CN102449907A - 分波器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种分波器，抑制了滤波器的损失。该分波器，具备与公共端子连接的通频带不同的2个以上的滤波器(F1、F2)，滤波器(F1、F2)中的至少一个包括：在对滤波器的输入端子及输出端子进行连接的线路上串联连接的多个串联谐振器(S1～Sn)、和在所述线路上并联连接的并联谐振器(P1～Pm)，串联谐振器中的至少一个与电感(L1)并联连接，与电感(L1)并联连接的串联谐振器(S1)分割为串联连接的多个谐振器(S11～S13)。

Description

分波器
技术领域
技术领域
本发明涉及例如被用于通信设备等电路的分波器。
背景技术
背景技术
随着便携电话所代表的无线设备的迅速普及，对分波器的需要也迅速扩大。例如，对使用小型且具有高陡度的弹性波元件的分波器的需要较为旺盛。
近年来，作为梯形滤波器，提出了图1所示的电路结构(例如，参照专利文献1～4)。在图1的结构中，串联谐振器S1与电感LP并联连接。由此，较之滤波器通频带，在低频区域中能够产生衰减极。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开2003-332885号公报
专利文献2：JP特开2003-69382号公报
专利文献3：JP特开2004-135322号公报
专利文献4：JP特开2004-242281号公报
发明概要
发明要解决的课题
例如，能够将上述图1所示的滤波器(以下，称为自滤波器)、和通频带不同的其他滤波器(以下，称为对方滤波器)组合起来构成分波器。在构成该分波器时，如果调整成出现自滤波器的衰减极的频带与对方滤波器的通频带相符合，则可得到良好的分波特性。
然而，由于因与电感并联连接的谐振器而产生了自滤波器的衰减极，因而如果将该衰减极配置在对方滤波器的通频带中，则与电感并联连接的谐振器的杂散(spurious)也配置在对方滤波器的通频带中。由此，存在着对方滤波器的通频带的损失变大的课题。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供一种抑制滤波器的损失的分波器。
用于解决课题的手段
本申请记载的分波器具备与公共端子连接的通频带不同的2个以上的滤波器。所述2个以上的滤波器中的至少一个滤波器包括：在对滤波器的输入端子及输出端子进行连接的线路上串联连接的多个串联谐振器、和在所述线路上并联连接的并联谐振器，所述串联谐振器中的至少一个串联谐振器与电感并联连接。与所述电感并联连接的串联谐振器被分割为串联连接的多个谐振器。
发明效果
根据本申请记载的发明，可提供一种抑制滤波器的损失的分波器。
附图说明
附图的简单说明
图1是表示现有的梯形滤波器的结构的图。
图2是用于说明梯形滤波器的图。
图3是用于说明梯形滤波器的图。
图4是用于说明梯形滤波器的图。
图5是表示SAW谐振器的构造例的图。
图6是表示边界波谐振器的结构例的图。
图7是表示Lamb波谐振器的结构例的图。
图8是表示FBAR的结构例的图。
图9是用于防止从FBAR的激励部耗散振动能量的结构例。
图10是表示第1实施方式涉及的分波器的结构例的电路图。
图11是表示滤波器F1、F2的通过特性的一例的曲线图。
图12是用于说明将电感与梯形滤波器的串联谐振器并联连接的情况下的滤波器特性的图。
图13是表示产生纹波(ripple)的例子的图。
图14是表示第2实施方式中的分波器的电路结构例的图。
图15是表示作为串联谐振器S1使用了弹性波谐振器的情况下的结构例的图。
图16是表示在图14所示的电路结构的分波器中所得到的特性的曲线图。
图17是表示从发送滤波器F2观察到的接收滤波器F2的反射系数Γ的曲线图。
图18是表示图14示出的串联谐振器S1～S7是FBAR情况下的谐振器S11～S13的结构例的图。
图19是表示第3实施方式涉及的分波器的结构例的电路图。
图20是表示FBAR制作工序的一例的图。
图21是表示针对具有椭圆形状的FBAR来测量使轴比进行各种变化时的响应的结果的曲线图。
图22是表示针对具有椭圆形状的FBAR来测定使轴比进行各种变化时的谐振点的Q值的结果的曲线图。
图23是表示图19所示的滤波器F2的结构的一例的俯视图。
图24是使用了上述第1～第3实施方式中的分波器的RF模块的一例。
图25是表示通信设备的结构例的图。
图26是第5实施方式中的分波器的电路结构图。
图27是表示将图26所示的发送滤波器F1及接收滤波器芯片化的情况下的结构的一例的图。
图28是表示双工器封装(duplexer package)的结构例的图。
图29是表示将双工器封装37及电感器安装在基板上的情况下的结构例的图。
图30是表示将电感器L1、L2、L3形成在石英基板上的部件的结构例的图。
具体实施方式
用于实施发明的方式
下面，参照附图具体说明本发明的实施方式。
首先，说明在本实施方式中能够使用的谐振器、滤波器、及分波器的例子。分波器具备发送用滤波器和接收用滤波器。作为使用弹性波元件来实现这些滤波器的方法，例如梯形滤波器被人们广泛接受。梯形滤波器是将谐振频率不同的2个谐振器接线成梯子形状而构成的高频滤波器。这里，利用图2～3说明梯形滤波器。
图2(a)表示在输入端子Tin和输出端子Tout之间串联连接的串联谐振器S，图2(b)表示相对于对输入端子Tin和输出端子Tout进行连接的线路而并联连接的并联谐振器P。串联谐振器S具有为frs的谐振频率和为fas的反谐振频率。并联谐振器P具有为frp的谐振频率和为fap的反谐振频率。图2(c)是表示串联谐振器S及并联谐振器P的频率特性的曲线图。在图2(c)所示的例子中，fap和frs为大致相同的值。
图3(a)是表示将串联谐振器S配置成串联支路、将并联谐振器P配置成并联支路的一级滤波器(一对梯子型电路)的电路结构的图。在fap和frs为大致相同的值时，如图3(a)所示，通过配置串联谐振器S和并联谐振器P，实现了图3(b)所示的滤波器特性。
梯形滤波器是将图3(a)所示的一对梯子型电路连接成多级而构成的。图4(a)是表示梯形滤波器的结构例的电路图。在图4(a)所示的例子中，为了防止各级之间的反射，相邻的梯子型电路以彼此呈镜像反转的方式连接。在图4(a)中，串联支路的谐振器的静电电容为Cs，并联支路的谐振器的静电电容为Cp。
在图4(a)所示的滤波器的多级连接中，存在如下部分：在串联支路中串联连接同种谐振器的部分、和在并联支路中并联连接同种谐振器的部分。在串联支路及并联支路中，相邻的同种谐振器能够归为由一个谐振器构成。例如，如图4(b)所示，相邻的同种谐振器作为一个谐振器，以电容的方式进行合成。即、在串联支路中相邻的2个谐振器(各自的静电电容＝Cs)能够由静电电容为Cs/2的一个谐振器构成。在并联支路中相邻的2个谐振器(各自的静电电容＝Cp)能够由静电电容为2Cp的一个谐振器构成。
作为构成梯形滤波器的弹性波元件，广泛应用表面声波(SurfaceAcoustic Wave：SAW)谐振器、压电薄膜谐振器(例如，FBAR：Film BulkAcoustic Resonator)等。
图5(a)是表示SAW谐振器的构造例的俯视图，图5(b)是剖视图。SAW谐振器在压电基板10上具备成为激励电极的IDT(InterDigitatedTransducer)2、和配置于IDT2两端的光栅反射器(grating reflector)3。通过布线图案将输入端子in和输出电子out与IDT连接。IDT也被称为梳形电极，例如具有：以等间隔平行排列的多个电极指、和连接这些电极指的母线(bus bar)。电极指排列的方向为弹性波的传播方向。
作为SAW谐振器的变形，例如存在边界波谐振器或Lamb波谐振器等。图6(a)是表示边界波谐振器的结构例的俯视图，图6(b)是其剖视图。在图6所示的例子中，边界波谐振器在压电基板10上设置有电介质膜以便覆盖IDT2及反射器3。图7(a)是表示Lamb波谐振器的结构例的俯视图，图7(b)是其剖视图。在图7所示的例子中，在设置在基板11上的压电体膜16之上设置有IDT2及反射器3。在设置有IDT2及反射器3的部分(激发区域)之下，在压电体膜16与基板11之间形成有空隙9。边界波谐振器及Lamb波谐振器，在本申请中，将如这些SAW谐振器、边界波谐振器、及Lamb波谐振器那样具有IDT的谐振器总称为表面声波谐振器。
图8(a)是表示FBAR的结构例的俯视图，图8(b)是其剖视图。在图8所示的例子中，FBAR具备：设置在基板10之上的压电膜17、和夹持压电膜17的上部电极19及下部电极18。上部电极19和下部电极18夹持压电膜17而对置的区域为激励部(谐振区域)。激励部正下方为空隙9a，用于防止振动能量向基板的耗散。
FBAR的空隙中，除了包括图8(b)所示的贯通激励部下部的基板的类型的空隙(通孔(via hole))之外，还包括在激励部与基板之间形成的类型的空隙(空腔(cavity))。
作为空腔的形成方法，例如有如图9(a)所示那样对基板表面进行加工来形成空隙9b的方式、如图9(b)所示那样在基板上形成圆顶上的空隙9c的空中桥梁(air bridge)方式等。
另外，例如，如图9(c)所示，为了防止振动能量从激励部耗散，也可取代空隙，而将交替层叠了高阻抗层和低阻抗层的声音多层膜设置在激励部的下部。该结构被称为SMR(Solidly Mounted Resonator)。在本申请中，FBAR及SMR都包括在压电薄膜谐振器中。
(第1实施方式)
图10是表示第1实施方式涉及的分波器(双工器)的结构例的电路图。图10所示的分波器具备与公共端子Pcom连接的通频带不同的2个滤波器F1、F2。滤波器F2包括：在对滤波器F2的公共端子Pcom和滤波器F2的输入输出端子P2进行连接的线路上串联连接的多个串联谐振器S1～Sn、和在该线路上并联连接的并联谐振器P1～Pm。串联谐振器S1～Sn中的至少一个串联谐振器(这里，作为一个例子为S1及S4)与电感并联连接。串联谐振器S1分割为串联连接的多个谐振器S11～S13。
这样，通过将串联谐振器S1～Sn中的至少一个串联谐振器与电感器并联连接，从而能够在滤波器F2的通频带以外产生衰减极。这里，通过调整为在滤波器F1(对方滤波器)的通频带中包含衰减极，从而能够得到良好的分波特性。因而，得到了抑制滤波器损失的分波器。图11是表示衰减极G包含在对方滤波器的通频带中的情况下的滤波器F1、F2的通过特性的一例的曲线图。
在本实施方式中，因为与电感器并联连接的串联谐振器S1分割为串联连接的多个谐振器S11～S13(串联分割)，所以抑制了谐振器S1中的杂散对滤波器F1的通过特性的影响。这样，通过对谐振器进行串联分割，从而能够扩大各个谐振器的电容、即面积。一般而言，由谐振器产生的杂散是因在谐振器内传播的波动和谐振器端面的相互作用而产生的。因此，通过谐振器的串联分割来增大谐振器的尺寸，能够充分确保波动在面方向上不受谐振器端面的影响而能传播的距离，能抑制杂散。
所分割的多个谐振器S11～S13，优选各自的形状互不相同。由此，产生杂散的频带被分散，从而能够进一步抑制杂散对滤波器的通信特性的影响。
另外，优选所分割的谐振器S11～S13的静电电容相等。由此，分别提供给所分割的谐振器S11～S13的电能大致恒定，从而能够抑制非线性响应。
在谐振器S11～S13是分别具有设置在压电基板之上的IDT、和配置在该IDT两侧的反射器的弹性波谐振器的情况下，能够使谐振器S11～S13各自的开口长度不同。由此，能够使在谐振器S11～S13中产生杂散的频带分散。进而，从使谐振器S11～S13的电能相等的观点出发，优选各谐振器S11～S13的对数和开口长度之积为恒定。
在谐振器S11～S13是分别具有压电膜、和夹持压电膜而对置的上部电极及下部电极的压电薄膜谐振器的情况下，能够使谐振器S11～S13各自的谐振区域为互不相同的形状。这里，谐振区域为上部电极和下部电极夹持压电膜而对置的区域。由此，能够使在谐振器S11～S13中产生杂散的频带分散。
或者，也可采用所分割的谐振器S11～S13的谐振频率各不相同的方式。由此，能够使在谐振器S11～S13中产生杂散的频带分散，能够抑制杂散对滤波器F1的影响。例如，能够通过改变FABAR的膜压或者改变谐振区域的面积，来改变谐振频率。
此外，图10所示的滤波器F2是梯形滤波器的例子，但是即便是格型滤波器也能起到与上述相同的效果。另外，与电感并联连接的串联谐振器，如图10所示的结构例那样，从滤波器特性的观点出发，优选是在梯形滤波器或格型滤波器中位于最端部的串联谐振器。但是，与电感并联连接的串联谐振器也并不一定限定为端部的谐振器。
[效果说明]
其次，说明本实施方式涉及的分波器的效果。图12是用于说明将梯形滤波器的串联谐振器与电感并联连接的情况下的滤波器特性的图。图12的最上部的曲线图表示其左侧所示的梯形滤波器的滤波器特性。上部第2个曲线图表示上述梯形滤波器的并联谐振器的导纳(admittance)特性。上部第3个曲线图表示上述梯形滤波器的串联谐振器的导纳特性。上部第4个曲线图表示在上述梯形滤波器中与电感并联连接的串联谐振器的导纳特性。
在图12所示的例子中，并联谐振器的谐振点为f2，反谐振点为f3，串联谐振器的谐振点为f4，反谐振点为f5。在将串联谐振器与电感并联连接的情况下，因与谐振器的静电电容并联连接的电感的反谐振，在f1处产生反谐振点。该反谐振点产生滤波器中的衰减极。这里，因与并联连接的电感的相互作用，使得串联谐振器自身的反谐振点f5向高频带f6移动。另外，串联谐振器自身的谐振点f4不因电感的附加而变动。
另外，在图12所示的例子中，不将与电感并联连接的串联谐振器的谐振点f4设置成与并联谐振器的反谐振点f3相同，而通过将f4和f3配置在附近，从而能够使通频带宽带化。
在将图12所示的梯形滤波器采用为分波器的一个滤波器的情况下，通过将所产生的衰减极配置在对方滤波器的通频带中，从而能够提高分波特性。
例如，配置在对方滤波器的通频带中的该衰减极，优选配置于对方滤波器通频带的中心频率。可是，例如，在采用如WCDMA Band2(发送带：1850MHz～1910MHz、接收带：1930MHz～1990MHz)、Band3(发送带：1710MHz～1785MHz、接收带：1805MHz～1880MHz)那样发送滤波器的通频带和接收滤波器的通频带相接近的样式的情况下，由于与自滤波器通频带的低频端的高陡度并存，因此该衰减极相比对方滤波器的通频带的中心频率，优选配置于靠近高频端。
因此，在与电感并联连接的谐振器具有杂散的情况下，滤波器特性也产生杂散。可是，产生杂散的频率在滤波器的通频带和非通频带中的影响大不相同。其原因在于，在通频带中电信号主要作为机械振动在弹性波元件即谐振器内进行传播，因而受到因弹性波元件内的不必要振动而引起的杂散的强烈影响。另一方面，在非通频带中电信号主要通过信号布线间的电磁/静电耦合来进行传播，因而受到弹性波元件内的不必要振动的影响程度变少。
在弹性波元件中，虽然在谐振点以下的区域中产生杂散，但是例如，考虑通过将串联谐振器的谐振点配置于并联谐振器的反谐振点附近等，从而将成为问题的杂散配置于滤波器的非通频带中，来抑制对滤波器特性的影响。
然而，在分波器中，在将该衰减极配置于对方频带中的情况下，与电感并联连接的串联谐振器的杂散被配置于对方滤波器的通频带中。此时，对方滤波器的通过特性产生了纹波。因此，通过谐振器的谐振点及反谐振点的调整来抑制纹波较为困难。以下，说明其具体例。
图13是表示在因与电感并联连接的串联谐振器的杂散而引起的对方滤波器的通频带中产生纹波的例子的图。图13的最上部的曲线图是表示与电感并联连接的串联谐振器的导纳特性的一例的曲线图。在该例子中，在谐振点与反谐振点之间产生了杂散。上部第2个曲线图表示自滤波器的衰减量的频率特性(实线)、和从对方滤波器观察到的自滤波器的反射系数的频率特性(虚线)。在反射系数的情况下，在与杂散对应的位置处也产生纹波。上部第3个曲线图表示对方滤波器的衰减量的频率特性(实线)、和从对方滤波器观察到的自滤波器的反射系数的频率特性(虚线)。在该例子中，在对方滤波器的通频带中产生了纹波。
这样，在与电感连接的谐振器具有杂散的情况下，如图13所示，从对方滤波器观察到的自滤波器的反射系数的全反射条件被局部扰乱，而产生纹波。因该纹波的影响，在对方滤波器的通频带中也产生纹波。
在对方频带的通频带中，为了将对方滤波器的损失抑制得较低，随着对方滤波器自身损失的减少，优选从对方滤波器观察到的自滤波器的反射系数为全反射(0dB)的状态。然而，例如，在如WCDMA Band2、Band3那样发送滤波器和接收滤波器的通频带相接近的样式中，与电感并联连接的谐振器的杂散被配置于对方滤波器的通频带中，因而通过谐振点或反谐振点等的频率配置的调整来抑制纹波较为困难。
另一方面，在本实施方式的分波器中，如上述，与电感器并联连接的串联谐振器S1因为分割为串联连接的多个谐振器S11～S13，所以谐振器S1中的杂散对滤波器F1的通过特性的影响得到了抑制。为此，即便在将自滤波器的衰减极配置在对方滤波器的通频带中的情况下，也能够抑制对方滤波器的通频带中的纹波。
(第2实施方式)
图14是表示第2实施方式中的分波器的电路结构例的图。图14的电路能够用于例如WCDMA Band2用分波器。在图14所示的例子中，在与天线连接的公共端子Ant(port1)上连接有发送滤波器F1和接收滤波器F2。接收滤波器F2与平衡器(balun)电路B1连接。平衡器电路B1是平衡不平衡转换器，将接收滤波器F2的单输出转换成平衡输出。另外，在本实施方式中，具有与电感并联连接的谐振器S1的接收滤波器F2为自滤波器，发送滤波器F1为对方滤波器。
接收滤波器F2通过串联支路的串联谐振器S1～S4及并联支路的并联谐振器P1～P4形成了7级结构的梯形滤波器。初级串联谐振器S1与电感L1并联连接。在串联谐振器S1中，与上述第1实施方式同样地，分割为多个串联连接的谐振器。
构成串联谐振器S1～S7的弹性波元件，例如能够使用表面声波谐振器。图15是作为串联谐振器S1使用了表面声波谐振器的情况下的结构例的图。图15(a)是所分割的谐振器都为相同形状的情况下的结构例。谐振器S11～S13都具备IDT2a～2c及其两侧的反射器3a～3c。谐振器S11～S13的IDT2a～2c通过电极4被串联连接。谐振器S11～S13的IDT2a～2c的开口长度及电极指的对数相同。
图15(b)是所分割的谐振器各自的形状不同的情况下的结构例。关于图15(b)的谐振器S11～S13，谐振器S11～S13的IDT2a～2c的开口长度及电极指的对数不同。在图15(b)中，用k1～k3分别表示IDT2a～2c的开口长度，用t1～t3表示IDT2a～2c的电极指的对数。
接收滤波器F2的与电感L并联连接的串联谐振器S1所具有的杂散，被表现为发送滤波器F1的通过特性的纹波。因此，如图15(a)及图15(b)所示，通过设为对与电感L1并联连接的谐振器S1进行分割并串联连接的谐振器S11～S13，从而能够抑制该杂散。另外，如图15(b)所示，对谐振器S1进行分割且使所分割的谐振器各自的电极指的对数和开口长度不同，由此能够进一步抑制该杂散。
这里，在接收滤波器F2的与电感L1并联连接的谐振器S1位于初级的情况下，特别是为了抑制非线性响应，优选分别提供给所分割的谐振器S11～S13的电能为恒定。因此，优选各谐振器S11～S13的静电电容相同。具体而言，能够采用各谐振器S11～S13的对数和开口长度之积相同的样式。即、能够如k1×t1＝k2×t2＝k3t3这样来调整各谐振器S11～S13的对数和开口长度。
[效果说明]
图16是表示在图14所示的电路结构的分波器中所得到的特性的曲线图。图16(a)所示的曲线图表示发送滤波器F1的通过特性S12和从发送滤波器F1观察到的接收滤波器F2的反射系数Γ的一例。图16(b)是放大了图16(a)中的发送滤波器通频带的端部的图。图16的曲线图示出的S12或Γ，例如能采用基于有限要素法的电磁场模拟来计算。
由图16可确认，在发送滤波器F1的通过特性S12中，在通频带端部产生了纹波R1。产生该纹波R1的频率与接收滤波器F2的反射系数下的纹波的产生频率大致一致。
图17(a)是表示如图15(b)所示那样各谐振器S11～S13的形状不同的情况(D)、和如图15(a)所示那样各谐振器S11～S13的形状相同的情况(W)下的、从发送滤波器F2观察到的接收滤波器F2的反射系数Γ的曲线图。图17(b)是表示与各谐振器S11～S13的形状不同的情况相同的情况下的发送滤波器F1的通过特性S12的曲线图。这里，图17(a)及图17(b)的曲线图是各谐振器的对数及开口长度为下述表1示出的值的情况下的解析结果。
[表1]
Figure BDA0000112417280000111
由图17(a)及图17(b)的曲线图可确认，通过使接收滤波器F2的所分割的谐振器S11～S13的开口长度及对数不同，从而可改善接收滤波器F2的反射系数，减轻发送滤波器F1的通频带中的纹波。
[FBAR情况下的结构例]
图18是表示图14示出的串联谐振器S1～S7为FBAR情况下的谐振器S11～S13的结构例的图。图18(a)～(c)是从上观察FBAR的图。上部电极及下部电极夹持压电膜而对置的区域(谐振区域)用阴影线表示。在图18(a)～(c)所示的例子中，所分割的谐振器S11～S13的谐振区域的形状都不相同。在图18(a)所示的例子中，谐振器S11～S13的谐振区域都为四边形。谐振器S11～S13的谐振区域的面积(S1、S2、S3)都相同(S1＝S2＝S3)。由此，各谐振器S11～S13的静电电容相同。
在图18(b)所示的例子中，谐振器S11～S13的谐振区域为椭圆形。在谐振器S11～S13的谐振区域中，长轴a和短轴b之比互不相同。由此，产生杂散的频率在每个谐振器S11～S13中都不相同。因而，谐振器S11～S13的杂散被分散，杂散给发送滤波器F1的通过特性带来的影响变小。
这里，在谐振器S11～S13中，形成为谐振区域的椭圆的长轴与短轴之积相同，由此能够使各谐振器S11～S13的静电电容相同。即、优选如a1×b1＝a2×b2＝a3×b3那样来确定谐振器S11～S13各自的谐振区域的椭圆的长轴a1、a2、a3及短轴b1、b2、b3。
在图18(c)所示的例子中，谐振器S11～S13的谐振区域为长方形。长方形的长边a和短边b之比在每个谐振器S11～S13中都不相同。由此，谐振器S11～S13的杂散被分散，杂散给发送滤波器F1的通过特性带来的影响得到抑制。进而，长边a和短边b之积相同(a1×b1＝a2×b2＝a3×b3)。这样，通过确定谐振器S11～S13各自的谐振区域的长方形的长轴a1、a2、a3及短轴b1、b2、b3，从而能够使各谐振器S11～S13的静电电容相同。
如图18的示例，即便在滤波器中用到的谐振器为FBAR的情况下，也可根据FBAR的形状来调整杂散。另外，即便在FBAR中也优选所分割的谐振器的静电电容相同，优选上部电极和下部电极相对置的区域的面积相等。
(第3实施方式)
图19是表示第3实施方式涉及的分波器的结构例的电路图。图19所示的分波器具备与公共端子Pcom连接的通频带不同的2个滤波器F1、F2。滤波器F2包括：在对滤波器F2的公共端子Pcom和滤波器F2的输入输出端子P2进行连接的线路上串联连接的多个串联谐振器S1～S4、和在该线路上并联连接的并联谐振器P1～P4。串联谐振器S1～S4中的至少一个(这里，作为一例是指S1及S4)与电感L1、L2并联连接。串联谐振器S1～S4是分别具有上部电极及下部电极按照夹持压电膜的方式而对置的谐振区域的压电薄膜谐振器(例如，FBAR)。与电感L1并联连接的串联谐振器S1的谐振区域在电极平面方向上的最长宽度A和最短宽度B之比(A/B)小于其他串联谐振器S2～S4的谐振区域中的最长宽度A和最短宽度B之比(A/B)。
这里，利用图20(a)～图20(c)说明FBAR制作工序的一例。参照图20(a)，在例如主要由Si构成的基板10上，作为下部电极18，将Ru膜在0.6～1.2Pa的压力下的Ar气体氛围中利用溅射法来形成。然后，利用曝光技术及蚀刻技术，将下部电极18制成规定形状。
参照图20(b)，在基板10上以及下部电极18上，作为压电膜17，将AlN膜在约0.3Pa的压力下的Ar/N2混合气体氛围中利用溅射法来形成。在压电膜17上，作为上部电极19，将Ru膜在0.6～1.2Pa的压力下的Ar气体氛围中利用溅射法来形成。
参照图20(c)，利用Deep-RIE(反应性干蚀刻)法从基板10背面开始进行蚀刻，从而在下部电极18和上部电极19按照夹持压电膜17的方式而对置的区域(谐振区域)之下的基板10中，形成空隙9a。根据以上工序形成了FBAR。
其次，说明FBAR的谐振区域的形状和杂散之间的关系、以及谐振区域的形状和损失之间的关系。图21是表示针对具有椭圆形状的谐振区域的FBAR来测量使谐振区域的轴比进行各种变化时的该FBAR的响应的结果。这里，将形成谐振区域的椭圆中的长轴设为a，将短轴设为b，将轴比设为a/b。测定是针对2端子谐振器来测量S11(反射系数)而进行的，图中的虚线表示FBAR的谐振点。图21所示的测量结果是针对膜结构为Ru上部电极250nm、AlN压电薄膜1200nm、Ru下部电极250nm、容量0.75pF的FBAR的测量结果。图21(a)表示轴比为10∶5的情况下的测量结果，图21(b)表示轴比为8∶5的情况下的测量结果，图21(c)表示轴比为6∶5的情况下的测量结果。由该图可知，轴比越小，谐振点以下的杂散越小。
在FBAR中，杂散主要由在电极平面传播的Lamb波产生。杂散的传播距离越短衰减越少，其大小越显著。因此，在椭圆谐振器的情况下，传播距离最短的短轴的长度对杂散的大小有较大影响。在用相同的电极面积进行比较的情况下，轴比越小短轴越长，杂散就越被抑制地评价出。
图22是针对具有椭圆形状的FBAR来测定使轴比进行各种变化时的谐振点的Q值的结果。由图22的结果可确认，轴比越大，谐振点的Q越大。在由串联谐振器和并联谐振器构成的梯形滤波器中，对于串联谐振器来说，谐振Q高较为重要，因此在使用了FBAR的情况下，期望串联谐振器的轴比大。
这里，与电感L1并联连接的串联谐振器S1，通过将谐振点配置于并联谐振器的反谐振点附近，从而未必具有谐振点的Q值高的必要性。倒是在假定了分波器的情况下，期望对反射系数带来坏影响的杂散被充分抑制。这样，关于串联谐振器S1的谐振区域的优选形状，也可说在杂散与损失之间具有折中(trade-off)关系。因此，优选按照与电感L1并联连接的串联谐振器S1的轴比相对于其他串联谐振器的轴比较小的方式来构成谐振区域。
这样，关于与电感L1并联连接的串联谐振器S1而言，在频率关系上，能够基于较之损失应该更重视杂散的观点来调整轴比。其结果，可进行考虑了杂散的减少和Q值双方的适当设计。另外，本实施方式叙述了椭圆形状的FBAR，但是关于长方形或其他多边形，也可采用同样的构成而得到上述效果。
图23是表示图19所示的滤波器F2的结构的一例的俯视图。串联谐振器S1～S4及并联谐振器P1～P3形成在上部电极4及下部电极2夹持压电膜3而相对置的谐振区域中。在图23中，用虚线表示下部电极2的位置。这7个谐振器例如在基板与谐振器之间具有圆顶状的空腔(未图示)。另外，关于并联支路的并联谐振器P1～P3，也可在上部电极的300nm的钌(Ru)膜上设置110的钛(Ti)。
在图23所示的例子中，初级串联谐振器S1的下部电极2与压电膜3上部的衬垫(pad)5a导通，串联谐振器S1的上部电极4和S2的上部电极4之间的布线图案与衬垫5b导通。在衬垫5a和衬垫5b之间连接有电感L1。
与电感L1并联连接的串联谐振器S1的谐振区域中的长轴a1与短轴b1之比(a1/b1)小于其他串联谐振器S2～S4的谐振区域中的长轴a2与短轴b2之比(a2/b2)。这样，通过将与电感并联连接的串联谐振器的轴比相对于其他串联谐振器的轴比设定得较大，从而可进行考虑了谐振器的杂散与损失之间的与谐振器形状相应的折中的适当设计。
(第4实施方式)
图24是使用了上述第1～第3实施方式中的分波器的RF模块的一例。在图24所示的例子中，分波器被用作滤波器组模块(双工器组模块)的一部分。图24所示的RF模块包括开关模块6、双工器组模块7、及放大器模块8。双工器组模块7具备频带不同的多个双工器D1、D2、D3、……。开关模块6切换对由天线收发到的信号进行处理的双工器。即、开关模块6选择使用双工器D1、D2、D3、……中的哪个双工器。放大器模块8对从双工器D1、D2、D3、……输出的信号或者输入到双工器D1、D2、D3、……的信号进行放大。
双工器D1、D2、D3、……分别具备发送滤波器F1和接收滤波器F2。双工器D1、D2、D3、……分别使用在上述第1～第3实施方式中示出的分波器。这样，通过采用抑制了滤波器损失并具有良好的分波特性的分波器来构成RF模块，从而得到了具有良好特性的RF模块。
另外，使用了分波器的模块并不限于图24所示的例子。例如，也能假定将分波器与放大器模块(Amp.Module)或开关模块(SW.Module)组合起来进行模块化的情况。而且，包括分波器在内的通信设备也被包含在本发明的实施方式中。
图25是表示通信设备的结构例的图。在图25所示的通信设备50中，在模块基板51上设置有通信模块60、RFIC53、及基带IC54。通信模块60能够使用在上述实施方式中示出的分波器。例如，通信模块60也可包括图24示出的RF模块。
通信模块60的发送端子Tx与RFIC53连接，接收端子Rx也与RFIC53连接。RFIC53与基带IC54连接。RFIC53能够由半导体芯片及其他部件形成。在RFIC53上集成了包括用于对从接收端子输入的接收信号进行处理的接收电路、以及用于对发送信号进行处理的发送电路在内的电路。
另外，基带IC54也能够由半导体芯片及其他部件实现。在基带IC54上集成了用于将从包含在RFIC53中的接收电路接收到的接收信号转换成声音信号或分组数据(packet data)的电路、以及用于将声音信号或分组数据转换成发送信号后输出到包含在RFIC53中的发送电路的电路。
虽然未图示，但是在基带IC54上例如连接有扬声器、显示器等输出设备，输出由基带IC54将接收信号转换后的声音信号或分组数据，能使通信设备50的用户进行识别。另外，也可采用如下结构：麦克风、按钮等通信设备50所配备的输入设备也与基带IC54连接，因而基带IC54能够将从用户输入的声音或数据转换成发送信号。此外，通信设备50的结构并不限于图25所示的例子。
(第5实施方式)
在本实施方式中，说明上述第1～第4说明过的分波器的安装例。这里，作为一例，说明安装图26所示的电路结构的分波器的情况。在图26所示的分波器中，天线端子Ant连接着发送滤波器F1和接收滤波器F2。发送滤波器F1是由串联谐振器S1～S4和并联谐振器P1～P2构成的梯形滤波器。接收滤波器F2具备梯形滤波器LF1、集中常数型的平衡器B1及格型滤波器LF2。梯形滤波器LF1由串联谐振器S5～S7和并联谐振器P3～P5构成。
梯形滤波器LF1经由单端子输入来自天线端子Ant的信号，并向平衡器B1进行单输出。平衡器B1将来自梯形滤波器LF1的单信号转换成平衡信号。格型滤波器LF2是输入平衡信号并输出平衡信号的平衡输入输出型滤波器。另外，梯形滤波器LF1的初级串联谐振器S5与电感L1并联连接。由串联谐振器S5和电感L1形成匹配电路。串联谐振器S5与上述第1、第2实施方式同样地，也可是分割为多个谐振器，或者如第3实施方式所示，为与其他串联谐振器不同的形状。在本实施方式中，为了简化说明，谐振器的分割及形状的变化未图示。
图27(a)是表示将图26所示的发送滤波器F1芯片化的情况下的结构的一例的图。在图27(a)所示的例子中，由压电基板上的IDT和反射器形成串联谐振器S1～S4和并联谐振器P1、P2，进而形成向天线端子Ant连接的凸部(bump)、向发送端子Tx连接的凸部、以及接地(GND)端子。这些谐振器S1～S4、P1、P2、凸部、及接地端子之间通过压电基板上的布线图案进行连接。
图27(b)是表示将图26所示的接收滤波器F2芯片化的情况下的结构的一例的图。在图27(b)所示的例子中，同样地，由压电基板上的IDT和反射器形成谐振器S5～S10、P3～P8，进而形成向天线端子Ant连接的凸部、连接匹配电路用的电感器L1的凸部、连接平衡器B1的电感器L2、L3的凸部、向接收端子Rx1、Rx2连接的凸部、以及接地端子。图27(b)所示的例子是匹配电路用的电感器L1及平衡器2用的电感器L2、L3被设置于芯片外部的结构。
图28是表示将图27(a)的发送滤波器芯片和图27(b)的接收滤波器芯片封装化后的双工器封装的结构例的图。在图28所示的例子中，在具有空腔29的陶瓷封装36中，对发送滤波器芯片33及接收滤波器芯片34进行倒装(flip chip)。发送滤波器芯片33是形成发送滤波器F1的芯片(图27(a))，接收滤波器芯片34是形成接收滤波器F2的芯片(图27(b))。这些各芯片和陶瓷封装36例如通过Au凸部被导通。在安装了这些芯片的陶瓷封装36的上部，作为盖子，设置了金属盖27。由此，空腔29被气密密封。另外，封装的结构并不限于图28所示的例子。例如，也可另行制作构成平衡器B1的IPD芯片并安装在空腔29内。
图29是将图28所示的双工器封装37及电感器安装在基板上的情况下的结构例的图。在图29所示的例子中，在印刷基板38上安装了双工器封装37。另外，在印刷基板38上也安装了电感器L1、L2、L3的芯片部件。通过印刷基板38上的布线图案，连接电感器L1、L2、L3和双工器封装37的凸部。此外，双工器封装37的发送端子Tx、接收端子Rx1、Rx2、接地端子也通过印刷基板38上的布线图案被引出到外部。
另外，分波器的安装方式并不限定于上述例子。例如，也可将电感器L1、L2、L3一起部件化。图30是表示将电感器L1、L2、L3形成在石英基板上的部件的结构例的图。在图30所示的例子中，在石英基板41上形成3个螺旋线圈，各螺旋线圈的端子为衬垫。
关于以上的实施方式，进一步记载了以下附记。
(附记1)
一种分波器，具备与公共端子连接的通频带不同的2个以上的滤波器，
所述2个以上的滤波器中的至少一个滤波器包括：多个串联谐振器、和并联谐振器，该多个串联谐振器在对滤波器的输入端子及输出端子进行连接的线路上串联连接，该并联谐振器在所述线路上并联连接，
所述串联谐振器中的至少一个串联谐振器与电感并联连接，
与所述电感并联连接的串联谐振器分割为串联连接的多个谐振器。
(附记2)
根据附记1所述的分波器，其中，
所分割的所述多个谐振器的形状互不相同。
(附记3)
根据附记1或2所述的分波器，其中，
所分割的所述多个谐振器的静电电容相等。
(附记4)
根据附记1～3中任一项所述的分波器，其中，
所分割的所述多个谐振器是分别具有设置在压电基板之上的IDT、和配置在该IDT两侧的反射器的表面声波谐振器，
所分割的所述多个表面声波谐振器的开口长度互不相同。
(附记5)
根据附记1～3中任一项所述的分波器，其中，
所分割的所述多个谐振器是分别具有压电膜、和夹持压电膜而对置的上部电极及下部电极的压电薄膜谐振器，
所分割的所述多个压电薄膜谐振器各自中的上部电极和下部电极夹持压电膜而对置的区域的形状互不相同。
(附记6)
根据附记1～3中任一项所述的分波器，其中，
所分割的所述多个谐振器是分别具有压电膜、和夹持压电膜而对置的上部电极及下部电极的压电薄膜谐振器，
所述压电薄膜谐振器各自的谐振频率互不相同。
(附记7)
一种分波器，具备通频带不同的2个以上的滤波器，
所述2个以上的滤波器中的至少一个滤波器包括多个串联谐振器、和并联谐振器，该多个串联谐振器在对滤波器的输入端子及输出端子进行连接的线路上串联连接，该并联谐振器在所述线路上并联连接，
所述串联谐振器中的至少一个串联谐振器与电感并联连接，
所述串联谐振器是分别具有上部电极及下部电极按照夹持压电膜的方式而对置的谐振区域的压电薄膜谐振器，
与所述电感并联连接的串联谐振器的谐振区域在电极平面方向上的最长宽度A和最短宽度B之比(A/B)小于其他串联谐振器的谐振区域中的最长宽度A和最短宽度B之比(A/B)。
(附记8)
根据附记1～7中任一项所述的分波器，其中，
具有所述串联谐振器的滤波器是梯形滤波器或格型滤波器，
与所述电感并联连接的串联谐振器是所述梯形滤波器或所述格型滤波器的最前级的谐振器。
(附记9)
一种通信模块，包括附记1～8中任一项所述的分波器。
(附记10)
一种通信设备，包括附记1～8中任一项所述的分波器。

Claims (8)

1.一种分波器，具备与公共端子连接的通频带不同的2个以上的滤波器，
所述2个以上的滤波器中的至少一个滤波器包括：多个串联谐振器、和并联谐振器，该多个串联谐振器在对滤波器的输入端子及输出端子进行连接的线路上串联连接，该并联谐振器在所述线路上并联连接，
所述串联谐振器中的至少一个串联谐振器与电感并联连接，
与所述电感并联连接的串联谐振器分割为串联连接的多个谐振器。
2.根据权利要求1所述的分波器，其中，
所分割的所述多个谐振器的形状互不相同。
3.根据权利要求1或2所述的分波器，其中，
所分割的所述多个谐振器的静电电容相等。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的分波器，其中，
所分割的所述多个谐振器是分别具有设置在压电基板之上的IDT、和配置在该IDT两侧的反射器的表面声波谐振器，
所分割的所述多个表面声波谐振器的开口长度互不相同。
5.根据权利要求1至3中任意一项所述的分波器，其中，
所分割的所述多个谐振器是分别具有压电膜、和夹持压电膜而对置的上部电极及下部电极的压电薄膜谐振器，
所分割的所述多个压电薄膜谐振器各自中的上部电极和下部电极夹持压电膜而对置的区域的形状互不相同。
6.根据权利要求1至3中任意一项所述的分波器，其中，
所分割的所述多个谐振器是分别具有压电膜、和夹持压电膜而对置的上部电极及下部电极的压电薄膜谐振器，
所述压电薄膜谐振器各自的谐振频率互不相同。
7.一种分波器，具备通频带不同的2个以上的滤波器，
所述2个以上的滤波器中的至少一个滤波器包括：多个串联谐振器、和并联谐振器，该多个串联谐振器在对滤波器的输入端子及输出端子进行连接的线路上串联连接，该并联谐振器在所述线路上并联连接，
所述串联谐振器中的至少一个串联谐振器与电感并联连接，
所述串联谐振器是分别具有上部电极及下部电极按照夹持压电膜的方式而对置的谐振区域的压电薄膜谐振器，
与所述电感并联连接的串联谐振器的谐振区域在电极平面方向上的最长宽度A和最短宽度B之比(A/B)小于其他串联谐振器的谐振区域中的最长宽度A和最短宽度B之比(A/B)。
8.根据权利要求1至7中任意一项所述的分波器，其中，
具有所述串联谐振器的滤波器是梯形滤波器或格型滤波器，
与所述电感并联连接的串联谐振器是所述梯形滤波器或所述格型滤波器的最前级的谐振器。
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