JPH07114336B2 - 信号強度表示装置 - Google Patents
信号強度表示装置Info
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- JPH07114336B2 JPH07114336B2 JP62296921A JP29692187A JPH07114336B2 JP H07114336 B2 JPH07114336 B2 JP H07114336B2 JP 62296921 A JP62296921 A JP 62296921A JP 29692187 A JP29692187 A JP 29692187A JP H07114336 B2 JPH07114336 B2 JP H07114336B2
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- General Physics & Mathematics (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はFM受信機に用いられる信号強度表示装置に関す
るものである。
るものである。
従来の技術 従来、この種の信号強度表示装置は、第４図のブロック
図で示すような構成である。第４図で100は集積回路（I
C−単一チップ）を表わし、13,27および32は同ICの信号
端子を表わしている。第４図において、13はFM−IF信号
入力端子、14,15,16,17および18はそれぞれ振幅制限増
幅器（以下FMリミッタと略記）であり、FM−IF信号の入
力レベルが高くなるに従って、終段のFMリミッタ18から
順に出力が飽和し、最後に初段のFMリミッタ14が飽和す
る。30はFM検波器であり、ここで検波されたAF出力は端
子32より出力され、図示されていないが、次のFMマルチ
プレックス回路または音声出力回路へと送られる。24お
よび26は信号強度表示装置を構成しており、24が信号強
度検出部、26は増幅部で、FMリミッタ14,15,16,17,18よ
り各信号線19,20,21,22,23を通してFM−IF信号が供給さ
れている。信号強度検出部24および増幅部26で検出され
た信号は直流電圧として端子27より出力される。31は基
準電圧発生回路であり、信号線29を通して信号強度検出
部24へ基準電圧を供給する。
図で示すような構成である。第４図で100は集積回路（I
C−単一チップ）を表わし、13,27および32は同ICの信号
端子を表わしている。第４図において、13はFM−IF信号
入力端子、14,15,16,17および18はそれぞれ振幅制限増
幅器（以下FMリミッタと略記）であり、FM−IF信号の入
力レベルが高くなるに従って、終段のFMリミッタ18から
順に出力が飽和し、最後に初段のFMリミッタ14が飽和す
る。30はFM検波器であり、ここで検波されたAF出力は端
子32より出力され、図示されていないが、次のFMマルチ
プレックス回路または音声出力回路へと送られる。24お
よび26は信号強度表示装置を構成しており、24が信号強
度検出部、26は増幅部で、FMリミッタ14,15,16,17,18よ
り各信号線19,20,21,22,23を通してFM−IF信号が供給さ
れている。信号強度検出部24および増幅部26で検出され
た信号は直流電圧として端子27より出力される。31は基
準電圧発生回路であり、信号線29を通して信号強度検出
部24へ基準電圧を供給する。
第５図は、第４図のブロック図のうち、信号強度検出部
24および増幅部26の部分の従来例回路図で、各端子2,6,
7,8,9はそれぞれ第４図の各信号線19,20,21,22,23に対
応し、各々のFMリミッタ14〜18から各段のFM−IF信号が
供給される。35は基準電圧端子、３は電源電圧端子であ
る。ここで、基準電圧端子35はトランジスタQ45,Q46,Q
47,Q48が飽和しないように、電源電圧端子３に比べて低
い電圧が設定されている。33は直流バイアス端子、11は
信号強度表示出力端子で第４図の端子27に対応する。Q
30とQ31,Q32とQ33,Q34とQ35,Q36とQ37,Q38とQ39はそれ
ぞれNPNトランジスタで差動増幅器を構成する。D10,
D11,D12,D13,D14,D15,D16,D17,D18,D19は、それぞれ前
記差動増幅器構成の各トランジスタQ30,Q31,Q32,Q33,Q
34,Q35,Q36,Q37,Q38,Q39のベースバイアスを与えるダイ
オード、R30,R31,R32,R33,R34,R35,R36,R37,R38,R39は
それぞれ、前記の各トランジスタQ30,Q31,Q32,Q33,Q34,
Q35,Q36,Q37,Q38,Q39のエミッタ抵抗、C1,C3,C5,C7,C9
は、それぞれ端子2,6,7,8,9を通して接続される各段FM
リミッタとの間のカップリングコンデンサ、Q40,Q41,Q
42,Q43,Q44はそれぞれ電流源用トランジスタ、R40,R41,
R42,R43,R44はそれぞれ前記電流源用トランジスタQ40,Q
41,Q42,Q43,Q44の各エミッタ抵抗である。PNPトランジ
スタQ45,Q46および同Q47,Q48はそれぞれカレントミラー
回路を構成し、信号強度信号の和を検出する。NPNトラ
ンジスタQ50,Q51はカレントミラー回路、Q43はエミッタ
ホロワ出力トランジスタ、抵抗R45はNPNトランジスタQ
51の負荷抵抗、C10は平滑用コンデンサ、R46,R47はエミ
ッタ抵抗、R48は出力トランジスタQ49のエミッタ抵抗、
R49は出力抵抗である。
24および増幅部26の部分の従来例回路図で、各端子2,6,
7,8,9はそれぞれ第４図の各信号線19,20,21,22,23に対
応し、各々のFMリミッタ14〜18から各段のFM−IF信号が
供給される。35は基準電圧端子、３は電源電圧端子であ
る。ここで、基準電圧端子35はトランジスタQ45,Q46,Q
47,Q48が飽和しないように、電源電圧端子３に比べて低
い電圧が設定されている。33は直流バイアス端子、11は
信号強度表示出力端子で第４図の端子27に対応する。Q
30とQ31,Q32とQ33,Q34とQ35,Q36とQ37,Q38とQ39はそれ
ぞれNPNトランジスタで差動増幅器を構成する。D10,
D11,D12,D13,D14,D15,D16,D17,D18,D19は、それぞれ前
記差動増幅器構成の各トランジスタQ30,Q31,Q32,Q33,Q
34,Q35,Q36,Q37,Q38,Q39のベースバイアスを与えるダイ
オード、R30,R31,R32,R33,R34,R35,R36,R37,R38,R39は
それぞれ、前記の各トランジスタQ30,Q31,Q32,Q33,Q34,
Q35,Q36,Q37,Q38,Q39のエミッタ抵抗、C1,C3,C5,C7,C9
は、それぞれ端子2,6,7,8,9を通して接続される各段FM
リミッタとの間のカップリングコンデンサ、Q40,Q41,Q
42,Q43,Q44はそれぞれ電流源用トランジスタ、R40,R41,
R42,R43,R44はそれぞれ前記電流源用トランジスタQ40,Q
41,Q42,Q43,Q44の各エミッタ抵抗である。PNPトランジ
スタQ45,Q46および同Q47,Q48はそれぞれカレントミラー
回路を構成し、信号強度信号の和を検出する。NPNトラ
ンジスタQ50,Q51はカレントミラー回路、Q43はエミッタ
ホロワ出力トランジスタ、抵抗R45はNPNトランジスタQ
51の負荷抵抗、C10は平滑用コンデンサ、R46,R47はエミ
ッタ抵抗、R48は出力トランジスタQ49のエミッタ抵抗、
R49は出力抵抗である。
第５図において、FM−IF信号入力がない場合には、各ト
ランジスタQ30とQ31,Q32とQ33,Q34とQ35,Q36とQ37,Q38
とQ39からなる５段の各差動増幅器は、左右のトランジ
スタのベース電圧がほぼ等しく、それぞれのコレクタ電
流は等しい。したがって、トランジスタQ30,Q32,Q34,Q
36,Q38のコレクタ電流の和はトランジスタQ31,Q33,Q35,
Q37,Q39の電流の和に等しく、また、トランジスタQ45の
コレクタ電流はトランジスタQ46のコレクタ電流にほぼ
等しいため、トランジスタQ47のコレクタ電流はほぼゼ
ロとなっており、トランジスタQ48,Q50,Q51のコレクタ
電流はほぼゼロでトランジスタQ49のベース電圧は、電
源電圧端子３の電圧にほぼ等しく、出力端子11の電圧は
電源電圧からトランジスタQ49のベース・エミッタ間電
圧を差し引いた電圧となっている。
ランジスタQ30とQ31,Q32とQ33,Q34とQ35,Q36とQ37,Q38
とQ39からなる５段の各差動増幅器は、左右のトランジ
スタのベース電圧がほぼ等しく、それぞれのコレクタ電
流は等しい。したがって、トランジスタQ30,Q32,Q34,Q
36,Q38のコレクタ電流の和はトランジスタQ31,Q33,Q35,
Q37,Q39の電流の和に等しく、また、トランジスタQ45の
コレクタ電流はトランジスタQ46のコレクタ電流にほぼ
等しいため、トランジスタQ47のコレクタ電流はほぼゼ
ロとなっており、トランジスタQ48,Q50,Q51のコレクタ
電流はほぼゼロでトランジスタQ49のベース電圧は、電
源電圧端子３の電圧にほぼ等しく、出力端子11の電圧は
電源電圧からトランジスタQ49のベース・エミッタ間電
圧を差し引いた電圧となっている。
ここで、第４図において、FM−IF信号が13より入力され
ると、入力電圧の小さいときには、FMリミッタ14,15,1
6,17,18のうち、終段のFMリミッタ18の出力が大きく、
この信号が信号線23を通って検出器24へ入力されるが、
これは、第５図の端子９へ入力されるものに対応し、カ
ンプリングコンデンサC9を通して差動対の一方のトラン
ジスタQ38のベースへ入力される。トランジスタQ38のベ
ースで、このFM−IF信号は、ダイオードD18によって検
出され、トランジスタQ38,Q39からなる差動増幅器によ
って増幅され、各トランジスタQ38,Q39のコレクタ電流
の差として信号が検出される。電流ミラー対トランジス
タQ45,Q46のコレクタ電流はほぼ等しいため、この差電
流はトランジスタQ47のコレクタ電流として出力され、
この電流が電流ミラー対トランジスタQ50,Q51を通して
抵抗R45およびコンデンサC10でなる平滑回路により平滑
され、同抵抗R45の直流電圧降下として現われ、出力ト
ランジスタQ49のエミッタホロワを通して端子11に出力
される。次に、第４図において、FM−IF信号電圧がさら
に大きくなると、次後段のFMリミッタ17の出力が大きく
なり、これは第５図の端子８へ供給され、カップリング
コンデンサC7を通して差動対の一方のトランジスタQ36
のベースへ入力される。この場合も前述の場合と同様に
して、差動対各トランジスタQ36とQ37の差電流として信
号が検出されるが、この信号は前述の後段の差動増幅器
Q38とQ39の出力電流との和として、トランジスタQ47の
コレクタ電流に現われ、第４図における次後段，後段の
各FMリミッタ17,18の寄与による信号が出力端子11へ出
力される。これは第６図ｂのように表わされる。以下同
様にして第４図の入力端子13へのFM−IF信号電圧がさら
に大きくなると、FMリミッタ16,15,14が順に飽和し、そ
れぞれ、差動対構成の各トランジスタQ34とQ35,Q32とQ
33,Q30とQ31によって検出され、検出された信号は電流
の和としてトランジスタQ47のコレクタ電流に現われ、
電流ミラー対トランジスタQ50とQ51を通して抵抗R45お
よびコンデンサC10で平滑され出力トランジスタQ49を通
じて出力される。この様子を第６図a,b,c,d,eに示す。
ｃは第４図のFMリミッタ16の寄与により、また、d,e
は、それぞれ、FMリミッタ15,14の寄与による。実際に
は理想的な振幅制限器としては動作しないため、第６図
ｆのように、なめらかな曲線として出力される。このよ
うにして第５図に示す信号強度表示装置によって入力信
号電圧に応じた出力電圧を得ることができる。
ると、入力電圧の小さいときには、FMリミッタ14,15,1
6,17,18のうち、終段のFMリミッタ18の出力が大きく、
この信号が信号線23を通って検出器24へ入力されるが、
これは、第５図の端子９へ入力されるものに対応し、カ
ンプリングコンデンサC9を通して差動対の一方のトラン
ジスタQ38のベースへ入力される。トランジスタQ38のベ
ースで、このFM−IF信号は、ダイオードD18によって検
出され、トランジスタQ38,Q39からなる差動増幅器によ
って増幅され、各トランジスタQ38,Q39のコレクタ電流
の差として信号が検出される。電流ミラー対トランジス
タQ45,Q46のコレクタ電流はほぼ等しいため、この差電
流はトランジスタQ47のコレクタ電流として出力され、
この電流が電流ミラー対トランジスタQ50,Q51を通して
抵抗R45およびコンデンサC10でなる平滑回路により平滑
され、同抵抗R45の直流電圧降下として現われ、出力ト
ランジスタQ49のエミッタホロワを通して端子11に出力
される。次に、第４図において、FM−IF信号電圧がさら
に大きくなると、次後段のFMリミッタ17の出力が大きく
なり、これは第５図の端子８へ供給され、カップリング
コンデンサC7を通して差動対の一方のトランジスタQ36
のベースへ入力される。この場合も前述の場合と同様に
して、差動対各トランジスタQ36とQ37の差電流として信
号が検出されるが、この信号は前述の後段の差動増幅器
Q38とQ39の出力電流との和として、トランジスタQ47の
コレクタ電流に現われ、第４図における次後段，後段の
各FMリミッタ17,18の寄与による信号が出力端子11へ出
力される。これは第６図ｂのように表わされる。以下同
様にして第４図の入力端子13へのFM−IF信号電圧がさら
に大きくなると、FMリミッタ16,15,14が順に飽和し、そ
れぞれ、差動対構成の各トランジスタQ34とQ35,Q32とQ
33,Q30とQ31によって検出され、検出された信号は電流
の和としてトランジスタQ47のコレクタ電流に現われ、
電流ミラー対トランジスタQ50とQ51を通して抵抗R45お
よびコンデンサC10で平滑され出力トランジスタQ49を通
じて出力される。この様子を第６図a,b,c,d,eに示す。
ｃは第４図のFMリミッタ16の寄与により、また、d,e
は、それぞれ、FMリミッタ15,14の寄与による。実際に
は理想的な振幅制限器としては動作しないため、第６図
ｆのように、なめらかな曲線として出力される。このよ
うにして第５図に示す信号強度表示装置によって入力信
号電圧に応じた出力電圧を得ることができる。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら、上記の従来の構成ではそれぞれの差動増
幅器が高周波増幅器として動作するため、この高周波に
おける増幅度のばらつきにより信号強度出力のばらつき
が大きくなるという欠点を有していた。信号強度出力の
ばらつきは、FMリミッタの増幅度のばらつきに上記の検
出器のばらつきが加わるため、同一出力電圧を得るのに
入力信号の大きさで15〜20dBの差が出る場合がある。信
号強度出力はFM受信機では重要な要素であって、特にカ
ーラジオにおけるFM受信機の信号強度指示出力は入力信
号の大きさに応じたミューティング，セパレーション調
整等の制御に用いるコントロール信号となるため、この
ばらつきを極力おさえることが必要とされている。本発
明は上記従来の問題点を解決するもので、回路を構成す
るトランジスタの周波数特性の影響を受けにくくばらつ
きの少ない信号強度表示回路を提供することを目的とす
る。
幅器が高周波増幅器として動作するため、この高周波に
おける増幅度のばらつきにより信号強度出力のばらつき
が大きくなるという欠点を有していた。信号強度出力の
ばらつきは、FMリミッタの増幅度のばらつきに上記の検
出器のばらつきが加わるため、同一出力電圧を得るのに
入力信号の大きさで15〜20dBの差が出る場合がある。信
号強度出力はFM受信機では重要な要素であって、特にカ
ーラジオにおけるFM受信機の信号強度指示出力は入力信
号の大きさに応じたミューティング，セパレーション調
整等の制御に用いるコントロール信号となるため、この
ばらつきを極力おさえることが必要とされている。本発
明は上記従来の問題点を解決するもので、回路を構成す
るトランジスタの周波数特性の影響を受けにくくばらつ
きの少ない信号強度表示回路を提供することを目的とす
る。
問題点を解決するための手段 本発明は、縦続結合された複数段のFMリミッタと、前記
複数段のFMリミッタのそれぞれに各別に結合された交流
入力信号と前記各段のFMリミッタを通過する信号波との
供給を受けて、これをピーク検波して各別の検出信号を
発生する複数個の増幅検出器と、前記各別の検出信号の
和に相当する出力信号をもって駆動される信号強度指示
手段とをそなえた信号強度表示装置である。
複数段のFMリミッタのそれぞれに各別に結合された交流
入力信号と前記各段のFMリミッタを通過する信号波との
供給を受けて、これをピーク検波して各別の検出信号を
発生する複数個の増幅検出器と、前記各別の検出信号の
和に相当する出力信号をもって駆動される信号強度指示
手段とをそなえた信号強度表示装置である。
作用 この構成によると、FMリミッタおよび振幅検出器をエミ
ッタホロワ構成のトランジスタ回路で実現できるため、
高周波での特性のばらつきの影響を受けない、安定な信
号強度表示装置を構成することができる。
ッタホロワ構成のトランジスタ回路で実現できるため、
高周波での特性のばらつきの影響を受けない、安定な信
号強度表示装置を構成することができる。
実施例 本発明を、第１図の実施例原理回路図を用いて説明す
る。第１図において、１は基準電圧端子、2,6はFM−IF
信号入力端子、３は電源電圧端子、４は信号強度出力端
子、５は接地端子である。R1,R2はトランジスタQ1,Q3の
ベースバイアス電圧を与える抵抗であるが、FM−IF周波
数帯域におけるカップリングコンデンサC1,C3のインピ
ーダンスに比べ、十分大きな値に設定されている。第１
図で、FM−IF信号の入力がない場合には、トランジスタ
Q1のベース電位は基準電圧端子１の電圧にほぼ等しく、
トランジスタQ3のベース電位も、NPNトランジスタQ1,PN
PトランジスタQ2の各ベース・エミッタ間電圧の差はあ
るが、トランジスタQ1のベース電位とほぼ同じ電位とな
っている。FM−IF信号入力が交流信号入力端子２へ入る
とNPNトランジスタQ1,電流源I1,コンデンサC2からなる
ピーク検波回路で検波され、その出力はPNPトランジス
タQ2を通って、次段のNPNトランジスタQ3のベースバイ
アス電圧の増加分として現われる。この状態で次段の交
流信号入力端子６へ新たにFM−IF信号が入力されると、
NPNトランジスタQ3,電流源I3,コンデンサC4から成るピ
ーク検波回路で検波されるが、このときのNPNトランジ
スタQ3のベース電位は初段の交流信号入力端子２へ入力
されたFM−IF信号のピーク検波出力により信号強度分だ
け上がっているため、同トランジスタQ3のエミッタ、す
なわち、出力端子４の電圧増加分は各交流信号入力端子
２および６へ入力されたFM−IF信号強度指示出力の和が
電圧加算されて出力される。出力端子４の出力を、前段
のPNPトランジスタQ2と同様のPNPトランジスタ構成の回
路で順次、多段に結合することによって複数段から成る
信号強度指示装置を構成することができる。
る。第１図において、１は基準電圧端子、2,6はFM−IF
信号入力端子、３は電源電圧端子、４は信号強度出力端
子、５は接地端子である。R1,R2はトランジスタQ1,Q3の
ベースバイアス電圧を与える抵抗であるが、FM−IF周波
数帯域におけるカップリングコンデンサC1,C3のインピ
ーダンスに比べ、十分大きな値に設定されている。第１
図で、FM−IF信号の入力がない場合には、トランジスタ
Q1のベース電位は基準電圧端子１の電圧にほぼ等しく、
トランジスタQ3のベース電位も、NPNトランジスタQ1,PN
PトランジスタQ2の各ベース・エミッタ間電圧の差はあ
るが、トランジスタQ1のベース電位とほぼ同じ電位とな
っている。FM−IF信号入力が交流信号入力端子２へ入る
とNPNトランジスタQ1,電流源I1,コンデンサC2からなる
ピーク検波回路で検波され、その出力はPNPトランジス
タQ2を通って、次段のNPNトランジスタQ3のベースバイ
アス電圧の増加分として現われる。この状態で次段の交
流信号入力端子６へ新たにFM−IF信号が入力されると、
NPNトランジスタQ3,電流源I3,コンデンサC4から成るピ
ーク検波回路で検波されるが、このときのNPNトランジ
スタQ3のベース電位は初段の交流信号入力端子２へ入力
されたFM−IF信号のピーク検波出力により信号強度分だ
け上がっているため、同トランジスタQ3のエミッタ、す
なわち、出力端子４の電圧増加分は各交流信号入力端子
２および６へ入力されたFM−IF信号強度指示出力の和が
電圧加算されて出力される。出力端子４の出力を、前段
のPNPトランジスタQ2と同様のPNPトランジスタ構成の回
路で順次、多段に結合することによって複数段から成る
信号強度指示装置を構成することができる。
この構成によれば、各トランジスタは周波数特性のよい
エミッタホロワトランジスタとして動作するため、従来
例のように高周波でのトランジスタの特性ばらつきの影
響を受けずに信号強度指示装置を構成することができ
る。
エミッタホロワトランジスタとして動作するため、従来
例のように高周波でのトランジスタの特性ばらつきの影
響を受けずに信号強度指示装置を構成することができ
る。
第２図は第１図におけるNPNトランジスタQ1とPNPトラン
ジスタQ2のベース・エミッタ間電圧の差のばらつきを軽
減させた回路構成例で第１図中の構成要素に相当する部
分には同一番号を付けてある。第２図で、D1はNPNトラ
ンジスタQ1のベース・コレクタを接続したものと同じ構
造をもつNPN型ダイオード、D2はPNPトランジスタQ2のベ
ース・コレクタを接続したものと同じ構造をもつPNP型
ダイオードであり、各電流源I1,I2,I3,I4はI2≒2I1≒2I
4≒2I3の関係をもち、したがって、トランジスタQ1とダ
イオードD1,同Q2とD2は、それぞれ、ベース電流による
誤差はあるが、ほぼ同じ電流が流れており、それぞれの
ベース・エミッタ間電圧はほぼ等しくなる。また電流源
I1,I3はコンデンサC2,C4とピーク検波の動作をするた
め、通常、数μＡ〜数十μＡの電流値であり、抵抗R1,R
2によるトランジスタQ1,Q2のベース電流による電圧降下
は非常に小さい。したがって、トランジスタQ1,Q3のベ
ース電位はほぼ等しくでき直流的なばらつきを第２図の
構成で軽減できる。
ジスタQ2のベース・エミッタ間電圧の差のばらつきを軽
減させた回路構成例で第１図中の構成要素に相当する部
分には同一番号を付けてある。第２図で、D1はNPNトラ
ンジスタQ1のベース・コレクタを接続したものと同じ構
造をもつNPN型ダイオード、D2はPNPトランジスタQ2のベ
ース・コレクタを接続したものと同じ構造をもつPNP型
ダイオードであり、各電流源I1,I2,I3,I4はI2≒2I1≒2I
4≒2I3の関係をもち、したがって、トランジスタQ1とダ
イオードD1,同Q2とD2は、それぞれ、ベース電流による
誤差はあるが、ほぼ同じ電流が流れており、それぞれの
ベース・エミッタ間電圧はほぼ等しくなる。また電流源
I1,I3はコンデンサC2,C4とピーク検波の動作をするた
め、通常、数μＡ〜数十μＡの電流値であり、抵抗R1,R
2によるトランジスタQ1,Q2のベース電流による電圧降下
は非常に小さい。したがって、トランジスタQ1,Q3のベ
ース電位はほぼ等しくでき直流的なばらつきを第２図の
構成で軽減できる。
第３図は本発明の実施例における信号強度表示装置を示
すものである。第３図において、第５図に対応する部分
には同一番号を付けてある。また、トランジスタQ10と
抵抗R6,同Q11と同R7,同Q12,同R8,同Q13と同R9から成る
定電流源は、第２図の電流源I2に相当し、トランジスタ
Q16と抵抗R11,同Q18と同R13,同Q20と同R15,同Q22と同R
17,同Q24と同R19から成る定電流源は第２図の電流源I1,
I3に相当し、トランジスタQ17と抵抗R12,同Q19と同R14,
同Q21と同R16,同Q23と同R18から成る定電流源は第２図
の電流源I4に相当し、各コンデンサC2,C4,C6,C8,C10は
第２図の各コンデンサC2,C4に相当し、ダイオードD1,
D3,D5,D7は第２図のダイオードD1に相当し、ダイオード
D2,D4,D6,D8は第２図のダイオードD2に相当し、トラン
ジスタQ2,Q4,Q6,Q8は第２図のトランジスタQ2に相当す
る。また、トランジスタQ14,Q15,Q25,Q26,Q27,ダイオー
ドD9,抵抗R10,R20,R21,R22,R23,R24,R25は定電流源へ供
給するバイアス電圧を生じさせる回路を構成している。
以上のように、第３図の実施例装置の回路は、第２図の
基本形を複数個接続した回路に加えて、トランジスタQ
28,Q29および抵抗R26,R27からなる基準バイアス回路お
よび差動入力型の直流増幅器12から成る。
すものである。第３図において、第５図に対応する部分
には同一番号を付けてある。また、トランジスタQ10と
抵抗R6,同Q11と同R7,同Q12,同R8,同Q13と同R9から成る
定電流源は、第２図の電流源I2に相当し、トランジスタ
Q16と抵抗R11,同Q18と同R13,同Q20と同R15,同Q22と同R
17,同Q24と同R19から成る定電流源は第２図の電流源I1,
I3に相当し、トランジスタQ17と抵抗R12,同Q19と同R14,
同Q21と同R16,同Q23と同R18から成る定電流源は第２図
の電流源I4に相当し、各コンデンサC2,C4,C6,C8,C10は
第２図の各コンデンサC2,C4に相当し、ダイオードD1,
D3,D5,D7は第２図のダイオードD1に相当し、ダイオード
D2,D4,D6,D8は第２図のダイオードD2に相当し、トラン
ジスタQ2,Q4,Q6,Q8は第２図のトランジスタQ2に相当す
る。また、トランジスタQ14,Q15,Q25,Q26,Q27,ダイオー
ドD9,抵抗R10,R20,R21,R22,R23,R24,R25は定電流源へ供
給するバイアス電圧を生じさせる回路を構成している。
以上のように、第３図の実施例装置の回路は、第２図の
基本形を複数個接続した回路に加えて、トランジスタQ
28,Q29および抵抗R26,R27からなる基準バイアス回路お
よび差動入力型の直流増幅器12から成る。
第３図の回路において、FM−IF信号入力がないときに
は、第２図と同じ原理から差動入力型直流増幅器12のそ
れぞれの入力端子電圧はほぼ等しくなる。トランジスタ
Q29のベース電圧はトランジスタQ9のベース電圧に等し
くなるため、トランジスタQ29に同Q9と同じコレクタ電
流を流すことによって、トランジスタQ29のエミッタと
同Q9のエミッタの各電圧は等しくなる。次に、入力端子
2,6,7,89,にFM−IF信号が入力されると、第１図，第２
図と同じ原理により、出力端子４には各段の信号強度出
力の電圧の和の電圧分だけ増加する。一方、トランジス
タQ29のエミッタ電圧は一定であるため、外部端子11に
は信号強度に比例した直流電圧出力が得られる。ここで
差動入力型直流増幅器12は、出力端子４の変化分に応じ
た入力ダイナミックレンジをもつ増幅器を使用する。例
えば出力端子４の変化分が数十mV〜数百mV程度であれば
トランジスタ２個，エミッタ抵抗，コレクタ抵抗，定電
流源から成る差動増幅器を用いることができる。
は、第２図と同じ原理から差動入力型直流増幅器12のそ
れぞれの入力端子電圧はほぼ等しくなる。トランジスタ
Q29のベース電圧はトランジスタQ9のベース電圧に等し
くなるため、トランジスタQ29に同Q9と同じコレクタ電
流を流すことによって、トランジスタQ29のエミッタと
同Q9のエミッタの各電圧は等しくなる。次に、入力端子
2,6,7,89,にFM−IF信号が入力されると、第１図，第２
図と同じ原理により、出力端子４には各段の信号強度出
力の電圧の和の電圧分だけ増加する。一方、トランジス
タQ29のエミッタ電圧は一定であるため、外部端子11に
は信号強度に比例した直流電圧出力が得られる。ここで
差動入力型直流増幅器12は、出力端子４の変化分に応じ
た入力ダイナミックレンジをもつ増幅器を使用する。例
えば出力端子４の変化分が数十mV〜数百mV程度であれば
トランジスタ２個，エミッタ抵抗，コレクタ抵抗，定電
流源から成る差動増幅器を用いることができる。
以上のような第３図の実施例によれば、高周波信号の検
出部は周波数特性のよいエミッタホロワ回路によって構
成することができ、トランジスタの周波数特性のばらつ
きに起因する信号強度表示装置のばらつきを軽減させる
ことができる。
出部は周波数特性のよいエミッタホロワ回路によって構
成することができ、トランジスタの周波数特性のばらつ
きに起因する信号強度表示装置のばらつきを軽減させる
ことができる。
発明の効果 以上のように本発明は、第１の交流信号を入力とする第
１のピーク検波器と第２のピーク検波器の入力に第２の
交流信号を加えると共に第１のピーク検波器の直流出力
信号を加えて縦続電圧加算する回路を設けることによ
り、回路を構成するトランジスタの周波数特性の影響を
受けにくく、ばらつきの少ない優れた信号強度表示回路
を実現できる。
１のピーク検波器と第２のピーク検波器の入力に第２の
交流信号を加えると共に第１のピーク検波器の直流出力
信号を加えて縦続電圧加算する回路を設けることによ
り、回路を構成するトランジスタの周波数特性の影響を
受けにくく、ばらつきの少ない優れた信号強度表示回路
を実現できる。
第１図は本発明の信号強度検出部の基本回路図、第２図
は本発明の一実施例を説明するための回路図、第３図は
本発明の一実施例回路構成図、第４図は本発明を実施す
るFM中間周波用半導体集積回路のブロック図、第５図は
従来の信号強度表示装置の回路図、第６図は従来の信号
強度表示装置の出力特性例の図である。 1,10,35……基準電圧端子、2,6,7,8,9……FMリミッタ出
力、３……電源電圧端子、４……信号強度検出部出力、
５……接地端子、11,27……信号強度表示出力端子、12
……差動入力型直流増幅器、13……FM中間周波入力端
子、14,15,16,17,18……FM振幅制限増幅器、19,20,21,2
2,23……FM振幅制限増幅器出力、24……信号強度検出
部、25,28……信号強度検出部出力、26……直流増幅
器、29,31……基準定電圧部、30……FM検波器、32……F
M検波出力端子、33……直流バイアス端子。
は本発明の一実施例を説明するための回路図、第３図は
本発明の一実施例回路構成図、第４図は本発明を実施す
るFM中間周波用半導体集積回路のブロック図、第５図は
従来の信号強度表示装置の回路図、第６図は従来の信号
強度表示装置の出力特性例の図である。 1,10,35……基準電圧端子、2,6,7,8,9……FMリミッタ出
力、３……電源電圧端子、４……信号強度検出部出力、
５……接地端子、11,27……信号強度表示出力端子、12
……差動入力型直流増幅器、13……FM中間周波入力端
子、14,15,16,17,18……FM振幅制限増幅器、19,20,21,2
2,23……FM振幅制限増幅器出力、24……信号強度検出
部、25,28……信号強度検出部出力、26……直流増幅
器、29,31……基準定電圧部、30……FM検波器、32……F
M検波出力端子、33……直流バイアス端子。
Claims (1)
- 【請求項１】縦続結合された複数段の振幅制限増幅器
と、前記複数段の振幅制限増幅器の少なくとも２つ以上
の前記振幅制限増幅器に結合された交流入力信号と２つ
以上の前記振幅制限増幅器を通過する信号波の供給を受
けてこれをピーク検波して各別の検出信号を発生する複
数個の振幅検出器と、第１の交流信号が入力される第１
の振幅検出器と、第２の交流信号が入力される第２の振
幅検出器とを備えるとともに、前記第１の振幅検出器の
直流出力信号を前記第２の振幅検出器に加えて縦続電圧
加算した出力によって動作させることを特徴とする信号
強度表示装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62296921A JPH07114336B2 (ja) | 1987-11-24 | 1987-11-24 | 信号強度表示装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62296921A JPH07114336B2 (ja) | 1987-11-24 | 1987-11-24 | 信号強度表示装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01137712A JPH01137712A (ja) | 1989-05-30 |
| JPH07114336B2 true JPH07114336B2 (ja) | 1995-12-06 |
Family
ID=17839899
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62296921A Expired - Lifetime JPH07114336B2 (ja) | 1987-11-24 | 1987-11-24 | 信号強度表示装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07114336B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI716817B (zh) * | 2019-02-19 | 2021-01-21 | 立積電子股份有限公司 | 其電晶體都是雙極性接面型電晶體的功率偵測器 |
-
1987
- 1987-11-24 JP JP62296921A patent/JPH07114336B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01137712A (ja) | 1989-05-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |