CN109314468A - 用于电力转换器的有源复位和自驱动同步整流的动态共享平均电流模式控制 - Google Patents

用于电力转换器的有源复位和自驱动同步整流的动态共享平均电流模式控制 Download PDF

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Abstract

一种用于提供动态输出电流共享的电路，其使用对有源复位和自驱动同步整流的平均电流模式控制并具有电力转换器的预偏置启动和冗余能力。所述电路通过双向磁通信器将次级侧反馈信号传送到初级侧，所述双向磁通信器还提供次级电压供应。通过检测输出电流方向并控制同步整流器的栅极信号来实现预偏置启动。所述电路允许通过单控制信号和自动主转换器选择和升级来进行动态电流共享。

Description

用于电力转换器的有源复位和自驱动同步整流的动态共享平 均电流模式控制
技术领域
本公开总体涉及电力转换器。
背景技术
DC/DC转换器是一种将输入DC电压转换为不同输出DC电压的电源。此类转换器通常包括变压器，所述变压器通过电压源与负载之间的开关电路电耦接。被称为正向转换器的转换器包括连接在电压源与变压器的初级绕组之间的主开关，以在开关接通和导通时向变压器的次级绕组提供正向功率传输。开关通常采用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)器件。
电力转换器设计通常受各种要求的限制，诸如效率、输入电压范围、输出电压、功率密度和占地面积。这些约束需要某些性能权衡。例如，实现更高的效率可能需要更窄的输入电压范围。为了进一步提高效率，通常采用有源复位方案和同步整流。这些同步整流方案可以是主动控制或自驱动的。
正向转换器的限制是可能需要将变压器铁芯复位以防止饱和(即，在主开关的断开时段期间使变压器的磁化电流放电)。这种限制源于变压器铁芯励磁的单极特性。存在用于将正向转换器的变压器复位的技术。一种这样的技术是包括与初级绕组并联的电阻器-电容器-二极管(RCD)网络。RCD网络将开关上的电压钳位到与给定的源电压和开关占空比一致的最小峰值电压，从而消除了对死区时间的需要，同时允许宽范围的占空比。这倾向于降低施加到开关的电压应力。然而，这种变压器复位技术由于在开关导通时段期间累积在变压器中的磁化能量的耗散而降低了转换器的效率。这种磁化能量不是被回收，而是通过RCD网络部分地转换成热量。
变压器复位的另一种方法是在初级侧或次级侧上使用连接在变压器绕组两端的电容器和辅助开关的串联连接(称为“有源钳位”或“有源复位”)。当主开关断开时，辅助开关接通，反之亦然。因此，变压器中的磁化能量被传输到钳位电容器，并且钳位电容器与磁化电感共振以维持必要的复位电压电平。这种有源钳位复位在稳态条件下提供变压器的非耗散复位和主开关上的最小电压应力，这是因为死区时间几乎为零。因此，有源钳位方法与自驱动同步整流兼容。
在采用同步整流器的开关电源电路中，二极管由功率晶体管代替，以获得较低的导通状态电压降。同步整流器通常使用n沟道MOSFET而不是二极管来避免二极管的导通电压降，这对于低输出电压电源来说可能是重要的。当二极管从阳极到阴极导通时，晶体管被偏置导通，相反，当二极管从阴极到阳极阻塞时，晶体管被门控以阻断电流。尽管MOSFET通常用于此目的，但双极晶体管和其他有源半导体开关也可能是合适的。
在这些同步整流器电路中，栅极信号可以是自驱动的，即栅极信号可以连接到电源电路，或者是受控驱动的，即栅极信号来自电路中的某个点并且在被馈送到MOSFET栅极驱动器之前经过某个有源处理电路。在电力转换器中，在主电源开关(多个开关)的非导通时段期间导通的同步整流器可以称为续流或“捕获”同步整流器。在主电源开关(多个开关)的导通时段期间导通的同步整流器可以称为正向同步整流器。
在一些应用中，当首次接通电力转换器时，输出端子处可能存在预先存在的电压。这种预先存在的电压可以称为预偏置电压、预充电电压、反向偏置或后向偏置。这种预偏置电压可以由外部电压源(例如，负载、另一个电力转换器)产生，或者可以作为电力转换器的一个或多个输出电容器上的剩余电荷存在。如上文指出的，当使用同步整流器来代替二极管时，此类整流器(例如，MOSFET)允许电流沿任一方向流过开关。因此，在诸如预偏置启动的一些操作条件下，输出开关的操作可以允许反向电流通过电力转换器的输出电感器从电力转换器的输出端流到地。也就是说，在此类情况下，电力转换器用作电流吸收器而不是电流源。此外，这种不希望的操作可能导致输出电压下降并且可能干扰或损坏电力转换器的一个或多个部件。
发明内容
一种用于电力转换器的平均电流模式控制(ACMC)控制器，所述电力转换器包括：电源变压器，所述电源变压器具有可电耦接到输入电压节点的初级绕组和可电耦接到输出电压节点的次级绕组；初级控制电路，所述初级控制电路电耦接到初级绕组；次级控制电路，所述次级控制电路电耦接到次级绕组，所述次级控制电路包括具有相应的第一控制节点和第二控制节点的第一同步整流元件和第二同步整流元件，所述ACMC控制器可以概括为包括：磁通信器电路，所述磁通信器电路包括：选择性可控开关；以及耦接变压器，所述耦接变压器包括第一初级绕组、第二初级绕组和次级绕组，所述次级绕组电耦接到次级侧DC电压供应电路，所述次级侧DC电压供应电路包括DC供应整流器和DC供应电容器，所述次级绕组在次级侧DC电压供应电路的DC供应电容器上提供次级侧DC电压供应，第一初级绕组和第二初级绕组通过可控开关选择性地耦接到初级侧DC电压供应，由此通过选择性地控制可控开关进入导通状态而在次级侧DC电压供应电路的DC供应电容器上产生次级侧DC电压供应，次级绕组电耦接到次级侧反馈信号节点，并且第二初级绕组电耦接到采样电路，所述采样电路包括采样整流器和采样电容器，由此通过选择性地控制可控开关进入导通状态而将次级侧反馈信号节点处的次级侧反馈信号传输到第二初级绕组，从而通过选择性地控制可控开关进入导通状态而在采样电路的采样电容器上产生初级侧反馈电压，所述初级侧反馈电压可电耦接到电力转换器的初级控制电路。
ACMC控制器还可以包括：电压误差放大器电路，所述电压误差放大器电路包括输入节点和输出节点，输入节点电耦接到电力转换器的输出电压节点；以及电流误差放大器电路，所述电流误差放大器电路包括输入节点和输出节点，电流误差放大器电路的输入节点电耦接到电压误差放大器电路的输出节点，并且电流误差放大器的输出节点电耦接到次级侧反馈信号节点。电压误差放大器电路可以包括运算放大器，所述运算放大器可以包括电耦接到次级侧DC电压供应以从其接收电力的供应输入节点。电流误差放大器电路可以包括运算放大器，所述运算放大器可以包括电耦接到次级侧DC电压供应以从其接收电力的供应输入节点。
ACMC控制器还可以包括公共控制节点，所述公共控制节点代表电压误差放大器电路的输出信号，所述公共控制节点可耦接到另一个电力转换器的公共控制节点，以提供所述电力转换器与另一个电力转换器之间的电流共享操作。
ACMC控制器还可以包括电流方向检测器电路，所述电流方向检测器电路操作性地耦接以感测电力转换器的输出电流的方向，并且响应于检测到输出电流流入电力转换器，电流方向检测器电路致使相应的第一同步整流元件和第二同步整流元件的第一控制节点和第二控制节点来控制第一同步整流元件和第二同步整流元件处于非导通状态。电流方向检测器电路可以包括比较器，所述比较器可以包括电耦接到次级侧DC电压供应以从其接收电力的供应输入节点。电流方向检测器电路可以包括控制开关，所述控制开关电耦接到相应的第一同步整流元件和第二同步整流元件的第一控制节点和第二控制节点中的每一个，所述控制开关包括电耦接到电力转换器的输出电压节点的控制开关控制节点。电流方向检测器可以包括控制开关，所述控制开关通过相应的第一二极管和第二二极管电耦接到相应的第一同步整流元件和第二同步整流元件的第一控制节点和第二控制节点中的每一个，所述控制开关包括通过电阻器电耦接到电力转换器的输出电压节点的控制开关控制节点。
一种有源钳位正向转换器可以概括为包括：变压器，所述变压器具有初级绕组和次级绕组，次级绕组可电耦接到输出电压节点；初级电路，所述初级电路电耦接到初级绕组，初级绕组可电耦接到输入电压节点；次级电路，所述次级电路电耦接到次级绕组，所述次级电路包括具有相应的第一控制节点和第二控制节点的第一同步整流元件和第二同步整流元件；以及平均电流模式控制(ACMC)转换器，所述ACMC转换器包括：磁通信器电路，所述磁通信器电路包括：选择性可控开关；以及耦接变压器，所述耦接变压器包括第一初级绕组、第二初级绕组和次级绕组，所述次级绕组电耦接到次级侧DC电压供应电路，所述次级侧DC电压供应电路包括DC供应整流器和DC供应电容器，所述次级绕组在次级侧DC电压供应电路的DC供应电容器上提供次级侧DC电压供应，第一初级绕组和第二初级绕组通过可控开关选择性地耦接到初级侧DC电压供应，由此通过选择性地控制可控开关进入导通状态而在次级侧DC电压供应电路的DC供应电容器上产生次级侧DC电压供应，次级绕组电耦接到次级侧反馈信号节点，并且第二初级绕组电耦接到采样电路，所述采样电路包括采样整流器和采样电容器，由此通过选择性地控制可控开关进入导通状态，将次级侧反馈信号节点处的次级侧反馈信号传输到第二初级绕组，从而通过选择性地控制可控开关进入导通状态而在采样电路的采样电容上产生初级侧反馈电压，所述初级侧反馈电压可电耦接到正向转换器的初级控制电路。
有源钳位正向转换器还可以包括：电压误差放大器电路，所述电压误差放大器电路包括输入节点和输出节点，输入节点电耦接到正向转换器的输出电压节点；以及电流误差放大器电路，所述电流误差放大器电路包括输入节点和输出节点，电流误差放大器的输入节点电耦接到电压误差放大器电路的输出节点，并且电流误差放大器的输出节点电耦接到次级侧反馈信号节点。电压误差放大器电路可以包括运算放大器，所述运算放大器可以包括电耦接到次级侧DC电压供应以从其接收电力的供应输入节点。电流误差放大器电路可以包括运算放大器，所述运算放大器可以包括电耦接到次级侧DC电压供应以从其接收电力的供应输入节点。
有源钳位正向转换器还可以包括公共控制节点，所述公共控制节点代表电压误差放大器电路的输出信号，所述公共控制节点可耦接到另一个正向转换器的公共控制节点，以提供所述正向转换器与另一个正向转换器之间的电流共享操作。
有源钳位正向转换器还可以包括电流方向检测器电路，所述电流方向检测器电路操作性地耦接以感测正向转换器的输出电流的方向，并且响应于检测到输出电流流入正向转换器，电流方向检测器电路致使相应的第一同步整流元件和第二同步整流元件的第一控制节点和第二控制节点来控制第一同步整流元件和第二同步整流元件处于非导通状态。电流方向检测器电路可以包括比较器，所述比较器可以包括电耦接到次级侧DC电压供应以从其接收电力的供应输入节点。电流方向检测器可以包括电耦接到相应的第一同步整流元件和第二同步整流元件的第一控制节点和第二控制节点中的每一个的控制开关，所述控制开关包括电耦接到正向转换器的输出电压节点的控制开关控制节点。电流方向检测器可以包括控制开关，所述控制开关通过相应的第一二极管和第二二极管电耦接到相应的第一同步整流元件和第二同步整流元件的第一控制节点和第二控制节点中的每一个，所述控制开关包括通过电阻器电耦接到正向转换器的输出电压节点的控制开关控制节点。
一种用于电力转换器的平均电流模式控制(ACMC)控制器，所述电力转换器包括具有可电耦接到输入电压节点的初级绕组的电力变压器和可电耦接到输出电压节点的次级绕组，电耦接到初级绕组的初级控制电路，电耦接到次级绕组的次级控制电路，所述次级控制电路包括具有相应的第一控制节点和第二控制节点的第一同步整流元件和第二同步整流元件，所述ACMC控制器可以概括为包括：电压误差放大器电路，所述电压误差放大器电路包括输入节点和输出节点，所述输入节点电耦接到电力转换器的输出电压节点；电流误差放大器电路，所述电流误差放大器电路包括输入节点和输出节点，所述电流误差放大器的输入节点电耦接到电压误差放大器电路的输出节点，所述电流误差放大器的输出节点电耦接到次级侧反馈信号节点；以及电流方向检测器电路，所述电流方向检测器电路操作性地耦接以感测电力转换器的输出电流的方向，并且响应于检测到输出电流流入电力转换器，所述电流方向检测器电路致使相应的第一同步整流元件和第二同步整流元件的第一控制节点和第二控制节点来控制第一同步整流元件和第二同步整流元件处于非导通状态。电流方向检测器电路可以包括比较器，所述比较器可以包括电耦接到次级侧DC电压供应电路以从其接收电力的供应输入节点。电流方向检测器可以包括控制开关，所述控制开关电耦接到相应的第一同步整流元件和第二同步整流元件的第一控制节点和第二控制节点中的每一个，所述控制开关包括电耦接到电力转换器的输出电压节点的控制开关控制节点。
ACMC控制器还可以包括：磁通信器电路，所述磁通信器电路包括：选择性可控开关；以及耦接变压器，所述耦接变压器包括第一初级绕组、第二初级绕组和次级绕组，所述次级绕组电耦接到次级侧DC电压供应电路，所述次级侧DC电压供应电路包括DC供应整流器和DC供应电容器，所述次级绕组在次级侧DC电压供应电路的DC供应电容器上提供次级侧DC电压供应，第一初级绕组和第二初级绕组通过可控开关选择性地耦接到初级侧DC电压供应，由此通过选择性地控制可控开关进入导通状态而在次级侧DC电压供应电路的DC供应电容器上产生次级侧DC电压供应，次级绕组电耦接到次级侧反馈信号节点，并且第二初级绕组电耦接到采样电路，所述采样电路包括采样整流器和采样电容器，由此通过选择性地控制可控开关进入导通状态而将次级侧反馈信号节点处的次级侧反馈信号传输到第二初级绕组，从而通过选择性地控制可控开关进入导通状态而在采样电路的采样电容器上产生初级侧反馈电压，所述初级侧反馈电压可电耦接到电力转换器的初级控制电路。电流方向检测器可以包括控制开关，所述控制开关通过相应的第一二极管和第二二极管电耦接到相应的第一同步整流元件和第二同步整流元件的第一控制节点和第二控制节点中的每一个，所述控制开关包括通过电阻器电耦接到电力转换器的输出电压节点的控制开关控制节点。
ACMC控制器还可以包括公共控制节点，所述公共控制节点代表电压误差放大器电路的输出信号，所述公共控制节点可耦接到另一个电力转换器的公共控制节点，以提供所述电力转换器与另一个电力转换器之间的电流共享操作。
附图说明
在附图中，相同的参考数字表示相似的元件或动作。附图中元件的大小和相对位置不一定按比例绘制。例如，各种元件的形状和角度不一定按比例绘制，并且这些元件中的一些可以任意放大和定位以提高绘图易读性。此外，所绘制的元件的特定形状不一定旨在传达关于特定元件的实际形状的任何信息，并且可能仅选择用于方便在附图中识别。
图1是根据一个所示实现方式的电力转换器的高阶示意图，所述电力转换器包括平均电流模式控制控制器。
图2A至图2B是根据一个所示实现方式的电力转换器的低阶示意图，所述电力转换器包括平均电流模式控制控制器。
图3是根据一个所示实现方式的在预偏置启动期间电力转换器的输出电压节点的曲线图。
图4是根据一个所示实现方式的在预偏置启动期间电力转换器的输出电压节点和电力转换器的同步整流器的栅极节点的曲线图。
图5是示出根据一个所示实现方式的两个电力转换器的电流共享和预偏置启动操作的曲线图。
图6是示出根据一个所示实现方式的通过第一电力转换器和第二电力转换器的输出电感器的平均电流的曲线图，所述第一电力转换器和所述第二电力转换器并联连接用于电流共享。
图7是根据一个所示实现方式的并联连接在一起的两个电力转换器的示意图。
具体实施方式
在以下描述中，阐述了某些具体细节以提供对所公开的各种实现方式的透彻理解。然而，相关领域的技术人员将认识到，可以在没有这些具体细节中的一个或多个的情况下，或者利用其他方法、部件、材料等来实践各实现方式。在其他情况下，为了避免不必要地模糊对实现方式的描述，未详细示出或描述与计算机系统、服务器计算机和/或通信网络相关联的公知结构。
除非上下文另有要求，否则在整个说明书和随附的权利要求中，词语“包括”与“包含”同义，并且是包含性的或开放式的(即，不排除另外的、未列举的要素或方法动作)。
贯穿本说明书对“一个实现方式”或“实现方式”的提及意味着结合所述实现方式描述的特定特征、结构或特性包括在至少一个实现方式中。因此，贯穿本说明书在各个地方出现的短语“在一个实现方式中”或“在实现方式中”不必全部是指都同一实现方式。此外，特定特征、结构或特性可以在一个或多个实现方式中以任何合适的方式组合。
除非上下文另有明确规定，否则如在本说明书和所附权利要求中所使用的单数形式“一个”、“一种”和“所述”包括复数指示物。还应当注意，术语“或”通常以包括“和/或”的含义使用，除非上下文另有明确规定。
本文提供的公开内容的标题和摘要仅为了方便而不解释实现方式的范围或含义。
本公开的一个或多个实现方式提供电力转换器控制器的分立实现方式，所述电力转换器控制器利用具有预偏置启动的平均电流模式控制(ACMC)和用于利用有源复位方案和自驱动同步整流(SDSR)的电力转换器的电流共享能力。本文所讨论的一个或多个实现方式解决或改善了SDSR的固有问题，包括但不限于预偏置启动、电流共享和冗余能力。SDSR固有的是在关断期间在同步MOSFET上发生的振荡，这是不希望的行为。在没有如本文所讨论的控制方法的情况下，外部施加的输出电压可以使同步整流器导通，从而致使电力转换器吸收电流而不是提供电流。本文所讨论的一个或多个实现方式利用相对较少数量的分立部件解决了SDSR电力转换器的一个或多个问题。本公开的此类实现方式对于混合应用、尤其是辐射耐受性和最小部件数对于高功率密度而言重要的应用可能是理想的。
更具体地，本文所讨论的系统和方法可以允许一个或多个电力转换器通过已经施加到其输出端子的外部电压源启动以进行调节。如上所述，这个特征可以称为预偏置启动。此外，多个电力转换器可以并联连接，以向负载递送比单个电力转换器可提供的功率更多的功率。如下文进一步讨论的，这个电流共享特征可以通过将多个电力转换器的输出端子连接在一起并将各电力转换器的相应“电流共享”或“公共控制”节点连接在一起来执行。这种特征还可以在多个电力转换器中的一个或多个发生故障和/或一个或多个电力转换器所连接的一个或多个电源发生故障的情况下提供冗余。
图1示出电力转换器100的高阶示意图。图2A至图2B示出电力转换器100的低阶示意图。在所示的示例中，电力转换器100采用正向转换器的形式，所述正向转换器包括同步整流器M4和M5。在这个示例中，DC电压输入VIN通过MOSFET功率开关M2连接到变压器T1的初级绕组L4。还提供钳位电路布置以限制复位电压。具体地，MOSFET功率开关M2被钳位电容器CRESET和MOSFET开关器件M3的串联连接分流。开关M2和M3的导通间隔是互斥的。电容器CRESET的电压惯性限制了在MOSFET功率开关M2的非导通间隔期间出现在磁化电感上的复位电压的幅度。
变压器T1的次级绕组L5通过包括MOSFET整流器件M4和M5的同步整流器连接到输出节点VO。每个整流器件M4和M5包括体二极管。在功率开关M2导通的情况下，输入电压VIN施加在初级绕组L4上。次级绕组L5的极性定向为响应于初级电压，其中电流流过输出电感器L6，流过连接到输出节点VO的负载R6，并且通过MOSFET整流器件M4返回到次级绕组L5。当功率开关M2不导通时，输出电感器L6中的电流流动的连续性由MOSFET整流器件M5的导通提供的电流路径维持。输出滤波电容器C7分流电力转换器100的输出。
两个整流器件M4和M5的传导性由SDSR逻辑104控制，SDSR逻辑104任选地可以通过初级有源复位脉冲宽度调制(PWM)控制器106来接收信号。有源复位控制器106可以包括例如一个或多个振荡器、比较器和/或触发器。有源复位控制器106的输出可以向主开关M2和辅助开关M3提供PWM驱动信号。
电力转换器100还可以包括ACMC控制器110，ACMC控制器110操作来利用平均电流模式控制来控制电力转换器。通常，电流模式控制是双回路系统，其包括外部电压控制回路和内部电流控制回路。
与在本公开中实现的ACMC相比，峰值电流控制模式具有一些缺陷。具体地，峰值电流控制模式通过在PWM比较器的两个输入端处直接将输出电感器电流波形与由外部电压回路设置的电流程序电平进行比较来操作。内部电流控制回路具有低增益，因此无法校正某些缺陷，包括差的噪声抗扰度、斜率补偿要求和峰值至平均电流误差。
为了通过峰值电流模式控制来弥补一些性能问题，在本公开的实现方式中使用ACMC。ACMC通过在内部电流控制回路中提供高增益积分电流误差放大器来克服这些缺陷中的一些或全部。通常，放大电流误差信号并且在PWM比较器的输入端处将其与由有源复位控制器106提供的相对较大的振荡器斜坡(例如，锯齿波)进行比较。
如图1所示，ACMC控制器110包括五个初级功能块。此类功能块包括电压误差放大器112、电流传感器114、电流误差放大器116、电流方向检测器118和磁通信器120。下文讨论这些功能块中的每一个。
电压误差放大器112接收电力转换器100的输出电压VO作为输入，并且通过将输出电压VO与固定参考电压进行比较来控制外部电压控制回路。这个电压误差信号被馈送到电流误差放大器116。
电流传感器114可操作来感测电力转换器100的输出电流，并产生代表电力转换器100的输出电流(例如，与其成比例)的输出信号。例如，电流传感器114可以包括一个或多个感测电阻器、电流感测转换器和/或其他电流感测电路。
电流误差放大器116可以是积分电流误差放大器，其控制ACMC控制器110的内部电流控制回路。电流误差放大器116可以将从电流传感器114接收的信号与由电压误差放大器112提供的电流程序信号进行比较。
电流方向检测器118接收来自电压误差放大器112的输出信号，所述输出信号用于确定电力转换器100的输出电流的方向。电流方向检测器118主要用于检测负载两端的输出电流ILOAD的方向，所述负载在图1和2A至图2B的示意图中由负载电阻器R6表示。如果电流方向检测器118确定电力转换器100正在吸收电流，例如由于外部施加的输出电压，在示意图中表示为通过二极管D12耦接到负载电阻器R6的电压源V1，则电流方向检测器分别通过栅极节点G2和G1控制同步MOSFET M4和M5，以保持关断来防止电力转换器吸收电流。在至少一些实现方式中，在以下情况下电流方向检测器118检测到负电流：(1)当电力转换器100被禁用以防止转换器输出使负载短路时，或者(2)在关断期间，当功率可以从次级侧传递到初级侧时导致电压误差放大器112的负电流，使得反相引脚处的电压大于非反相引脚的电压，从而导致电压误差放大器的输出变为零，这又导致电流方向检测器的输出变为零。
电压源V1代表电压的来源，诸如并联耦接到电力转换器100的另一个电力转换器等。如下文进一步讨论的，这个特征允许预偏置启动和输出电流共享。在至少一个实现方式中，在功率损耗期间，电流方向检测器118利用输出电压VO来关断MOSFET M4和M5，这有利地用于通过防止电力转换器100吸收电流来保持输出电压VO，否则将使输出电容器C7放电并且可能导致不希望的行为或对电力转换器100的损坏。
磁通信器120提供多个双向功能。首先，磁通信器120向有源复位控制器106提供隔离变压器耦接磁反馈。通常，磁通信器120采用变压器、调制器和解调器以允许优化反馈路径，所述反馈路径在电力转换器100的输入侧与输出侧之间提供隔离屏障122。其次，磁通信器120接收初级侧电压供应VCCP并提供次级侧电压供应VCCS，所述次级侧电压供应VCCS可以由电压误差放大器112、电流传感器114、电流误差放大器116或电流方向检测器118的一个或多个部件使用。第三，磁通信器120向电流方向检测器118的供应输入端提供输入(即VCCS)。当次级供应电压VCCS由于功率损耗而消失(例如，关断)时，电流方向检测器118将栅极信号G1和G2保持为低的，这使同步MOSFET M4和M5关断以防止它们传导电流。
图2A和图2B示出根据一个所示实现方式的电力转换器100的ACMC控制器110的各种部件。参考图2B，电压误差放大器112包括运算放大器(“op amp”)U1，其由磁通信器120提供的次级侧电压供应VCCS供电。除了运算放大器U1之外，电压误差放大器112还包括电阻器R1、R2、R3、R7和R8、电容器C1和C3，以及齐纳二极管D11。通常，电压误差放大器112通过将电力转换器100的输出电压VO与由齐纳二极管D11设置的固定参考电压进行比较，使用运算放大器U1来控制外部电压控制回路。这个误差信号通过电阻器R8馈送到缓冲器Q1，通过电阻器R5到达电流误差放大器116的运算放大器U2的非反相输入端。误差信号也被馈送到电流方向检测器118的比较器U3的非反相输入端，如下文进一步讨论的。
电流误差放大器116包括运算放大器U2、电阻器R4、R9、R10，以及电容器C2。运算放大器U2可以由磁通信器120提供的次级侧电压供应VCCS供电。电流误差放大器116的输出节点FB1被提供给磁通信器120，如下文进一步讨论的。为了实现平均电流控制，内部电流回路由运算放大器U2控制。将电压误差放大器112的运算放大器U1的输出与来自电流传感器114的电流感测信号进行比较，电流传感器114包括电流源I1、电阻器R12和齐纳二极管D9。电流源I1不是字面意思。相反，电流源I1表示使用R12将输出电感器L6的平均电流变换为代表性电压转换。
参考图2A，磁通信器120可以利用“反激采样”来对电流误差放大器116的运算放大器U2的输出节点FB1提供的平均电流误差信号提供连续监测。磁通信器120包括耦接变压器T2，其具有初级侧绕组L1和L2以及次级侧绕组L3。绕组L1位于节点T2A与T2B之间，绕组L2位于节点T2C与T2D之间，并且绕组L3位于节点T2E与T2F之间。绕组L1、L2和L3的匝数比可以是适合于特定应用的任何匝数比，例如1:1:1、1:1:2等。可以在采样开关控制节点FBP处提供固定频率脉冲信号，所述采样开关控制节点FBP耦接到开关M1的栅极节点。开关M1可以是任何类型的合适的开关(例如，MOSFET)。
当开关M1接通时，变压器T2的绕组L1耦接到初级侧电压供应VCCP。这导致磁化能量在变压器T2中积累。此时，绕组L2的节点T2C-D两端的电压在二极管D10的阳极处为负，因此二极管D10不导通。二极管D6防止电压VCCP出现在T2的次级侧和干扰电流误差放大器116。当开关M1接通时，VCCP电压从T2A-B传输到T2E-F，然后通过二极管D5和D3峰值充电到电容器C5中，从而为电流误差放大器116的运算放大器U2和电压误差放大器112的运算放大器U1提供次级侧电压供应VCCS。
当开关M1断开时，存储在变压器T2中的磁化能量以反激电压的形式返回。这个电压由误差信号FB2通过二极管D6和D4钳位。电流误差放大器116具有由射极跟随缓冲器Q3提供的低阻抗。在反激时间期间，误差信号FB2通过在节点T2C和T2D上反射的电压反馈回到变压器T2的初级侧，然后通过二极管D10将所述电压峰值充电到电容器C6中，以形成用于有源复位控制器106的初级侧反馈信号VFB1。经调节的负载电压VFB2等于节点FB2处的电压加上二极管D6的正向二极管压降。可以提供电阻器R20以控制电容器C6的放电速率。
如上文所讨论的，电流方向检测器118用于确定输出电流ILOAD是流入还是流出电力转换器100。在这个示例中，电流方向检测器118包括比较器U3、齐纳二极管D9、电阻器R13、R16、R17和R18、二极管D7和D8，以及开关Q4和Q5。如上文所讨论的，电流源I1提供代表平均负载电流ILOAD的信号。电流源I1可以包括初级电源变压器T1上的电流转换器、电流感测电阻器等。
在操作中，当确定电流流入电力转换器100而不是流出电力转换器时，电流方向检测器118断开同步MOSFET M4和M5。这可以通过断开开关Q4并接通开关Q5以指示同步整流MOSFET M4和M5保持关断来实现。具体地，当比较器U3检测到“负电流”(即，进入电力转换器100)时，通过二极管D7和D8的导通将栅极信号G1和G2拉到地，以防止同步MOSFET M4和M5传导电流。当开关Q5接通、开关Q4断开并且比较器U3输出低电平(即0V)时，会发生这种情况。为了使比较器U3输出低电平，比较器U3的正输入必须小于比较器U3的负输入。比较器U3的负输入是由齐纳二极管D9形成的固定正电压。
如图2B所示，开关Q5的基座通过电阻器R18耦接到输出节点VO。当比较器U3输出低电平时，开关Q4断开，这导致开关Q5由于输出电压VO提供的电压而接通。当开关Q5接通时，电流流过二极管D7和D8，这使栅极信号G1和G2保持为低电平，从而保持同步MOSFET M4和M5关断。因此，在功率损耗期间，电流方向检测器118利用输出电压VO来关断MOSFET M4和M5，这有利地用于通过防止电力转换器100吸收电流来保持输出电压VO，否则将使输出电容器C7快速放电。无需任何输入电压VIN即可实现这个特征。
因此，当由于外部源(例如，源V1)和比较器U3的输出是低电平而使得输出电压VO大于开关Q5的基极-发射极电压(Vbe)时，同步MOSFET M4和M5保持关断，这指示进入电力转换器100的负电流或反向电流。当次级侧供应电压VCCS较低时(例如，由于功率损耗)，同步MOSFET也保持关断。
如上文简要讨论的，在一个或多个实现方式中，磁通信器120提供至少三个功能。首先，磁通信器120在开关M1接通时提供次级侧电压供应VCCS。其次，当开关M1断开时，磁通信器120在周期的一部分期间提供从次级侧到初级侧的隔离磁反馈。第三，磁通信器120将次级侧电压供应VCCS提供给电流方向检测器118的比较器U3。当次级侧电源电压VCCS丢失(例如，关断、禁用)时，比较器U3的输出变低，这使开关Q4断开并使开关Q5接通。如上文所讨论的，这个特征将同步MOSFET M5和M4的栅极节点G1和G2分别保持为低电平，这使MOSFET M4和M5保持关断以防止电流流入电力转换器100。
如上文指出的，SDSR固有的是在关断期间发生的同步MOSFET(例如，MOSFET M4和M5)上的振荡。本文讨论的实现方式通过在开关M1断开时从电流方向检测器118的比较器U3移除次级电压VCCS来防止这种行为。这种事件导致开关Q4断开并且开关Q5接通，从而保持相应地栅极节点G1和G2被钳位到地以及二极管D7和D8的二极管正向电压降。因此，当电力转换器100关闭时，同步MOSFET M4和M5不再振荡，并且输出电容器C7不再放电。
图3是曲线图300，其示出在启动期间具有预偏置输出(“预偏置启动”)的电力转换器100的输出电压VOUTPUT(或VO)。如图1和图2A至图2B所示，外部电压源V1通过二极管D12施加到电力转换器100的输出节点VO。外部电压源V1可以代表负载、与电力转换器并联连接的一个或多个其他电力转换器等。通常，如果在输出电压VO以外部电压源V1施加的电压开始时电力转换器100可以继续接通进行调节，则启动成功。如上文所讨论的，由于电流方向检测器118检测到负电流，所以同步MOSFET M4和M5通过电流方向检测器的开关Q5保持关断。
如图3所示，在这个示例中，输出电压VOUTPUT通过外部电压源V1在点302处被预偏置到约3V。在实践中，预偏置电压可以由负载或一个或多个附加电力转换器提供。如图所示，电力转换器100在点304处启动，在所述点304处电路被激活，并且继续直到点306，在所述点306处输出电压VO被调节为5V。
图4示出曲线图404、406和408。曲线图404示出输出电压VOUTPUT，曲线图406示出开关M4(节点G2)的栅极处的电压，并且曲线图408示出开关M5(节点G1)的栅极处的电压。如图所示，由于栅极节点G1和G2通过开关Q5保持关断，所以栅极节点G1和G2在初始启动时段402(例如，0到650μs)期间处于固定电压(例如，2V)，如上文所讨论的。在初始启动时段402之后，栅极节点G1和G2由自驱动同步整流电路或逻辑104正常控制。
图5是曲线图500，其示出并联连接在一起的两个电力转换器(例如，电力转换器100的两个实例)的电流共享和预偏置启动操作。图7示出并联耦接在一起的两个电力转换器100-1和100-2的示意图。具体地，电力转换器100-1和100-2的正输入+Vin1和+Vin2相应地耦接在一起并耦接到输入源Vin的正端子，并且电力转换器100-1和100-2的负输入-Vin1和-Vin2相应地耦接在一起并耦接到输入源Vin的负端子。电力转换器100-1和100-2的输出+VO1和+VO2相应地耦接在一起并耦接到负载的正节点。类似地，电力转换器100-1和100-2的输出-VO1和-VO2相应地耦接在一起并耦接到负载的负节点。另外，电力转换器100-1和100-2的“电流共享”或“公共控制”节点IB1和IB2相应地耦接在一起。尽管出于解释目的仅示出了两个转换器100-1和100-2，但是应当理解，在实践中，许多电力转换器可以根据特定应用的需要并联耦接在一起。
返回参考图5，在这个示例中，输出电压VOUTPUT通过外部源预偏置到大约3V的电压。如图所示，输出电压VOUTPUT从3V开始并在约920μs时开始上升，直到输出电压在约1.4ms时达到5V调节值。
在图5的曲线图500中，信号Vca1out、Vca2out表示两个并联连接的电力转换器100-1和100-2中的每一个的电流误差放大器116的运算放大器U2的输出信号。信号Vca1neg、Vca2neg表示两个并联连接的电力转换器100-1和100-2中的每一个的电流误差放大器116的运算放大器U2的反相输入端处的电压。信号Vea1out和Vea2out表示通过电阻器R8的两个并联连接的电力转换器100-1和100-2中的每一个的电压误差放大器112的运算放大器U1的输出电压。信号Vca1out、Vca2out表示两个并联连接的电力转换器100-1和100-2中的每一个的电流误差放大器116的运算放大器U2的输出端处的电压。信号IoSHARE表示电流共享或公共控制节点IB1和IB2(参见图7)的电压，如图2B所示，所述电压也是施加到电流方向检测器118的比较器U3的非反相输入端的信号和通过电阻器R5施加到电流误差放大器116的运算放大器U2的非反相输入端的信号。
如上文所讨论的，两个电流误差放大器U2的输出信号Vca1out、Vca2out也是相应转换器100-1和100-2的反馈信号。图5的曲线图500中所示的波形表明两个电力转换器100-1和100-2的误差放大器U1和U2处于受控状态。
图6示出图600，其包括四个曲线图602、604、606和608。曲线图602示出并联连接的两个转换器100-1和100-2的输出电压VOUTPUT。曲线图604示出通过第一电力转换器100-1的输出电感器L6(图1)的平均负载电流(IO-1)。曲线图606示出通过第二电力转换器100-2的输出电感器L6的平均负载电流(IO-2)。曲线图608示出通过第一电力转换器100-1和第二电力转换器100-2的输出电感器L6(图1)的组合平均负载电流(即，IO-1与IO-2的总和)，第一电力转换器100-1和第二电力转换器100-2并联连接以进行电流共享，如图7所示。如图所示，每个电力转换器100-1和100-2的输出电感器L6承载平均5A的电流(曲线604和606)，总共10A的电流(曲线608)在两个转换器之间平均共享。
如上文所讨论的，本文讨论的实现方式提供了若干优点。所述实现方式提供了改进的线路和负载瞬态响应，这使得此类实现方式可以用于具有优异稳定性和快速响应的电力转换器中。此外，本文讨论的实现方式通过经由公共控制节点IB将多个转换器连接在一起来提供与单控制节点的电流共享能力，如图2B和图7所示。当处于电流共享操作时，一组两个或更多个电力转换器中的“主”电力转换器由具有最高输出电压VO的电力转换器自动确定。如果主电力转换器不起作用，则自动确定下一个主电力转换器，依此类推。此外，电流共享信号“免费”提供，因为所有并联的转换器通过单个连接(例如，导线)连接在一起。并联转换器的动态性能与单转换器相同，因为在任何给定时间只有一个单回路控制。
本文讨论的一个或多个实现方式还提供最小部件数，这对于混合应用或其他应用是有益的，并且还由于使用分立部件而以低成本提供增强的辐射容限。如上文所讨论的，本文讨论的实现方式防止同步MOSFETM4和M5在关断期间振荡。此外，输出电感器L6中的平均电流的状态用于多种功能(例如，检测输出电流方向、设置电流极限)。
前述详细描述已经通过框图、示意图和示例的使用而阐述了装置和/或过程的各种实现方式。在提出了此类框图、示意图和示例包含一个或多个功能和/或操作的情况下，本领域技术人员将理解，此类框图、流程图或示例内的每个功能和/或操作都可以通过各种各样的硬件、软件、固件或它们的几乎任何种组合来单独地和/或共同地实现。在一个实现方式中，本发明主题可以通过专用集成电路(ASIC)来实现。本领域技术人员将认识到，本文中阐述的许多方法或算法可以采用附加动作，可以省略一些动作，和/或可以以不同于指定的顺序执行动作。
上文所描述的各种实现方式可以组合以提供其他实现方式。如果需要，可以修改实现方式的各方面，以采用各种专利、申请和出版物的系统、电路和概念来提供另外的实现方式。
2016年6月10日提交的美国专利申请序列号15/178,968通过引用整体并入本文。
鉴于以上详细描述，可以对实现方式作出这些和其他改变。一般来说，在所附权利要求中，所使用的术语不应当被解释为将权利要求限于本说明书和权利要求中公开的具体实现方式，而是应当解释为包括所有可能的实现方式以及这些权利要求所赋予的等效方案的全部范围。因此，权利要求不受本公开内容的限制。

Claims (24)

1.一种用于电力转换器的平均电流模式控制(ACMC)控制器，所述电力转换器包括：电源变压器，所述电源变压器具有能够电耦接到输入电压节点的初级绕组和能够电耦接到输出电压节点的次级绕组；初级控制电路，所述初级控制电路电耦接到所述初级绕组；次级控制电路，所述次级控制电路电耦接到所述次级绕组，所述次级控制电路包括具有相应的第一控制节点和第二控制节点的第一同步整流元件和第二同步整流元件，所述平均电流模式控制(ACMC)控制器包括：
磁通信器电路，所述磁通信器电路包括：
选择性可控开关；以及
耦接变压器，所述耦接变压器包括第一初级绕组、第二初级绕组和次级绕组，所述次级绕组电耦接到次级侧DC电压供应电路，所述次级侧DC电压供应电路包括DC供应整流器和DC供应电容器，所述次级绕组在所述次级侧DC电压供应电路的所述DC供应电容器上提供次级侧DC电压供应，所述第一初级绕组和所述第二初级绕组通过所述可控开关选择性地耦接到初级侧DC电压供应，由此通过选择性地控制所述可控开关进入导通状态而在所述次级侧DC电压供应电路的所述DC供应电容器上产生所述次级侧DC电压供应，所述次级绕组电耦接到次级侧反馈信号节点，并且所述第二初级绕组电耦接到采样电路，所述采样电路包括采样整流器和采样电容器，由此通过选择性地控制所述可控开关进入导通状态而将所述次级侧反馈信号节点处的次级侧反馈信号传输到所述第二初级绕组，从而通过选择性地控制所述可控开关进入导通状态而在所述采样电路的所述采样电容器上产生初级侧反馈电压，所述初级侧反馈电压能够电耦接到所述电力转换器的所述初级控制电路。
2.如权利要求1所述的平均电流模式控制(ACMC)控制器，还包括：
电压误差放大器电路，所述电压误差放大器电路包括输入节点和输出节点，所述输入节点电耦接到所述电力转换器的所述输出电压节点；以及
电流误差放大器电路，所述电流误差放大器电路包括输入节点和输出节点，所述电流误差放大器电路的所述输入节点电耦接到所述电压误差放大器电路的所述输出节点，并且所述电流误差放大器电路的所述输出节点电耦接到所述次级侧反馈信号节点。
3.如权利要求2所述的平均电流模式控制(ACMC)控制器，其中所述电压误差放大器电路包括运算放大器，所述运算放大器包括电耦接到所述次级侧DC电压供应以从其接收电力的供应输入节点。
4.如权利要求2所述的平均电流模式控制(ACMC)控制器，其中所述电流误差放大器电路包括运算放大器，所述运算放大器包括电耦接到所述次级侧DC电压供应以从其接收电力的供应输入节点。
5.如权利要求2所述的平均电流模式控制(ACMC)控制器，还包括：
公共控制节点，所述公共控制节点代表所述电压误差放大器电路的输出信号，所述公共控制节点能够耦接到另一个电力转换器的公共控制节点，以提供所述电力转换器与所述另一个电力转换器之间的电流共享操作。
6.如权利要求1所述的平均电流模式控制(ACMC)控制器，还包括：
电流方向检测器电路，所述电流方向检测器电路操作性地耦接以感测所述电力转换器的输出电流的方向，并且响应于检测到输出电流流入所述电力转换器，所述电流方向检测器电路致使相应的所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件的所述第一控制节点和所述第二控制节点来控制所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件处于非导通状态。
7.如权利要求6所述的平均电流模式控制(ACMC)控制器，其中所述电流方向检测器电路包括比较器，所述比较器包括电耦接到所述次级侧DC电压供应以从其接收电力的供应输入节点。
8.如权利要求6所述的平均电流模式控制(ACMC)控制器，其中所述电流方向检测器电路包括控制开关，所述控制开关电耦接到相应的所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件的所述第一控制节点和所述第二控制节点中的每一个，所述控制开关包括电耦接到所述电力转换器的所述输出电压节点的控制开关控制节点。
9.如权利要求6所述的平均电流模式控制(ACMC)控制器，其中所述电流方向检测器包括控制开关，所述控制开关通过相应的第一二极管和第二二极管电耦接到相应的所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件的所述第一控制节点和所述第二控制节点中的每一个，所述控制开关包括通过电阻器电耦接到所述电力转换器的所述输出电压节点的控制开关控制节点。
10.一种有源钳位正向转换器，包括：
变压器，所述变压器具有初级绕组和次级绕组，所述次级绕组能够电耦接到输出电压节点；
初级控制电路，所述初级控制电路电耦接到所述初级绕组，所述初级绕组能够电耦接到输入电压节点；
次级控制电路，所述次级控制电路电耦接到所述次级绕组，所述次级控制电路包括具有相应的第一控制节点和第二控制节点的第一同步整流元件和第二同步整流元件；以及
平均电流模式控制(ACMC)转换器，所述平均电流模式控制(ACMC)转换器包括磁通信器电路，所述磁通信器电路包括：
选择性可控开关；以及
耦接变压器，所述耦接变压器包括第一初级绕组、第二初级绕组和次级绕组，所述次级绕组电耦接到次级侧DC电压供应电路，所述次级侧DC电压供应电路包括DC供应整流器和DC供应电容器，所述次级绕组在所述次级侧DC电压供应电路的所述DC供应电容器上提供次级侧DC电压供应，所述第一初级绕组和所述第二初级绕组通过所述可控开关选择性地耦接到初级侧DC电压供应，由此通过选择性地控制所述可控开关进入导通状态而在所述次级侧DC电压供应电路的所述DC供应电容器上产生所述次级侧DC电压供应，所述次级绕组电耦接到次级侧反馈信号节点，并且所述第二初级绕组电耦接到采样电路，所述采样电路包括采样整流器和采样电容器，由此通过选择性地控制所述可控开关进入导通状态而将所述次级侧反馈信号节点处的次级侧反馈信号传输到所述第二初级绕组，从而通过选择性地控制所述可控开关进入导通状态而在所述采样电路的所述采样电容器上产生初级侧反馈电压，所述初级侧反馈电压能够电耦接到所述有源钳位正向转换器的所述初级控制电路。
11.如权利要求10所述的有源钳位正向转换器，还包括：
电压误差放大器电路，所述电压误差放大器电路包括输入节点和输出节点，所述输入节点电耦接到所述有源钳位正向转换器的所述输出电压节点；以及
电流误差放大器电路，所述电流误差放大器电路包括输入节点和输出节点，所述电流误差放大器的所述输入节点电耦接到所述电压误差放大器电路的所述输出节点，并且所述电流误差放大器的所述输出节点电耦接到所述次级侧反馈信号节点。
12.如权利要求11所述的有源钳位正向转换器，其中所述电压误差放大器电路包括运算放大器，所述运算放大器包括电耦接到所述次级侧DC电压供应以从其接收电力的供应输入节点。
13.如权利要求11所述的有源钳位正向转换器，其中所述电流误差放大器电路包括运算放大器，所述运算放大器包括电耦接到所述次级侧DC电压供应以从其接收电力的供应输入节点。
14.如权利要求11所述的有源钳位正向转换器，还包括：
公共控制节点，所述公共控制节点代表所述电压误差放大器电路的输出信号，所述公共控制节点能够耦接到另一个有源钳位正向转换器的公共控制节点，以提供所述有源钳位正向转换器与所述另一个有源钳位正向转换器之间的电流共享操作。
15.如权利要求10所述的有源钳位正向转换器，还包括：
电流方向检测器电路，所述电流方向检测器电路操作性地耦接以感测所述有源钳位正向转换器的输出电流的方向，并且响应于检测到输出电流流入所述有源钳位正向转换器，所述电流方向检测器电路致使相应的所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件的所述第一控制节点和所述第二控制节点来控制所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件处于非导通状态。
16.如权利要求15所述的有源钳位正向转换器，其中所述电流方向检测器电路包括比较器，所述比较器包括电耦接到所述次级侧DC电压供应以从其接收电力的供应输入节点。
17.如权利要求15所述的有源钳位正向转换器，其中所述电流方向检测器包括控制开关，所述控制开关电耦接到相应的所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件的所述第一控制节点和所述第二控制节点中的每一个，所述控制开关包括电耦接到所述有源钳位正向转换器的所述输出电压节点的控制开关控制节点。
18.如权利要求15所述的有源钳位正向转换器，其中所述电流方向检测器包括控制开关，所述控制开关通过相应的第一二极管和第二二极管电耦接到相应的所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件的所述第一控制节点和所述第二控制节点中的每一个，所述控制开关包括通过电阻器电耦接到所述有源钳位正向转换器的所述输出电压节点的控制开关控制节点。
19.一种用于电力转换器的平均电流模式控制(ACMC)控制器，所述电力转换器包括：电源变压器，所述电源变压器具有能够电耦接到输入电压节点的初级绕组和能够电耦接到输出电压节点的次级绕组；初级控制电路，所述初级控制电路电耦接到所述初级绕组；次级控制电路，所述次级控制电路电耦接到所述次级绕组，所述次级控制电路包括具有相应的第一控制节点和第二控制节点的第一同步整流元件和第二同步整流元件，所述平均电流模式控制(ACMC)控制器包括：
电压误差放大器电路，所述电压误差放大器电路包括输入节点和输出节点，所述输入节点电耦接到所述电力转换器的所述输出电压节点；
电流误差放大器电路，所述电流误差放大器电路包括输入节点和输出节点，所述电流误差放大器的所述输入节点电耦接到所述电压误差放大器电路的所述输出节点，并且所述电流误差放大器的所述输出节点电耦接到次级侧反馈信号节点；以及
电流方向检测器电路，所述电流方向检测器电路包括输入节点和输出节点，所述电流方向检测器电路的所述输入节点电耦接到所述电压误差放大器电路的所述输出节点，所述电流方向检测器电路能够操作用于感测所述电力转换器的输出电流的方向，并且响应于检测到输出电流流入所述电力转换器，所述电流方向检测器电路致使相应的所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件的所述第一控制节点和所述第二控制节点来控制所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件处于非导通状态。
20.如权利要求19所述的平均电流模式控制(ACMC)控制器，其中所述电流方向检测器电路包括比较器，所述比较器包括电耦接到次级侧DC电压供应电路以从其接收电力的供应输入节点。
21.如权利要求19所述的平均电流模式控制(ACMC)控制器，其中所述电流方向检测器包括控制开关，所述控制开关电耦接到相应的所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件的所述第一控制节点和所述第二控制节点中的每一个，所述控制开关包括电耦接到所述电力转换器的所述输出电压节点的控制开关控制节点。
22.一种用于电力转换器的平均电流模式控制(ACMC)控制器，所述电力转换器包括：电源变压器，所述电源变压器具有能够电耦接到输入电压节点的初级绕组和能够电耦接到输出电压节点的次级绕组；初级控制电路，所述初级控制电路电耦接到所述初级绕组；次级控制电路，所述次级控制电路电耦接到所述次级绕组，所述次级控制电路包括具有相应的第一控制节点和第二控制节点的第一同步整流元件和第二同步整流元件，所述平均电流模式控制(ACMC)控制器包括：
电压误差放大器电路，所述电压误差放大器电路包括输入节点和输出节点，所述输入节点电耦接到所述电力转换器的所述输出电压节点；
电流误差放大器电路，所述电流误差放大器电路包括输入节点和输出节点，所述电流误差放大器的所述输入节点电耦接到所述电压误差放大器电路的所述输出节点，并且所述电流误差放大器的所述输出节点电耦接到次级侧反馈信号节点；
电流方向检测器电路，所述电流方向检测器电路操作性地耦接以感测所述电力转换器的输出电流的方向，并且响应于检测到输出电流流入所述电力转换器，所述电流方向检测器电路致使相应的所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件的所述第一控制节点和所述第二控制节点来控制所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件处于非导通状态；以及
磁通信器电路，所述磁通信器电路包括：
选择性可控开关；以及
耦接变压器，所述耦接变压器包括第一初级绕组、第二初级绕组和次级绕组，所述次级绕组电耦接到次级侧DC电压供应电路，所述次级侧DC电压供应电路包括DC供应整流器和DC供应电容器，所述次级绕组在所述次级侧DC电压供应电路的所述DC供应电容器上提供次级侧DC电压供应，所述第一初级绕组和所述第二初级绕组通过所述可控开关选择性地耦接到初级侧DC电压供应，由此通过选择性地控制所述可控开关进入导通状态而在所述次级侧DC电压供应电路的所述DC供应电容器上产生所述次级侧DC电压供应，所述次级绕组电耦接到所述次级侧反馈信号节点，并且所述第二初级绕组电耦接到采样电路，所述采样电路包括采样整流器和采样电容器，由此通过所述选择性地控制所述可控开关进入导通状态而将所述次级侧反馈信号节点处的次级侧反馈信号传输到所述第二初级绕组，从而通过所述选择性地控制所述可控开关进入导通状态而在所述采样电路的所述采样电容器上产生初级侧反馈电压，所述初级侧反馈电压能够电耦接到所述电力转换器的所述初级控制电路。
23.如权利要求19所述的平均电流模式控制(ACMC)控制器，其中所述电流方向检测器包括控制开关，所述控制开关通过相应的第一二极管和第二二极管电耦接到相应的所述第一同步整流元件和所述第二同步整流元件的所述第一控制节点和所述第二控制节点中的每一个，所述控制开关包括通过电阻器电耦接到所述电力转换器的所述输出电压节点的控制开关控制节点。
24.如权利要求19所述的平均电流模式控制(ACMC)控制器，还包括：
公共控制节点，所述公共控制节点代表所述电压误差放大器电路的输出信号，所述公共控制节点能够耦接到另一个电力转换器的公共控制节点，以提供所述电力转换器与所述另一个电力转换器之间的电流共享操作。
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