（登録商標）モジュールなどである。電源装置１００は無線通信回路７２１やＵＳＢホスト機能７２２に対して第二コンバータ６０により生成された第二直流電圧（例：ＤＣ３．３０Ｖ）を供給する。感光体７０７の表面は帯電器７０８によって一様に帯電している。露光装置７０６は画像データにしたがってレーザ光を感光体７０７に照射し、静電潜像を形成する。現像器７０９は現像剤を用いて静電潜像を現像し、トナー画像を形成する。転写部７１０はトナー画像をシートに転写する。定着装置１１１は未定着のトナー画像に熱と圧力を加えてシートに定着させる。シートは排紙ローラ７１２によって画像形成装置７００の外部に排出される。排紙ローラ７１２もモータ７０５によって駆動される。プリントジョブが完了すると電源装置１００の制御回路９０は画像形成装置７００を通常モードから待機モードに遷移させる。上述したように、電源装置１００はロードスイッチ５０をオフに切り替えるとともに、第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１をＶｏｕｔ１＿Ｓ（例：３．２Ｖ）に低下させる。また、待機モードにおいて無線通信回路７２１が起動すると、制御回路９０は第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１をＶｏｕｔ１＿Ｓ２に制御する。同様に、待機モードにおいてＵＳＢホスト機能７２２も起動すると、制御回路９０は第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１をＶｏｕｔ１＿Ｓ３に制御する。これにより、画像形成装置７００が待機モードを維持しつつ、無線通信回路７２１やＵＳＢホスト機能７２２が動作可能となる。また、Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２やＶｏｕｔ１＿Ｓ３は負荷が必要となる電流（出力電流Ｉｏｕｔ２）に応じて決定されているため、電源効率も改善される。

図１０は画像形成装置７００の制御回路９０が実行する制御処理を示している。図１１は制御回路９０が備える機能を示している。電源装置１００に商用電源等から交流電圧が供給されると、画像形成装置７００が起動する。制御回路９０は以下の処理を実行する。なお、電源装置１００に商用電源等から交流電圧が供給された直後において制御回路９０は動作モードを待機モードに設定し、操作部９１１の電源スイッチが操作されると、動作モードを通常モードに切り替えてもよい。

Ｓ８００で制御回路９０の切替部９０３は動作モードを通常モードに設定する。決定部９０４は基準電圧ＶｒｅｆをＶｒｅｆ＿Ｎに設定し、第一コンバータ２０の出力電圧を第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎに制御する。画像形成装置７００がユーザによって起動されるときは、一般に、ユーザがプリントを希望しているときである。そのため、画像形成装置７００が起動したときは、まず通常モードが設定される。Ｓ８０１で制御回路９０のプリンタ制御部９１０は操作部９１１などからプリントが指示されたかどうかを判定する。プリントが指示されると、プリンタ制御部９１０はＳ８０２に進む。Ｓ８０２でプリンタ制御部９１０は上述した電子写真プロセスにしたがってプリントを実行する。その後、制御回路９０はＳ８０３に進む。また、Ｓ８０１でプリント指示が検知されないときも、制御回路９０はＳ８０３に進む。Ｓ８０３で切替部９０３は通常モードから待機モードに遷移する条件である待機条件が満たされたかどうかを判定する。待機条件は、たとえば、所定時間にわたってプリント指示が入力されなかったことである。待機条件が満たされていなければ、制御回路９０はＳ８０１に戻る。一方、待機条件が満たされると、制御回路９０はＳ８０４に進む。

Ｓ８０４で切替部９０３は動作モードを待機モードに切り替えることで、画像形成装置７００および電源装置１００を待機モードに遷移させる。これにしたがって決定部９０４は基準電圧ＶｒｅｆにＶｒｅｆ＿Ｓを設定することで、第一コンバータ２０の出力電圧を、第二コンバータ６０の目標電圧（例：３．３０Ｖ）よりも低い直流電圧（３．２０Ｖ）に設定する。また、制御回路９０はロードスイッチ５０をオフに切り替える。Ｓ８０５で判定部９０１は負荷の状態を監視し、第一負荷である無線通信回路７２１が起動したかどうかを判定する。上述したように判定部９０１は、測定部９０２を用いて抵抗６８の両端電圧を測定し、この両端電圧に基づいて無線通信回路７２１が起動したかどうかを判定する。あるいは、判定部９０１は無線通信回路７２１から受信した状態信号に基づいて無線通信回路７２１が起動したかどうかを判定してもよい。このように測定部９０２は第二コンバータ６０の出力電流Ｉｏｕｔ２（負荷に流れる負荷電流）を測定する。また、測定部９０２と判定部９０１は負荷監視部として機能している。第一負荷が起動すると、制御回路９０はＳ８０６に進む。Ｓ８０６で決定部９０４は基準電圧ＶｒｅｆをＶｒｅｆ＿Ｓ２に設定する。これにより、第一コンバータ２０は直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｓ２を出力する。なお、決定部９０４は測定部９０２により測定された負荷電流（抵抗６８の両端電圧）に応じて基準電圧Ｖｒｅｆを決定してもよい。記憶部９０５には抵抗６８の両端電圧を基準電圧Ｖｒｅｆに変換するテーブル９０６が記憶されていてもよい。

Ｓ８０７で判定部９０１は負荷の状態を監視し、第二負荷であるＵＳＢホスト機能７２２が起動したかどうかを判定する。判定部９０１は、測定部９０２を用いて抵抗６８の両端電圧を測定し、この両端電圧に基づいてＵＳＢホスト機能７２２が起動したかどうかを判定する。あるいは、判定部９０１はＵＳＢホスト機能７２２から受信した状態信号に基づいて無線通信回路７２１が起動したかどうかを判定してもよい。第二負荷が起動すると、制御回路９０はＳ８０８に進む。Ｓ８０８で決定部９０４は基準電圧ＶｒｅｆをＶｒｅｆ＿Ｓ３に設定する。これにより、第一コンバータ２０は直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｓ３を出力する。なお、決定部９０４は測定部９０２により測定された負荷電流（抵抗６８の両端電圧）に基づきテーブル９０６を参照し、負荷電流に対応する基準電圧Ｖｒｅｆを決定してもよい。Ｓ８０９でプリンタ制御部９１０は操作部９１１などからプリントが指示されたかどうかを判定する。プリントが指示されると、制御回路９０はＳ８００に戻る。切替部９０３は動作モードを通常モードに設定する。これにしたがって決定部９０４は基準電圧ＶｒｅｆをＶｒｅｆ＿Ｎに設定し、第一コンバータ２０の出力電圧を第一直流電圧Ｖｏｕｔ１＿Ｎに制御する。上述したように制御回路９０の機能はＣＰＵが制御プログラムを実行することで実現されてもよいし、ＡＳＩＣなどのハードウエアによって実現されてもよい。ここでは起動した負荷の種類に応じて基準電圧Ｖｒｅｆが決定されているが、負荷電流から直接的に基準電圧Ｖｒｅｆが決定されてもよい。つまり、起動した負荷が何であるかは判定されなくてもよい。

ところで、上述した実施例から次のような技術思想が導かれる。制御回路９０は、抵抗６８により検知された第二コンバータ６０が出力する出力電流Ｉｏｕｔ２に応じて第一コンバータ２０の基準電圧Ｖｒｅｆを設定してもよい。これにより、第一コンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔ１が制御されてもよい。図４（Ａ）を用いて説明したように、制御回路９０は、検知された出力電流Ｉｏｕｔ２が所定の閾値以下ある場合に、第一コンバータ２０の出力電圧を、第一直流電圧（例：２４Ｖ）よりも低い第三直流電圧（例：３．２０Ｖ〜６Ｖ）に制御してもよい。これにより電源装置の電源効率が改善されよう。

図７などを用いて説明したように、制御系回路７０は、第二コンバータ６０に接続されている負荷の状態を監視する監視手段として機能してもよい。負荷の状態としては、たとえば、無線ＬＡＮ機能が起動している状態と、無線ＬＡＮ機能とＵＳＢホスト機能が起動している状態などがある。制御回路９０は、制御系回路７０により取得された負荷の状態に応じて第一コンバータ２０の基準電圧Ｖｒｅｆを設定することで、第一コンバータ２０の出力電圧を制御してもよい。たとえば、制御回路９０は、制御系回路７０により取得された負荷の状態が軽負荷状態である場合に、第一コンバータ２０の出力電圧を、第一直流電圧（例：２４Ｖ）よりも低い第三直流電圧（例：３．２０Ｖ〜６Ｖ）に制御してもよい。軽負荷状態は、上述した省電力状態である。たとえば、軽負荷状態には、待機モードにおいて無線ＬＡＮ機能が起動している状態と、無線ＬＡＮ機能とＵＳＢホスト機能が起動している状態などが含まれよう。制御系回路７０にはＣＰＵやＡＳＩＣ（特定用途集積回路）などが検知手段や監視手段として含まれていてもよい。ＣＰＵやＡＳＩＣは、通常モードにおいてクロックの周波数を第一周波数に設定し、待機モードにおいてクロックの周波数を第一周波数よりも低い第二周波数に設定する。これによりＣＰＵやＡＳＩＣの消費電力が削減されてもよい。

図６（Ｂ）などを用いて説明したように、制御回路９０は、第一コンバータ２０の出力電圧が取り得る電圧範囲内で、第一コンバータ２０の消費電力と第二コンバータ６０の消費電力との合計が小さくなるように、第三直流電圧を決定してもよい。なお、消費電力は損失と考えられてもよい。たとえば、第一コンバータ２０の出力電圧が取り得る電圧範囲は０Ｖないし２４Ｖであってもよい。このような電圧範囲において、第一コンバータ２０の損失と第二コンバータ６０の損失との合計損失が最小となる出力電圧Ｖｏｕｔ１は、第二コンバータの出力電力Ｐｏｕｔ２（出力電流Ｉｏｕｔ２）に応じて変化する。したがって、第一コンバータ２０の損失と第二コンバータ６０の損失との合計損失ができるだけ小さくなるように（必ずしも最小でなくてもよい）、制御回路９０は出力電圧Ｖｏｕｔ１を制御してもよい。

なお、上記実施例において待機モードにおいて動作する負荷として、無線ＬＡＮ機能、ＵＳＢホスト機能を例に挙げて説明したが、これらに限定されない。例えば、装置内の状態を検知するセンサや回路等、待機モード中に起動が必要な種々の負荷が含まれる。

１００‥‥電源装置、２０‥‥第一コンバータ、６０‥‥第二コンバータ、９０‥‥制御回路

Claims (23)

1. 第一モードにおいて出力電圧として第一直流電圧を出力する第一コンバータと、
   前記第一モードにおいてスイッチング手段をスイッチングさせて前記第一直流電圧を変換することで当該第一直流電圧よりも低い第二直流電圧を出力する第二コンバータと、
   前記第一コンバータの出力電圧を制御する制御手段と
   を有し、
   前記制御手段は、前記第二直流電圧を供給されて動作する負荷が省電力状態になる第二モードへ前記第一モードから遷移すると、前記第二モードにおいて前記負荷を動作させる場合には前記第一コンバータの出力電圧が前記負荷に応じた直流電圧となるように前記第一コンバータを制御することを特徴とする電源装置。
2. 前記第二コンバータは第一負荷と第二負荷とに直流電圧を供給するように構成されており、
   前記制御手段は、前記第二モードにおいて前記第一負荷が起動すると、前記第一コンバータが前記第二直流電圧以上かつ前記第一直流電圧より低い第三直流電圧を出力するように前記第一コンバータを制御することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御手段は、前記第二モードにおいて前記第一負荷に加えて前記第二負荷が起動すると、前記第一コンバータが前記第三直流電圧以上かつ前記第一直流電圧より低い第四直流電圧を出力するように前記第一コンバータを制御することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記第二コンバータが出力する直流電流を検知する検知手段をさらに有し、
   前記制御手段は前記検知手段により検知された直流電流に基づき前記第一負荷が起動したかどうかを判定することを特徴とする請求項２または３に記載の電源装置。
5. 前記制御手段は前記検知手段により検知された直流電流に基づき前記第二負荷が起動したかどうかを判定することを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記検知手段は抵抗であり、前記制御手段は前記抵抗に印加される電圧を測定することで前記直流電流を検知することを特徴とする請求項４または５に記載の電源装置。
7. 前記制御手段は、前記検知手段により検知された直流電流に応じて前記第一コンバータに設定される基準電圧を決定する決定手段を有し、前記決定手段により決定された基準電圧を前記第一コンバータに設定することで、前記第一コンバータの出力電圧を制御することを特徴とする請求項４ないし６のいずれか一項に記載の電源装置。
8. 前記制御手段は、前記第一負荷から入力された信号に基づき前記第一負荷が起動したかどうかを判定することを特徴とする請求項２または３に記載の電源装置。
9. 前記制御手段は、前記第二負荷から入力された信号に基づき前記第二負荷が起動したかどうかを判定することを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
10. 前記制御手段は、前記第一負荷から入力された信号に応じて前記第一コンバータの出力電圧を決定することを特徴とする請求項８または９に記載の電源装置。
11. 前記制御手段は、前記第一コンバータの出力電圧を検知してフィードバックを行う誤差増幅器の入力端子に印加される基準電圧を切り換えることで、前記第一コンバータの出力電圧を制御することを特徴とする請求項１ないし１０のいずれか一項に記載の電源装置。
12. 前記制御手段は、前記第一コンバータの出力電圧を検知してフィードバックを行う誤差増幅器の入力端子に印加される出力電圧を分圧する抵抗を切り換えることで、前記第一コンバータの出力電圧を制御することを特徴とする請求項１ないし１０のいずれか一項に記載の電源装置。
13. 前記第一負荷は無線通信回路であることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
14. 前記第二負荷はＵＳＢホスト機能である請求項２に記載の電源装置。
15. 前記第二モードにおいて前記負荷を動作させる場合における前記第一コンバータの出力電圧は、前記第二直流電圧以上で、かつ、前記第一直流電圧よりも低く、かつ、前記負荷が動作する上で十分な電圧であることを特徴とする請求項１乃至１４のいずれか一項に記載の電源装置。
16. 基準電圧に従った出力電圧を出力する第一コンバータと、
    スイッチング手段を有し、当該スイッチング手段をスイッチングさせることで、前記第一コンバータから供給される第一直流電圧を変換して当該第一直流電圧よりも低い第二直流電圧を出力する第二コンバータと、
    前記第一コンバータの出力電圧を制御するために前記第一コンバータに前記基準電圧を設定する設定手段と
    を有する電源装置であって、
    前記設定手段は、前記電源装置が通常状態から省電力状態に遷移すると、前記省電力状態において前記第二コンバータに接続された少なくとも一部の負荷を動作させる場合には前記第一コンバータの出力電圧が前記負荷に応じた直流電圧となるように前記基準電圧を設定することを特徴とすることを特徴とする電源装置。
17. 前記省電力状態において、前記第二コンバータに接続された少なくとも一部の負荷を動作させる場合における前記第一コンバータの出力電圧は、前記第二直流電圧以上で、かつ、前記通常状態における前記第一直流電圧よりも低く、かつ、前記負荷が動作する上で十分な直流電圧であることを特徴とする請求項１６に記載の電源装置。
18. 基準電圧に従った出力電圧を出力する第一コンバータと、
    スイッチング手段を有し、当該スイッチング手段をスイッチングさせることで、前記第一コンバータから供給される第一直流電圧を変換して当該第一直流電圧よりも低い第二直流電圧を出力する第二コンバータと、
    前記第二コンバータが出力する直流電流を検知する検知手段と、
    前記検知手段により検知された前記第二コンバータが出力する直流電流に応じて前記第一コンバータの前記基準電圧を設定することで、前記第一コンバータの出力電圧を制御する制御手段と
    を有することを特徴とする電源装置。
19. 前記制御手段は、前記検知手段により検知された前記第二コンバータが出力する直流電流が所定の閾値以下ある場合に、前記第一コンバータの出力電圧を、前記第一直流電圧よりも低い第三直流電圧に制御することを特徴とする請求項１８に記載の電源装置。
20. 基準電圧に従った出力電圧を出力する第一コンバータと、
    スイッチング手段を有し、当該スイッチング手段をスイッチングさせることで、前記第一コンバータから供給される第一直流電圧を変換して当該第一直流電圧よりも低い第二直流電圧を出力する第二コンバータと、
    前記第二コンバータに接続されている負荷の状態を監視する監視手段と、
    前記監視手段により取得された前記負荷の状態に応じて前記第一コンバータの前記基準電圧を設定することで、前記第一コンバータの出力電圧を制御する制御手段と
    を有することを特徴とする電源装置。
21. 前記制御手段は、前記監視手段により取得された前記負荷の状態が軽負荷状態である場合に、前記第一コンバータの出力電圧を、前記第一直流電圧よりも低い第三直流電圧に制御することを特徴とする請求項２０に記載の電源装置。
22. 前記制御手段は、前記第一コンバータの出力電圧が取り得る電圧範囲内で、前記第一コンバータの消費電力と前記第二コンバータの消費電力との合計が小さくなるように、前記第三直流電圧を決定することを特徴とする請求項１９または２１に記載の電源装置。
23. 請求項１ないし２２のいずれか一項に記載の電源装置と、
    前記電源装置から供給される直流電圧を用いて画像を形成する画像形成手段と
    を有することを特徴とする画像形成装置。

Images