JPS6232714A - オフセツト電圧補正回路 - Google Patents
オフセツト電圧補正回路Info
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- JPS6232714A JPS6232714A JP17286385A JP17286385A JPS6232714A JP S6232714 A JPS6232714 A JP S6232714A JP 17286385 A JP17286385 A JP 17286385A JP 17286385 A JP17286385 A JP 17286385A JP S6232714 A JPS6232714 A JP S6232714A
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- offset voltage
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ 差業上の利用分野
本発明はオフセット電圧の温度変化を補償する回路に関
する。
する。
Ｂ 発明の概要
差動増幅器にベースバイアスを供給するバイアス供給回
路が抵抗で構成され、かつそれぞれのベースバイアス間
Ｋｔ位差をもたせる回路構成において、差動増幅器の入
力側トランジスタＱ０のベースバイアス抵抗間の電位差
が温度（より変化することを利用（コンデンサのリーク
電流が温度上昇とともに増えることから）し、その電圧
差に応じて抵抗分割比を変えてトランジスタＱ１のベー
スバイアス電圧を変える。さらに、各々のベースバイア
ス間電位差が所定の電位差かどうか判断し、所定の電位
差の場合には、その時の切換え状態が保持される。
路が抵抗で構成され、かつそれぞれのベースバイアス間
Ｋｔ位差をもたせる回路構成において、差動増幅器の入
力側トランジスタＱ０のベースバイアス抵抗間の電位差
が温度（より変化することを利用（コンデンサのリーク
電流が温度上昇とともに増えることから）し、その電圧
差に応じて抵抗分割比を変えてトランジスタＱ１のベー
スバイアス電圧を変える。さらに、各々のベースバイア
ス間電位差が所定の電位差かどうか判断し、所定の電位
差の場合には、その時の切換え状態が保持される。
Ｃ従来の技術
第２図は従来のオフセット電圧を有する比較回路の構成
を示す回路図である。図中、Ｑｌ ＋ Ｑ２は特性の揃
った！・ランジスタで、差動増幅器を構成している。ト
ランジスタロ工のベースバイアスＶＢＱ１ハトランジス
タＱ２のベースバイアスＶＢＱ２よりもΔＶ＝Ｖ、−Ｖ
２だけ高く設定されている。
を示す回路図である。図中、Ｑｌ ＋ Ｑ２は特性の揃
った！・ランジスタで、差動増幅器を構成している。ト
ランジスタロ工のベースバイアスＶＢＱ１ハトランジス
タＱ２のベースバイアスＶＢＱ２よりもΔＶ＝Ｖ、−Ｖ
２だけ高く設定されている。
これは、直線性とダイナミックレンジを拡げるためであ
る。
る。
トランジスタＱ３とＱ４はカレントミラー回路を構成し
、トランジスタＱ２に流れる電流と基準電流工ｒｅｆの
差の電流をトランジスタＱ４のコレクタに流し、入力信
号電圧を電流に変換するためのものである。
、トランジスタＱ２に流れる電流と基準電流工ｒｅｆの
差の電流をトランジスタＱ４のコレクタに流し、入力信
号電圧を電流に変換するためのものである。
Ｉ−Ｖ変換回路ｌはトランジスタＱ４のコレクタに流れ
る電流を直流電圧に変換するためのものである。
る電流を直流電圧に変換するためのものである。
第３図は第２図に示す回路の動作を説明するための図で
ある。この図から、差動増幅器のベース間に電圧差をも
たせるのは入力信号源の負側成分について電圧−ＴＩＬ
流変換するためにダイナミックレンジを広（とり、直線
性をもたせるためであることがわかる。このことは、具
体的には、ＦＭ受信機中のＦＭＩＦ段で作られる電界強
度に対応した電圧、つまりシグナルメータ電圧中に含ま
れるマルチパス妨害の振幅成分が負側に比較的でやすい
ため、マルチパス妨害検出用に使うためである。
ある。この図から、差動増幅器のベース間に電圧差をも
たせるのは入力信号源の負側成分について電圧−ＴＩＬ
流変換するためにダイナミックレンジを広（とり、直線
性をもたせるためであることがわかる。このことは、具
体的には、ＦＭ受信機中のＦＭＩＦ段で作られる電界強
度に対応した電圧、つまりシグナルメータ電圧中に含ま
れるマルチパス妨害の振幅成分が負側に比較的でやすい
ため、マルチパス妨害検出用に使うためである。
入力信号源の負成分に対応する電流がトランジスタＱ２
のコレクタに流れる。（これをＩＱ２とする）この電流
と基準電流Ｉ（ｅｆが比較され（Ｉ、２”ｒｅｆ ）、
つまり■Ｑ２〉■ｒｅｆの場合釦その差電流がトランジ
スタＱ４のコレクタ電流となり、■−■ｆ換回路で直流
電圧に変換され、マルチパス妨Ｗ軽減回路の制御電圧と
して利用されろ。ここで、差動増幅器のオフセット電圧
（ｖＢＱｌ−ｖＢＱ２）について考察する。このオフセ
ラ）を圧は、ダイナミックレンジおよび直線性という截
から、Ｎ要な電圧である。第２図に示すＶｌ、ｖ２の電
圧はつぎのようＫなる。
のコレクタに流れる。（これをＩＱ２とする）この電流
と基準電流Ｉ（ｅｆが比較され（Ｉ、２”ｒｅｆ ）、
つまり■Ｑ２〉■ｒｅｆの場合釦その差電流がトランジ
スタＱ４のコレクタ電流となり、■−■ｆ換回路で直流
電圧に変換され、マルチパス妨Ｗ軽減回路の制御電圧と
して利用されろ。ここで、差動増幅器のオフセット電圧
（ｖＢＱｌ−ｖＢＱ２）について考察する。このオフセ
ラ）を圧は、ダイナミックレンジおよび直線性という截
から、Ｎ要な電圧である。第２図に示すＶｌ、ｖ２の電
圧はつぎのようＫなる。
ｖｏは定電圧回路２からの出力であり、温度特性は安定
している。また抵抗Ｒ２□、Ｒ２□、Ｒ２３はともに温
度係数は等しいので、その比の温度特性も安定している
。したがって、＋ＩＪ、（２）式のＶ□、■。
している。また抵抗Ｒ２□、Ｒ２□、Ｒ２３はともに温
度係数は等しいので、その比の温度特性も安定している
。したがって、＋ＩＪ、（２）式のＶ□、■。
は温度特性については安定していると考えて問題ないこ
とは確かである。
とは確かである。
ところが、トランジスタＱ１のベースに抵抗ｌ。
（靜１！破壊防止用）を介して電解コンテンｔＣが信号
源に対し接続されている。つまり電解コンデンサＣのリ
ーク−流によりトランジスタＱ０のベースバイアスが下
るためにトランジスタＱ１．Ｑ２のオフセット電圧が変
化する。これは温度が上昇すると電解コンデンサのリー
ク電流が増加するため、温度上昇とともに著しく変化す
る。
源に対し接続されている。つまり電解コンデンサＣのリ
ーク−流によりトランジスタＱ０のベースバイアスが下
るためにトランジスタＱ１．Ｑ２のオフセット電圧が変
化する。これは温度が上昇すると電解コンデンサのリー
ク電流が増加するため、温度上昇とともに著しく変化す
る。
トランジスタＱ２のベースに供給されるベースバイアス
電流工１は、抵抗Ｒ□を通してトランジスタＱ２に入る
。このとき１１）Ｌ、という電圧降下を惹き起こす。つ
まり、トランジスタＱ２のベース電圧は（Ｖ、−１１Ｒ
１）というベースバイアス電圧になる。さらに、トラン
ジスタＱ には、工２と〜・うベースバイアス電流が流
れる。したがって、トランジスタＱ□のベース電圧は（
Ｖ２− Ｉ２Ｒ□）となる。ここで、１１とＩ２はトラ
ンジスタＱ□、Ｑ２のｈＦＥ”ＢＥがトモニ等シイトす
ルト、工１＝工２トなる。つまり、（Ｖ□−ｖ２）がオ
フセット電圧となる。ここで、温度が上昇し、コンデン
サＣのリーフを流が増えると、抵抗Ｒ２を流れる電流は
Ｉ２＋ΔＩ＝Ｉ、＋Δｌとなり、コンデンサＣのリーク
電流分Δ工の電流が増加する。したがって、オフセット
電圧は（Ｖｌ−Ｖ２−ΔＩＲ，）となり、オフセット電
圧がこのコンテンｔＣのリーク電流分だけ変化してしま
い、本来の特性と異なってしま５゜つまり、第３図に示
すように、ベースバイアス差がＡ点からＢ点に移つ工し
まい、入力電圧対電流変換特性が変化する。
電流工１は、抵抗Ｒ□を通してトランジスタＱ２に入る
。このとき１１）Ｌ、という電圧降下を惹き起こす。つ
まり、トランジスタＱ２のベース電圧は（Ｖ、−１１Ｒ
１）というベースバイアス電圧になる。さらに、トラン
ジスタＱ には、工２と〜・うベースバイアス電流が流
れる。したがって、トランジスタＱ□のベース電圧は（
Ｖ２− Ｉ２Ｒ□）となる。ここで、１１とＩ２はトラ
ンジスタＱ□、Ｑ２のｈＦＥ”ＢＥがトモニ等シイトす
ルト、工１＝工２トなる。つまり、（Ｖ□−ｖ２）がオ
フセット電圧となる。ここで、温度が上昇し、コンデン
サＣのリーフを流が増えると、抵抗Ｒ２を流れる電流は
Ｉ２＋ΔＩ＝Ｉ、＋Δｌとなり、コンデンサＣのリーク
電流分Δ工の電流が増加する。したがって、オフセット
電圧は（Ｖｌ−Ｖ２−ΔＩＲ，）となり、オフセット電
圧がこのコンテンｔＣのリーク電流分だけ変化してしま
い、本来の特性と異なってしま５゜つまり、第３図に示
すように、ベースバイアス差がＡ点からＢ点に移つ工し
まい、入力電圧対電流変換特性が変化する。
Ｄ 発明が解決しよ５とする問題点
温度に対する不安定性は、カップリングコンテン＋ｊＣ
にリークが小さいタイプのコンデンサな利用したり、あ
る（・は容量が小さ〜・もの（マイラコンデンサ、セラ
ミックコンデンサ等）を使えばある程度改善できるが、
リークが小さいコンデンサはコスト高となり、また容量
の小さなコンデンサはＡＣ−ＤＣ変換特性の周波数特性
に関係してくるＫめ、好ましくない。
にリークが小さいタイプのコンデンサな利用したり、あ
る（・は容量が小さ〜・もの（マイラコンデンサ、セラ
ミックコンデンサ等）を使えばある程度改善できるが、
リークが小さいコンデンサはコスト高となり、また容量
の小さなコンデンサはＡＣ−ＤＣ変換特性の周波数特性
に関係してくるＫめ、好ましくない。
本発明の目的は、温度が上昇してもベース間にバイアス
のオフセット電圧がずれないようにし、ＡＣ−ＤＣ変換
特性が温度に対し安定なように動作させることができ、
しかも、カップリングコンチン？にリーク電流があって
も、オフセット電圧の補正を１ｇｌ路で行なうことがで
きるオフセット電圧補正回路を提供することである。
のオフセット電圧がずれないようにし、ＡＣ−ＤＣ変換
特性が温度に対し安定なように動作させることができ、
しかも、カップリングコンチン？にリーク電流があって
も、オフセット電圧の補正を１ｇｌ路で行なうことがで
きるオフセット電圧補正回路を提供することである。
Ｅ 問題点を尊決するための手段
上記目的を達成するために、本発明によるオフセット電
圧菊正歯路は、差動増幅器を構成する第１および第２の
トランジスタのベースにそれぞれ抵抗で構成されるバイ
アス供給回路から互に異なったベースバイアスを供給す
る回路を含み、さらに上記第１のトランジスタのベース
に接続されたバイアス供給回路の前段と後段の間の電位
差を検出する手段と、複数の互に異なる電位の端子を有
し、上記各トランジスタのベースバイアスに電位差をも
たせる電位差発生手段と、上記端子の内、−万のバイア
ス供給回路に接続される端子を選択する切換え手段と上
記検出された電位差に応じて、前記切換手段の切換え選
択を制御する手段とを含むことを要旨とする。
圧菊正歯路は、差動増幅器を構成する第１および第２の
トランジスタのベースにそれぞれ抵抗で構成されるバイ
アス供給回路から互に異なったベースバイアスを供給す
る回路を含み、さらに上記第１のトランジスタのベース
に接続されたバイアス供給回路の前段と後段の間の電位
差を検出する手段と、複数の互に異なる電位の端子を有
し、上記各トランジスタのベースバイアスに電位差をも
たせる電位差発生手段と、上記端子の内、−万のバイア
ス供給回路に接続される端子を選択する切換え手段と上
記検出された電位差に応じて、前記切換手段の切換え選
択を制御する手段とを含むことを要旨とする。
Ｆ 作用
第１図は本発明によるオフセット電圧補正回路を伺加し
た比較回路の回路図である。スイッチ回路ＳＷは通常Ｓ
Ｗ４の状態で接続されている。そして、トランジスタＱ
、、Ｑ２のベース間オフセッ）電圧（ＶＢｑｌ−ＶＢＱ
２）＝ｖｌ Ｖ２トナ”）’テイル。
た比較回路の回路図である。スイッチ回路ＳＷは通常Ｓ
Ｗ４の状態で接続されている。そして、トランジスタＱ
、、Ｑ２のベース間オフセッ）電圧（ＶＢｑｌ−ＶＢＱ
２）＝ｖｌ Ｖ２トナ”）’テイル。
このＶｌ、■２の電圧レベルは第２図に示す電圧値九等
しい。温度が上昇してくると、コンデンサＣのリ一り電
流が増大し、端子ａ −ｂ間の電位差が大きくなる。そ
れにつれて、トランジスタＱ１ｐＱ２のベース間電位差
も増大する。したがって端子ａ −ｂ間の電位の変化を
利用すれは、温度に依存してトランジスタＱ１のバー２
バイアス亀圧ヲ変化させることが可能である。
しい。温度が上昇してくると、コンデンサＣのリ一り電
流が増大し、端子ａ −ｂ間の電位差が大きくなる。そ
れにつれて、トランジスタＱ１ｐＱ２のベース間電位差
も増大する。したがって端子ａ −ｂ間の電位の変化を
利用すれは、温度に依存してトランジスタＱ１のバー２
バイアス亀圧ヲ変化させることが可能である。
Ｇ 実施例
トランジスタＱ１のベースバイアス電圧を温度に依存し
て、自動的に補正する動作の一例を第１図を用いて説明
する。
て、自動的に補正する動作の一例を第１図を用いて説明
する。
ａ −ｂ間の電位差をｒＩＬ流増流器幅器３幅する。
この増幅した直流電圧を電圧比較回路５で比較し、その
情報はスイッチ切換制＃画路７に入力される。
情報はスイッチ切換制＃画路７に入力される。
この電圧比較回路５はつぎのように動作する。直流増幅
器３の出力Ｖ工は基準電圧Ｖ。、Ｖよ、ｖ２の三つの値
と比較される。その結果、 ■Ｖ１＜ Ｖ。のときは、ＳＷ４の状態を保つ。
器３の出力Ｖ工は基準電圧Ｖ。、Ｖよ、ｖ２の三つの値
と比較される。その結果、 ■Ｖ１＜ Ｖ。のときは、ＳＷ４の状態を保つ。
■ｖｏ＜Ｖｌ＜■□のときは、ＳＷ３へ切り換える。
■ｖ１＜ｖ工＜Ｖ２のときは、ＳＷ２へ切り換える。
■■２＜■工のときは、ＳＷｌへ切り換える〇この■〜
■の状態に対応する出力がこの電圧比較回路５から出力
される。これらはウィンドコンパレータ回路を利用すれ
ば藺単に構成できる。そしてスイッチ切換え制御回路７
ではＳＷ□からＳＷ４までの切換えを制御するよ５に動
作する。
■の状態に対応する出力がこの電圧比較回路５から出力
される。これらはウィンドコンパレータ回路を利用すれ
ば藺単に構成できる。そしてスイッチ切換え制御回路７
ではＳＷ□からＳＷ４までの切換えを制御するよ５に動
作する。
またトランジスタＱ１とＱ２のベース間電圧差が所定の
範囲内におさまったことを確認す小。すなわち、トラン
ジスタＱ、、Ｑ２０ベース間電位差を直流増幅器４に入
力し、ある一定の増幅をして。
範囲内におさまったことを確認す小。すなわち、トラン
ジスタＱ、、Ｑ２０ベース間電位差を直流増幅器４に入
力し、ある一定の増幅をして。
その出力ｖＩは電圧比較回路６で基準電圧Ｖ１′および
ｖｏ と比較され、Ｖ□＜ｖ■＜Ｖ□ であれば、そ
のときのスイッチの状態をそのまま保持するようにスイ
ッチ切換え制御回路７へ出力する。さらに、再び温度が
下が９．トランジスタＱ□ｅ Ｑ２のベースバイアス間
電位差が小さくなり、Ｖ□（Ｖ、 （Ｖ、’の条件から
はずれると、スイッチＳＷの状態は再び切り換えられる
。ａ −ｂ間の電位差も小さくなり、その条件でｈびス
イッチＳＷの状態が決定される。
ｖｏ と比較され、Ｖ□＜ｖ■＜Ｖ□ であれば、そ
のときのスイッチの状態をそのまま保持するようにスイ
ッチ切換え制御回路７へ出力する。さらに、再び温度が
下が９．トランジスタＱ□ｅ Ｑ２のベースバイアス間
電位差が小さくなり、Ｖ□（Ｖ、 （Ｖ、’の条件から
はずれると、スイッチＳＷの状態は再び切り換えられる
。ａ −ｂ間の電位差も小さくなり、その条件でｈびス
イッチＳＷの状態が決定される。
Ｈ発明の詳細
な説明した通り、本発明によれば、入力カップリングコ
ンデンサにリークが小さいコンデンサを使わなくてもよ
（、したがって、設計上簡単であり、かつコストも安（
なる。さらに、本発明によるオフセット電圧補正回路は
ＩＣ化すれは、比較的安定するから、さほどコストアッ
プにもならない。
ンデンサにリークが小さいコンデンサを使わなくてもよ
（、したがって、設計上簡単であり、かつコストも安（
なる。さらに、本発明によるオフセット電圧補正回路は
ＩＣ化すれは、比較的安定するから、さほどコストアッ
プにもならない。
第１図は本発明によるオフセット−圧補正回路を刊加し
た比較回路の回路図、第２図は従来のオフセット電圧を
有する比較回路の構成を示す回路図、第３図は第２図に
示す回路の動作を説明するための囚である。 １・・・Ｉ−Ｖ又侠回路、２・・・定電圧回路、３，４
・・・直流増幅器、５，６・・パ心圧比戟ロ路、７・・
・スイッチ切換え制御回路、ＳＷ・・・スイッチ回路。
た比較回路の回路図、第２図は従来のオフセット電圧を
有する比較回路の構成を示す回路図、第３図は第２図に
示す回路の動作を説明するための囚である。 １・・・Ｉ−Ｖ又侠回路、２・・・定電圧回路、３，４
・・・直流増幅器、５，６・・パ心圧比戟ロ路、７・・
・スイッチ切換え制御回路、ＳＷ・・・スイッチ回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 差動増幅器を構成する第１および第２のトランジスタの
ベースにそれぞれ抵抗で構成されるバイアス供給回路か
ら互に異なつたベースバイアスを供給する回路を含むオ
フセット電圧補正回路において、さらに （ａ）上記第１のトランジスタのベースに接続されたバ
イアス供給回路の前段と後段の間の電位差を検出する手
段、 （ｂ）複数の互に異なる電位の端子を有し、上記各トラ
ンジスタのベースのバイアスに電位差をもたせる電位差
発生手段、 （ｃ）上記端子の内、一方のバイアス供給回路に接続さ
れる端子を選択する切換え手段、および（ｄ）上記検出
された電位差に応じて、前記切換え手段の切換え選択を
制御する手段 を含むことを特徴とするオフセット電圧補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17286385A JPS6232714A (ja) | 1985-08-06 | 1985-08-06 | オフセツト電圧補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17286385A JPS6232714A (ja) | 1985-08-06 | 1985-08-06 | オフセツト電圧補正回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6232714A true JPS6232714A (ja) | 1987-02-12 |
| JPH0577206B2 JPH0577206B2 (ja) | 1993-10-26 |
Family
ID=15949690
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17286385A Granted JPS6232714A (ja) | 1985-08-06 | 1985-08-06 | オフセツト電圧補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6232714A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04341004A (ja) * | 1991-05-17 | 1992-11-27 | Mitsubishi Electric Corp | オフセット補正回路 |
| US6540447B2 (en) | 2000-05-23 | 2003-04-01 | Mitsubishi Materials Corporation | Throwaway insert and throwaway-type cutter |
| CN102340301A (zh) * | 2011-10-18 | 2012-02-01 | 四川和芯微电子股份有限公司 | 直流电压偏移消除电路及系统 |
| JP2015533034A (ja) * | 2012-09-10 | 2015-11-16 | クレーン エレクトロニクス、インコーポレーテッド | 可変的な環境で使用する演算増幅器のためのインピーダンス補償 |
| US9419538B2 (en) | 2011-02-24 | 2016-08-16 | Crane Electronics, Inc. | AC/DC power conversion system and method of manufacture of same |
| US9742183B1 (en) | 2016-12-09 | 2017-08-22 | Crane Electronics, Inc. | Proactively operational over-voltage protection circuit |
| US9780635B1 (en) | 2016-06-10 | 2017-10-03 | Crane Electronics, Inc. | Dynamic sharing average current mode control for active-reset and self-driven synchronous rectification for power converters |
| US9831768B2 (en) | 2014-07-17 | 2017-11-28 | Crane Electronics, Inc. | Dynamic maneuvering configuration for multiple control modes in a unified servo system |
| US9979285B1 (en) | 2017-10-17 | 2018-05-22 | Crane Electronics, Inc. | Radiation tolerant, analog latch peak current mode control for power converters |
| US10425080B1 (en) | 2018-11-06 | 2019-09-24 | Crane Electronics, Inc. | Magnetic peak current mode control for radiation tolerant active driven synchronous power converters |
| WO2023073802A1 (ja) * | 2021-10-26 | 2023-05-04 | 三菱電機株式会社 | 半導体集積回路装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09241903A (ja) * | 1996-03-06 | 1997-09-16 | Takeo Tsubura | ボデイスーツ |
-
1985
- 1985-08-06 JP JP17286385A patent/JPS6232714A/ja active Granted
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04341004A (ja) * | 1991-05-17 | 1992-11-27 | Mitsubishi Electric Corp | オフセット補正回路 |
| US6540447B2 (en) | 2000-05-23 | 2003-04-01 | Mitsubishi Materials Corporation | Throwaway insert and throwaway-type cutter |
| US9419538B2 (en) | 2011-02-24 | 2016-08-16 | Crane Electronics, Inc. | AC/DC power conversion system and method of manufacture of same |
| CN102340301A (zh) * | 2011-10-18 | 2012-02-01 | 四川和芯微电子股份有限公司 | 直流电压偏移消除电路及系统 |
| JP2015533034A (ja) * | 2012-09-10 | 2015-11-16 | クレーン エレクトロニクス、インコーポレーテッド | 可変的な環境で使用する演算増幅器のためのインピーダンス補償 |
| US9831768B2 (en) | 2014-07-17 | 2017-11-28 | Crane Electronics, Inc. | Dynamic maneuvering configuration for multiple control modes in a unified servo system |
| US9780635B1 (en) | 2016-06-10 | 2017-10-03 | Crane Electronics, Inc. | Dynamic sharing average current mode control for active-reset and self-driven synchronous rectification for power converters |
| US9866100B2 (en) | 2016-06-10 | 2018-01-09 | Crane Electronics, Inc. | Dynamic sharing average current mode control for active-reset and self-driven synchronous rectification for power converters |
| US9742183B1 (en) | 2016-12-09 | 2017-08-22 | Crane Electronics, Inc. | Proactively operational over-voltage protection circuit |
| US9979285B1 (en) | 2017-10-17 | 2018-05-22 | Crane Electronics, Inc. | Radiation tolerant, analog latch peak current mode control for power converters |
| US10425080B1 (en) | 2018-11-06 | 2019-09-24 | Crane Electronics, Inc. | Magnetic peak current mode control for radiation tolerant active driven synchronous power converters |
| WO2023073802A1 (ja) * | 2021-10-26 | 2023-05-04 | 三菱電機株式会社 | 半導体集積回路装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0577206B2 (ja) | 1993-10-26 |
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