JP7271152B2 - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置及び画像形成装置に関し、特に低消費電力モード時の消費電力の低減を図る技術に関する。

プリンタ等のスリープ状態の消費電力を低減するために、次のような電源装置が提案されている。同期整流方式の降圧型ＤＣＤＣコンバータへの入力電圧を下げ、ハイサイドＦＥＴのオンデューティを１００％にし、入力電圧をそのまま出力することでＤＣＤＣコンバータのスイッチング損失を低減する電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１０－１４２０７１号公報

しかしながら、ＤＣＤＣコンバータの負荷電流が非常に小さい低消費電力モードでは、電源装置全体の消費電力に対してＤＣＤＣコンバータにおける制御部の消費電力が占める割合が大きくなってしまうという課題がある。このため、出力電圧の電圧精度を維持しつつ、低消費電力モードにおける消費電力を低減することが求められている。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、出力電圧の電圧精度を維持しつつ、低消費電力モードにおける消費電力を低減することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明は、以下の構成を備える。

（１）第１の状態と前記第１の状態よりも消費電力が低い第２の状態とで動作することが可能な電源装置であって、交流電圧を第１の直流電圧に変換し出力するＡＣＤＣコンバータと、前記第１の状態において前記ＡＣＤＣコンバータから出力された前記第１の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも低い第２の直流電圧に変換して出力し、前記第２の直流電圧が目標電圧となるよう動作する降圧型のＤＣＤＣコンバータと、前記ＤＣＤＣコンバータと並列に接続され、前記第２の状態において前記第２の直流電圧が目標電圧となるように定電圧制御の動作をするレギュレータと、前記第１の状態のときに前記第１の直流電圧が第１の電圧となるように前記ＡＣＤＣコンバータを制御し、前記第２の状態のときに前記第１の直流電圧が前記第１の電圧よりも低い第２の電圧となるように前記ＡＣＤＣコンバータを制御する第１の制御手段と、を備え、前記レギュレータの前記目標電圧は前記ＤＣＤＣコンバータの前記目標電圧よりも低く設定されており、前記電源装置が前記第１の状態から前記第２の状態に遷移する過程において、前記ＤＣＤＣコンバータから出力される前記第２の直流電圧が前記レギュレータの前記目標電圧を下回ったことに伴い、前記レギュレータは前記第２の直流電圧が前記レギュレータの前記目標電圧となるように定電圧制御の動作を開始し、前記ＤＣＤＣコンバータは動作を停止することを特徴とする電源装置。

（２）記録材に画像を形成する画像形成部と、前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、出力電圧の電圧精度を維持しつつ、低消費電力モードにおける消費電力を低減することができる。

実施例１、２のレーザビームプリンタの概略図 実施例１の電源装置の概略図 実施例１の第１の電源の回路構成図 実施例１の第２の電源及び第３の電源の回路構成図 実施例１のスタンバイ、スリープ間の遷移を示すタイミングチャート 実施例２の電源装置の概略図 実施例２の第３の電源の回路構成図 実施例２のスタンバイ、スリープ間の遷移を示すタイミングチャート

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について説明する。

以下、実施例１の電源装置１０８を画像形成装置に適用した場合について、図１から図４を参照しながら説明する。なお、本発明の電源装置は、動作状態、待機状態、及び給紙状態を有する他の装置に適用してもよい。

［レーザビームプリンタの説明］
図１に画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ１００（以下、プリンタ１００という）は、感光ドラム１０１、帯電部１０２、現像部１０３を備えている。感光ドラム１０１は、静電潜像が形成される像担持体である。帯電部１０２は、感光ドラム１０１を一様に帯電する。現像部１０３は、感光ドラム１０１に形成された静電潜像をトナーにより現像することでトナー像を形成する。感光ドラム１０１上（像担持体上）に形成されたトナー像をカセット１０４から供給された記録材としてのシートＰに転写部１０５によって転写し、シートＰに転写した未定着のトナー像を定着器１０６によって定着してトレイ１０７に排出する。この感光ドラム１０１、帯電部１０２、現像部１０３、転写部１０５が画像形成部である。また、プリンタ１００は、電源装置１０８を備え、電源装置１０８からモータ等の駆動部と制御部５００へ電力を供給している。制御部５００は、ＣＰＵ（不図示）を有しており、画像形成部による画像形成動作やシートＰの搬送動作等を制御している。ＣＰＵの要求電圧精度から、実施例１の電圧精度の規格は、例えば５Ｖ±５％（Ｖｍｉｎ＝４．７５Ｖ～Ｖｍａｘ＝５．２５Ｖ）とする。プリンタ１００は、プリント動作を終了させると所定時間が経過した後、プリント動作をすぐに実行できるスタンバイ状態に遷移する。更に所定時間が経過した後、プリンタ１００は待機時の消費電力を低減するため、スタンバイ状態から低消費電力モードであるスリープ状態に遷移する。プリンタ１００は第２の状態であるスリープ状態、第１の状態であるスタンバイ状態、プリント状態の３つの状態を持ち、制御部５００がそれぞれの状態に遷移させる。なお、本発明の電源装置を適用することができる画像形成装置は、図１に例示された構成に限定されない。

［電源装置の説明］
図２に電源装置１０８の概略構成の一例を示す。交流電源１１０から入力された交流電圧は、第１の電源２００（以下、ＡＣＤＣコンバータ２００という）に入力され、ＡＣＤＣコンバータ２００によって第１の直流電圧である直流出力電圧２１８（以下、出力電圧２１８という）に変換され降圧される。出力電圧２１８は、第２の電源３００（以下、ＤＣＤＣコンバータ３００という）に入力され、ＤＣＤＣコンバータ３００によって第２の直流電圧である直流出力電圧３１８（以下、出力電圧３１８という）に降圧される。第３の電源４００（以下、レギュレータ４００という）は、ＤＣＤＣコンバータ３００の入出力間に接続されている。ロードスイッチ（以下、ロードＳＷと表記する）６００には、出力電圧３１８が入力されており、ロードＳＷ６００のスイッチ素子をオン状態（接続状態）又はオフ状態（非接続状態）にすることで、負荷への出力電圧５１８の出力を制御している。第１の制御手段である制御部５００は、ＡＣＤＣコンバータ２００、ＤＣＤＣコンバータ３００、ロードＳＷ６００と電気的に接続されており、それぞれに信号を出力することにより制御している。ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１は、ＡＣＤＣコンバータ２００に入力されており、出力電圧２１８の目標電圧を切り替えるための信号である。ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１は、ＤＣＤＣコンバータ３００に入力されており、ＤＣＤＣコンバータ３００の動作、停止を制御するための信号である。ロードＳＷ制御信号７０１は、ロードＳＷ６００に入力されており、出力電圧５１８の出力を制御するための信号である。制御部５００には、電源として出力電圧３１８が供給されている。

［ＡＣＤＣコンバータ２００の説明］
図３にＡＣＤＣコンバータ２００の回路構成の一例を示す。ＡＣＤＣコンバータ２００の回路構成を説明する。交流電源１１０から入力された交流電圧は、回路保護用の電流ヒューズ２０３と整流ダイオードブリッジ２０４を介して全波整流され、１次平滑コンデンサ２０５（以下、平滑コンデンサ２０５という）により平滑され直流電圧となる。更に、平滑コンデンサ２０５に充電された直流電圧は、起動抵抗２０６を介し、電源ＩＣ２０９のＳＴ端子に供給され、電源ＩＣ２０９の起動電圧に達すると、電源ＩＣ２０９が起動する。電源ＩＣ２０９は、スイッチング素子である電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと表記する）２０７の制御手段である。電源ＩＣ２０９が起動すると、電源ＩＣ２０９は、ＤＲＶ端子から抵抗２１０を介してＦＥＴ２０７のゲート端子にＦＥＴ２０７を駆動するためのパルス信号を出力する。パルス信号がハイレベルとなっている期間において、ＦＥＴ２０７が導通状態になると、トランス２０８の１次巻線Ｎｐの両端に平滑コンデンサ２０５の直流電圧が印加される。このとき、トランス２０８の２次巻線Ｎｓ側にも電圧が誘起されるが、ダイオード２１６のアノード側を負とする電圧であるため、ダイオード２１６は導通状態とならず、トランス２０８の２次側にエネルギーは伝達されない。同様に、トランス２０８の補助巻線Ｎｂ側にも電圧が誘起されるが、ダイオード２１１のアノード側を負とする電圧であるため、ダイオード２１１は導通状態とはならず、補助巻線Ｎｂにもエネルギーは伝達されない。したがって、トランス２０８の１次巻線Ｎｐを流れる電流はトランス２０８の励磁電流だけで、トランス２０８には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。なお、励磁電流は時間に比例して増大する。

次に、電源ＩＣ２０９のＤＲＶ端子からローレベルのパルス信号が出力されると、パルス信号のローレベルの期間において、ＦＥＴ２０７は導通状態から非導通状態となる。ＦＥＴ２０７が非導通状態になると、トランス２０８の各巻線には、ＦＥＴ２０７が導通状態のときとは逆極性の電圧が誘起される。その結果、トランス２０８の２次巻線Ｎｓには、ダイオード２１６のアノード側を正とする電圧が誘起され、ダイオード２１６が導通状態となる。そして、トランス２０８に蓄積されたエネルギーが、整流平滑回路を構成するダイオード２１６及び平滑コンデンサ２１７によって整流、平滑され、直流電圧として出力電圧２１８が出力される。また、補助巻線Ｎｂには、ダイオード２１１のアノード側を正とする電圧が誘起され、ダイオード２１１が導通状態となる。そして、ダイオード２１１を介してコンデンサ２１３が充電され、コンデンサ２１３に充電された直流電圧は電源ＩＣ２０９のＶＣＣ端子に供給される。

出力電圧２１８の電圧制御について、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１がオフ（ローレベル）の場合について説明する。ＡＣＤＣコンバータ２００では、出力電圧２１８の電圧制御は次のように行われる。まず、トランス２０８の２次側に生成された出力電圧２１８は、直列に接続されたレギュレーション抵抗２２３、抵抗２２４及び抵抗２２６によって分圧され、シャントレギュレータ２２５のＲＥＦ端子に入力される。そして、シャントレギュレータ２２５のＲＥＦ端子に入力された電圧レベルに応じたフィードバック信号がシャントレギュレータ２２５のＫ端子から出力される。シャントレギュレータ２２５のＫ端子は、フォトカプラ２１５のフォトダイオード２１５ａと接続されている。また、フォトカプラ２１５のフォトトランジスタ２１５ｂは電源ＩＣ２０９のＦＢ端子に接続されている。シャントレギュレータ２２５のＫ端子から出力されたフィードバック信号は、フォトカプラ２１５を介して、電源ＩＣ２０９のＦＢ端子に入力される。抵抗２２１は、フォトカプラ２１５のフォトダイオード２１５ａ（ＬＥＤ）に流れる電流を制限するための抵抗である。そして、電源ＩＣ２０９は、ＦＢ端子から入力されたフィードバック信号に基づいて、ＤＲＶ端子からパルス信号を出力し、ＦＥＴ２０７のスイッチング制御を行うことで、出力電圧２１８の安定した制御を行うことができる。電源ＩＣ２０９のＧＮＤ端子は平滑コンデンサ２０５の低電位側に接続されている。なお、図１中の電源ＩＣ２０９の内の符号は、各端子の名称である。

出力電圧２１８の電圧は、スタンバイ状態及びプリント状態に必要な電圧とスリープ状態に必要な電圧の２種類あり、出力電圧２１８の電圧は、それぞれの状態で切り替えることができる。スリープ状態で出力電圧２１８を切り替える理由は、スリープ状態ではモータ等の駆動部や画像形成部を駆動させる必要がなく、スリープ時に必要な電圧のみ出力できれば良いためである。そのため、出力電圧２１８の目標電圧をできるだけ出力電圧３１８の目標電圧に近い値に設定し、電源装置１０８の効率を向上させている。また、出力電圧２１８は、ロードＳＷ（不図示）を介して、モータ等の駆動部や画像形成部である感光ドラム１０１、帯電部１０２、現像部１０３、転写部１０５と電気的に接続されている。ロードＳＷ（不図示）は、スタンバイ状態及びプリント状態にオン状態となり、モータ等の駆動部や画像形成部へ電力供給を行い、スリープ状態にオフ状態となり、消費電力を低減している。

（出力電圧２１８の切り替え制御）
出力電圧２１８の目標電圧の切り替え制御は次のように行われる。まず、プリンタ１００のスタンバイ状態及びプリント状態において、電源装置１０８は出力電圧２１８をモータ等の駆動部や画像形成部へ供給している。このとき、制御部５００はハイレベルのＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１を出力し、抵抗２２８と抵抗２２９とで分圧された電圧がＦＥＴ２２７のゲートへ供給される。すると、ＦＥＴ２２７がオンして、ＦＥＴ２２７のドレイン‐ソース間が導通するので、抵抗２２６が無視できる状態となる。このため、出力電圧２１８は、レギュレーション抵抗２２３及び抵抗２２４によって分圧され、シャントレギュレータ２２５のＲＥＦ端子に入力される。シャントレギュレータ２２５のＲＥＦ電圧をＶｒｅｆ、レギュレーション抵抗２２３の抵抗値をＲ_２２３、抵抗２２４の抵抗値をＲ_２２４、抵抗２２６の抵抗値をＲ_２２６、計算の簡略化のためＦＥＴ２２７のオン抵抗を無視できる程小さいものとする。スタンバイ状態及びプリント状態における出力電圧２１８（Ｖ_２４Ｖ）は、以下の式（１）で表される。

具体的な数値の設定例として、Ｖ_２４Ｖ＝２４Ｖとする。

またプリンタ１００のスリープ状態において、制御部５００がローレベル（０Ｖ）のＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１を出力すると、ＦＥＴ２２７がオフしてＦＥＴ２２７のドレイン‐ソース間が非導通となる。このため、抵抗２２６が電気的に無視できない状態となる。計算の簡略化のためＦＥＴ２２７のオフ時に流れる電流を０Ａとすると、スリープ状態における出力電圧２１８（Ｖ_５Ｖ）は、以下の式（２）で表される。

具体的な数値の設定例として、Ｖ_５Ｖ＝５．２Ｖとする。以上のように、ＡＣＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８は、制御部５００から出力されるＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１がハイレベルのときには第１の電圧であるＶ_２４Ｖに、ローレベルのときには第２の電圧であるＶ_５Ｖに切り替わる。

［ＤＣＤＣコンバータ３００の説明］
図４に降圧型ＤＣＤＣコンバータ３００、レギュレータ４００の内部回路の一例を示す。降圧型ＤＣＤＣコンバータ３００（以下、ＤＣＤＣコンバータ３００という）の回路構成を説明する。ＤＣＤＣコンバータ３００は、スイッチング素子であるＮチャンネルハイサイドＦＥＴ３６０（以下、ハイサイドＦＥＴ３６０という）をオンしている間は、インダクタ３５２を介してコンデンサ３５３に電流が流れる。一方、ハイサイドＦＥＴ３６０をオフしている間は、インダクタ３５２に蓄えられたエネルギーがＮチャンネルローサイドＦＥＴ３５１（以下、ローサイドＦＥＴ３５１という）を介して出力される。なお、ハイサイドＦＥＴ３６０はＰチャンネルＦＥＴ、ローサイドＦＥＴ３５１はＰチャンネルＦＥＴ又は整流ダイオードであっても良い。

第３の制御手段である電源ＩＣ３５８は、ＰＷＭ制御によってハイサイドＦＥＴ３６０、ローサイドＦＥＴ３５１を交互にオンさせる。これにより電源ＩＣ３５８は、出力電圧３１８をフィードバックしながら、目標電圧になるようにハイサイドＦＥＴ３６０とローサイドＦＥＴ３５１のオンデューティを制御している。ＶＣＣ端子は、電源ＩＣ３５８の電源端子であり、出力電圧２１８が入力されている。ＤＲＶＨ端子は、抵抗３５９を介してハイサイドＦＥＴ３６０のゲート端子に接続されている。ＤＲＶＬ端子は、抵抗３６１を介して、ローサイドＦＥＴ３５１のゲート端子に接続されている。ＦＢ端子は、出力電圧３１８を抵抗３５４と抵抗３５５で分圧した電圧が入力されている。電源ＩＣ３５８は、ＦＢ端子に入力された電圧と電源ＩＣ３５８の内部の基準電圧とを比較し、出力電圧３１８が目標電圧になるようにＤＲＶＨ端子とＤＲＶＬ端子に駆動信号を出力している。電源ＩＣ３５８は、出力電圧３１８が目標電圧よりも低い場合はハイサイドＦＥＴ３６０のオンデューティが高くなるようにＤＲＶＨ端子に駆動信号を出力する。電源ＩＣ３５８は、出力電圧３１８が目標電圧よりも高い場合はローサイドＦＥＴ３５１のオンデューティが高くなるようにＤＲＶＬ端子に駆動信号を出力する。ＥＮ端子は、電源ＩＣ３５８の起動及び停止を制御する端子である。ＥＮ端子にハイレベルのＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１が入力されると、電源ＩＣ３５８は起動し、ＥＮ端子にローレベルのＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１が入力されると、電源ＩＣ３５８は停止する。ＥＮ端子には、抵抗３３０を介してＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１が入力される。

ＤＣＤＣコンバータ３００によって制御される出力電圧３１８をＶ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}、電源ＩＣ３５８内部の基準電圧をＶ_{ＦＢ（ＤＣＤＣ）}、抵抗３５４、抵抗３５５の抵抗値をそれぞれＲ_３５４、Ｒ_３５５とする。出力電圧３１８であるＶ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}は、以下の式（３）で表される電圧になるように制御される。

具体的な数値の例として、Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖとする。

（入力電圧の違いによる出力電圧３１８の電力精度）
次に、入力電圧（ＡＣＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８）の違いによるＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８の電圧精度について説明する。入力電圧が高い場合（スタンバイ状態及びプリント状態）（出力電圧２１８（Ｖ_２４Ｖ））は、入力電圧（２４Ｖ）と出力電圧（５．２１Ｖ）との電圧差が大きく、ＤＣＤＣコンバータ３００のオンデューティが低い。すなわち、ＤＣＤＣコンバータ３００のスイッチング時のハイサイドＦＥＴ３６０のオフ期間が長い。そのため、電源ＩＣ３５８の内部にあるブートストラップ回路（不図示）内のコンデンサへの充電期間が十分あり、ハイサイドＦＥＴ３６０を駆動するのに必要な電圧まで昇圧することができ、ハイサイドＦＥＴ３６０を駆動することができる。つまり、入力電圧が高い場合では、ハイサイドＦＥＴ３６０を駆動できるため、出力電圧３１８を目標電圧に制御することができる。

一方、入力電圧が低い場合（スリープ状態）（出力電圧２１８（Ｖ_５Ｖ））は、入力電圧（５．２Ｖ）と出力電圧（５．２１Ｖ）との差が小さく、ＤＣＤＣコンバータ３００のオンデューティが大きい。すなわち、ＤＣＤＣコンバータ３００のスイッチング時のハイサイドＦＥＴ３６０のオフ期間が短い。そのため、電源ＩＣ３５８の内部にあるブートストラップ回路（不図示）内のコンデンサへの充電期間が不十分になり、ハイサイドＦＥＴ３６０を駆動するのに必要な電圧まで昇圧することができず、ハイサイドＦＥＴ３６０を十分に駆動することができない。つまり、入力電圧が低い場合では、ハイサイドＦＥＴ３６０を十分に駆動することができないため、出力電圧３１８を目標電圧に制御することができず、出力電圧がドロップしてしまう。また、ハイサイドＦＥＴ３６０のオンデューティを１００％で駆動するということは、ハイサイドＦＥＴ３６０のオフ期間がないことを意味する。このため、電源ＩＣ３５８の内部にあるブートストラップ回路（不図示）内のコンデンサへの充電ができず、新たに別電源回路が必要となってしまい、高価な電源ＩＣが必要となってしまう。また、安価な電源ＩＣでは、別電源回路を有していないため、ハイサイドＦＥＴ３６０の最大オンデューティに制限があるものが多い。実施例１では電源ＩＣ３５８の最大オンデューティの制限は、例えば８０％であると定義する。

このように最大オンデューティの制限がある電源ＩＣを用いる場合、入力電圧が低下し最大オンデューティの制限値（例えば８０％）に達すると、前述したようにハイサイドＦＥＴを１００％でオンすることができない。このため、出力電圧３１８がドロップしてしまい、要求される出力電圧３１８の電圧精度を満足することができない。そこで、ＤＣＤＣコンバータ３００とは別にレギュレータ４００を設けている。この場合、ＤＣＤＣコンバータ３００が最大オンデューティに達して出力電圧３１８がドロップしてしまう際に、レギュレータ４００を動作させて、出力電圧３１８のドロップを防いでいる。

［レギュレータ４００の説明］
レギュレータ４００の回路構成を説明する。レギュレータ４００は、シリーズレギュレータであり、ＦＥＴ３８５のゲート‐ソース間電圧を制御し、ＦＥＴ３８５のドレイン‐ソース間に印加される電圧を制御して出力電圧３１８を定電圧に制御している。出力電圧３１８は、レギュレーション抵抗３７４、抵抗３７６とで分圧され、シャントレギュレータ３８７のＲＥＦ端子に入力される。そして、シャントレギュレータ３８７のＲＥＦ端子に入力された電圧レベルに応じたフィードバック信号がシャントレギュレータ３８７のＫ端子から出力される。シャントレギュレータ３８７のＫ端子の電圧は、抵抗３８０を出力電圧２１８でプルアップして、ツェナーダイオード３９４を介し、抵抗３８３と抵抗３９３とで分圧された後、トランジスタ３８２のベース端子へ電気的に接続されている。抵抗３８１は、ＦＥＴ３８５のゲート‐ソース間に接続され、ゲート‐ソース間の電位安定のために用いられる。トランジスタ３８２は、シャントレギュレータ３８７のＫ端子から出力されるフィードバック信号によりＦＥＴ３８５のゲート端子の電圧を調整している。なお、シャントレギュレータ３８７は、出力電圧３１８を目標電圧に制御できるような素子（コンパレータやオペアンプ等）であれば良い。ツェナーダイオード３９４は、フィードバック信号の電圧を降圧し、トランジスタ３８２を確実にオン、オフさせるために接続されている。シャントレギュレータ３８７のＫ端子の電圧範囲が広いものであれば、Ｋ端子の電圧を降圧せずにトランジスタ３８２を制御できるため、ツェナーダイオード３９４は削除してしまっても良い。なお、トランジスタ３８２の暗電流が小さい場合は、暗電流によってＦＥＴ３８５がオンしてしまうおそれがないため、抵抗３９３と抵抗３８３とで分圧する必要がなく、抵抗３９３を削除してしまっても良い。

（定電圧制御）
レギュレータ４００の定電圧制御について説明する。出力電圧３１８が目標電圧よりも高い場合はＫ端子の電圧が下がり、トランジスタ３８２のベース電流が低下するのでコレクタ電流も低下する。そのため、ＦＥＴ３８５のゲート‐ソース間電圧が低下し、ＦＥＴ３８５のドレイン‐ソース間のオン抵抗が上昇するので、出力電圧３１８が低下する。なお、出力電圧３１８がＤＣＤＣコンバータ３００によってレギュレータ４００の目標電圧よりも高い電圧に制御されている場合は、ＦＥＴ３８５はオフ状態（オン抵抗が最大）となり、レギュレータ４００は停止する。出力電圧３１８が目標電圧よりも低い場合はＫ端子の電圧が上がり、トランジスタ３８２のベース電流が上昇するのでコレクタ電流も上昇する。そのため、ＦＥＴ３８５のゲート‐ソース間電圧が上昇し、ＦＥＴ３８５のドレイン‐ソース間のオン抵抗が低下するので、出力電圧３１８が上昇する。

レギュレータ４００によって制御される出力電圧３１８をＶ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}とする。シャントレギュレータ３８７の基準電圧をＶ_{ＲＥＦ（ＲＥＧ）}、抵抗３７４、抵抗３７６の抵抗値をそれぞれＲ_３７４、Ｒ_３７６とすると、Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}は、以下の式（４）で表される電圧になるように制御される。

具体的な数値の例として、Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２Ｖとする。

（レギュレータの動作）
レギュレータ４００の動作について説明する。入力電圧が高い場合は（出力電圧２１８（Ｖ_２４Ｖ））、ＤＣＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を目標電圧となるように制御できるので、レギュレータ４００は、前述した通りＦＥＴ３８５をオフするように制御する。具体的には、ＤＣＤＣコンバータ３００が出力電圧をＶ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖで制御しているときは、レギュレータ４００は、ＤＣＤＣコンバータ３００が出力した出力電圧３１８の電圧をフィードバックする。そしてレギュレータ４００は、レギュレータ４００の出力電圧３１８の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}より高いと判断する。このため、前述した通り、レギュレータ４００はＦＥＴ３８５をオフに制御する。次に、入力電圧が低い場合は（出力電圧２１８（Ｖ_５Ｖ））、前述したようにＤＣＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖになるように制御できなくなり、出力電圧３１８が低下する。出力電圧３１８がレギュレータ４００の出力電圧の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２Ｖより低くなると、レギュレータ４００が起動し出力電圧３１８を定電圧制御する。

次に、レギュレータ４００の出力電圧３１８の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}をＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}よりも低くしている理由を説明する。レギュレータ４００がＦＥＴ３８５をオンするように制御する場合、レギュレータ４００への入力電圧と出力電圧との差が小さい又はほとんど差がない状態で行い、ＦＥＴ３８５による損失を低減させる必要がある。ＤＣＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を目標電圧に制御している間は、レギュレータ４００への入力電圧が高い状態であり、レギュレータ４００がＦＥＴ３８５をオンさせてしまうとＦＥＴ３８５による損失が大きくなってしまう。そのため、ＤＣＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を目標電圧に制御できる場合において、レギュレータ４００の出力電圧３１８の目標電圧をＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧の目標電圧よりも低く設定する。これにより、ＦＥＴ３８５をオフするようにしている。ここで、ＤＣＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を目標電圧に制御できる場合とは、レギュレータ４００への入力電圧が高い場合である。

このように、入力電圧が高い場合（スタンバイ状態及びプリント状態）（出力電圧２１８（Ｖ_２４Ｖ））、出力電圧３１８はＤＣＤＣコンバータ３００によって目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}となるように制御される。入力電圧が高い場合、レギュレータ４００の動作は停止される。入力電圧が低い場合（スリープ状態）（出力電圧２１８（Ｖ_５Ｖ））、レギュレータ４００が動作し、出力電圧３１８はレギュレータ４００によって目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}となるように制御される。出力電圧３１８の目標電圧の関係は、Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}（５．２Ｖ）＜Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}（５．２１Ｖ）となっている。

（レギュレータの効果）
次に、レギュレータ４００の効果を説明する。ＤＣＤＣコンバータ３００は、入力電圧が低下した場合、前述した通り、ハイサイドＦＥＴ３６０のオンデューティが高くなり、電源ＩＣ３５８が出力できる最大オンデューティ（例えば８０％）に達する。電源ＩＣ３５８が出力できる最大オンデューティに達した状態では、出力電圧３１８をスイッチング状態では目標電圧に保つことができず、出力電圧３１８は目標電圧よりも低下してしまう。具体的には、出力電圧３１８の負荷がなく、ＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖとする。そうすると、ＤＣＤＣコンバータ３００への入力電圧（ＡＣＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８Ｖ_５Ｖ＝５．２Ｖ付近）が低下していった場合、ハイサイドＦＥＴ３６０を１００％で駆動できない。このため、ＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖ以下）が低下してしまう。そのため、そのままＤＣＤＣコンバータ３００への入力電圧が低下していくと出力電圧３１８も低下するので、前述した電圧精度の規格を満足することができない。具体的には、Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＜Ｖｍｉｎとなる。

そこで、レギュレータ４００は、ＤＣＤＣコンバータ３００への入力電圧が低下していった場合において、前述した通りＦＥＴ３８５によって、出力電圧３１８を定電圧制御する。具体的には、出力電圧３１８の負荷がなく、ＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖとする。そうすると、ＤＣＤＣコンバータ３００への入力電圧（ＡＣＤＣコンバータ２００の出力電圧Ｖ_５Ｖ＝５．２Ｖ付近）が低下していった場合、ハイサイドＦＥＴ３６０を１００％で駆動できない。このため、ＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖ以下）が低下する。ところが、レギュレータ４００は、出力電圧３１８をフィードバックし、ＦＥＴ３８５によって出力電圧３１８を定電圧制御するため、レギュレータ４００の出力電圧（Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２Ｖ）の電圧精度を満足することができる。したがって、ＤＣＤＣコンバータ３００への入力電圧が低下していく場合においも、前述した電圧精度の規格を満足することができる。具体的には、Ｖｍｉｎ＜Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＜Ｖｍａｘとなる。

［制御動作の説明］
（スタンバイ状態からスリープ状態への遷移）
図５にプリンタ１００がスタンバイ状態からスリープ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作のタイミングチャートを示す。図５のグラフは、横軸が時間ｔ、縦軸は、（ｉ）はＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１の出力（ハイレベル（Ｈｉｇｈ）又はローレベル（Ｌｏｗ））を示す。（ｉｉ）は出力電圧２１８の波形（２４Ｖ、５．２Ｖ）、（ｉｉｉ）はＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１の出力（オン（ＯＮ）又はオフ（ＯＦＦ））、（ｉｖ）はロードＳＷ制御信号７０１の出力（オン（ＯＮ）又はオフ（ＯＦＦ））を示している。

タイミングＴａは、プリンタ１００がスタンバイ状態に遷移してから所定時間ｔ１が経過したタイミングを示している。前述したように、プリンタ１００はスタンバイ状態に遷移してから所定時間が経過すると、プリンタ１００の消費電力を低減するために制御部５００はプリンタ１００をスリープ状態に遷移させる。タイミングＴａにおいて、制御部５００は、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１をハイレベルからローレベルに切り替える。前述したように、ＡＣＤＣコンバータ２００は、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１がハイレベルのときには出力電圧２１８が２４Ｖとなるように制御する。ＡＣＤＣコンバータ２００は、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１がローレベルのときには出力電圧２１８が５．２Ｖとなるように制御する。このため、タイミングＴａ以降、出力電圧２１８は、ＡＣＤＣコンバータ２００の応答時間に応じて２４Ｖから５．２Ｖに遷移する。

出力電圧２１８が低下し、ＤＣＤＣコンバータ３００の電源ＩＣ３５８のオンデューティが最大オンデューティ（例えば８０％）になったとき、出力電圧３１８がドロップし始める。このため、電源ＩＣ３５８のオンデューティが最大オンデューティに到達したタイミングＴｂにおいて、レギュレータ４００が前述した通りＦＥＴ３８５によって出力電圧３１８の定電圧制御を開始する。制御部５００は、レギュレータ４００がＦＥＴ３８５による定電圧制御を開始したタイミングＴｂで、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１をハイレベルからローレベルに切り替える。なお、制御部５００がＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１をハイレベルからローレベルに切り替えてから電源ＩＣ３５８のオンデューティが最大オンデューティに到達するまでの時間（Ｔｂ－Ｔａ）は予め測定等により求められているものとする。また、時間（Ｔｂ－Ｔａ）は、例えば制御部５００の記憶部（不図示）等に記憶されているものとする。更に、制御部５００はタイマ（不図示）により時間計測ができるものとする。

ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１がローレベルになると、ＤＣＤＣコンバータ３００は停止する。スリープ状態では、電源装置１０８全体の消費電力に対して電源ＩＣ３５８の消費電力が占める割合が大きくなる。そのため、出力電圧３１８の制御をレギュレータ４００によって行うスリープ期間において、電源ＩＣ３５８を停止しＤＣＤＣコンバータ３００の動作を停止させることによって、スリープ状態での消費電力を低減させることができる。

タイミングＴｃにおいて、制御部５００は、ロードＳＷ制御信号７０１をオンからオフに切り替え、ロードＳＷ６００をオフ状態にすることでプリント状態でのみ動作する箇所への電力供給を遮断する。プリント状態でのみ動作する箇所には、プリント中のシートＰの位置を検知する紙搬送センサ（不図示）等がある。これにより、スリープ状態の消費電力を更に低減する。なおタイミングＴｃは、タイミングＴａで出力電圧２１８を切り替えた後、出力電圧２１８が切り替え後の目標電圧５．２Ｖへの遷移を終えたと推定されるタイミングに予め設定する。タイミングＴａからタイミングＴｃまでの時間は、制御部５００の記憶部等に記憶されているものとする。

（スリープ状態からスタンバイ状態への遷移）
次に、プリンタ１００がスリープ状態からスタンバイ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作について説明する。例えばパーソナルコンピュータ等の外部機器（不図示）からプリンタ１００にプリント指示が通知されると、プリント動作をするために制御部５００はプリンタ１００をまずスリープ状態からスタンバイ状態に遷移させる。

外部機器からプリント指示を通知されたタイミングＴｄにおいて、制御部５００は、ロードＳＷ制御信号７０１をオフからオンに切り替えて、ロードＳＷ６００をオン状態にさせることで、出力電圧５１８の供給を開始する。タイミングＴｅにおいて、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１をローレベルからハイレベルに切り替える。前述したように、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１がハイレベルになると、ＡＣＤＣコンバータ２００は出力電圧２１８が２４Ｖとなるように制御する。出力電圧２１８は、ＡＣＤＣコンバータ２００の応答時間に応じて５．２Ｖから２４Ｖに遷移する。

タイミングＴｆにおいて、出力電圧２１８が５．２Ｖから増加し、ＤＣＤＣコンバータ３００の電源ＩＣ３５８のオンデューティが最大オンデューティ以下で動作できる状態になる。タイミングＴｆにおいて、制御部５００はＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１をローレベルからハイレベルに切り替え、ＤＣＤＣコンバータ３００を起動する。ＤＣＤＣコンバータ３００は、出力電圧３１８が目標電圧となるように制御する。ＤＣＤＣコンバータ３００が起動したタイミングＴｆ以降では、出力電圧３１８の電圧がドロップしなくなるので、レギュレータ４００は、ＦＥＴ３８５をオフするように動作する。なお、タイミングＴｅからタイミングＴｆまでの時間は、出力電圧２１８が、電源ＩＣ３５８の最大オンデューティ以下で動作できる状態に対応する電圧に上昇するまでの時間である。この時間（Ｔｆ－Ｔｅ）は予め測定等によって求められているものとする。また、時間（Ｔｆ－Ｔｅ）は、例えば制御部５００の記憶部（不図示）等に記憶されているものとする。

以上より、実施例１によれば、レギュレータ４００によって出力電圧３１８が制御されるスリープ状態において、ＤＣＤＣコンバータ３００を制御する電源ＩＣ３５８を停止させる。これにより、出力電圧の電圧精度を維持しつつ、低消費電力モードにおける消費電力を低減することができる。

実施例２について説明する。主な部分の説明は実施例１と同様であり、実施例１の構成と同じ構成には同じ符号を付し説明を省略する。ここでは、実施例１と異なる部分のみを説明する。

［実施例２における電源装置の説明］
図６に実施例２における電源装置１０８の概略構成の一例を示す。実施例２では、ＡＣＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８が第２の制御手段である電源制御部７００に入力される。電源制御部７００は、出力電圧２１８に基づいてＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１をＤＣＤＣコンバータ３００へ出力し、レギュレータ起動信号４０１をレギュレータ４００へ出力する。このため、実施例２の制御部５００は、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１と、ロードＳＷ制御信号７０１とを出力する。また、電源制御部７００の電力は、ロードＳＷ６００後の出力電圧５１８より供給される。

［実施例２における電源制御部の動作］
図７に実施例２におけるＤＣＤＣコンバータ３００、レギュレータ４００、電源制御部７００の内部回路の一例を示す。実施例２では、電源制御部７００は、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１をＤＣＤＣコンバータ３００の電源ＩＣ３５８のＥＮ端子に出力する。なお、電源制御部７００内において、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１はＦＥＴ６０９のゲート端子にも出力される。また、電源制御部７００のＦＥＴ６０９のドレイン端子は、抵抗３８４を介してレギュレータ４００のツェナーダイオード３９４とシャントレギュレータ３８７のＫ端子との接続点に接続されており、この経路でレギュレータ起動信号４０１が出力される。

まず、電源制御部７００の動作について説明する。比較器６０５は、出力電圧５１８を抵抗６０３と抵抗６０４によって分圧した基準電圧６１１と、出力電圧２１８を抵抗６０１と抵抗６０２によって分圧した電圧（以下、検知電圧という）６１０と、を比較している。比較器６０５は、反転入力端子（－端子）に検知電圧６１０が入力され、非反転入力端子（＋端子）に基準電圧６１１が入力される。なお比較器６０５は、出力電圧５１８を電源として動作する。

（出力電圧２１８が出力電圧５１８より大きい場合）
基準電圧６１１より検知電圧６１０が大きい場合、比較器６０５によりＦＥＴ６０７のゲート電圧は下がり、ＦＥＴ６０７がオンする。ＦＥＴ６０７がオンすると、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１にはオン（ハイレベル）が出力され、実施例１で前述したように電源ＩＣ３５８は起動する。また、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１がオンの場合、ＦＥＴ６０９のゲート電圧が上がりＦＥＴ６０９がオンし、レギュレータ起動信号４０１にはオフ（ローレベル）が出力される。レギュレータ起動信号４０１にオフが出力されると、抵抗３８４、ツェナーダイオード３９４、抵抗３８３を介してトランジスタ３８２のベース電流が下がり、トランジスタ３８２がオフする。トランジスタ３８２がオフすると、ＦＥＴ３８５のゲート電圧は抵抗３８１を介して出力電圧２１８となるため、ＦＥＴ３８５がオフし、レギュレータ４００は動作を停止する。基準電圧６１１より検知電圧６１０が大きい場合とは、出力電圧２１８が出力電圧５１８より大きい場合であり、プリンタ１００がプリント状態又はスタンバイ状態であることを意味する。

（出力電圧２１８が出力電圧５１８より小さい場合）
基準電圧６１１より検知電圧６１０が小さい場合、比較器６０５の出力はハイインピーダンスとなるため、ＦＥＴ６０７のゲート電圧は抵抗６０６を介して出力電圧２１８となり、ＦＥＴ６０７がオフする。ＦＥＴ６０７がオフの場合、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１には抵抗６０８を介してオフ（ローレベル）が出力され、実施例１で前述したように電源ＩＣ３５８は停止する。また、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１がオフの場合、ＦＥＴ６０９のゲート電圧が下がりＦＥＴ６０９がオフし、レギュレータ起動信号４０１にはオン（ハイインピーダンス）が出力される。レギュレータ起動信号４０１がオンの場合、実施例１で前述したように、レギュレータ４００は起動し出力電圧３１８を制御する。基準電圧６１１より検知電圧６１０が小さい場合とは、出力電圧２１８が出力電圧５１８より小さい場合であり、プリンタ１００がスリープ状態であることを意味する。

また、ロードＳＷ６００がオフし出力電圧５１８の出力が停止されて電源制御部７００への電力が供給されない場合、出力電圧５１８を電源とする比較器６０５が動作しない。この際、比較器６０５の出力はハイインピーダンスとなるため、前述したようにＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１がオフ、レギュレータ起動信号４０１がオンとなる。したがって、ロードＳＷ６００がオフした場合、電源ＩＣ３５８は停止し、レギュレータ４００は起動する。

［実施例２における制御動作の説明］
図８に実施例２におけるプリンタ１００がスタンバイ状態からスリープ状態又はスリープ状態からスタンバイ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作のタイミングチャートを示す。図８のグラフは、（ｉ）～（ｉｉｉ）、（ｖ）は図５の（ｉ）～（ｉｖ）に対応したグラフである。（ｉｖ）はレギュレータ起動信号４０１の出力（オン（ＯＮ）又はオフ（ＯＦＦ））を示している。

（スタンバイ状態からスリープ状態への遷移）
プリンタ１００がスタンバイ状態からスリープ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作について説明する。タイミングＴａは、プリンタ１００がスタンバイ状態に遷移してから所定時間ｔ１が経過したタイミングを示している。実施例１同様、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１がハイレベルからローレベルに切り替わると、出力電圧２１８は、ＡＣＤＣコンバータ２００の応答時間に応じて２４Ｖから５．２Ｖに遷移する。

出力電圧２１８が２４Ｖから低下し、７Ｖに到達したタイミングＴｂにおいて、電源制御部７００は、比較器６０５によって検知電圧６１０が基準電圧６１１を下回ったことを検知する。電源制御部７００は、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１の出力をオフし、レギュレータ起動信号４０１の出力をオンにする。このとき電源ＩＣ３５８は停止し、レギュレータ４００が動作し、出力電圧３１８はレギュレータ４００によって定電圧制御される。これによりＤＣＤＣコンバータ３００のスイッチング損失及び電源ＩＣ３５８の消費電力を削減することができ、スリープ状態における消費電力を低減させることができる。

タイミングＴｃにおいて、制御部５００はプリント状態でのみ動作する箇所への電力供給を遮断するために、ロードＳＷ制御信号７０１をオンからオフに切り替え、ロードＳＷ６００をオフ状態にする。タイミングＴｃは、タイミングＴｂよりも後のタイミングであればよい。

スリープ状態の動作に不要な箇所への電力供給を遮断することで、スリープ状態における消費電力を低減させる。ロードＳＷ６００がオフ状態になると、電源制御部７００への電力供給も遮断される。前述したように、電源制御部７００に電力が供給され動作を行っている場合、電源制御部７００は出力電圧２１８に応じてＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１及びレギュレータ起動信号４０１の出力を制御する。前述したように、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１の切り替えは、ロードＳＷ６００がオン状態のときに行われる。したがって、ロードＳＷ６００がオフ状態では、出力電圧２１８を検知し出力信号を制御するという電源制御部７００の機能は不要となる。そのため、ロードＳＷ６００がオフした場合、電源制御部７００への電力供給が停止されることで、スリープ状態において電源制御部７００の抵抗６０３、抵抗６０４及び比較器６０５が消費していた電力を低減させることができる。また前述したように、電源制御部７００への電力供給が無い場合の出力電圧３１８はレギュレータ４００によって定電圧制御され、電源ＩＣ３５８は停止した状態を維持する。

（スリープ状態からスタンバイ状態への遷移）
次に、プリンタ１００がスリープ状態からスタンバイ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作について説明する。外部機器からプリント指示等を受信したタイミングＴｄにおいて、制御部５００は、ロードＳＷ制御信号７０１をオフからオンに切り替え、ロードＳＷ６００をオン状態にする。ロードＳＷ６００がオン状態になると、出力電圧５１８の供給が開始される。これにより、電源制御部７００にも電力が供給され、電源制御部７００は出力電圧２１８を検知し出力信号を制御することが可能となる。

タイミングＴｅにおいて、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１をローレベルからハイレベルに切り替える。前述したように、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１がハイレベルになると、出力電圧２１８は、ＡＣＤＣコンバータ２００の応答時間に応じて５．２Ｖから２４Ｖに遷移する。

出力電圧２１８が５Ｖから上昇して７Ｖに到達したタイミングＴｆにおいて、電源制御部７００は、比較器６０５によって検知電圧６１０が基準電圧６１１を上回ったことを検知する。電源制御部７００は、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１の出力をオン、レギュレータ起動信号４０１の出力をオフにする。これにより、電源ＩＣ３５８が起動し、レギュレータ４００の動作が停止することで、ＤＣＤＣコンバータ３００によって出力電圧３１８を定電圧制御する状態を維持する。なお、実施例２では、タイミングＴｂ、タイミングＴｆを決定している出力電圧２１８の値を例えば７Ｖとしたが、この値に限定されない。

以上より、実施例２によれば、出力電圧２１８に応じてＤＣＤＣコンバータ３００及びレギュレータ４００を制御する電源制御部７００を備える電源装置１０８において、スリープ状態での消費電力を低減させることができる。すなわち、スリープ状態では電源制御部７００によりレギュレータ４００を起動しＤＣＤＣコンバータ３００の電源ＩＣ３５８を停止させることで、スリープ状態での消費電力を低減させることができる。更に、電源制御部７００は、電力（出力電圧５１８）が供給されない場合、レギュレータ４００の起動及び電源ＩＣ３５８の停止状態を維持する信号を出力する回路構成とする。これにより、ロードＳＷ６００のオフ状態に伴い電源制御部７００への電力供給を停止することができ、電源制御部７００の消費電力を低減し、スリープ状態での消費電力を更に低減させることができる。

以上、実施例２によれば、出力電圧の電圧精度を維持しつつ、低消費電力モードにおける消費電力を低減することができる。

１０８ 電源装置
２００ ＡＣＤＣコンバータ
３００ ＤＣＤＣコンバータ
４００ レギュレータ
５００ 制御部

Claims (17)

1. 第１の状態と前記第１の状態よりも消費電力が低い第２の状態とで動作することが可能な電源装置であって、
   交流電圧を第１の直流電圧に変換し出力するＡＣＤＣコンバータと、
   前記第１の状態において前記ＡＣＤＣコンバータから出力された前記第１の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも低い第２の直流電圧に変換して出力し、前記第２の直流電圧が目標電圧となるよう動作する降圧型のＤＣＤＣコンバータと、
   前記ＤＣＤＣコンバータと並列に接続され、前記第２の状態において前記第２の直流電圧が目標電圧となるように定電圧制御の動作をするレギュレータと、
   前記第１の状態のときに前記第１の直流電圧が第１の電圧となるように前記ＡＣＤＣコンバータを制御し、前記第２の状態のときに前記第１の直流電圧が前記第１の電圧よりも低い第２の電圧となるように前記ＡＣＤＣコンバータを制御する第１の制御手段と、
   を備え、
   前記レギュレータの前記目標電圧は前記ＤＣＤＣコンバータの前記目標電圧よりも低く設定されており、
   前記電源装置が前記第１の状態から前記第２の状態に遷移する過程において、前記ＤＣＤＣコンバータから出力される前記第２の直流電圧が前記レギュレータの前記目標電圧を下回ったことに伴い、前記レギュレータは前記第２の直流電圧が前記レギュレータの前記目標電圧となるように定電圧制御の動作を開始し、前記ＤＣＤＣコンバータは動作を停止することを特徴とする電源装置。
2. 前記ＤＣＤＣコンバータは、スイッチング素子と、前記スイッチング素子のオンオフ状態を制御する電源ＩＣと、を有するＤＣＤＣコンバータであって、
   前記スイッチング素子のオンデューティは１００％より低い値に制限されていることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記第１の制御手段は、前記電源ＩＣを停止させることで前記ＤＣＤＣコンバータの動作を停止させることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記第１の制御手段は、前記レギュレータが動作している間、前記ＤＣＤＣコンバータの動作を停止させるように制御することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
5. 前記第１の制御手段は、前記第１の状態から前記第２の状態に遷移するときに、前記第１の直流電圧が前記第１の電圧から前記第２の電圧に低下する前に前記ＤＣＤＣコンバータの動作を停止させるように制御することを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記第２の直流電圧を負荷に供給する接続状態と、前記負荷への前記第２の直流電圧の供給を遮断する非接続状態とのいずれかの状態となるロードスイッチを備え、
   前記第１の制御手段は、前記ＤＣＤＣコンバータの動作を停止させた後に前記ロードスイッチを前記非接続状態とするように制御することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記第１の制御手段は、前記第２の状態から前記第１の状態に遷移するときに、前記第１の直流電圧が前記第２の電圧から前記第１の電圧に上昇する前に前記ＤＣＤＣコンバータの動作を開始させるように制御することを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
8. 前記第２の直流電圧を負荷に供給する接続状態と、前記負荷への前記第２の直流電圧の供給を遮断する非接続状態とのいずれかの状態となるロードスイッチを備え、
   前記第１の制御手段は、前記ＤＣＤＣコンバータの動作を開始させる前に前記ロードスイッチを前記接続状態とするように制御することを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
9. 前記ＤＣＤＣコンバータの動作を停止させるように制御する第２の制御手段を備え、
   前記第２の制御手段は、前記電源ＩＣを停止させることで前記ＤＣＤＣコンバータの動作を停止させることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
10. 前記第２の制御手段は、前記レギュレータが動作している間、前記ＤＣＤＣコンバータの動作を停止させるように制御することを特徴とする請求項９に記載の電源装置。
11. 前記第２の制御手段は、前記第１の状態から前記第２の状態に遷移するときに、前記第１の直流電圧が前記第１の電圧から前記第２の電圧に低下する前に前記ＤＣＤＣコンバータの動作を停止させるように制御することを特徴とする請求項１０に記載の電源装置。
12. 前記第２の直流電圧を負荷に供給する接続状態と、前記負荷への前記第２の直流電圧の供給を遮断する非接続状態とのいずれかの状態となるロードスイッチを備え、
    前記第１の制御手段は、前記第２の制御手段により前記ＤＣＤＣコンバータの動作が停止された後に前記ロードスイッチを前記非接続状態とするように制御し、
    前記第２の制御手段は、前記ロードスイッチが前記非接続状態となったことに応じて動作を停止することを特徴とする請求項１１に記載の電源装置。
13. 前記第２の制御手段は、前記第２の状態から前記第１の状態に遷移するときに、前記第１の直流電圧が前記第２の電圧から前記第１の電圧に上昇する前に前記ＤＣＤＣコンバータの動作を開始させるように制御することを特徴とする請求項１０に記載の電源装置。
14. 前記第２の直流電圧を負荷に供給する接続状態と、前記負荷への前記第２の直流電圧の供給を遮断する非接続状態とのいずれかの状態となるロードスイッチを備え、
    前記第１の制御手段は、前記第２の制御手段により前記ＤＣＤＣコンバータの動作が開始される前に前記ロードスイッチを前記接続状態とするように制御し、
    前記第２の制御手段は、前記ロードスイッチが前記接続状態となったことに応じて動作を開始することを特徴とする請求項１３に記載の電源装置。
15. 前記第１の制御手段は、前記第２の直流電圧によって動作することを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれか１項に記載の電源装置。
16. 前記レギュレータは、シリーズレギュレータであることを特徴とする請求項１から請求項１５のいずれか１項に記載の電源装置。
17. 記録材に画像を形成する画像形成部と、
    請求項１から請求項１６のいずれか１項に記載の電源装置と、
    を備えることを特徴とする画像形成装置。

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