KR20110132266A - 전류 공진 전원 - Google Patents

전류 공진 전원 Download PDF

Info

Publication number
KR20110132266A
KR20110132266A KR1020110051429A KR20110051429A KR20110132266A KR 20110132266 A KR20110132266 A KR 20110132266A KR 1020110051429 A KR1020110051429 A KR 1020110051429A KR 20110051429 A KR20110051429 A KR 20110051429A KR 20110132266 A KR20110132266 A KR 20110132266A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
fet
power supply
current
state
Prior art date
Application number
KR1020110051429A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101436967B1 (ko
Inventor
게이스께 사메지마
Original Assignee
캐논 가부시끼가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 캐논 가부시끼가이샤 filed Critical 캐논 가부시끼가이샤
Publication of KR20110132266A publication Critical patent/KR20110132266A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101436967B1 publication Critical patent/KR101436967B1/ko

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G03—PHOTOGRAPHY; CINEMATOGRAPHY; ANALOGOUS TECHNIQUES USING WAVES OTHER THAN OPTICAL WAVES; ELECTROGRAPHY; HOLOGRAPHY
    • G03G—ELECTROGRAPHY; ELECTROPHOTOGRAPHY; MAGNETOGRAPHY
    • G03G15/00—Apparatus for electrographic processes using a charge pattern
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Control Or Security For Electrophotography (AREA)

Abstract

본 발명의 전류 공진 전원은 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변압기와, 상기 변압기의 1차 권선의 일단부에 접속되고 직렬로 배열되는 2개의 스위칭 소자와, 상기 1차 권선의 타단부에 접속되는 공진 콘덴서와, 상기 2개의 스위칭 소자와 제1 권선의 일단부 사이에 접속되고 변압기의 1차 측에 입력되는 AC 전압이 낮아지는 것을 검지하도록 구성된 전압 검지 유닛을 포함하고, 상기 스위칭 소자의 동작은 상기 전압 검지 유닛의 검지 결과에 기초하여 제어된다.

Description

전류 공진 전원 {CURRENT RESONANCE POWER SUPPLY}
본 발명은 전류 공진 방식의 전원 장치에 관한 것이다.
전류 공진 방식의 스위칭 전원은 상용 전원으로부터 입력된 교류 전압(이하, AC 입력 전압)을 정류 및 평활화하여 얻어지는 전압을 스위칭 소자에 의해 스위칭하고, 절연형 변압기를 통해 안정된 직류(DC) 전압을 출력하는 전원 장치의 일 예이다.
이러한 전류 공진 방식의 스위칭 전원에 있어서, 일반적으로, 상용 전원으로부터 입력된 AC 전압의 저하를 검지하기 위해, 저전압 검지 회로가 추가된다. 저전압 검지 회로는 주로 이하의 두 가지의 목적을 위해 제공된다.
첫 번째 목적은, 스위칭 소자로 작용하는 전계 효과 트랜지스터(FET), 변압기 및 전류 공진용 콘덴서와 같은 소자를 과전류 상태로부터 보호하는 것이다. 상용 전원으로부터 입력된 AC 전압이 낮아질수록, 변압기의 2차 측으로부터의 일정한 출력을 유지하기 위해, 스위칭 전원은 FET의 온 상태의 시간이 길어질 수 있도록 동작된다. 이는 변압기의 1차 측 상의 전류가 높아져 1차 측을 과전류 상태로 설정할 가능성을 초래한다. 변압기의 1차 측이 과전류 상태로 설정되면, 1차 측의 FET를 포함하는 회로 부품은 정격(내압; breakdown strength)을 초과하여, 파괴된다. 따라서, 1차 측의 회로 부품은 과전류 상태를 검지하여 동작을 중지시킴으로써 보호되어야 한다.
두 번째 목적은, 스위칭 소자인 2개의 FET를 통해 흐르는 관통 전류를 방지하는 것이다. 관통 전류는 AC 입력 전압이 떨어질 때 발생하고, 변압기의 2차 측으로부터의 일정한 출력을 유지하기 위해 FET의 온 상태의 시간이 길어진다. FET의 온 상태의 시간이 긴 경우, FET가 오프 상태로 된 후에, 오프 상태가 된 FET의 역회복 전류가 발생되어 관통 전류가 흐르게 된다.
전류 공진 방식의 스위칭 전원에 있어서 저전압 검지 방법으로서, 전원 제어 집적 회로(IC)에 의해 분압된 전압을 검지하는 방법이 적용된다. 분압된 전압은 상용 전원으로부터의 AC 입력 전압을 정류 및 평활화한 후에 전압을 분압하여 얻어진다(일본 특허출원공개 공보 제2007-006614호에 개시됨).
그러나, 종래의 스위칭 전원에서의 저전압 검지 방법에 있어서, 저전압을 검지하기 위해, AC 입력 전압을 정류 및 평활화한 후에 전압을 분압 및 검지하는데 분압 저항기가 사용된다. 이러한 분압 저항기는 합성 저항기로서 전력을 소비하고, 전원의 정지 상태 및 정상 동작 상태 양자 모두에 있어서, 정류 및 평활화를 위한 1차 평활 콘덴서의 +단자를 전압 소스로서 사용한다. 최근, 전자 기기에 있어서 절전이 중요하게 인식되고 있으며, 스위칭 전원에 있어서도 절전이 요구되고 있다. 특히, 절전은 정지 상태에서 더욱 요구된다. 종래의 저전압 검지 회로에 대한 전술한 구성에 있어서는 분압 저항기에 의해 전력이 소비되므로 절전을 실현하기 곤란하다.
절전형 전류 공진 방식의 스위칭 전원을 제공하는 것이 바람직하다.
본 발명의 일 태양에 따르면, 전류 공진 전원은, 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변압기와, 상기 변압기의 1차 권선의 일단부에 접속되고, 직렬로 배열되는 2개의 스위칭 소자와, 상기 1차 권선의 타단부에 접속되는 공진 콘덴서와, 상기 1차 권선의 일단부와 상기 2개의 스위칭 소자 사이에 접속되고, 상기 변압기의 1차 측에 입력되는 AC 전압이 낮아지는 것을 검지하도록 구성된 전압 검지 유닛을 포함하고, 상기 스위칭 소자의 동작은 상기 전압 검지 유닛의 검지 결과에 기초하여 제어된다.
본 발명의 다른 태양에 따르면, 화상 형성 장치는, 상담지체 상에 화상을 형성하도록 구성된 화상 형성 수단과, 상기 화상 형성 수단의 화상 형성 동작을 제어하도록 구성된 제어 수단과, 상기 화상 형성 수단 또는 상기 제어 수단에 전력을 공급하도록 구성된 전원을 포함한다. 상기 전원은 공진을 위한 전류 공진 전원이며, 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변압기와, 상기 변압기의 1차 권선의 일단부에 접속되고, 직렬로 배열되는 2개의 스위칭 소자와, 상기 1차 권선의 타단부에 접속되는 공진 콘덴서와, 상기 1차 권선의 일단부와 상기 2개의 스위칭 소자 사이에 접속되고, 상기 변압기의 1차 측에 입력되는 AC 전압이 낮아지는 것을 검지하도록 구성된 전압 검지 유닛을 포함하고, 상기 2개의 스위칭 소자의 동작은 상기 전압 검지 유닛의 검지 결과에 기초하여 제어된다.
본 발명의 추가적인 특징 및 태양은 첨부된 도면과 관련된 예시적인 실시예에 대한 이하의 상세한 설명으로부터 명백해 질 것이다.
명세서에 통합되어 그 일부를 구성하는 첨부 도면이 본 발명의 예시적인 실시예, 특징 및 태양을 도시하고, 발명의 상세한 설명과 함께 본 발명의 원리를 설명하게 된다.
도 1은 예시적인 제1 실시예에 따른 전류 공진 전원을 도시하는 회로도.
도 2는 예시적인 제2 실시예에 따른 전류 공진 전원을 도시하는 회로도.
도 3은 예시적인 제3 실시예에 따른 전류 공진 전원을 도시하는 회로도.
도 4는 예시적인 제3 실시예의 변형에 따른 전류 공진 전원을 도시하는 회로도.
도 5는 예시적인 제4 실시예에 따른 전류 공진 전원을 도시하는 회로도.
도 6의 (a) 내지 도 6의 (f)는 전류 공진 전원에 있어서 전류 공진 회로의 동작을 도시하는 도면.
도 7의 (a) 및 도 7의 (b)는 전류 공진 전원에 있어서 FET의 드레인 전류 파형을 도시하는 도면.
도 8의 (a) 내지 도 8의 (d)는 관통 전류가 전류 공진 전원에 흐를 때, 전류 공진 동작을 도시하는 도면.
도 9의 (a) 및 도 9의 (b)는 관통 전류가 흐를 때, FET의 드레인 전류를 개략적으로 도시하는 도면.
도 10의 (a) 및 도 10의 (b)는 관통 전류의 감소 시, FET의 드레인 전류를 개략적으로 도시하는 도면.
도 11의 (a) 및 도 11의 (b)는 본 발명의 전류 공진 전원이 적용될 수 있는 화상 형성 장치를 개략적으로 도시하는 도면.
본 발명의 다양한 예시적인 실시예, 특징 및 태양이 도면을 참조하여 이하 상세하게 설명된다.
먼저, 예시적인 제1 실시예가 설명된다. 도 1은 본 예시적인 실시예에 따른 전류 공진 방식의 스위칭 전원(이하, 전류 공진 전원)을 도시하는 회로도이다. 도시된 바와 같이, 전류 공진 전원은 입구(101), 퓨즈(102), 코먼 모드 코일(103), 정류 다이오드 브리지(104), 1차 평활 콘덴서(105), 스위칭 소자로서의 FET(106, 107), 전류 공진용 콘덴서(108), 전원 제어 IC(110), 저항기(112), 다이오드(113), 콘덴서(114), 변압기(115), 변압기(115)의 1차 권선(116), 변압기(115)의 2차 권선(118, 119), 정류 다이오드(120, 121), 평활 콘덴서(122), 포토커플러(123), 분로 조정기(shunt regulator; 124), 조정 저항기(125, 126), 전압 출력 유닛(단자)(127), 전원에 접속된 부하(128), 저전압 검지 회로용으로 사용되는 저항기(202, 203), 전원 제어 IC(110)에 전력을 공급하기 위한 스위치로서의 트랜지스터(131), 트랜지스터(131)를 제어하기 위한 포토커플러(132), 전류 공진 전원(301), 전류 공진 전원(301)을 구동 및 정지시키기 위한 제어 유닛(133), 및 철야 전원(all-night power supply)(주요부의 개략적인 회로도)(501)을 포함한다.
전류 공진 전원의 정상 동작 상태에서, 전류 공진 전원(301) 및 철야 전원(501) 양자 모두 동작한다. 절전 상태에서, 제어 유닛(133)은 전류 공진 전원(301)의 전원 제어 IC로의 전력 공급을 중단하여, 전류 공진 전원(301)의 동작을 정지시키지만, 철야 전원(501)은 동작 상태를 유지한다. 전원(301, 501) 각각은 스위칭 전원(변환기)이며, 따라서 이러한 전원은 2-변환기 방식의 전원 장치로서 기술될 수 있다.
다음으로, 전류 공진 전원(301)의 동작이 설명된다. 전원 제어 IC(110)는 전압 출력 유닛(127)으로부터 출력된 DC 전류가 일정할 수 있도록, FET(106) 및 FET(107) 각각의 게이트 단자에 공급되는 제어 신호의 온 상태 시간 및 오프 상태 시간을 제어한다. 다이오드 브리지(104)의 양 및 음의 출력이 1차 측 회로의 양 및 음의 공급 배선에 접속된다. 1차 평활 콘덴서가 다이오드 브리지(104)에 의해 출력된 전압을 평활화하기 위해 양 및 음의 공급 배선 사이에 접속된다. FET(106) 및 FET(107)는 양 및 음의 공급 배선 사이에서 서로 직렬로 접속된다. FET(106)의 소스 단자 및 FET(107)의 드레인 단자가 접속되는 공통 노드 역시 변압기(115)의 1차 권선(116)의 일단부(전원 측)에 접속된다. 전류 공진용 콘덴서(108)가 변압기(115)의 1차 권선(116)의 타단부에 접속되어, 1차 권선(116) 및 콘덴서(108)가 공통 노드 및 음의 공급 배선 사이에서 직렬로 접속된다. 전원 제어 IC(110)를 구동하는 전력으로서, 정류 및 평활 회로에 의해 철야 전원(501)의 변압기(511)의 보조 권선(512)으로부터의 전압을 정류 및 평활화하여 얻어진 전압이 공급된다. 정류 및 평활화 회로는 저항기(112), 다이오드(113) 및 콘덴서(114)를 포함한다. 전원 제어 IC(110)용 전원의 동작은 제어 유닛(133)에 의해 제어 및 정지된다.
이러한 구성으로, 전력이 전원 제어 IC(110)에 공급될 때, 전원 제어 IC는 FET(106) 및 FET(107)의 게이트 단자에 제어 신호를 출력하고, 이로써 FET(106) 및 FET(107)를 교대로 온 및 오프 상태로 동작시킨다. 다시 말해, FET(106)가 온 상태가 되면, FET(107)가 오프 상태가 되고, FET(107)가 온 상태가 되면, FET(106)가 오프 상태가 된다. 그래서, 1차 평활 콘덴서(105)의 전압이 변압기(115)의 1차 권선(116)에 인가되고, 이에 따라 AC 전류가 1차 권선(116)에 인가된다.
도 6의 (a) 내지 도 6의 (f) 및 도 7의 (a) 및 도 7의 (b)를 참조하면, 1차 권선(116)에서의 AC 전류의 흐름이 FET(106) 및 FET(107)의 온 또는 오프 상태에 따라 설명된다.
순서 1: 도 6의 (a)에 도시된 상태
도 6의 (a)에 도시된 상태는 FET(106)의 온 상태 및 FET(107)의 오프 상태를 가리킨다. 이 상태에서, 전류는 1차 평활 콘덴서(105)→FET(106)→변압기(115)의 1차 권선(116)→전류 공진용 콘덴서(108)→1차 평활 콘덴서(105)의 경로로 흐른다.
순서 2: 도 6의 (b)에 도시된 상태
도 6의 (a)에 도시된 상태가 도 6의 (b)에 도시된 상태로 변경되는 경우, FET(106)는 오프 상태로 설정되고, FET(107)는 오프 상태로 설정된다. 이 상태에서, FET(106)가 온 상태로부터 오프 상태로 변경되더라도, 전원은 변압기(115)의 1차 권선(116)을 통해 흐르는 전류를 유지하도록 동작한다. 전류는 변압기(115)의 1차 권선(116)→전류 공진용 콘덴서(108)→FET(107)에 포함되는 기생 다이오드(107a)의 경로로 흐른다.
순서 3: 도 6의 (c)에 도시된 상태
도 6의 (c)의 상태는 FET(106)의 오프 상태 및 FET(107)의 온 상태를 가리킨다. 이 상태에서, 순서 2의 상태에서 FET(107)가 온 상태로 설정되더라도, 전류는 계속해서 변압기(115)의 1차 권선(116)→전류 공진용 콘덴서(108)→FET(107)에 포함되는 기생 다이오드(107a)의 경로로 흐른다.
순서 4: 도 6의 (d)에 도시된 상태
도 6의 (d)에 도시된 상태는 여전히 도 6의 (c)에 도시된 상태가 지속된다. 즉, FET(106)는 오프 상태에 있고, FET(107)는 온 상태에 있다. 이 상태에서, 전류 공진용 콘덴서(108) 및 변압기(115)의 누설 인덕턴스의 공진 동작에 의해, 전류의 흐름은 전류 공진용 콘덴서(108)→변압기(115)의 1차 권선(116)→FET(107)의 경로로 점진적으로 변경된다.
순서 5: 도 6의 (e)에 도시된 상태
도 6의 (e)에 도시된 상태는 FET(106)의 오프 상태 및 FET(107)의 오프 상태를 가리킨다. 이 상태에서, FET(107)가 순서 3의 상태에서 오프로 되더라도, 전원은 변압기(115)의 1차 권선(116)을 통해 흐르는 전류를 유지하도록 동작한다. 전류는 변압기(115)의 1차 권선(116)→FET(106)에 포함되는 기생 다이오드(106a)→1차 평활 콘덴서(105)의 경로로 흐른다.
순서 6: 도 6의 (f)에 도시된 상태
도 6의 (f)에 도시된 상태는 FET(106)의 온 상태 및 FET(107)의 오프 상태를 가리킨다. 이 상태에서, FET(106)가 순서 5의 상태에서 온으로 되더라도, 전류는 계속해서, 변압기(115)의 1차 권선(116)→FET(106)에 포함되는 기생 다이오드(106a)→1차 평활 콘덴서(105)의 경로로 흐른다.
순서 7: 다시 도 6의 (a)에 도시된 상태
다시, 도 6의 (a)에 도시된 상태가 설정된다. 즉, FET(106)가 여전히 온 상태에 있고, FET(107)가 오프 상태에 있다. 이 상태에서, 전류 공진용 콘덴서(108) 및 변압기(115)의 누설 인덕턴스의 공진 동작에 의해, 전류의 흐름은 1차 평활 콘덴서(105)→FET(106)→변압기(115)의 1차 권선(116)→전류 공진용 콘덴서(108)→1차 평활 콘덴서(105)의 경로로 점진적으로 변경된다.
FET(106) 및 FET(107)의 온 및 오프 상태의 변경, 및 전류의 흐름이 설명되었다.
도 7의 (a) 및 도 7의 (b)는 도 6의 (a) 내지 도 6의 (f)를 참조하여 전술된 동작을 FET(106) 및 FET(107)의 드레인 전류 파형으로 설명한다. 도 7의 (a) 및 도 7의 (b)에 도시된 전류 파형은 상태들(순서 1 내지 순서 7) 간의 대응관계를 나타낸다.
도 7의 (a) 및 도 7의 (b)에 도시된 바와 같이, AC 전류는 변압기(115)의 1차 권선(116)을 통해 순방향(forward direction)에 반대 방향으로 흐른다. 따라서, AC 전압이 변압기(115)의 2차 권선(118, 119)에 유도된다. AC 전압은 2개의 정류 다이오드(120, 121), 및 평활 콘덴서(122)를 포함하는 정류 및 평활 회로에 의해 정류 및 평활화되고, DC 전원 전압이 전압 출력 유닛(127)으로부터 출력된다.
전압 출력 유닛(127)으로부터의 전압은 조정 저항기(125, 126)에 의해 분압되고, 분압된 전압은 분로 조정기(124)로 입력된다. 그 후, 입력 전압에 따라 피드백 신호가 생성되고, 포토커플러(123)를 통해 전원 제어 IC(110)의 피드백(FB) 단자로 피드백된다. 전원 제어 IC(110)는 피드백 신호에 기초하여 FET(106) 및 FET(107) 양자의 스위칭 타이밍(온/오프 타이밍 및 온/오프 타이밍)을 제어하고, 이에 따라 전압 출력 유닛(127)이 안정된 DC 전압을 출력하는 것이 가능하다.
다음으로, 전류 공진 전원에 있어서의 저전압 검지 회로의 동작이 설명된다. 전류 공진 전원은 상용 전원으로부터 입력된 AC 전압이 낮음을 검지함으로써 과전류를 방지하는 기능을 갖는다.
저전압 검지의 목적이 다시 설명된다. 첫 번째 목적은, FET(106), FET(107), 변압기(115) 및 전류 공진용 콘덴서(108)와 같은 회로 소자를 과전류 상태로부터 보호하는 것이다. AC 입력 전압이 낮아짐에 따라, 전원이 변압기의 2차 측의 일정한 출력을 유지하도록 동작되기 때문에, 변압기의 1차 측의 전류는 높아진다. 결과적으로, 1차 측의 각각의 회로 소자는 정격(내압)을 초과하여 과전류 상태로 설정될 수 있다. 따라서, 과전류 상태로부터 1차 측의 회로 소자를 보호하기 위해서, 스위칭 동작을 정지시키는 제어가 실행된다. 두 번째 목적은, FET(106) 및 FET(107)로의 관통 전류의 흐름을 방지하는 것이다. 도 8의 (a) 내지 도 8의 (d), 및 도 9의 (a) 및 도 9의 (b)를 참조하면, 관통 전류가 FET(106) 및 FET(107)로 흐를 때의 동작이 설명된다.
순서 1: 도 8의 (a)에 도시된 상태
이 상태에서, 전류는 FET(106)의 온 상태로 도시된 화살표 방향으로 흐른다. 그러나, AC 입력 전압은 더 낮고, 이에 따라 FET의 온 상태 시간은 정상 동작 동안보다 길게 된다. 이는, 전술된 바와 같이, AC 입력 전압이 전술된 바와 같이 정상 상태동안의 전압보다 낮은 경우, 전원 제어 IC가 변압기의 2차 측의 일정한 출력을 유지하도록 동작하여, FET(106)의 온 상태의 시간을 연장시키기 때문이다.
순서 2: 도 8의 (b)에 도시된 상태
FET(106)의 온 상태 시간이 길어짐으로써, 화살표 방향으로의 공진 전류의 변경이 발생한다. 여전히, FET(106)는 온 상태에 있다. 이 경우의 전류는 FET(106)에 포함되는 기생 다이오드(106a)를 통해 흐른다.
순서 3: 도 8의 (c)에 도시된 상태
FET(106)가 오프 상태에 있더라도, 전류는 FET(106)에 포함된 기생 다이오드를 통해 계속적으로 화살표 방향으로 흐른다.
순서 4: 도 8의 (d)에 도시된 상태
FET(107)가 온됨과 동시에, FET(106)에 포함된 기생 다이오드(106a)는 역회복을 개시한다. 그러나, 관통 전류는 역회복 동안의 역방향의 전류로 인해 화살표 방향으로 흐른다.
전술된 바와 같이, AC 입력 전압이 정상 동작 동안의 전압보다 낮은 경우, 관통 전류가 흐를 수 있다.
도 9의 (a) 및 도 9의 (b)는 관통 전류가 FET(106) 및 FET(107)의 드레인 전류 파형으로 흐를 때의 상태를 도시한다. 도 9의 (a) 및 도 9의 (b)에 도시된 바와 같이, AC 입력 전압이 낮은 경우, FET(106) 및 FET(107)는 온으로 전환되고, 이에 따라 관통 전류의 흐름이 발생한다.
전술된 바와 같이, 두 가지 목적, 즉, 하나: 과전류 상태에 의해 야기되는 회로 소자의 파괴 방지, 및 둘: FET로의 관통 전류의 흐름 방지를 달성하기 위해, AC 입력 전압이 낮은지 여부를 검지하기 위한 저전압 검지 회로가 설치되어야 한다.
본 예시적인 실시예에서, AC 입력 전압의 저전압 검지는 FET(107)의 드레인과 소스 사이의 전압을 검지함으로써 행해진다. FET(107)의 드레인과 소스 사이의 전압을 검지하는 것은 FET(106) 및 FET(107)가 스위칭 동작을 행하지 않는 한, 검지 회로에 의한 전력의 소비를 방지한다. 본 실시예는 종래의 전류 공진 전원에 의한 것보다 높은 절전 효과를 달성하기 위해 이와 같은 특징을 사용한다.
AC 입력 전압을 검지하기 위해 전원 제어 IC(110)의 VSEN 단자로 입력된 전압은 FET(107)의 드레인과 소스 사이의 전압이다. 본 예시적인 실시예에서, FET(107)의 드레인과 소스 사이의 전압은 다이오드(201), 저항기(202), 저항기(203) 및 콘덴서(204)를 포함하는 전압 검지 회로에 의해 전압을 정류, 평활화 및 분압하여 얻어진다. 최종 전압이 VSEN 단자로 입력된다. 정상 동작 동안 FET(107)의 드레인과 소스 사이의 전압 파형은, 피크 전압으로서 양의 공급 배선 전위[1차 평활 콘덴서(105)의 +단자 전압의 전위]를 갖고 그 사이클이 FET(107)의 스위칭 사이클과 동일한 직사각형 파이다.
저항기(203) 양단에 발생하는 전압(Vacr)은 이하의 식 (1)에 의해 대략적으로 계산된다.
Figure pat00001
R203: 저항기(203)의 저항값
R202: 저항기(202)의 저항값
R: 저항기(202)와 저항기(203)의 병렬 합성 저항 [R = R202 × R203/(R202 + R203)]
Vdch: 1차 평활 콘덴서(105)의 +단자 전압
on_DUTY: FET(107)가 온 상태에 있을 때의 듀티비
off_DUTY: FET(107)가 오프 상태에 있을 때의 듀티비
(그러나, 이들은 다이오드(201)의 순방향 전압을 무시한 경우의 값이다)
식 (1)이 설명된다.
다이오드(201)가 존재하지 않을 때, 다시 말해, 회로가 저항기(202, 203)만을 포함할 때, 전압(Vacr)은 다음의 식 (2)에 의해 계산된다.
Figure pat00002
역으로, 다이오드(201)가 존재할 때, FET(107)의 오프 상태에서, 콘덴서(204)로부터 방전되는 전위는 R/R203만큼 감소된다[저항기(202)와 저항기(203)의 병렬 합성 저항을 저항기(203)의 저항값으로 나눔]. 이에 따라, 식 (2)는 식 (2)의 off_DUTY에 R/R203을 곱함으로써 식 (1)로 변경된다. 이 경우에, 『Vdch ∝ AC 입력 전압』이므로, 『Vacr ∝ AC 입력 전압』의 관계가 성립된다.
다시 말해, Vacr은 AC 입력 전압의 측정값으로서 사용될 수 있다. AC 입력 전압이 저하하면, 검지된 전압(Vacr)도 저하한다. 저항기(202), 저항기(203) 및 콘덴서(204)의 값은 AC 입력 전압이 낮은 상태로 저하할 때, 미리 결정된 저전압이 전원 제어 IC(110)의 VSEN 단자에서 검지되도록 결정된다.
저전압 상태를 검지하기 위한 AC 입력 전압의 한계값(하한값)은 저전압 검지 회로가 동작할 때, 1차 측의 각 회로 소자의 정격을 초과하는 과전류 상태, 및 FET(106) 및 FET(107)의 관통 전류를 방지할 수 있는 AC 전압값을 한정하도록 설정될 수 있다. 본 예시적인 실시예에 따르면, 저전압이 검지되는 경우 전원 제어 IC의 동작은 다음과 같다.
(저전압 검지, 검지 후의 동작 및 본 예시적인 실시예에 따른 효과)
AC 입력 전원 전압이 저하하여 1차 평활 콘덴서(105)의 전압이 저하하게 되면, 전원 제어 IC(110)의 VSEN 단자의 전압이 저하한다. 전압이 설정된 한계 전압 미만으로 저하하는 경우, 전원 제어 IC(110)는 FET(106) 및 FET(107)의 스위칭 동작을 정지한다. FET들의 스위칭 동작이 정지되는 경우, 전술한 1차 측 회로 소자의 정격을 초과하는 과전류 상태, 및 FET(106) 및 FET(107)를 통한 관통 전류의 흐름이 방지될 수 있다.
종래의 저전압 검지 회로 역시, 저전압을 검지함으로써 과전류에 의한 소자의 파괴 및 관통 전류의 흐름을 방지할 수 있다. 그러나, 종래의 회로에서, 저전압을 검지하기 위한 분압 저항기는 전압 소스로서 1차 평활 콘덴서(105)의 +단자를 사용한다. 종래의 회로도 저전압 상태의 검지 시, 스위칭 동작을 정지하지 않는다. 반면에, 본 예시적인 실시예에 따르면, FET(106, 107)의 스위칭 동작은 저전압 상태가 검지되는 경우 정지하며, 이로써 저전압을 검지하기 위한 회로는 스위칭 동작이 정지된 경우 전력을 소비하지 않는다. 정상 동작 상태에서, 스위칭 동작이 행해지지만, FET(107)의 드레인-소스 전압이 전압 검지 회로의 전압 소스로서 사용되기 때문에, 종래의 회로에서와 같이 1차 평활 콘덴서(105)의 +단자의 전위가 사용되는 경우보다 적은 양의 전력이 소비된다. 따라서, 정상 동작 상태 및 정지 상태 양자 모두에 있어서 전력 소비가 저감될 수 있다. 결과적으로, 전류 공진 전원의 절전 효과를 얻을 수 있다.
다음으로, 예시적인 제2 실시예가 설명된다. 도 2는 본 예시적인 실시예에 따른 전류 공진 전원을 도시하는 회로도이다. 예시적인 제1 실시예와의 차이점은 전원 제어 IC(110)로서 연산 증폭기(110a)를 포함하는 IC를 사용한다는 점이다. 본 예시적인 실시예에 따른 회로는 전원 제어 IC의 변경에 더해, 저항기(134) 및 제너 다이오드(135)가 포함된다는 점에서 예시적인 제1 실시예와 상이하다.
전원 제어 IC, 및 저항기와 제너 다이오드의 추가를 제외하고는, 회로는 예시적인 제1 실시예의 회로와 유사하다. 예시적인 제1 실시예의 경우에서와 같이, AC 입력 전압의 저전압 상태는 FET(107)의 드레인과 소스 사이의 전압을 검지하여 검지된다.
도 2에 도시된 회로에서, 저전압 검지 회로는 전원 제어 IC(110)에 포함되는 연산 증폭기(110a)를 사용하여 구성된다. 연산 증폭기(110a)는 FET(107)의 드레인과 소스 사이의 전압을 기준 전압과 비교하기 위한 비교 유닛으로서 작용한다. 저항기(134) 및 제너 다이오드(135)에 의해 발생되는 기준 전압은 연산 증폭기(110a)의 OPIN +단자에 입력된다. 예시적인 제1 실시예의 경우에서와 같이 다이오드(201), 저항기(202), 저항기(203) 및 콘덴서(204)에 의해 FET(107)의 드레인과 소스 사이의 전압을 정류, 평활화 및 분압하여 얻어지는 전압(Vacr)이 연산 증폭기(110a)의 OPIN -단자에 입력된다. 저항기(134), 제너 다이오드(135), 저항기(202) 및 저항기(203)의 값은, 정상 동작 동안, 『OPIN +단자 전압 < OPIN -단자 전압』의 관계가 존재하고, 저전압 검지 동안(AC 입력 전압이 저전압 상태에 있는 경우), 『OPIN +단자 전압 ＞ OPIN -단자 전압』의 관계가 존재하도록 설정된다.
저전압을 검지하기 위한 AC 입력 전압의 한계값(하한값)은 1차 측의 각 회로 소자의 정격을 초과하는 과전류 상태 및 FET(106) 및 FET(107)의 관통 전류의 흐름을 방지할 수 있는 AC 전압값으로 설정될 수 있다. 예를 들어, 한계값은 FET(106) 및 FET(107)의 내압에 기초하여 설정될 수 있다.
이러한 구성으로, 저전압 검지 동안, HI 신호가 전원 제어 IC(110)의 OPOUT 단자로부터 출력된다. HI 신호가 전원 제어 IC(110)의 EN 2 단자에 입력된 후에, 전원 제어 IC(110)는 FET(106) 및 FET(107)에 높은 스위칭 주파수를 강제적으로 인가한다. FET(106) 및 FET(107)의 높은 스위칭 주파수는 FET(106), FET(107), 변압기(115) 및 전류 공진용 콘덴서(108)를 포함하는 1차 측의 회로 소자로 흐르는 공진 전류의 저감을 초래한다. 따라서, 변압기의 2차 측의 전압 출력 유닛(127)의 출력 전압이 목표 전압보다 낮은 동안, 변압기의 1차 측의 각 회로 소자의 정격을 초과하는 전술된 문제의 과전류 상태가 방지될 수 있다.
예시적인 제1 실시예에서 전술된 바와 같이, AC 입력 전압이 저전압 상태를 가질 때, FET(106, 107)의 스위칭 동작은 정지하게 되는데, 이는 도 8의 (a) 내지 도 8의 (d)에 도시된 바와 같이 발생할 수 있는 관통 전류 흐름을 방지한다. 예시적인 제2 실시예에서, 높은 스위칭 주파수를 인가함으로써, 관통 전류의 흐름 역시 방지될 수 있다. 이는 FET(106) 및 FET(107)의 스위칭 주파수가 높은 경우, 상태가 도 8의 (a) 내지 도 8의 (d)에 도시된 예시적인 제1 실시예의 동작과 유사하지 않고, 도 6의 (a) 내지 도 6의 (f)에 도시된 예시적인 제1 실시예의 정상 동작에 유사하기 때문에 가능하다. 도 10의 (a) 및 도 10의 (b)는 공진 주파수가 높은 경우, FET(106) 및 FET(107)의 드레인 전류 파형을 도시한다.
도 10의 (a) 및 도 10의 (b)에 도시된 바와 같이, 높은 공진 주파수를 설정함으로써, 전압 출력 유닛(127)으로부터 출력된 전압으로부터의 전압이 정상 동작 동안보다 낮은 동안, 변압기의 회로 소자의 정격을 초과하는 과전류 상태 및 관통 전류의 흐름이 방지될 수 있다.
전술된 바와 같이, 예시적인 제1 실시예의 경우에서와 같이, 본 예시적인 실시예에 따르면, 전원이 동작하지 않을 때 저전압을 검지하기 위한 회로가 전력을 소비하지 않기 때문에, 정지 상태에서 전력 소비는 감소될 수 있다. 또한, FET(107)의 드레인-소스 전압이 전압 검지 회로용 전압 소스로서 사용되기 때문에, 1차 평활 콘덴서(105)의 +단자의 전위보다 적은 전력이 정상 상태에서도 소비된다. 결과적으로, 전류 공진 전원에 대해 절전 효과를 얻을 수 있다.
다음으로, 예시적인 제3 실시예가 설명된다. 도 3은 본 예시적인 실시예에 따른 전류 공진 전원을 도시하는 회로도이다. 예시적인 제1 실시예 및 예시적인 제2 실시예 각각은 2개의 변환기, 즉 철야 전원 및 전류 공진 전원을 갖는다. 예시적인 제1 및 제2 실시예와 달리, 본 예시적인 실시예는 하나의 변환기만을 갖는다. 본 예시적인 실시예에 따르면, 저전압 검지 회로가 예시적인 제1 실시예의 경우에서와 같이 설치되며, 전원 스위치가 오프된 때 절전이 이루어진다. 도 3에 도시된 전류 공진 전원은 이하의 회로 부품(소자): 변압기(115)의 보조 권선(117), 전원 스위치(701), 기동 저항기(702), 저항기(703), 다이오드(704), 트랜지스터(705) 및 콘덴서(706)를 포함한다.
도 3에 도시된 전원은 전원 스위치(701)가 온 상태가 될 때 활성화되어, 기동 저항기(702)를 통해 전원 제어 IC(110)의 VH 단자로 기동 전력을 공급한다. 전원이 활성화된 후에, 보조 권선(117)으로부터 전력이 공급된다. 전원 스위치(701)가 오프되면, 전원 스위치의 오프 동작이 검지된다. 전원 스위치의 오프 동작을 검지하기 위한 장치는 생략하지만, 당업계에 널리 알려진 적절한 장치가 가능하다. 제어 유닛(133)은 전원 스위치(701)의 오프 상태를 검지한다. 제어 유닛(133)은 전원 스위치의 오프 상태를 검지하고, 포토커플러(132)를 동작시켜 트랜지스터(705)를 오프시키며, 전원 제어 IC(110)로의 전력 공급을 중단하여, 전원을 정지시킨다.
이러한 전원에 있어서, 전원 스위치가 갑자기 오프되는 경우라도, 제어 유닛(133)은 전원을 정지시키도록 결정할 수 있다. 따라서, 전원을 포함하는 전자 기기에 있어서, 장점으로서, 여러 처리가 실행된 후에 전원이 정지될 수 있다. 이러한 전원에 있어서, 전원 스위치의 오프 상태에서의 전력 소비를 억제함으로써, 전원 및 전원을 포함하는 장치에 대한 절전 효과를 얻을 수 있다.
도 3에 도시된 전원에 있어서, 전원 스위치가 오프인 동안에, FET(106)의 오프 상태로 인해, 저전압 검지 회로는 예시적인 제1 실시예의 경우에서와 같이 전력을 소비하지 않는다. 전원이 동작하는 동안, 예시적인 제1 실시예의 경우에서와 같이, FET(107)의 드레인과 소스 사이의 전압을 사용하여 저전압이 검지될 수 있다.
본 예시적인 실시예에 따른 하나의 변환기를 갖는 전원에 있어서, 예시적인 제1 실시예에서와 같이, 전원이 동작하고 있지 않을 때 저전압을 검지하는 회로는 전력을 소비하지 않고, 이에 따라 저전압 검지를 위한 전력 소비는 정상 동작 상태 및 정지 상태 양자 모두에 있어 감소될 수 있다. 결과적으로, 전류 공진 전원에 대해 절전 효과를 얻을 수 있다.
도 4는 예시적인 제3 실시예의 변형에 따른 다른 전류 공진 전원을 도시하는 회로도이다. 도 4에 도시된 회로에 있어서, 도 3에 도시된 회로에서의 전원 제어 IC(110)는 예시적인 제2 실시예에 따른 연산 증폭기(110a)를 포함하는 전원 제어 IC로 변경되었다. 저전압 검지 동안, 저전압 검지 회로 및 전원 제어 IC(110)의 동작은 예시적인 제3 실시예의 동작과 유사하다. 저전압 검지 회로의 구성은 전술된 예시적인 실시예들의 구성과 유사하다. 예시적인 제1 실시예의 경우에서와 같이, 도 4에 도시된 전원에 있어서, 저전압을 검지하기 위한 회로는 전력을 소비하지 않으며, 따라서 저전압 검지를 위한 전력 소비는 정상 동작 상태 및 정지 상태 양자에 있어서 감소될 수 있다. 결과적으로, 전류 공진 전원에 대한 절전 효과를 얻을 수 있다.
다음으로, 예시적인 제4 실시예가 설명된다. 도 5는 본 예시적인 실시예에 따른 전류 공진 전원을 도시하는 회로도이다. 예시적인 실시예에 따르면, 저전압 검지 회로가 저전압을 검지하면, 전원 제어 IC로의 전력 공급이 정지된다. 예시적인 제1 실시예의 부품에 추가적으로 새로이 설치된 부품은 비교기(401), 저항기(402), 제너 다이오드(403) 및 포토커플러(404)이다. 정상 동작 동안의 전력 공급 동작은 예시적인 제1 실시예의 동작과 유사하다.
도 5에서, 예시적인 제1 실시예와 상이한 부분은 저전압 검지 회로의 구성이다. 본 예시적인 실시예에 따르면, 기준 전압은 저항기(402) 및 제너 다이오드(403)에 의해 발생하고, 비교기(401)의 +단자로 입력된다. 예시적인 제1 실시예의 경우에서와 같이, 전압 검지 회로[다이오드(201), 저항기(202), 저항기(203) 및 콘덴서(204)]의 FET(107)의 드레인과 소스 사이의 전압을 정류, 평활화 및 분압하여 얻어진 전압(Vacr)은 비교기(401)의 -단자로 입력된다.
저항기(402), 제너 다이오드(403), 저항기(202) 및 저항기(203)의 값은 정상 동작 동안, 『비교기(401)의 +단자 전압 ＜ 비교기(401)의 -단자 전압』의 관계가 존재하고, 저전압 상태 동안, 『비교기(401)의 +단자 전압 ＞ 비교기(401)의 -단자 전압』의 관계가 존재하도록 설정된다.
저전압 검지 회로가 저전압을 검지하면, HI 신호가 포토커플러(404)를 통해 제어 유닛(133)으로 입력된다. HI 신호가 입력된 제어 유닛(133)은 포토커플러(132)를 통해 트랜지스터(131)를 오프시켜 전원 제어 IC로의 전력 공급을 정지시킨다. FET(106) 및 FET(107)의 스위칭 동작은 이에 따라 과전류를 방지하기 위해 정지될 수 있다. FET(106) 및 FET(107)를 통과하는 관통 전류가 방지될 수 있다. 예시적인 제1 실시예의 경우에서와 같이, 본 예시적인 실시예에 따르면, 저전압 검지 회로는 정지 상태에서 전력을 소비하지 않으며, FET(107)의 드레인-소스 전압이 전압 검지 회로를 위한 전압 소스로서 사용되기 때문에, 정상 동작 상태에서 보다 적은 전력이 소비된다. 따라서, 저전압 검지를 위한 전력 소비는 정상 동작 상태 및 정지 상태 양자 모두에 있어 감소될 수 있다. 결과적으로, 전류 공진 전원에 대한 절전 효과를 얻을 수 있다.
예시적인 제1 내지 제4 실시예 각각에 따른 전류 공진 전원은 레이저 빔 프린터, 복사기 또는 팩시밀리와 같은 화상 형성 장치의 저전압 전원으로서 적용될 수 있다. 전류 공진 전원은 화상 형성 장치 내의 제어 유닛인 제어기에 전력을 공급하고, 시트를 반송하기 위한 급지 롤러의 구동 유닛인 모터에 전력을 공급하는데 사용될 수 있다.
도 11의 (a)는 화상 형성 장치의 일예인 레이저 빔 프린터의 개략적인 구성을 도시한다. 레이저 빔 프린터(200)는 잠상이 형성되는 화상 형성 유닛(210)으로서의 상담지체인 감광 드럼(211), 및 감광 드럼에 형성된 잠상을 토너에 의해 현상하는 현상 유닛(212)을 포함한다. 감광 드럼(211) 상에서 현상된 토너상은 카세트(216)로부터 공급되는 기록 매체로서의 시트(도시되지 않음)로 전사된다. 시트로 전사된 토너상이 정착 장치(214)에 의해 정착되어 트레이(215)로 배출된다. 도 11의 (b)는 전원으로부터, 화상 형성 장치의 제어 유닛인 제어기 및 구동 유닛인 모터로의 전력 공급 배선을 도시한다. 전류 공진 전원은, 화상 형성 동작을 제어하기 위한 중앙 처리 유닛(CPU)(310)을 포함하는 제어기(300)로 전력을 공급하기 위한, 그리고 화상을 형성하기 위한 구동 유닛으로서의 모터(312, 313)에 전력을 공급하기 위한 저전압 전원으로서 적용될 수 있다. 공급될 전력으로서, 3.3V의 전압이 제어기(300)에 인가되고, 24V의 전압이 모터에 공급된다. 예를 들어, 모터(312)는 시트를 반송하는 급송 롤러를 구동하고, 모터(313)는 정착 장치(214)를 구동한다.
예시적인 실시예 각각에 따른 전류 공진 전원은 화상 형성 장치에 사용되는 것에 한정되지 않으며, 다른 전자 기기의 저전압 전원으로서 사용될 수 있다.
본 발명이 예시적인 실시예들을 참조하여 설명되었지만, 본 발명은 개시된 예시적인 실시예들에 한정되지 않는다. 이하의 청구범위의 범주는 모든 변형, 동등 구성 및 기능을 포함하기 위해 최광의로 해석되어야 한다.

Claims (10)

1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변압기와,
상기 변압기의 1차 권선의 일단부에 접속되고, 직렬로 배열되는 2개의 스위칭 소자와,
상기 1차 권선의 타단부에 접속되는 공진 콘덴서와,
상기 1차 권선의 일단부와 상기 2개의 스위칭 소자 사이에 접속되고, 상기 변압기의 1차 측에 입력되는 AC 전압이 낮아지는 것을 검지하도록 구성된 전압 검지 유닛을 포함하고,
상기 스위칭 소자의 동작은 상기 전압 검지 유닛의 검지 결과에 기초하여 제어되는 전류 공진 전원.
제1항에 있어서,
상기 2개의 스위칭 소자의 동작은 상기 전압 검지 유닛에 의해 검지되는 전압에 기초하여 정지되는 전류 공진 전원.
제1항에 있어서,
상기 전압 검지 유닛에 의해 검지된 전압을 기준 전압과 비교하도록 구성된 비교 유닛을 더 포함하고,
상기 2개의 스위칭 소자의 동작은 상기 비교 유닛으로부터의 출력에 기초하여 제어되는 전류 공진 전원.
제3항에 있어서,
상기 2개의 스위칭 소자의 동작을 제어하도록 구성된 제어 유닛을 더 포함하고,
상기 제어 유닛은 상기 비교 유닛을 포함하는 전류 공진 전원.
제1항에 있어서,
상기 전압 검지 유닛은 다이오드, 콘덴서, 및 상기 2개의 스위칭 소자와 상기 1차 권선의 일단부 사이에 접속되는 저항기를 포함하는 전류 공진 전원.
상담지체 상에 화상을 형성하도록 구성된 화상 형성 수단과,
상기 화상 형성 수단의 화상 형성 동작을 제어하도록 구성된 제어 수단과,
상기 화상 형성 수단 또는 상기 제어 수단에 전력을 공급하도록 구성된 전원을 포함하고,
상기 전원은 공진을 위한 전류 공진 전원이며,
상기 전류 공진 전원은,
1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변압기와,
상기 변압기의 1차 권선의 일단부에 접속되고, 직렬로 배열되는 2개의 스위칭 소자와,
상기 1차 권선의 타단부에 접속되는 공진 콘덴서와,
상기 2개의 스위칭 소자와 상기 1차 권선의 일단부 사이에 접속되고, 상기 변압기의 1차 측에 입력되는 AC 전압이 낮아지는 것을 검지하도록 구성된 전압 검지 유닛을 포함하고,
상기 2개의 스위칭 소자의 동작은 상기 전압 검지 유닛의 검지 결과에 기초하여 제어되는 화상 형성 장치.
제6항에 있어서,
상기 2개의 스위칭 소자의 동작은 상기 전압 검지 유닛에 의해 검지되는 전압에 기초하여 정지되는 화상 형성 장치.
제6항에 있어서,
상기 전압 검지 유닛에 의해 검지된 전압을 기준 전압과 비교하도록 구성된 비교 유닛을 더 포함하고,
상기 2개의 스위칭 소자의 동작은 상기 비교 유닛으로부터의 출력에 기초하여 제어되는 화상 형성 장치.
제8항에 있어서,
상기 2개의 스위칭 소자의 동작을 제어하도록 구성된 제어 유닛을 더 포함하고,
상기 제어 유닛은 상기 비교 유닛을 포함하는 화상 형성 장치.
제6항에 있어서,
상기 전압 검지 유닛은 다이오드, 콘덴서, 및 상기 2개의 스위칭 소자와 상기 1차 권선의 일단부 사이에 접속되는 저항기를 포함하는 화상 형성 장치.
KR1020110051429A 2010-05-31 2011-05-30 전류 공진 전원 KR101436967B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2010-125239 2010-05-31
JP2010125239A JP5693048B2 (ja) 2010-05-31 2010-05-31 電流共振電源

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20110132266A true KR20110132266A (ko) 2011-12-07
KR101436967B1 KR101436967B1 (ko) 2014-09-02

Family

ID=44118019

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020110051429A KR101436967B1 (ko) 2010-05-31 2011-05-30 전류 공진 전원

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8634214B2 (ko)
EP (1) EP2390996B1 (ko)
JP (1) JP5693048B2 (ko)
KR (1) KR101436967B1 (ko)
CN (2) CN104682715B (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102012111939A1 (de) 2011-12-09 2013-06-13 Hyundai Motor Company Aktuator für eine Kupplung

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5873293B2 (ja) * 2011-10-31 2016-03-01 キヤノン株式会社 電源装置および画像形成装置
JP5611267B2 (ja) * 2012-04-25 2014-10-22 京セラドキュメントソリューションズ株式会社 現像装置及び画像形成装置
JP6316013B2 (ja) * 2014-02-12 2018-04-25 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
US9755525B2 (en) * 2014-11-25 2017-09-05 Richtek Technology Corporation Power converter circuit and power limit control circuit thereof
JP6608197B2 (ja) * 2015-06-30 2019-11-20 キヤノン株式会社 電源装置及び電源装置を有する画像形成装置
JP7166843B2 (ja) * 2018-08-28 2022-11-08 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3045215B2 (ja) * 1993-12-30 2000-05-29 サンケン電気株式会社 共振型スイッチング電源装置
JP3013697B2 (ja) 1994-03-24 2000-02-28 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JPH08340672A (ja) * 1995-06-12 1996-12-24 Fuji Elelctrochem Co Ltd 過電流保護機能を有するスイッチングレギュレータ
JP3459142B2 (ja) * 1995-08-09 2003-10-20 ソニー株式会社 駆動パルス出力制限回路
JP3139534B2 (ja) * 1996-05-17 2001-03-05 サンケン電気株式会社 共振型スイッチング電源装置
US6087782A (en) * 1999-07-28 2000-07-11 Philips Electronics North America Corporation Resonant mode power supply having over-power and over-current protection
US6018467A (en) * 1999-07-28 2000-01-25 Philips Electronics North America Corporation Resonant mode power supply having an efficient low power stand-by mode
JP2001078447A (ja) * 1999-09-06 2001-03-23 Sony Corp スイッチング電源回路
US6272025B1 (en) * 1999-10-01 2001-08-07 Online Power Supply, Inc. Individual for distributed non-saturated magnetic element(s) (referenced herein as NSME) power converters
US6426884B1 (en) 2000-11-06 2002-07-30 Ericsson, Inc. Reducing reverse currents in a synchronous rectifier circuit
US6424101B1 (en) * 2000-12-05 2002-07-23 Koninklijke Philips Electronics N.V. Electronic ballast with feed-forward control
JP3987949B2 (ja) * 2001-02-26 2007-10-10 サンケン電気株式会社 交流直流変換回路
US6400584B1 (en) * 2001-03-23 2002-06-04 Koninklijke Philips Electronics N.V. Two stage switching power supply for connecting an AC power source to a load
DE10117301A1 (de) * 2001-04-06 2002-10-10 Philips Corp Intellectual Pty Stromversorgungsschaltungsanordung mit einem DC/DC- Konverter
JP2004202692A (ja) 2002-12-20 2004-07-22 Canon Finetech Inc 画像形成装置
US6934167B2 (en) * 2003-05-01 2005-08-23 Delta Electronics, Inc. Contactless electrical energy transmission system having a primary side current feedback control and soft-switched secondary side rectifier
WO2005109618A1 (ja) 2004-05-07 2005-11-17 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 共振型スイッチング電源装置
EP1748541A1 (en) * 2004-05-17 2007-01-31 Fidelix Y.K. Switching power supply device
JP4735072B2 (ja) * 2005-06-23 2011-07-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP2007181378A (ja) * 2005-12-28 2007-07-12 Canon Inc 電源装置およびそれを搭載した画像形成装置
TWI314808B (en) 2006-09-06 2009-09-11 Delta Electronics Inc Resonance converter and driving method for synchronous rectifier thereof
US7313004B1 (en) * 2006-12-21 2007-12-25 System General Corp. Switching controller for resonant power converter
CN101127484B (zh) * 2007-05-23 2010-04-07 中国科学院电工研究所 一种数字化高压直流电源
JP5343393B2 (ja) * 2008-04-28 2013-11-13 富士電機株式会社 スイッチング電源制御用半導体装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102012111939A1 (de) 2011-12-09 2013-06-13 Hyundai Motor Company Aktuator für eine Kupplung

Also Published As

Publication number Publication date
CN104682715A (zh) 2015-06-03
KR101436967B1 (ko) 2014-09-02
CN104682715B (zh) 2018-03-02
JP2011254592A (ja) 2011-12-15
EP2390996A2 (en) 2011-11-30
US8634214B2 (en) 2014-01-21
JP5693048B2 (ja) 2015-04-01
EP2390996A3 (en) 2015-09-09
CN102263511B (zh) 2015-01-07
CN102263511A (zh) 2011-11-30
EP2390996B1 (en) 2017-03-08
US20110293313A1 (en) 2011-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5911242B2 (ja) 電源装置及び画像形成装置
US9274490B2 (en) Power supply apparatus and image forming apparatus
US9071156B2 (en) Switching power supply device and image forming apparatus with switching power supply device
US8977157B2 (en) Switching power supply
US8891997B2 (en) Power supply system for stopping and starting operation in accordance with input voltage and image forming apparatus including the same
JP7114364B2 (ja) 電源装置及び画像形成装置
US9160235B2 (en) Power supply apparatus and image forming apparatus
JP5701292B2 (ja) 電流共振電源
KR101436967B1 (ko) 전류 공진 전원
US8564983B2 (en) Power supply device and image forming apparatus
US9525359B2 (en) Switching power supply apparatus and image forming apparatus
US8655216B2 (en) Switching power supply device and image forming apparatus including switching power supply device
JP6406798B2 (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP7182983B2 (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP6316013B2 (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP2020195190A (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP2020092547A (ja) 電源装置及び画像形成装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
AMND Amendment
X701 Decision to grant (after re-examination)
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170725

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180725

Year of fee payment: 5