CN106330130B

CN106330130B - 分波器

Info

Publication number: CN106330130B
Application number: CN201610318070.0A
Authority: CN
Inventors: 中村聪; 中村聪一
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2015-06-30
Filing date: 2016-05-12
Publication date: 2019-01-15
Anticipated expiration: 2036-05-12
Also published as: JP6398895B2; CN106330130A; US20170005637A1; US9998096B2; JP2017017520A

Abstract

本发明提供一种能够减少通过损耗以及反射损耗的分波器等。本发明所涉及的多路复用器(1)具有：具有n个以上(n为3以上的自然数)通带的n个带通滤波器(10～40)、和共用端子(21)，n个带通滤波器(10～40)之中，通带的中心频率为最低频侧以及最高频侧的任意一个带通滤波器、即与另一个带通滤波器相比与相邻的带通滤波器的通带的中心频率的差分较大或者相等的第1个带通滤波器针对通带与第1个带通滤波器相邻的第2个带通滤波器，从共用端子来看的通带的中心频率处的电纳值满足规定的结构。

Description

分波器

技术领域

本发明涉及一种分波器。

背景技术

在近年来的移动电话中，在一终端要求与多个频带以及多种无线方式、即所谓的多频带化以及多模式化相对应。因此，作为与其相对应的模块，提出了一种具备频带不同的2个双工器，将2个双工器的各个天线端子与该模块的共用天线端子连接的结构(例如，参照专利文献1)。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2010-45563号公报

但是，在上述结构中，为了在各个双工器单体的状态下使阻抗匹配(matching)最佳化，而将各双工器的天线端子与共用天线端子连接来设为多路复用器(multiplexer)或者分波器等结构的情况下，难以优化阻抗匹配。因此，在这种结构中，存在通过损耗以及反射损耗恶化的问题。

发明内容

因此，本发明是为了解决上述课题而作出的，其目的在于，提供一种能够减少通过损耗以及反射损耗的分波器。

为了实现上述目的，本发明的一方式所涉及的分波器具有：n个带通滤波器，其具有相互不同的n个以上(n为3以上的自然数)的通带；和共用端子，其被设置成所述n个带通滤波器共用，在所述n个带通滤波器之中，针对通带的中心频率为最低频侧以及最高频侧的任意一个带通滤波器、即与另一个带通滤波器相比与相邻的带通滤波器的通带的中心频率的差分较大或者相等的第1个带通滤波器，将通带的中心频率设为f(1)，将从所述共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(1)，在所述n个带通滤波器之中，针对通带与所述第1个带通滤波器相邻的第2个带通滤波器，将通带的中心频率设为f(2)，将从所述共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(2)，所述第1个带通滤波器针对所述第2个带通滤波器，满足以下结构(i)或者结构(ii)。

(i)在所述第1个带通滤波器为最高频侧的带通滤波器的情况下，

B(2)×{2×f(2)-f(1)}/f(1)＜B(1)＜B(2)

(ii)在所述第1个带通滤波器为最低频侧的带通滤波器的情况下，

B(2)＜B(1)＜B(2)×{2×f(2)-f(1)}/f(1)。

根据这种结构，通过共用的匹配电路，分别针对第1个带通滤波器以及通带与该第1个带通滤波器相邻的第2个带通滤波器，能够取得良好的阻抗匹配。因此，能够实现通过损耗以及反射损耗的减少。

此外，在所述n个带通滤波器之中，针对第k个(2≤k≤n)带通滤波器，将通带的中心频率设为f(k)，将从所述共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(k)，所述第1个带通滤波器也可以分别针对从所述第2个到第n个带通滤波器，满足以下结构(iii)或者结构(iv)。

(iii)在所述第1个带通滤波器为最高频侧的带通滤波器的情况下，

B(k)×{2×f(k)-f(1)}/f(1)＜B(1)＜B(k)

(iv)在所述第1个带通滤波器为最低频侧的带通滤波器的情况下，

B(k)＜B(1)＜B(k)×{2×f(k)-f(1)}/f(1)。

根据这种结构，通过共用的匹配电路，分别针对第1个到第n个带通滤波器，能够取得良好的阻抗匹配。因此，能够实现通过损耗以及反射损耗的进一步减少。

此外，所述第1个带通滤波器也可以是具有与所述共用端子连接的串联臂谐振器的弹性波滤波器。

这样，通过设置与共用端子连接的串联臂谐振器，能够实现匹配的设计自由度的提高。具体来讲，通过调整串联臂谐振器的IDT电极的对数，能够调整第1个带通滤波器的串联电容成分，因此能够容易地制作出满足上述结构(i)或者结构(ii)的第1个带通滤波器。

此外，所述第1个带通滤波器也可以还具有被连接于所述串联臂谐振器的一个节点与基准端子之间的并联臂谐振器。

这里，一般地，弹性波滤波器存在由于串联臂谐振器的电容成分变化，导致通带的衰减量以及抑制频带等特性变动的情况。因此，通过设置并联臂谐振器，能够实现匹配与衰减量的稳定化。

此外，所述分波器还具备与所述共用端子连接的匹配电路，所述第1个带通滤波器也可以在没有基于所述匹配电路的匹配的状态下，针对所述第2个带通滤波器，满足所述结构(i)或者所述结构(ii)。

由此，能够在不设置外接的匹配电路的情况下，实现通过损耗以及反射损耗的减少。

此外，所述匹配电路是一端与所述共用端子连接、另一端与基准端子连接的电感器，所述电感器内置于多层基板，所述n个带通滤波器也可以被安装在所述多层基板上。

由此，能够实现小型化、通过损耗以及反射损耗的减少。

根据本发明所涉及的分波器，能够减少通过损耗以及反射损耗。

附图说明

图1是实施方式1所涉及的多路复用器的整体结构图。

图2是示意性地表示实施方式1所涉及的声表面波滤波器的谐振器的俯视图以及剖视图。

图3是表示实施方式1所涉及的带通滤波器的电路结构的多路复用器的整体结构图。

图4是用于对将共用的匹配电路连接至一般的多路复用器的情况下的问题进行说明的图。

图5A是在实施方式1中，用于对本发明人发现的结构的一例进行说明的图。

图5B是在实施方式1中，用于对本发明人发现的结构的另一例进行说明的图。

图6是实施方式1的比较例所涉及的多路复用器的整体结构图。

图7A是表示实施例所涉及的多路复用器的Band4的发送通带中的阻抗的史密斯圆图。

图7B是表示比较例所涉及的多路复用器的Band4的发送通带中的阻抗的史密斯圆图。

图8A是表示实施例所涉及的多路复用器的Band2的发送通带中的阻抗的史密斯圆图。

图8B是表示比较例所涉及的多路复用器的Band2的发送通带中的阻抗的史密斯圆图。

图9A是表示实施例所涉及的多路复用器的Band2的接收通带中的阻抗的史密斯圆图。

图9B是表示比较例所涉及的多路复用器的Band2的接收通带中的阻抗的史密斯圆图。

图10A是表示实施例所涉及的多路复用器的Band4的接收通带中的阻抗的史密斯圆图。

图10B是表示比较例所涉及的多路复用器的Band4的接收通带中的阻抗的史密斯圆图。

图11是表示实施例以及比较例所涉及的多路复用器的共用端子侧的VSWR的图表。

图12是实施方式1的变形例所涉及的多路复用器的整体结构图。

图13是表示实施方式2所涉及的多路复用器的外观的一例的立体图。

图14是示意性地表示实施方式2所涉及的多路复用器的剖面结构的一例的图。

图15是另一实施方式所涉及的分波器的整体结构图。

图16是表示分波器的制造方法的流程图。

-符号说明-

1、1A、1B、101 多路复用器

2 天线

3、103a、903 电感器

10、10B、20、30、30B、40、40A、110、120、130、910、940 带通滤波器

11、12 发送输入端子

13、14 接收输出端子

21、121、921 共用端子

50 多层基板

60 密封树脂

103 匹配电路

103b 电容器

141、141A、143、401 串联臂谐振器

142 并联臂谐振器

144 纵耦合型滤波器部

201 分波器

411a、411b IDT电极

412a、412b 电极指

413a、413b 汇流条电极

421 压电基板

422 密接层

423 主电极层

具体实施方式

以下，使用附图来详细说明本发明的实施方式。另外，以下所说明的实施方式均表示概括性的例子或者具体的例子。以下的实施方式中所示的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式、制造方法以及制造方法的顺序等是一例，并不是限定本发明的主旨。以下的实施方式中的构成要素之中，对于独立权利要求中未记载的构成要素，说明为任意的构成要素。此外，附图所示的构成要素的大小或者大小的比并不一定严密。此外，在以下的实施方式中，所谓“连接”，不仅包含直接连接的情况，而且也包含经由其他元件等来电连接的情况。

此外，在以下的实施方式中，作为包括具有相互不同的n个以上(n为3以上的自然数)通带的n个带通滤波器、和被设置成n个带通滤波器共用的共用端子的分波器，以多路复用器为例来进行说明。

(实施方式1)

[1.多路复用器的基本结构]

本实施方式所涉及的多路复用器包括：具有相互不同的n个以上(n为3以上的自然数)通带的n个带通滤波器、和被设置成n个带通滤波器共用的共用端子。

图1是本实施方式所涉及的多路复用器1的整体结构图。另外，在该图中，也图示了与多路复用器1的共用端子21连接的天线2以及电感器3。

如该图所示，在本实施方式中，多路复用器1具有：具有相互不同的4个通带的4个带通滤波器10～40、和共用端子21。该多路复用器1例如是适用于Band2(发送通带：1850-1910MHz，接收通带：1930-1990MHz)以及Band4(发送通带：1710-1755MHz，接收通带：2110-2155MHz)的四工器(quad-plexer)。

带通滤波器10是以Band4的发送通带(1710-1755MHz)对由发送电路(RFIC等)生成并从发送输入端子11被输入的发送波进行滤波并输出到共用端子21的非平衡输入-非平衡输出型的发送侧滤波器。

带通滤波器20是以Band2的发送通带(1850-1910MHz)对由发送电路(RFIC等)生成并从发送输入端子12被输入的发送波进行滤波并输出到共用端子21的非平衡输入-非平衡输出型的发送侧滤波器。

带通滤波器30是以Band2的接收通带(1930-1990MHz)对从共用端子21输入的接收波进行滤波并输出到接收输出端子13的非平衡输入-非平衡输出型的接收侧滤波器。

带通滤波器40是以Band4的接收通带(2110-2155MHz)对从共用端子21输入的接收波进行滤波并输出到接收输出端子14的非平衡输入-非平衡输出型的接收侧滤波器。

在本实施方式中，带通滤波器10～40由利用了表面声波(SAW：Surface AcousticWave)的声表面波滤波器构成。另外，带通滤波器10～40的结构并不局限于利用了SAW的弹性波滤波器，也可以是利用了体波(BAW：Bulk Acoustic Wave)的弹性波滤波器。此外，并不局限于弹性波滤波器，也可以是将芯片电感器以及芯片电容器等适当地组合而构成的滤波器。

[2.声表面波谐振器的构造]

这里，对构成声表面波滤波器的谐振器的构造进行说明。

图2是示意性地表示本实施方式所涉及的声表面波滤波器的谐振器的俯视图以及剖视图。在该图中示例了表示在构成带通滤波器40的多个谐振器之中后述的串联臂谐振器141(参照图3)的构造的平面示意图以及剖面示意图。另外，图2所示的串联臂谐振器141是用于说明上述多个谐振器的典型构造的谐振器，构成电极的电极指的根数或长度等并不局限于此。

带通滤波器10～40的各谐振器由压电基板421、和具有梳形形状的IDT(Inter-Digital Transducer，叉指换能器)电极411a、411b构成。

如图2的俯视图所示，在压电基板421上，形成相互对置的一对IDT电极411a、411b。IDT电极411a由相互平行的多个电极指412a、和连接多个电极指412a的汇流条电极413a构成。此外，IDT电极411b由相互平行的多个电极指412b、和连接多个电极指412b的汇流条电极413b构成。多个电极指412a、412b与X轴方向正交地延伸配置。

此外，由多个电极指412a、412b以及汇流条电极413a、413b构成的IDT电极411a、411b如图2的剖视图所示，为密接层422与主电极层423的层叠构造。

密接层422是用于提高压电基板421与主电极层423的密接性的层，作为材料，例如能够使用Ti。作为主电极层423的材料，例如能够使用含有1％的Cu的Al。

另外，构成密接层422以及主电极层423的材料并不局限于上述材料。进一步地，IDT电极411a、411b也可以不是上述层叠构造。IDT电极411a、411b例如也可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等金属或者合金构成，此外，还可以由上述金属或者合金所构成的多个层叠体构成。此外，在压电基板421上，也可以以保护电极或者改善特性为目的，形成覆盖密接层422以及主电极层423的电介质膜。

由这种串联臂谐振器等谐振器构成的声表面波滤波器的特性取决于该谐振器的IDT电极的构造。因此，例如，通过调整IDT电极的构造，能够构成与各频带(Band)中的通过特性的要求规格相应的带通滤波器10～40。

这里，对IDT电极的构造进行说明。

所谓声表面波谐振器的波长，是由图2的中段所示的构成IDT电极411a以及411b的多个电极指412a、412b的反复间距λ来规定的。此外，IDT电极的交叉宽度H如图2的上段所示，是在从X轴方向来看的情况下，IDT电极411a的电极指412a与IDT电极411b的电极指412b重叠的电极指长度。X轴方向与由IDT电极在压电基板421激发的纵模式的声表面波的传播方向平行地延伸。此外，占空比是多个电极指412a、412b的线宽占有率，是多个电极指412a、412b的线宽相对于该线宽与空间宽度的相加值的比例。更具体来讲，占空比在将构成IDT电极411a、411b的电极指412a、412b各自的线宽设为W，将相邻的电极指412a与电极指412b之间的空间宽度设为S的情况下，被定义为W/(W+S)。

[3.带通滤波器的电路结构]

接下来，对于带通滤波器10～40的结构，以带通滤波器40为例来进行说明。

图3是表示本实施方式所涉及的带通滤波器40的电路结构的多路复用器1的整体结构图。

如该图所示，带通滤波器40具有：串联臂谐振器141、143、并联臂谐振器142、和纵耦合型滤波器部144。

串联臂谐振器141、143在共用端子21与接收输出端子14之间被相互串联连接。并联臂谐振器142被设置在串联臂谐振器141和串联臂谐振器143的连接节点与基准端子(接地)之间。这样连接的串联臂谐振器141、143以及并联臂谐振器142构成梯子型的带通滤波器。纵耦合型滤波器部144被设置在串联臂谐振器143与接收输出端子14之间。

另外，作为带通滤波器40的电路结构，并不局限于这种结构，只要是能够满足Band4的接收通带的通过特性的要求规格的结构即可。但是，为了确保阻抗设计的自由度，优选串联臂谐振器以及并联臂谐振器被设置在靠共用端子21一侧。换句话说，优选带通滤波器40具有在不隔着其他元件的情况下与共用端子21连接的串联臂谐振器或者并联臂谐振器。

此外，作为带通滤波器10～30的详细的电路结构，只要是能够满足各频带中的通过特性的要求规格的结构，就能够应用于适当的公知的配置结构。所谓配置结构，例如是串联臂谐振器以及并联臂谐振器的配置数量，或者梯子型以及纵耦合型等滤波器结构的选择。

[4.通带中心频率离得最远的带通滤波器的设计范围]

这里，在本实施方式中，为了减少通过损耗以及反射损耗，通带的中心频率离得最远的带通滤波器在满足以下详细说明的规定的结构的方面具有特征。具体来讲，由于本实施方式所涉及的多路复用器1应用于Band2以及Band4，因此Band4的接收侧滤波器即带通滤波器40为通带的中心频率离得最远的带通滤波器。因此，带通滤波器40被设计为满足规定的结构。

以下，对于通带中心频率离得最远的带通滤波器所满足的结构，发明人基于本发明的过程来进行说明。

图4是用于对将共用的匹配电路连接至一般的多路复用器的情况下的问题进行说明的图。具体来讲，在该图的上段，表示了比较例所涉及的多路复用器的结构。此外，在该图的下段，是表示该比较例中未连接共用的匹配电路的状态下从共用端子921来看的阻抗(图中的“未连接匹配电路(Lp)”)、以及连接的状态下(图中的“连接匹配电路(Lp)”)从共用端子921来看的阻抗的导纳图。

另外，比较例所涉及的多路复用器虽然包括具有相互不同的3个以上通带的3个以上的带通滤波器，但在该图中，表示了具有第1通带(BPF91)的通带的带通滤波器910以及具有第2通带(BPF94)的通带的带通滤波器940。

这些带通滤波器910、940与共用端子921以及作为共用的匹配电路的电感器903共用地连接。这里，电感器903是一端与共用端子921连接、另一端与接地连接的所谓的并联电感器。

如该图所示，电感器903作为匹配电路而连接，由此带通滤波器910、940的阻抗在等电导圆上向电感性移动。换句话说，通过连接电感器903，从而带通滤波器910、940的电纳(susceptance)值变小。

若将电感器903的电感值设为Lp，将通带的中心频率设为f，则此时的电纳值的变化量ΔB被表示为1/(2πfLp)。

这样，由于电纳值的变化量ΔB取决于频率，因此在未连接匹配电路时，在具有同等阻抗的带通滤波器910与带通滤波器940产生如下问题。也就是说，若将一个阻抗调整为匹配50Ω等特性阻抗，则另一个阻抗偏离特性阻抗，可能会产生阻抗的不匹配。

由于电纳值的变化量ΔB取决于频率，因此这种阻抗的不匹配特别是在通带与其他滤波器偏离的滤波器中尤为显著。

因此，本发明人考虑到通过在设置有并联电感器来作为共用的匹配电路的多路复用器中，将通带离得最远的带通滤波器的电纳值设为规定的范围内，来减少该带通滤波器的阻抗不匹配，并发现了以下所说明的结构。

以下，对本发明人发现的能够减少阻抗不匹配的结构进行说明。

图5A以及图5B是用于对本发明人发现的结构进行说明的图。具体来讲，图5A是用于对通带离得最远的带通滤波器是最高频侧的带通滤波器的情况下应满足的结构进行说明的图。图5B是用于对通带离得最远的带通滤波器是最低频侧的带通滤波器的情况下应满足的结构进行说明的图。此外，图5A以及图5B在上段示意性地表示了4个带通滤波器(以下，BPF1～BPF4)的通带，在下段表示了用于说明电纳值的范围的导纳图。

另外，为了将后述的结构说明简化，图5A所示的BPF1～BPF4的通带以及各通带的中心频率(f(1)～f(4))与图5B所示的BPF1～BPF4的通带以及各通带的中心频率(f(1)～f(4))的频率的大小关系不同。

首先，使用图5A以及图5B来说明通带离得最远的滤波器的定义。

在本实施方式中，所谓“通带离得最远的滤波器”，是指n个带通滤波器之中，通带的中心频率为最低频侧以及最高频侧的任意一个带通滤波器，并且，是指与另一个带通滤波器相比与相邻的带通滤波器的通带的中心频率的差分较大或者相等的带通滤波器。

换句话说，在图5A所示的例子中，作为“通带离得最远的滤波器”，在BPF1～BPF4(其中，各带通滤波器的中心频率的关系满足BPF4＜BPF3＜BPF2＜BPF1)之中，最低频侧的BPF4或者最高频侧的BPF1被举例为候补。这里，对BPF1的中心频率f(1)与相邻于BPF1的BPF2的中心频率f(2)的差分f(1)-f(2)、和BPF4的中心频率f(4)与相邻于BPF4的BPF3的中心频率f(3)的差分f(3)-f(4)进行比较。其结果，在满足(f(1)-f(2))≥(f(3)-f(4))的情况下，最高频侧的BPF1被定义为通带离得最远的带通滤波器。

此外，在图5B所示的例子中，作为“通带离得最远的滤波器”，在BPF1～BPF4(其中，各带通滤波器的中心频率的关系满足BPF1＜BPF2＜BPF3＜BPF4)之中，最低频侧的BPF1或者最高频侧的BPF4被举例为候补。这里，对BPF4的中心频率f(4)与相邻于BPF4的BPF3的中心频率f(3)的差分f(4)-f(3)、和BPF1的中心频率f(1)与相邻于BPF1的BPF2的中心频率f(2)的差分f(2)-f(1)进行比较。其结果，在满足(f(2)-f(1))≥(f(4)-f(3))的情况下，最低频侧的BPF1被定义为通带离得最远的带通滤波器。

以下，在n个带通滤波器之中，将如上述那样定义的通带离得最远的带通滤波器设为第1个带通滤波器，之后，将通带所邻接的带通滤波器依次设为第k个带通滤波器(2≤k≤n)来进行说明。

此外，以下，假定多路复用器的匹配电路被共用设置于n个带通滤波器的结构来进行说明，特别地，假定将并联电感器应用为该匹配电路的结构来进行说明。此外，以下，在关于阻抗没有特别说明的情况下，是指从共用端子来看多路复用器侧的阻抗。

[4-1.最高频侧的带通滤波器是离得最远的带通滤波器的情况]

首先，对通带离得最远的带通滤波器(第1个带通滤波器)是最高频侧的带通滤波器的情况下用于减少通过损耗以及反射损耗的规定的结构进行说明。

在使用并联电感器来作为匹配电路的情况下，设置该并联电感器所导致的第1个带通滤波器的电纳(导纳的虚数分量)的变动量ΔB(1)被表示为下式。

|ΔB(1)|＝1/{2πf(1)Lp} 式(1)

其中，f(1)是第1个带通滤波器的通带的中心频率。此外，Lp是作为共用的匹配电路而被设置于n个带通滤波器的并联电感器的电感值。

从共用端子来看，为了使第1个带通滤波器的匹配最佳化，最优选在设置了匹配电路的状态下电纳值为0。因此，未设置匹配电路的状态下的第1个带通滤波器的电纳值的最佳值B(1_best)被表示为下式。

B(1_best)＝|ΔB(1)|

＝1/{2πf(1)Lp} 式(2)

同样地，在使用并联电感器来作为匹配电路的情况下，设置该并联电感器所导致的第2个带通滤波器的电纳的变动量ΔB(2)被表示为下式。

|ΔB(2)|＝1/{2πf(2)Lp} 式(3)

其中，f(2)是第2个带通滤波器的通带的中心频率。

对于第2个带通滤波器，也与第1个带通滤波器同样地，从共用端子来看，为了使匹配最佳化，最优选设置了匹配电路的状态下电纳值为0。因此，未设置匹配电路的状态下的第2个带通滤波器的电纳值的最佳值B(2)被表示为下式。

B(2)＝|ΔB(2)|

＝1/{2πf(2)Lp} 式(4)

如上所述，Lp是被设置为共用的匹配电路的并联电感器的电感值。因此，若将式(4)针对Lp来求解，并代入式(1)，则第1个带通滤波器的电纳值的最佳值B(1_best)使用第2个带通滤波器的电纳值的最佳值B(2)，被表示为下式。

B(1_best)＝{f(2)/f(1)}×B(2) 式(5)

因此，通过在未设置匹配电路的状态下，将第1个带通滤波器的电纳值设为{f(2)/f(1)}×B(2)，能够起到如下效果。也就是说，对于最难以取得匹配的第1个带通滤波器以及第2个带通滤波器，分别通过作为共用的匹配电路的并联电感器，能够取得最佳的匹配。

这里，由于第1个以及第2个带通滤波器各自的通带的中心频率满足f(1)＞f(2)的关系，因此设置并联电感器所导致的电纳的变动量为|ΔB(1)|＜|ΔB(2)|。

因此，从减少设置有匹配电路的状态下的不匹配的程度的观点出发，优选在未设置匹配电路的状态下，第1个带通滤波器的电纳值比第2个带通滤波器的电纳值的最佳值B(2)小。因此，未设置匹配电路的状态下的第1个带通滤波器的电纳值的最大值B(1_max)被表示为下式。

B(1_max)＜B(2) 式(6)

换句话说，从减少设置有匹配电路的状态下的不匹配的程度的观点出发，未设置匹配电路的状态下的第1个带通滤波器的电纳值B(1)的范围被定义为相对于最佳值B(1_best)的容许值小于B(2)-B(1_best)的范围。

因此，未设置匹配电路的状态下的第1个带通滤波器的电纳值的最小值B(1_min)被表示为下式。

B(1_min)＞B(1_best)-{B(2)-B(1_best)}

＝2B(1_best)-B(2)

＝2×{f(2)/f(1)}×B(2)-B(2)

＝B(2)×{2×f(2)-f(1)}/f(1) 式(7)

根据以上的式(6)以及式(7)，本发明人发现通过在未设置匹配电路的状态下，第1个带通滤波器满足规定的结构，能够减少不匹配的程度。也就是说，为了减少通过损耗以及反射损耗，得出如下构想：设置针对相邻的带通滤波器(第2个带通滤波器)满足以下结构的带通滤波器，来作为通带离得最远的带通滤波器(第1个带通滤波器)。

换句话说，n个带通滤波器之中，针对通带的中心频率为最低频侧以及最高频侧的任意一个带通滤波器、即与另一个带通滤波器相比与相邻的带通滤波器的通带的中心频率的差分较大或者相等的第1个带通滤波器(这里为BPF1)，将通带的中心频率设为f(1)，将未设置匹配电路的状态下从共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(1)。此外，n个带通滤波器之中，针对通带与第1个带通滤波器相邻的第2个带通滤波器(这里为BPF2)，将通带的中心频率设为f(2)，将未设置匹配电路的状态下从共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(2)。

此时，第1个带通滤波器针对第2个带通滤波器，满足如下结构(i)。

结构(i)：在第1带通滤波器是最高频侧的带通滤波器的情况下，B

(2)×{2×f(2)-f(1)}/f(1)＜B(1)＜B(2)

通过设置满足该结构(i)的第1带通滤波器，从而在第1带通滤波器是最高频侧的带通滤波器的情况下，针对最难以取得匹配的第1个带通滤波器以及第2个带通滤波器，能够分别通过共用的匹配电路来取得良好的匹配。

这里，所谓“良好的匹配”或者“良好的阻抗匹配”，例如是指各频带(Band)的VSWR(电压驻波比：Voltage Standing Wave Ratio)较小，在本实施方式中，是指小于与通过特性的要求规格相应的值(例如，小于2.0)。

此外，本发明人发现，通过使第1个带通滤波器针对n个带通滤波器之中第k个(2≤k≤n)带通滤波器满足以下的结构，能够进一步减少不匹配的程度。

换句话说，n个带通滤波器之中，针对第k个(2≤k≤n)带通滤波器，将通带的中心频率设为f(k)，将从共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(k)。

此时，第1个带通滤波器分别针对从第2个到第n个带通滤波器，满足以下结构(iii)。

结构(iii)：在第1带通滤波器是最高频侧的带通滤波器的情况下，

B(k)×{2×f(k)-f(1)}/f(1)＜B(1)＜B(k)

通过设置满足该结构(iii)的第1带通滤波器，从而在第1带通滤波器是最高频侧的带通滤波器的情况下，分别针对n个带通滤波器，能够通过共用的匹配电路来取得良好的匹配。

[4-2.最低频侧的带通滤波器是离得最远的带通滤波器的情况]

接下来，对通带离得最远的带通滤波器(第1个带通滤波器)是最低频侧的带通滤波器的情况下用于减少通过损耗以及反射损耗的规定的结构进行说明。

另外，以下，与上述的最高频侧的带通滤波器是离得最远的带通滤波器的情况相比，除了与带通滤波器的通带的中心频率的大小关系相关的方面，其他都相同，因此适当地简化或者省略说明。

使用第2个带通滤波器的电纳值的最佳值B(2)，第1个带通滤波器的电纳值的最佳值B(1_best)被表示为下式。

B(1_best)＝{f(2)/f(1)}×B(2) 式(8)

其中，f(1)是第1个带通滤波器的通带的中心频率。此外，f(2)是第2个带通滤波器的通带的中心频率。

这里，第1个以及第2个带通滤波器各自的通带的中心频率满足f(1)＜f(2)的关系。因此，设置并联电感器来作为匹配电路所导致的第1个带通滤波器的电纳的变动量ΔB(1)以及第2个带通滤波器的电纳的变动量ΔB(2)为|ΔB(1)|＞|ΔB(2)|。

因此，从减少设置有匹配电路的状态下的不匹配的程度的观点出发，优选在未设置匹配电路的状态下，第1个带通滤波器的电纳值比第2个带通滤波器的电纳值的最佳值B(2)大。因此，未设置匹配电路的状态下的第1个带通滤波器的电纳值的最小值B(1_min)被表示为下式。

B(1_min)＞B(2) 式(9)

换句话说，从减少设置有匹配电路的状态下的不匹配的程度的观点出发，未设置匹配电路的状态下的第1个带通滤波器的电纳值B(1)的范围被定义为相对于最佳值B(1_best)的容许值小于B(1_best)-B(2)的范围。

因此，未设置匹配电路的状态下的第1个带通滤波器的电纳值的最大值B(1_max)被表示为下式。

B(1_max)＜B(1_best)+{B(1_best)-B(2)}

＝2B(1_best)-B(2)

＝2×{f(2)/f(1)}×B(2)-B(2)

＝B(2)×{2×f(2)-f(1)}/f(1) 式(10)

根据以上的式(9)以及式(10)，本发明人发现通过在未设置匹配电路的状态下，第1个带通滤波器满足规定的结构，能够减少不匹配的程度。也就是说，为了减少通过损耗以及反射损耗，得出如下构想：设置针对相邻的带通滤波器(第2个带通滤波器)满足以下结构的带通滤波器，来作为通带离得最远的带通滤波器(第1个带通滤波器)。

换句话说，n个带通滤波器之中，针对通带的中心频率为最低频侧以及最高频侧的任意一个带通滤波器、即与另一个带通滤波器相比与相邻的带通滤波器的通带的中心频率的差分较大或者相等的第1个带通滤波器(这里为BPF1)，将通带的中心频率设为f(1)，将为设置匹配电路的状态下从共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(1)。此外，n个带通滤波器之中，针对通带与第1个带通滤波器相邻的第2个带通滤波器(这里为BPF2)，将通带的中心频率设为f(2)，将未设置匹配电路的状态下从共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(2)。

此时，第1个带通滤波器针对第2个带通滤波器，满足如下结构(ii)。

结构(ii)：在第1带通滤波器是最低频侧的带通滤波器的情况下，

B(2)＜B(1)＜B(2)×{2×f(2)-f(1)}/f(1)

通过设置满足该结构的第1带通滤波器，从而在第1带通滤波器是最低频侧的带通滤波器的情况下，针对最难以取得匹配的第1个带通滤波器以及第2个带通滤波器，能够分别通过共用的匹配电路来取得良好的匹配。

此时，第1个带通滤波器分别针对从第2个到第n个带通滤波器，满足以下结构(iv)。

结构(iv)：在第1带通滤波器是最低频侧的带通滤波器的情况下，

B(k)×{2×f(k)-f(1)}/f(1)＜B(1)＜B(k)

通过设置满足该结构(iv)的第1带通滤波器，从而在第1带通滤波器是最低频侧的带通滤波器的情况下，分别针对n个带通滤波器，能够通过共用的匹配电路来取得良好的匹配。

[5.实施例与比较例的特性比较]

接下来，将作为本实施方式的一例的实施例与比较例进行比较，来说明本实施方式所涉及的多路复用器的特性。

图6是表示比较例所涉及的带通滤波器40A的电路结构的多路复用器1A的整体结构图。

比较例所涉及的多路复用器1A是Band2用双工器与Band4用双工器通过共用端子21来连接而成的四工器。具体来讲，如图6所示，虽然比较例与实施例几乎一样，但另一个带通滤波器与通带离得最远的带通滤波器40A(Band4的接收侧滤波器)的结构不同。具体来讲，比较例所涉及的带通滤波器40A与实施例所涉及的带通滤波器40相比，不具有并联臂谐振器142以及串联臂谐振器143。

表1中表示本实施例所涉及的带通滤波器40的串联臂谐振器141、143以及并联臂谐振器142的结构(交叉宽度H，IDT对数N)、以及比较例所涉及的带通滤波器40A的串联臂谐振器141A的该结构的详细。交叉宽度H的尺寸由μm、和相对于由IDT电极的电极指间距规定的波长λ的倍率即波长比来进行表示。具体来讲，在构成串联臂谐振器141的IDT中，交叉宽度H是与波长λ的18.4倍相应的大约33μm，电极指的对数是100对。

【表1】

另外，间距λ以及占空比D能够根据Band4的接收通带的通过特性的要求规格而被适当地决定。此外，各谐振器的电容是由表1所示的结构以及压电基板421的介电常数等来决定的。

这里，在本实施方式中，通过增减串联臂谐振器141的IDT电极的对数，带通滤波器40形成为满足上述结构(i)。

具体来讲，带通滤波器40具有与共用端子21连接的串联臂谐振器141。该串联臂谐振器141在不隔着其他元件的情况下与共用端子21连接。

通过这种结构，通过增减串联臂谐振器141的IDT电极的对数，能够增减从共用端子21来看的带通滤波器40的电容成分，因此能够调整电纳值。

另外，作为调整电纳值的手法，并不局限于这种手法，例如，也可以通过将电容器与构成带通滤波器40的谐振器并联连接，或者变更该谐振器的电极膜厚或占空比来进行调整。

此外，在本实施方式中，与比较例中的串联臂谐振器141A相比，在实施例的串联臂谐振器141中，IDT电极的对数增加。这种串联臂谐振器141中的IDT电极的对数的增加存在带通滤波器40的衰减量降低的情况。因此，在本实施方式中，在串联臂谐振器141的一个节点与基准端子(接地)之间设置并联臂谐振器142。由此，衰减量的降低被抑制。

以下，与比较例所涉及的多路复用器1A进行比较，来对这样构成的实施例所涉及的多路复用器1的频率特性进行说明。

图7A～图10B是表示在多路复用器的共用端子21设置有共用的匹配电路的状态下，从共用端子21来看的多路复用器的阻抗的史密斯圆图。另外，作为实施例的匹配电路，使用一端与共用端子21连接、另一端与接地连接的电感值为1.6nH的电感器3。此外，作为比较例的匹配电路，使用一端与共用端子21连接、另一端与接地连接的电感值为1.7nH的电感器3。

具体来讲，图7A中在Band4的发送通带，表示实施例所涉及的多路复用器1的上述阻抗。此外，图7B中在Band4的发送通带，表示比较例所涉及的多路复用器1A的上述阻抗。此外，图8A中在Band2的发送通带，表示实施例所涉及的多路复用器1的上述阻抗。此外，图8B中在Band2的发送通带，表示比较例所涉及的多路复用器1A的上述阻抗。此外，图9A中在Band2的接收通带，表示实施例所涉及的多路复用器1的上述阻抗。此外，图9B中在Band2的接收通带，表示比较例所涉及的多路复用器1A的上述阻抗。此外，图10A中在Band4的接收通带，表示实施例所涉及的多路复用器1的上述阻抗。此外，图10B中在Band4的接收通带，表示比较例所涉及的多路复用器1A的上述阻抗。

另外，在这些图中，表示了包含4个通带的频带(例如，1500MHz-2300MHz)的阻抗的轨迹，但在各图中，对于该图所示的通带(Band)的轨迹，通过粗线来表示。

如图7A～图9B所示，可知实施例所涉及的多路复用器1与比较例相比，在Band4的发送通带以及Band2的收发通带，维持了良好的阻抗匹配。换句话说，根据本实施例，即使在带通滤波器40构成为满足上述结构(i)的情况下，也能够维持其他带通滤波器10～30的阻抗匹配。

此外，如图10A以及图10B所示，可知实施例所涉及的多路复用器1与比较例相比，在Band4的接收通带，阻抗匹配变得良好。换句话说，根据本实施例，通过带通滤波器40被调整为满足上述结构(i)，从而能够减少带通滤波器40的阻抗不匹配。

这样，根据实施例所涉及的多路复用器1，针对4个带通滤波器10～40之中通带离得最远的带通滤波器40，能够维持其他带通滤波器10～30的阻抗匹配并且减少阻抗不匹配。

具体来讲，比较例所涉及的多路复用器1A是通过由共用端子21来连接Band2用双工器与Band4用双工器而构成的。这里，一般地，在双工器中，被设置为在自身的通带的电纳以及1个对象的通带的电纳相对于2个频带(接收通带以及发送通带)匹配的状态下，通过共用的匹配电路而被阻抗匹配。因此，在将组合这种双工器而构成的多路复用器1A中，产生阻抗不匹配。

对此，实施例所涉及的多路复用器1通过带通滤波器40满足上述结构(i)，能够减少阻抗不匹配。

图11是表示实施例以及比较例所涉及的多路复用器的共用端子21侧的VSWR的图表。

如该图所示，可知在比较例中，在Band4的接收通带，VSWR恶化。这是由于在比较例的结构中，如图10B所示，不能得到良好的阻抗匹配。

对此，可知在实施例所涉及的多路复用器1中，与比较例相比，即使在Band4的接收通带，也能够得到良好的VSWR。换句话说，根据本实施例，由于通过带通滤波器40被设置为满足上述结构(i)来减少阻抗不匹配，因此VSWR改善。

表2中表示各通带(Band4的发送通带：B4Tx、Band2的发送通带：B2Tx、Band2的接收通带：B2Rx、Band4的接收通带：B4Rx)内的VSWR的最大值。

【表2】

	B4Tx	B2Tx	B2Rx	B4Rx
					实施例	1.27	1.30	1.47	1.71
比较例	1.31	1.20	1.56	2.13

如该表所示，在本实施例中，VSWR在全部4个频带都被抑制为2.0以下。此外，在本实施例中，与比较例相比，将Band4的接收通带以外的VSWR维持在同等程度，并且Band4的接收通带的VSWR被改善。

[6.总结]

以上，根据本实施方式所涉及的多路复用器1，具有：具有相互不同的n个以上(n为3以上的自然数)通带的n个带通滤波器(在本实施方式中，是具有4个通带的4个带通滤波器10～40)；和被设置成n个带通滤波器共用的共用端子21，n个带通滤波器之中，通带的中心频率为最低频侧以及最高频侧的任意一个带通滤波器、即与另一个带通滤波器相比与相邻的带通滤波器的通带的中心频率的差分较大或者相等第1个带通滤波器满足上述结构(i)或者结构(ii)(在本实施方式中，最高频侧的带通滤波器40满足结构(i))。

通过这种结构，通过并联电感器等共用的匹配电路(在本实施方式中为电感器3)，能够分别针对第1个带通滤波器以及通带与该第1个带通滤波器相邻的第2个带通滤波器(在本实施方式中为带通滤波器40以及带通滤波器30)，取得良好的阻抗匹配。因此，根据本实施方式所涉及的多路复用器1，能够实现通过损耗以及反射损耗的减少。

一般地，在具有n以上通带的多路复用器中，在最低频侧或者最高频侧的通带，通过损耗以及反射损耗容易变大。因此，通过最低频侧或者最高频侧的带通滤波器的电纳值满足上述结构(i)或者结构(ii)，能够通过共用的匹配电路来取得良好的阻抗匹配，因此在通过损耗以及反射损耗容易变大的通带，能够有效地减少该通过损耗以及反射损耗。

此外，根据本实施方式所涉及的多路复用器1，第1个带通滤波器分别针对从第2个到第n个带通滤波器，满足上述结构(iii)或者结构(iv)(在本实施方式中，是最高频侧的带通滤波器40针对带通滤波器10～30满足结构(iii))。

通过这种结构，通过并联电感器等共用的匹配电路，分别针对从第1个到第n个带通滤波器(在本实施方式中为带通滤波器10～40)，能够取得良好的阻抗匹配。因此，根据本实施方式所涉及的多路复用器1，能够实现通过损耗以及反射损耗的进一步减少。

此外，根据本实施方式所涉及的多路复用器1，第1个带通滤波器(在本实施方式中为带通滤波器40)是具有与共用端子21连接的串联臂谐振器141的弹性波滤波器(在本实施方式中为声表面波滤波器)。

这样，通过设置与共用端子21连接的串联臂谐振器141，能够实现匹配的设计自由度的提高。具体来讲，通过调整串联臂谐振器141的IDT电极的对数，能够调整第1个带通滤波器(在本实施方式中为带通滤波器40)的串联电容成分，因此能够容易地制作满足上述结构(i)或者结构(ii)的第1个带通滤波器。

此外，根据本实施方式所涉及的多路复用器1，在串联臂谐振器141的一个节点与基准端子(接地)之间设置了并联臂谐振器142。

这里，一般地，弹性波滤波器存在由于串联臂谐振器的电容成分改变，导致通带的衰减量以及抑制频带等的特性变动的情况。因此，在本实施方式中，由于通过设置并联臂谐振器142，能够实现变动的特性的抑制等，因此能够实现匹配与衰减量的稳定化。

另外，在本实施方式中，作为多路复用器的一例，以应用于Band2以及Band4的多路复用器为例进行了说明，但被应用的频带并不局限于此，例如也可以是Band1(发送通带：1920-1980MHz，接收通带：2110-2170MHz)以及Band3(发送通带：1710-1785MHz，接收通带：1805-1880MHz)。

此外，多路复用器也可以是通带的中心频率离得最远的带通滤波器为最低频侧的带通滤波器。在该结构的情况下，通过最低频侧的带通滤波器40满足上述结构(ii)，进一步满足构成(iv)，从而起到与本实施方式同样的效果。

此外，多路复用器也可以适用于具有3个以上通带的滤波器。图12是本实施方式的变形例所涉及的多路复用器1B的整体结构图。例如，如图12所示，在处理Band3以及Band4的信号的多路复用器1B，最好构成三工器，该三工器具备：在Band3、Band4的发送通带进行滤波的带通滤波器10B、在Band3的接收频带进行滤波的带通滤波器30B、和在Band4的接收频带进行滤波的带通滤波器40。

此外，虽然针对n个带通滤波器各自(在本实施方式中，4个带通滤波器10～40各自)的电导(导纳的虚数部)，没有特别限定，但优选正规化电导是0.7以上1.4以下的范围。通过将正规化电导设为该范围，能够将多路复用器1的共用端子21侧的VSWR设为1.7以下。

(实施方式2)

在上述实施方式1中，说明了多路复用器1与电感器3等外接的匹配电路连接，但多路复用器也可以具备匹配电路。换句话说，也可以构成为内置有匹配电路的多路复用器。

图13是表示本实施方式所涉及的多路复用器101的外观的一例的立体图。图14是示意性地表示本实施方式所涉及的多路复用器101的剖面构造的一例的图。另外，在图13中，透视表示了密封树脂60。此外，在图14中，侧视表示了带通滤波器10～40。

如图13以及图14所示，多路复用器101构成为在内置有电感器3的多层基板50的一个主面设置有例如构成为压电体芯片的带通滤波器10～40。换句话说，带通滤波器10～40被安装在多层基板50上。

带通滤波器10～40各自的输入端子以及输出端子的一方通过设置于多层基板50的布线，例如与形成为多层基板50的表面电极的共用端子21连接。在本实施方式中，带通滤波器10～40被热固化性或者光固化性等的密封树脂60密封。另外，密封树脂60的材料只要是具有绝缘性的材料就不被特别限定。此外，带通滤波器10～40也可以不被密封树脂60密封。

在多层基板50设置用于形成电感器3以及多路复用器101的电路的各种导体。在该导体中包含：用于将多路复用器101安装于印刷电路基板等母基板的表面电极、用于将带通滤波器10～40安装于多层基板50的表面电极、形成电感器3的环状的面内导体、以及在厚度方向贯通各层而形成的层间导体等。

根据本实施方式，多路复用器101具备匹配电路(在本实施方式中为电感器3)，从而不设置外接的匹配电路就能够实现通过损耗以及反射损耗的减少。

此外，在本实施方式中，由于在内置有电感器3的多层基板50安装带通滤波器10～40，因此能够实现小型化和通过损耗以及反射损耗的减少。

另外，内置有匹配电路的多路复用器也可以由安装于印刷电路基板等的匹配电路、和安装于该印刷电路基板等的带通滤波器10～40构成。

(其它的实施方式)

以上，对本发明的实施方式及其变形例所涉及的多路复用器进行了说明，但本发明并不限定于各个实施方式及其变形例。只要不脱离本发明的主旨，将本领域的技术人员想出的各种变形施加于本实施方式及其变形例而成的方式、将不同的实施方式及其变形例中的构成要素组合而构建出的方式也可以包含于本发明的一个或者多个形态的范围内。

此外，在上述说明中，以多路复用器为例进行了说明，但本发明也可以应用于如下分波器，该分波器具有：具有相互不同的n个以上(n为3以上的自然数)通带的n个带通滤波器、和被设置成n个带通滤波器共用的共用端子21。换句话说，所有带通滤波器也可以是将从共用端子21输入的接收波以规定的接收通带进行滤波并输出到接收输出端子的接收侧滤波器。

图15是其他实施方式所涉及的分波器201的整体结构图。另外，该图中，也图示了与分波器201的共用端子121连接的天线2以及匹配电路103。

该图所示的分波器201具有：具有相互不同的3个通带(Rx1～Rx3)的3个带通滤波器110～130。带通滤波器110～130各自的输入端子与共用端子121连接。

在这种分波器201中，3个带通滤波器110～130之中，通带的中心频率为最低频侧以及最高频侧的任意一个带通滤波器、即与另一个带通滤波器相比与相邻的带通滤波器的通带的中心频率的差分较大或者相等的第1个带通滤波器满足上述结构(i)或者结构(ii)，从而能够起到与实施方式同样的效果。换句话说，分波器201能够减少通过损耗以及反射损耗。

此外，在上述说明中，作为与共用端子21连接的匹配电路，以一端与共用端子21连接、另一端与接地连接的电感器3为例进行了说明。但是，匹配电路并不局限于该结构，例如，也可以如图15所示，由一端与共用端子121连接且另一端与接地连接的电感器103a、和被串联设置于天线2与共用端子121之间的电容器103b构成。

此外，本发明也可以被实现为分波器的制造方法。图16是表示分波器的制造方法的流程图。

也就是说，该分波器的制造方法是具备：具有相互不同的n个以上(n为3以上的自然数)通带的n个带通滤波器、和与n个带通滤波器共用连接的共用端子的分波器的制造方法，包括：n个带通滤波器之中，针对通带的中心频率为最低频侧以及最高频侧的任意一个带通滤波器、即与另一个带通滤波器相比与相邻的带通滤波器的通带的中心频率的差分较大或者相等的第1个带通滤波器，将通带的中心频率设为f(1)，将从共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(1)，针对n个带通滤波器之中通带与第1个带通滤波器相邻的第2个带通滤波器，将通带的中心频率设为f(2)，将从共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(2)，来形成第2个带通滤波器的工序(S10)；和设置第1个带通滤波器，以使得第1个带通滤波器针对第2个带通滤波器满足以下结构(i)或者结构(ii)的工序(S20)。

(i)在第1带通滤波器为最高频侧的带通滤波器的情况下，

B(2)×{2×f(2)-f(1)}/f(1)＜B(1)＜B(2)

(ii)在第1带通滤波器为最低频侧的带通滤波器的情况下，

B(2)＜B(1)＜B(2)×{2×f(2)-f(1)}/f(1)

具体来讲，在形成第2个带通滤波器的工序(S10)中，分别设计n个带通滤波器之中的第k个(2≤k≤n)带通滤波器，针对第k个(2≤k≤n)带通滤波器，将通带的中心频率设为f(k)，将从共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(k)，在形成第1个带通滤波器的工序中，第1个带通滤波器分别针对从第2个到第n个带通滤波器，设计为满足以下结构(iii)或者结构(iv)。

(iii)在第1带通滤波器为最高频侧的带通滤波器的情况下，

B(k)×{2×f(k)-f(1)}/f(1)＜B(1)＜B(k)

(iv)在第1带通滤波器为最低频侧的带通滤波器的情况下，

B(k)＜B(1)＜B(k)×{2×f(k)-f(1)}/f(1)

此外，具体来讲，第1个带通滤波器是具有与共用端子连接的串联臂谐振器的弹性波滤波器，在形成第1个带通滤波器的工序(S20)中，通过增减串联臂谐振器的IDT电极的对数，从而第1个带通滤波器设计为满足上述结构(i)或者上述结构(ii)。

这种分波器的制造方法例如在CAD装置等计算机中被执行。此外，该制造方法也可以通过设计者与计算机的对话操作，在该计算机中被执行。

另外，形成第2个带通滤波器的工序(S10)与形成第1个带通滤波器的工序(S20)可以被依次执行，也可以改变顺序而被执行，还可以被同时执行。

例如，通过EDA等自动工具，考虑与各频带(Band)的通过特性的要求规格相应的IDT电极的对数等构造，则这些工序(S10以及S20)也可以被同时执行。

产业上的可利用性

本发明能够作为低通过损耗并且低反射损耗的多路复用器，在移动电话等通信设备中广泛利用。

Claims

1.一种分波器，其特征在于，具有：

n个带通滤波器，其具有相互不同的n个以上的通带，其中n为3以上的自然数；和

共用端子，其被设置成所述n个带通滤波器共用，

在所述n个带通滤波器之中，针对通带的中心频率为最低频侧以及最高频侧的任意一个带通滤波器、即与通带的中心频率为最低频侧以及最高频侧的另一个带通滤波器相比与相邻的带通滤波器的通带的中心频率的差分较大或者相等的第1个带通滤波器，将通带的中心频率设为f(1)，将从所述共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(1)，

在所述n个带通滤波器之中，针对通带与所述第1个带通滤波器相邻的第2个带通滤波器，将通带的中心频率设为f(2)，将从所述共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(2)，

所述第1个带通滤波器针对所述第2个带通滤波器，满足以下结构(i)或者结构(ii)：

B(2)×{2×f(2)-f(1)}/f(1)＜B(1)＜B(2)

B(2)＜B(1)＜B(2)×{2×f(2)-f(1)}/f(1)。

2.根据权利要求1所述的分波器，其特征在于，

在所述n个带通滤波器之中，针对第k个带通滤波器，将通带的中心频率设为f(k)，将从所述共用端子来看的该中心频率处的电纳值设为B(k)，其中2≤k≤n，

所述第1个带通滤波器分别针对从所述第2个到第n个带通滤波器，满足以下结构(iii)或者结构(iv)：

B(k)×{2×f(k)-f(1)}/f(1)＜B(1)＜B(k)

B(k)＜B(1)＜B(k)×{2×f(k)-f(1)}/f(1)。

3.根据权利要求1所述的分波器，其特征在于，

所述第1个带通滤波器是具有与所述共用端子连接的串联臂谐振器的弹性波滤波器。

4.根据权利要求2所述的分波器，其特征在于，

5.根据权利要求3所述的分波器，其特征在于，

所述第1个带通滤波器还具有被连接于所述串联臂谐振器的一个节点与基准端子之间的并联臂谐振器。

6.根据权利要求4所述的分波器，其特征在于，

7.根据权利要求1～6的任意一项所述的分波器，其特征在于，

所述分波器还具备与所述共用端子连接的匹配电路，

所述第1个带通滤波器在没有基于所述匹配电路的匹配的状态下，针对所述第2个带通滤波器，满足所述结构(i)或者所述结构(ii)。

8.根据权利要求7所述的分波器，其特征在于，

所述匹配电路是一端与所述共用端子连接、另一端与基准端子连接的电感器，

所述电感器被内置于多层基板，

所述n个带通滤波器被安装在所述多层基板上。