CN102739092A - 并网逆变器、系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了并网逆变器、系统和方法。一种能连接到电网的并网逆变器，该并网逆变器包括可从DC电压源生成电流波形的DC-DC电流馈给推挽逆变器，该电流波形基本上被同步到电网，该推挽逆变器包括能连接到电池和电网的变压器，其中，变压器的第二侧绕组的第一端被连接在第一二极管与第二二极管之间，第一二极管和第二二极管朝向相同方向；变压器的第二侧绕组的第二端被连接在第一电容器与第二电容器之间；另一绕组的一端被连接在第一电容器和第二电容器之间，并且其另一端被连接在第三二极管和第四二极管之间，第三二极管和第四二极管二者朝向与第一二极管和第二二极管相同的方向；这些二极管和电容器被串联连接在正输出轨和负输出轨之间。

Description

并网逆变器、系统和方法
技术领域
本发明涉及并网逆变器(grid tied inverter)、方法和系统。
背景技术
向输电网提供电力对于国内用电客户正变得越来越有吸引力。在用电快速增加的情况下，尤其是在需求高峰期间，这显得特别重要。
可以利用所谓的“并网逆变器”来提供这种电力。这些逆变器是将电池组连接到输电网的DC-DC变换器(直流-直流变换器)。这些逆变器往往非常大且昂贵。
本发明的一个目的是解决这些问题。
发明内容
根据第一方面，提供了一种能连接到电网的并网逆变器，该并网逆变器包括：可操作来从DC电压源生成电流波形的DC-DC电流馈给推挽变换器，该电流波形基本上被同步到电网，该推挽变换器包括具有能连接到电池的第一侧和能连接到电网的第二侧的变压器，其中，两个初级侧中的每个经由开关晶体管被连接到地；以及相应电压箝位器，被连接在变压器的相应初级侧与相应开关晶体管之间，该电压箝位器在开关晶体管关断时对来自变压器的相应初级侧的电流进行整流。
该电压箝位器可包括连接到地的电容器和与该电容器串联连接的开关晶体管。
变压器的第一侧可具有连接到第一晶体管开关和第二晶体管开关的第一绕组，第二晶体管开关是将体二极管的阳极连接到第一绕组的场效应晶体管，由此第一开关被连接到地并且第二开关被连接到第一电容器，第一电容器被连接在第二开关与地之间，其中，为了允许电流流经第一绕组，第一开关被配置为导通并且第二开关被配置为关断，并且在预定时段的电流流动之后，第一开关被配置为关断，从而在此后的预定时段第二开关被配置为导通。
在第一开关被再次切换为导通之前，第二开关可被配置为切换为关断。
根据另一方面，提供了一种用于操作能连接到电网的并网逆变器的方法，该并网逆变器包括DC-DC电流馈给推挽变换器，该方法包括从DC电压源生成电流波形，电流波形基本上被同步到电网，推挽变换器包括具有能连接到电池的第一侧和能连接到电网的第二侧的变压器，其中，两个初级侧中的每个经由开关晶体管被连接到地；并且相应电压箝位器被连接在变压器的相应初级侧与相应开关晶体管之间，其中，在箝位器中，该方法包括当开关晶体管关断时对来自变压器的相应初级侧的电流进行整流。
该电压箝位器可包括连接到地的电容器和与电容器串联连接的开关晶体管。
变压器的第一侧可具有连接到第一晶体管开关和第二晶体管开关的第一绕组，第二晶体管开关是将体二极管的阳极连接到第一绕组的场效应晶体管，由此第一开关被连接到地并且第二开关被连接到第一电容器，第一电容器被连接在第二开关与地之间，其中，为了允许电流流经第一绕组，该方法包括将第一开关切换为导通并将第二开关切换为关断，并且在预定时段的电流流动之后，将第一开关切换为关断，从而在此后的预定时段将第二开关切换为导通。
在第一开关被再次切换为导通之前，第二开关可被切换为关断。
根据另一方面，提供了一种包含根据以上实施例中的任一个实施例的并网逆变器的系统，该并网逆变器被连接在DC电压源与输电网之间。
还提供了一种包含计算机可读指令的计算机程序，计算机可读指令在被加载到计算机上时将所述计算机配置来执行根据实施例中的任一实施例的方法。
附图说明
从结合附图阅读的下面对说明性实施例的详细描述中将清楚本发明的以上以及其它目的、特征和优点，在附图中：
图1示出了根据本发明实施例的框图；
图2示出了说明图1所示的DC-DC变换器和展开电路(unfoldingcircuit)的电路图；
图3示出了与图2的电路图相关联的时序图；
图4示出了根据本发明实施例的变压器的次级侧；
图5示出了控制图2所示电路的占空比的控制环路；
图6A至图6C示出了平面型变压器的第一配置；以及
图7A至图7C示出了平面型变压器的第二配置。
具体实施方式
参考图1，示出了系统100。系统100包括电池110、DC-DC变换器120和展开电路130。DC-DC变换器120和展开电路130形成根据本发明实施例的并网逆变器。展开电路130通过干线输电网(未示出)连接到干线供电源，并且DC-DC变换器120连接到电池110。
在实施例中，电池110是通常由多个电池单元组成的2kWh电池。每个电池单元可被定为30Ah。电池110是能够在任何一次传递大约1kW功率的DC电压源。然而本发明不限于此，并且任何大小和类型的电池也可被用在实施例中。
并网逆变器连接到电池110。在实施例中，DC-DC变换器120利用标准IEC形式电源插头连接到电池110，这些电源插头通常将包括集成熔丝单元(未示出)。其一个示例是4引脚XLR型公插座。
来自DC-DC变换器120的输出波形在图1中示出。来自DC-DC变换器120的输出波形是与全波整流信号(fully rectified signal)相像的电流波形。换言之，虽然来自DC-DC变换器120的输出事实上是DC电流并且不是利用桥电路产生的，但是如从图2的讨论将清楚的，该输出相像于并且形如全波整流信号。
展开电路130接收该全波整流信号并且以100Hz切换来自DC-DC变换器120的输出的极性以生成AC(交流)信号，该AC信号具有与电网的瞬时电压类似的瞬时电压。换言之，由DC-DC变换器120生成的电流波形的“波峰”中的交替波峰被切换为相反极性。因此展开电路130的输出是频率约为50Hz的AC信号以与输电网的频率相匹配。这在图1中示出。
虽然以上将系统100描述为适于在一种模式中将存储在电池110中的电力传送到输电网上，但是系统100可同样被反过来使用。换言之，系统100可在第二模式中操作，第二模式允许电池110利用由输电网提供的电力而被充电。因此，一个实施例提供了一种依赖于下游的展开电路来从其输出生成AC波形的双向电流馈给DC-DC变换器。
参考图2，电池110被示为连接到DC-DC变换器120。DC-DC变换器120的组件被虚线框环绕。DC-DC变换器120的输出被馈送到展开电路130，展开电路130的组件被另一虚线框环绕。
将参考图3更详细地描述DC-DC变换器120的操作。然而，将参考图2提供对DC-DC变换器120和展开电路130的结构的描述。
电池110在图2中被示为连接到DC-DC变换器120的单个单元设备。然而，如上面提到的，在实施例中，电池110包括多个单元。
电池110连接在解耦电容器(decoupling capacitor)C6两端。第一开关晶体管Q1的第一端子与电池110串联连接。连接在第一开关晶体管Q1的第二端子与地之间的是第二开关晶体管Q2。第一电感器L1的第一端子连接到第一开关晶体管Q1的第二端子。第一开关晶体管Q1、第二开关晶体管Q2和第一电感器L1被布置为同步降压变换器(synchronous buckconverter)。第一电感器L1的第二端子连接到变压器的分叉的初级绕组。在实施例中，第一电感器L1的第二端子连接到变压器的第一初级绕组的第一端子和变压器的第二初级绕组的第一端子。
第三开关晶体管Q3的第一端子连接到第一初级绕组的第二端子并且第三开关晶体管Q3的第二端子连接到地。第四开关晶体管Q4的第一端子连接到第二初级绕组的第二端子并且第四开关晶体管Q4的第二端子连接到地。
第五开关晶体管Q5的第一端子连接在第一初级绕组的第二端子与第三开关晶体管Q3的第一端子之间。第一电容器C1连接在第五开关晶体管Q5的第二端子与地之间。第六开关晶体管Q6的第一端子连接在第二初级绕组的第二端子与第四开关晶体管的第一端子之间。第二电容器C2连接在第六开关晶体管Q6的第二端子与地之间。
变压器的次级绕组的第一端子连接到第三电容器C3的第二端子和第四电容器C4的第一端子。第四电容器C4的第二端子连接到负供电轨(negative rail)。第三电容器C3的第一端子连接到正供电轨。第一二极管D1的阴极端子也连接到正供电轨。第一二极管D1的阳极端子连接到变压器的次级绕组的第二端子。第二二极管D2的阴极端子也连接到变压器的次级绕组的第二端子。第二二极管D2的阳极端子连接到负供电轨。
第二二极管D2的阴极端子连接到第三二极管D3的阳极端子。第八开关晶体管Q8连接在第三二极管D3的阴极端子与负供电轨之间。第七开关晶体管Q7的第二端子连接到变压器的次级绕组的第二端子。第七开关晶体管Q7的第一端子连接到第四二极管D4的阴极端子。第四二极管D4的第二端子连接到正供电轨。第五电容器C5连接在第四二极管D4的阴极端子与负供电轨之间。这里应注意，第三和第四二极管D3和D4是肖特基二极管，其表现出快速的开关能力并且具有低的前向压降(forward voltagedrop)。
如前面提到的，展开电路130连接到DC-DC变换器120。展开电路130并联连接到第五电容器C5。展开电路130包括第九至第十二开关晶体管Q9-Q12。第九开关晶体管Q9具有连接到正供电轨的第一端子和连接到负输出线的第二端子。第十开关晶体管Q10连接在正供电轨与正输出线之间。第十一开关晶体管Q11连接在负输出线与负供电轨之间，并且第十二开关晶体管Q12连接在负供电轨与正输出线之间。正负输出线连接到电网。在实施例中，在正负输出线与电网之间设有滤波器电路。
这里应注意，第九至第十二开关晶体管Q9-Q12是功率MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)晶体管。这意味着二极管存在于MOSFET的漏极(阴极)与源极(阳极)之间。这有时被称为“体二极管”并且存在于任何场效应型晶体管中。在第九开关晶体管Q9中，漏极连接到正供电轨，在第十开关晶体管Q10中，漏极连接到正供电轨，在第十一开关晶体管Q11中，漏极连接到负输出轨，在第十二开关晶体管Q12中，漏极连接到正输出轨。
换言之，在第一模式(电池到输电网)中，第九至第十二开关晶体管Q9-Q12被切换来生成适当的输出波形，并且在第二模式(输电网到电池)中，第九至第十二开关晶体管Q9-Q12不被切换，意味着每个MOSFET的漏极与源极之间的体二极管使第九至第十二开关晶体管Q9-Q12作为全桥整流器操作，该全桥整流器在第五电容器C5两端产生全波整流信号。这确保并网逆变器可在两种模式中操作并且因此是双向的。这减小了并网逆变器的尺寸和成本，并网逆变器在传统上可能具有一个在第一模式中操作的电路以及另一个在第二模式中操作的并行电路。
参考图3，现在给出对DC-DC变换器120的操作的说明。
如本领域技术人员将理解的，DC-DC变换器120被配置为电流馈给推挽变换器。换言之，来自DC-DC变换器120的输出与经整流的电流信号相像。这不同于产生电压波形的并网逆变器中的传统DC-DC变换器120。然而，由并网逆变器生成的电压波形与电力被馈送到的输电网之间的任何微小差异都将导致生成大电流(由于放置在并网逆变器与输电网之间的滤波器和输电网的低电阻)。因此，在传统上，设计者改变滤波器的电阻特性来减小大电流值。然而，这非常复杂并且导致复杂的电路。
为了解决此问题，来自DC-DC变换器120的输出是电流波形。这减少了调节滤波器电阻的需要并且因此降低了电路复杂度。
为了生成电流波形，DC-DC变换器120的占空比被调节。后面将参考图5说明生成该占空比的控制机构。
除了被配置为电流馈给推挽变换器的DC-DC变换器120之外，如图2所示，还包括另外的开关Q1和Q2。开关Q1和Q2的包括提供了优点。虽然在并网逆变器领域中不常见，但是如果电流馈给推挽变换器被使用，则仅可以对于n·Vbat(其中，n是变压器的匝数比)以上的输出线电压产生电流。换言之，仅可以生成在n·Vbat与市电(domestic supply)的峰值电压之间的输出电压波形。这是因为，对于此值之下的输出线电压，由于L1的变压器侧的反射电压将等于Vbat(电池电压)，因此电感器L1两端的电压将为0V。
为了生成在0V到峰值线电压(在实施例中为325V)的范围中的输出线电压，当线路的电压降至n·Vbat时，另外的开关Q1和Q2被添加。这两个开关形成了降压-升压电路。DC-DC变换器120可以持续地在降压-升压模式中操作。然而，为了减少开关损耗，降压-升压开关仅在线电压等于或小于n·Vbat时操作。换言之，由于降压-升压模式仅在线路电压为n·Vbat或低于n·Vbat时需要，因此降压-升压模式仅在线路电压为n·Vbat或低于n·Vbat时操作。
为了确定何时操作降压-升压模式，电池两端的电压被监控。电池两端的电压与变压器的匝数比之积被计算。将其与瞬时输出线电压相比较。当该比较的结果表明输出线电压小于电池两端的电压与变压器的匝数比之积时，降压-升压模式被激活。应注意，下面将不对监控电压和执行计算的机制进行描述，因为本领域技术人员将理解这些。例如，可由数字信号处理器基于从DC-DC变换器电路获取的电压样本来进行处理。
在下面的描述中，应注意，Q1和Q2被切换。换言之，在下面的描述中，电路在降压-升压模式中的操作将被描述。
在占空比的“导通”(on)时间期间，Q1、Q3和Q4被切换为导通(即，开关被闭合)。为了避免“贯通”(即，到地的短路路径)，Q2被切换为“关断”或者是一断开的开关。从图3的曲线图A可见，Q2的漏极电压在“导通”时间期间为电池电压。当Q3和Q4被切换为导通时，两个初级绕组两端的电压都为0V。因此，电池电压出现在第一电感器L1两端。这意味着电流(IL)流经第一电感器L1并且电流在变压器的第一和第二初级绕组中流动。在实施例中，电流IL/2将在第一和第二初级绕组的每个中流动。如本领域技术人员将理解的，当第一和第二初级绕组两端没有出现电压时，次级绕组两端将不会出现电压。因此，DC-DC变换器120的输出将是由第五电容器C5提供的电流。
在占空比的“关断”时间期间，Q1被切换为关断并且Q2被切换为导通。为了避免贯通，在这些转变之间存在轻微延迟。在第一“关断”时间期间，使Q3保持导通并且将Q4切换为关断。当Q1被切换为关断时，第一电感器L1两端的电压反转。第六开关晶体管Q6是MOSFET晶体管。因此，第六开关晶体管Q6的漏极连接到第二电容器C2。因此，即使第六开关晶体管Q6被切换为关断，第六开关晶体管Q6内的二极管效应也充当整流二极管(commutation diode)以减小变压器的第二初级绕组两端的电压的突变效应。该整流二极管将第四开关晶体管Q4两端的峰值电压箝位到2Vline/n，其中，Vline是输电网的瞬时电压并且n是变压器的匝数比，在实施例中，n为3(即，与初级侧的总数相比，变压器次级侧上的线圈数为3倍)。
在大约20ns的短延迟之后，第六开关晶体管Q6被切换为导通以允许电流反向。换言之，当Q6被切换为导通时，电流可通过Q6流出第二电容器C2。当电流经由Q6和第二电容器C2流经第二初级绕组时，在次级绕组中感应出电压。这对第一二极管D1进行正向偏置，因此将能量传送给展开电路130。这由图3中的曲线图D示出。
如图3的曲线图E所示，经过第六开关晶体管Q6的漏极电流在占空比的关断时间中从+I1/2到-I1/2线性地变化。这是因为必须维持箝位电容器C2上的安培-秒平衡(amp-seconds balance)。在占空比的随后“导通”部分期间，Q4需要被切换为导通并且Q6需要被切换为关断。在Q4被切换为导通之前片刻将Q6切换为关断是有利的。这是因为当电流被反向时，Q4两端的电压突降(collapse)，从而允许Q4在零电压条件下导通。这减少了开关损耗，因此提高了DC-DC变换器120的效率。
占空比的下一“导通”时间被执行。在此时间中，切换和操作与之前的“导通”时间相同，因此不在此重复。
占空比的下一“关断”时间与上面说明的非常类似。然而，在此“关断”时间期间，Q4保持导通并且Q3被切换为关断。因此，作为MOSFET开关的Q5在其主体两端具有二极管效应，该二极管效应对通过变压器第一初级绕组的电流进行整流。因此，Q3两端的电压为2VLine/n。再次，Q5在短时间后被切换为导通并且电流反向。这意味着变压器两端的电压为-Vline/2。如图3的曲线图E所示，在此第二“关断”时间期间，经过Q5的漏极电流在占空比的关断时间中从+I1/2到-I1/2线性变化。因此，在下一“导通”周期期间，Q5在Q3被切换为导通之前片刻被切换为关断，并且再次地，Q3两端的电压突降，从而允许Q3在零电压条件下的导通。
如上面提到的，此说明涉及电路在降压-升压模式中操作。换言之，上面描述了当线电压小于或等于n·Vbat时DC-DC变换器120的操作。当线电压大于n·Vbat时，DC-DC变换器将在升压模式中操作。在此情形中，除了Q2一直关断以外，所有晶体管的切换相同。因此，在DC-DC变换器120在升压模式中操作的情况中，L1两端的电压在关断时间期间从Vline/n下降到(Vline/n)-Vbat。
这意味着当DC-DC变换器120在升压模式中的操作与降压-升压模式中的操作之间切换时，通过电感器L1的电流可快速改变。为了减少此效应，降压-升压模式稍微早些被激活。换言之，虽然可以在线电压小于或等于n·Vbat时开始在降压-升压模式中操作，但是DC-DC变换器120在输出线电压为n·Vbat+δ(其中，δ是1.5V左右的小电压)时开始在降压-升压模式中操作。类似地，虽然可以在线电压大于n·Vbat时停止在降压-升压模式中操作，但是DC-DC变换器120在输出线电压达到n·Vbat+δ时停止在降压-升压模式中(并且在单独的升压模式中)操作。
虽然上面描述了通过识别输出线电压何时达到n·.Vbat+δ来早些激活降压-升压模式，但是潜在地，输出线上的噪声可能无意地触发模式的切换。为了降低这种可能性，在实施例中，该切换的定时被改变。换言之，在时间上比通常预期的更早地触发降压-升压模式(而不是使用电压作为触发)。为了实现此，输出线电压的相位被监控。在输出电压的完整周期期间，输出的相位将在0与360°之间变化。被选作切换相位的相位取决于输出线电压与电池电压之比而变化。然而，在典型实施例中，切换时的相位将为37°左右。
如之前提到的，上面允许DC-DC变换器120在DC-DC变换器120的输出处生成与全波整流AC电流波形相像的电流波形。为了将此应用于输电网，展开电路130需要生成具有与输电网相匹配的瞬时电压的全波经整流正弦波(full-wave rectified sinusoid)。为了实现此，展开电路130以100Hz被整流(commutate)。换言之，开关晶体管Q10和Q11作为一对而被整流，并且开关晶体管Q9和Q12作为第二对而被整流。通过以这种方式对开关晶体管整流，与其中典型桥以诸如20-50kHz之类的较高频率被整流的传统技术相比，开关损耗被降低。
如上面提到的，来自DC-DC变换器120的输出电流在D1和D2中流动。这两个二极管充当整流器二极管。Q7和Q8是MOSFET。因此，它们具有体二极管。如后面将说明的，Q7和Q8也仅当并网逆变器在输电网到电池模式中操作时才操作。因此，在电池到输电网模式(或者说第一模式)期间，Q7和Q8保持关断。然而，即使Q7和Q8关断，由于Q7和Q8是场效应晶体管，因此它们即使在切换为关断时也具有体二极管效应。为了防止体二极管的反向恢复电流降低效率，肖特基二极管D3和D4防止电流流到正负线路上去。换言之，肖特基二极管D3和D4的朝向被设置为与Q7和Q8的体二极管的朝向相反。如果肖特基二极管D3和D4不存在的话，这些体二极管的反向恢复电流会循环流动并出现在变压器的初级侧上。在实施例中，反向恢复电流在“导通”时间期间出现在包含Q3和Q4的环路中。这增大了这些器件的传导损耗。这里应注意，任何其它类型的二极管也将是足够的(即，肖特基二极管不是必须的)。然而，肖特基二极管好于任何其它类型的二极管，因为它们具有较低的导通电压，这提高了电路的效率。
现在描述电路在第二模式(或者说输电网到电池模式)中的操作。在第二模式中，晶体管Q9至Q12(展开电路)不被切换，并且保持静态以形成整流器电路。为了在第二模式中操作，Q7和Q8被切换。清楚地说，为了避免交叉传导(cross conduction)，Q7和Q8不同时被切换为“导通”。
在输电网到电池模式期间的第偶数个“导通”时间期间，Q7被切换为导通，意味着Q8保持关断。电流从输电网流经D4并流入变压器绕组(经由C3)。这在C3两端并且因此在变压器绕组两端感应出Vline/2的电压。在输电网到电池模式期间的降压-升压模式中，Q3和Q6导通，Q1关断，并且Q2导通。这使得n·Vline/2的电压被施加在L1两端。由于分叉的绕组，电压Vline/n出现在Q4两端。
在降压-升压“关断”时间期间，Q6首先被切换为关断。这将Q4两端的电压降为零，使得当Q4在下一降压-升压“导通”时间期间被切换为导通时，Q4可在零电压条件下被切换，这极大地减小了损耗。已经参考电池到输电网模式对此进行了说明。然而，应注意，在此“关断”时间期间，Q4仍然关断。另外，Q7被切换为关断。因此，在此“关断”时间期间，Q6、Q7和Q8关断并且Q2、Q3和Q4导通。因此，变压器电压为零，其中IL/2的电流流经每个初级绕组分支。L1两端的电压因此为Vbat。
在第奇数个“导通”时间期间，Q8被切换为导通并且Q7关断。电流从输电网流过D3并流入变压器绕组(经由C4)。这在C4两端并且因此在变压器绕组两端感应出Vline/2的电压。因此，n·Vline/2的电压出现在L1两端。
应注意，出现在L1两端的电压n·Vline/2假设C3和C4两端的电压在每个开关周期期间相同。虽然对于大多数情况，这是正确的，但是有很小的可能性不总是这样的情况。在C3和C4两端的电压在每个开关周期期间不同的情况中，在L1中出现失衡。这是因为C3和C4两端的电压在相应周期期间会出现在变压器两端，其对L1充电。因此，经过多个周期，L1中的失衡会增大C3和C4两端电压之差。换言之，L1的存在会作用来增大连续的“奇”和“偶”导通时间期间变压器两端的电压差。这种正的反馈导致变压器磁芯(core)饱和。将理解，在饱和期间，变压器用作短路电路。如后面将说明的，平衡绕组可被引入该电路中来减轻这种效应。
平衡绕组的示例电路配置在图4中示意性地图示出。如从图4与图2的比较将理解的，图4示出了图2所示的DC-DC变换器120的次级侧电路的一部分，其中相似电路元件用相似的标号表示。次级侧变压器绕组在图4中被标识为T2。另外，图4示出了旨在防止或者至少降低变压器饱和的发生的多个附加电路元件。该附加电路包括另一绕组TB，绕组TB的一端经由电阻器R1连接在电容器C3与电容器C4之间，并且其另一端连接在二极管D5与二极管D6之间。二极管D5和二极管D6串联连接在正输出轨与负输出轨之间并且两者朝向与二极管D1和二极管D2相同的方向(即，朝向正输出轨和负输出轨中的一者或另一者)。
将理解，希望变压器绕组T2在电容器C3与C4之间的一端是稳定的。在理想电路中，C3和C4两端的压降将是相同的，从而实现此，但是在真实电路中，此处可能出现失衡，从而导致变压器饱和。在此情况中这通过另外的绕组TB来缓和，绕组TB用作分压器(potential divider)的一半，变压器绕组T2用作该分压器的另一半。将理解，例如通过对每个绕组使用相同或相似数目的变压器匝数来将T2和TB配置为存储基本上相同量的能量，可以使T2与TB之间的中点并且因此使电容器C3与C4之间的中点稳定。电阻器R1用来减小绕组上的纹波电压效应，其中任何纹波电压将被叠加在电阻器R1两端。如果电阻器R1不存在的话，大的电流将流过平衡绕组。
除了由另外的绕组TB提供的分压器以外，还通过在电容器C3和C4两端连接电阻器R2和R3来使电容器C3与C4之间的中点稳定。电阻器R2和R3具有基本上相同的电阻，并且在正负轨之间形成另一分压器以使该中点稳定，同时该并网逆变器不切换。
返回关于输电网到电池模式的讨论，与第偶数个“导通”时间一样，Q1关断并且Q2导通。然而，与第偶数个“导通”时间不同，Q4被切换为导通(在上述零电压条件下)，并且Q5被切换为导通。Q6保持关断并且Q3被切换为关断。电路的操作于是类似于参考第偶数个“导通”时间所说明的操作。然而，在下一“关断”时间期间，Q5首先被切换为关断，使得当Q3在下一降压-升压“导通”时间期间被切换为导通时，Q5可在零电压条件下被切换。
与电池到输电网模式中一样，在升压模式中，Q1在整个开关周期中保持导通以将导通时间期间电感器两端的电压从Vline/n减小为(Vline/n)-Vbat。
推挽变换器的控制是部分地通过设置DC-DC变换器120的占空比来实现的。更具体地，“导通”时间与“关断”时间之比关于时间而改变以生成所希望电流波形。供DC-DC变换器120输出的所希望电流波形与全波整流AC电流波形相像。在一个实施例中，这是借助于DSP(数字信号处理器)设置的基准电流以及内外控制环路来实现的。图5示意性地图示出了这样的控制电路200及其与DC-DC变换器120和展开电路130的连接。
控制电路200包括外环比较器140，外环比较器140接收来自展开级130的线电流输出Iline和接收自DSP(未示出)的数字合成基准电流Iref。外环比较器140从所接收的线电流Iline与基准电流Iref之差(Iline-Iref)生成外环误差信号εouter，并将其传递给外环误差放大器145。外环比较器140和外环误差放大器145充当外侧控制环路。外环误差放大器145放大由外环比较器140生成的外环误差信号εouter并将其作为Eouter传递给控制电路200的内环。具体地，内环包括内环比较器150，其接收来自外环的经放大外环误差信号Eouter和来自DC-DC变换器120的所测量电感器电流Iind。内环比较器150从所测量电感器电流Iind与来自外环的经放大误差信号Eouter之差(Iind-Eouter)生成内环误差信号εinner。内环误差信号εinner然后被传递给内环误差放大器155，内环误差放大器155放大由内环比较器150生成的内环误差信号并将其传递给脉宽调制器160，该脉宽调制器160使用经放大外环误差信号来调制锯齿基准波形以形成占空比控制信号Dctrl。该占空比控制信号Dctrl然后用来控制图2所示的各个晶体管的切换定时。将理解，占空比控制信号Dctrl可能不直接控制所有开关——在一些情况中，占空比控制信号Dctrl的经偏移或经反向版本将被用来驱动特定开关，从而在特定开关转变之间产生所希望的相对定时延迟。
将理解，经放大外环误差信号Eouter表示当前正从展开级130输出的输出电流与以数字方式控制的基准电流之差。将明白，以数字方式控制的基准电流实际上是DC-DC变换器和展开级130的模拟电路希望遵循的目标电流。因此该外环处理驱动出所希望输出线电流的较慢改变。另一方面，内侧控制环路作为电感器电流的函数快速地改变。电感器电流实际上通过从外侧控制环路生成的误差信号在特定方向中被调制，以经由占空比控制信号Dctrl实现线电流的所希望渐变。
如上所述，DC-DC变换器可在降压-升压模式和升压模式两者中操作。降压-升压模式的目的是准许输出电压达到0V，这在生成所希望输出波形时是必要的。然而，额外的晶体管切换在晶体管Q2中产生了不希望的切换损耗。为了减少这些切换损耗的影响，降压-升压模式仅在电压波形的较低部分的生成期间是活动的。在电压波形的较高部分期间，降压-升压拓扑对于获得所需电压电平而言不是必要的，并且因此使用晶体管Q2保持导通的升压模式。
虽然前面针对一个或多个电池作为DC源进行了讨论，但是本发明不被如此限制。任何类型的DC源可同样地被使用。
此外，虽然前面已针对电路元件进行了描述，但是在实施例中这些元件可由计算机程序控制。这样的计算机程序包括当被加载到计算机上时将计算机配置来执行实施例的方法的计算机可读指令。该程序可被存储在诸如光盘之类的存储介质上或者存储在服务器上以用于在网络上分发。软件可被存储在并网逆变器内的存储器上，其例如可以利用数字信号处理器来提供切换定时。
以上DC-DC变换器包括变压器。各种变压器类型都是可以的。例如提供安装在多个印制电路板上的绕组的平面型变压器是已知的。这样的变压器的问题在于多个印制电路板需要在装配和制造过程期间在结构和电气上连接起来。更具体地，在传统平面型变压器中，绕组将被分别焊接或熔接在一起。相信可以通过从冲压部分或PCB部件创建变压器并利用主要PCB而非直接地将这些组件相连接来实现效率的提高。从装配和制造角度看，这可能更好。
参考图6A至图6C，示意性地图示出了利用步进式(stepped)设计的这样的平面型变压器的第一配置。首先参考图6A，初级绕组被形成在三个卡1:1、1:2和1:3之上，每个卡具有磁芯接收孔1112、1114、1116、第一侧绕组轨道1122、1124、1126、第二侧绕组轨道1132、1134、1136以及位于各个卡的边缘处的不同端子位置1142、1144、1146。希望每个初级卡位于图6C中相应地标记的槽中。次级绕组在图6B中示出，并被形成在三个卡2:1、2:2和2:3之上，同样，每个卡具有磁芯接收孔1212、1214、1216、第一侧绕组轨道1222、1224、1226、第二侧绕组轨道1232、1234、1236以及位于各个卡的边缘处的不同端子位置1242、1244、1246。每个次级卡位于图6C中相应地标记的槽中。图6C图示出了(图6A和图6B中六个卡的形式的)PCB变压器将被安装到的母板的六个槽。母板中的槽之间的连接用于通过将六个卡连接在一起来完成初级绕组和次级绕组的电路。在专用于卡1:1的槽1:1中，用作初级绕组的第一端子的输入连接1301被设置。槽1:1中所示的另一连接被用来连接到专用于卡1:2的槽1:2。槽1:2以类似方式连接到槽1:3。槽1:3包括用作初级绕组的第二端子的输出连接1303。在专用于卡2:1的槽2:1中，用作次级绕组的第一端子的输入连接1305被设置。槽2:1中所示的另一连接被用来连接到专用于卡2:2的槽2:2。槽2:2以类似方式连接到槽2:3。槽2:3包括用作次级绕组的第二端子的输出连接1307。卡和槽的边缘端子在卡之间被步进以准许槽之间的连接。
参考图7A至图7C，示意性地图示出了利用交替式设计的平面型变压器的第二配置。首先参考图7A，初级绕组被形成在三个相同的卡A之上，每个卡具有磁芯接收孔2112、2114、2116、第一侧绕组轨道2122、2124、2126、第二侧绕组轨道2132、2134、2136以及位于各个卡的边缘处的相同端子位置2142、2144、2146。希望每个初级卡位于图7C中相应地标记的槽中。次级绕组在图7B中示出，并被形成在三个相同的卡B之上，同样，每个卡具有磁芯接收孔2212、2214、2216、第一侧绕组轨道2222、2224、2226、第二侧绕组轨道2232、2234、2236以及位于各个卡的边缘处的相同端子位置2242、2244、2246。希望每个次级卡位于图7C中相应地标记的槽中。图7C图示出了(图7A和图7B中六个卡的形式的)PCB变压器将被安装到的母板的六个槽。母板中的槽之间的连接用于通过将六个卡连接在一起来完成初级绕组和次级绕组的电路。在专用于A卡之一的槽A1中，用作初级绕组的第一端子的输入连接2311被设置。槽A1中所示的另一连接被用来连接到专用于A卡中的第二个卡的槽A2。槽A2以类似方式连接到槽A3。槽A3包括用作初级绕组的第二端子的输出连接2313。在专用于B卡之一的槽B1中，用作次级绕组的第一端子的输入连接2315被设置。槽B1中所示的另一连接被用来连接到专用于B卡中的第二个卡的槽B2。槽B2以类似方式连接到槽B3。槽B3包括用作次级绕组的第二端子的输出连接2317。在此实施例中卡的边缘端子是相同的，并且特定绕组的后续槽内的端子的朝向是交替的以准许槽之间的连接。在此情况中，电流流动每次反向以使得交叉槽连接可在槽的一端与另一端之间交替。这种配置的优点在于各初级卡(A)可以相同(无需使端子位置步进)，并且各次级卡(B)可以相同。
制造变压器的方法被设想出，该方法包括以下步骤：
提供承载初级绕组的各部分的第一多个卡以及承载次级绕组的各部分的第二多个卡，每个部分包括在卡的一个边缘处具有两个端子的导电轨道；
提供具有用于接收第一多个卡和第二多个卡的多个槽的板，槽被电连接在一起；以及
将第一多个卡和第二多个卡插入多个槽中；其中
多个槽内的电连接完成具有第一多个卡的电路以形成初级绕组，并完成具有第二多个卡的电路以形成次级绕组。
虽然已参考附图在此详细描述了本发明的说明性实施例，但是将明白，本发明不限于这些确切的实施例，并且在不脱离如所附权利要求限定的本发明的范围和精神的情况下本领域技术人员可在其中实现各种改变和修改。

Claims (23)

1.一种能连接到电网的并网逆变器，所述并网逆变器包括可操作来从DC电压源生成电流波形的DC-DC电流馈给推挽逆变器，所述电流波形基本上被同步到所述电网，所述推挽逆变器包括具有能连接到电池的第一侧绕组和能连接到所述电网的第二侧绕组的变压器，其中
所述变压器的第二侧绕组的第一端连接在第一二极管与第二二极管之间，所述第一二极管和所述第二二极管串联连接在正输出轨和负输出轨之间并朝向相同方向；
所述变压器的第二侧绕组的第二端连接在第一电容器与第二电容器之间，所述第一电容器和所述第二电容器串联连接在所述正输出轨和所述负输出轨之间；
另一绕组的一端连接在所述第一电容器和所述第二电容器之间，并且其另一端连接在第三二极管和第四二极管之间，所述第三二极管和所述第四二极管串联连接在所述正输出轨和所述负输出轨之间并且二者朝向与所述第一二极管和所述第二二极管相同的方向。
2.根据权利要求1所述的并网逆变器，其中，所述另一绕组具有与所述第二侧变压器绕组基本上相同的匝数。
3.根据权利要求1所述的并网逆变器，其中，所述另一绕组的所述一端经由电阻器连接到所述第一电容器和所述第二电容器。
4.根据权利要求1所述的并网逆变器，其中，电阻器被连接在所述第一电容器两端。
5.根据权利要求1所述的并网逆变器，其中，电阻器被连接在所述第二电容器两端。
6.根据权利要求1所述的并网逆变器，其中
第一场效应晶体管和第二场效应晶体管被串联连接在正供电轨与负供电轨之间，所述第一场效应晶体管和所述第二场效应晶体管的每个的体二极管朝向相同方向；以及
所述第二变压器绕组的第二端连接在所述第一场效应晶体管和所述第二场效应晶体管之间。
7.根据权利要求6所述的并网逆变器，其中，第五二极管被与所述第一场效应晶体管串联地连接在所述第二绕组的第二端与所述正供电轨和所述负供电轨中的一者之间，所述第五二极管朝着与所述第一场效应晶体管的体二极管相反的方向。
8.根据权利要求7所述的并网逆变器，其中，所述第五二极管是肖特基二极管。
9.根据权利要求7所述的并网逆变器，其中，第六二极管被与所述第二场效应晶体管串联地连接在所述第二绕组的第二端与所述正供电轨和所述负供电轨中的另一者之间，所述第六二极管朝着与所述第二场效应晶体管的体二极管相反的方向。
10.根据权利要求9所述的并网逆变器，其中，所述第六二极管是肖特基二极管。
11.一种用于操作能连接到电网的并网逆变器，所述并网逆变器包括DC-DC电流馈给推挽逆变器，该方法包括从DC电压源生成电流波形，所述电流波形基本上被同步到所述电网，所述推挽逆变器包括具有能连接到电池的第一侧绕组和能连接到所述电网的第二侧绕组的变压器，其中：
所述变压器的第二侧绕组的第一端连接在第一二极管与第二二极管之间，所述第一二极管和所述第二二极管串联连接在正输出轨和负输出轨之间并朝向相同方向；
所述变压器的第二侧绕组的第二端连接在第一电容器与第二电容器之间，所述第一电容器和所述第二电容器串联连接在所述正输出轨和所述负输出轨之间；
另一绕组的一端连接在所述第一电容器和所述第二电容器之间，并且其另一端连接在第三二极管和第四二极管之间，所述第三二极管和所述第四二极管串联连接在所述正输出轨和所述负输出轨之间并且二者朝向与所述第一二极管和所述第二二极管相同的方向。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述另一绕组具有与所述第二侧变压器绕组基本上相同的匝数。
13.根据权利要求11所述的方法，其中，所述另一绕组的所述一端经由电阻器连接到所述第一电容器和所述第二电容器。
14.根据权利要求11所述的方法，其中，电阻器被连接在所述第一电容器两端。
15.根据权利要求11所述的方法，其中，电阻器被连接在所述第二电容器两端。
16.根据权利要求11所述的方法，其中，第一场效应晶体管和第二场效应晶体管被串联连接在正供电轨与负供电轨之间，所述第一场效应晶体管和所述第二场效应晶体管的每个的体二极管朝向相同方向；并且所述第二变压器绕组的第二端连接在所述第一场效应晶体管和所述第二场效应晶体管之间。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，第五二极管被与所述第一场效应晶体管串联地连接在所述第二绕组的第二端与所述正供电轨和所述负供电轨中的一者之间，所述第五二极管朝着与所述第一场效应晶体管的体二极管相反的方向。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，所述第五二极管是肖特基二极管。
19.根据权利要求17所述的方法，其中，第六二极管被与所述第二场效应晶体管串联地连接在所述第二绕组的第二端与所述正供电轨和所述负供电轨中的另一者之间，所述第六二极管朝着与所述第二场效应晶体管的体二极管相反的方向。
20.根据权利要求19所述的方法，其中，所述第六二极管是肖特基二极管。
21.一种包含根据权利要求1所述的并网逆变器的系统，所述并网逆变器连接在DC源与输电网之间。
22.一种包含计算机可读指令的计算机程序，所述计算机可读指令在被加载到计算机上时将所述计算机配置来执行根据权利要求11所述的方法。
23.一种被配置为在其中或其上存储根据权利要求22所述的计算机程序的存储介质。
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