CN101800861B - 固态图像摄取器件和相机系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了固态图像摄取器件和相机系统。该固态图像摄取器件包括像素单元和像素读取单元，在该像素单元中布置了具有不同灵敏度的多个光电转换元件，该像素读取单元被配置为读取来自像素单元中的多个光电转换元件的输出信号并将其相加，并获得表面上来自一个像素的输出信号。像素单元包括吸收单元，该吸收单元被配置为吸收来自高灵敏度的光电转换元件的溢出电荷。

Description

固态图像摄取器件和相机系统
技术领域
本发明涉及以互补金属氧化物半导体(CMOS)图像传感器为代表的固态图像摄取器件，并涉及相机系统。
背景技术
近年来，CMOS图像传感器取代电荷耦合器件(CCD)而作为固态图像摄取器件(图像传感器)已经越来越引起注意。
这是因为CMOS图像传感器克服了以下问题。
即，这些问题包括：制作CCD像素需要专用的制造工艺，其操作需要多个电源电压，并且需要使得以组合方式操作多个外围集成电路(IC)。
CMOS图像传感器克服了CCD的这些各种问题，例如系统变得非常复杂。
CMOS图像传感器可以使用与制造一般CMOS IC的工艺类似的制造工艺来制造。此外，CMOS图像传感器可由单个电源驱动。此外，使用CMOS工艺的模拟电路和逻辑电路可被混合在单个芯片中。
因此，可以减少在CMOS图像传感器中的外围IC的数目。即，CMOS传感器具有多个很大的优点。
CCD的输出电路一般是使用具有浮动扩散层的浮动扩散部(FD)放大器的1通道(ch)输出。
与之不同，CMOS图像传感器在每一个像素中都具有FD放大器，并且一般使用列并行输出方案，该方案从像素阵列中选择一行，并且同时在列方向上从该行读取并输出信号。
因为使用布置在各像素中的FD放大器难以获得足够驱动功率，所以有必要使数据率降低。从这个意义上讲，并行处理被认为是有利的。
这种CMOS图像传感器已被广泛用作诸如数码相机、便携式摄像机、监控相机之类的图像捕捉设备以及车载相机中的图像摄取器件。
将来自具有不同灵敏度的多个光电二极管(PD)的输出信号相加并将和信号作为来自一像素的输出信号来输出的技术作为实现具有高动态范围的CMOS图像传感器的方法是有效的。特别地，掩埋式光电二极管(BPD，buried photodiode)被广泛地用作PD。由于诸如在其上形成PD的衬底的表面上的悬空键之类的缺陷导致存在表面能级(surface level)，所以因热能的缘故导致生成了大量电荷(暗电流)。其结果是，变得难以读取正确信号。在BPD的情况下，PD的电荷聚积部分被掩埋在衬底中。这样，引入信号中的暗电流量得以降低。
通过改变曝光时间或者通过提供中性(ND)滤光片可以改变PD的灵敏度。
该方法具有以下优点：
可以实现比通过仅仅使用大像素实现的动态范围高的动态范围；并且
虽然输出相对于入射光量是非线性的，但是可容易地将输出改变回成线性。当获得彩色图像时，很容易执行彩色处理。
发明内容
当存在来自高灵敏度的BPD的溢出电荷(overflow electric charge)时，溢出电荷流入低灵敏度的BPD。因而变得难以输出正确数据。
与之不同，当曝光时间被减少为使得不会生成溢出电荷并且高灵敏度的BPD不会饱和时，动态范围得不到延伸。
本发明提供了一种固态图像摄取器件和相机系统，其能够吸收来自高灵敏度的光电转换元件的溢出电荷，能够实现正确的数据输出，并且能够实现高动态范围。
根据本发明一个实施例的固态图像摄取器件包括像素单元和像素读取单元，在该像素单元中布置了具有不同灵敏度的多个光电转换元件，该像素读取单元被配置为读取来自像素单元中的多个光电转换元件的输出信号并将其相加，并获得表面上来自一个像素的输出信号。像素单元包括吸收单元，该吸收单元被配置为吸收来自高灵敏度的光电转换元件的溢出电荷。
根据本发明一个实施例的相机系统包括：固态图像摄取器件；光学系统，被配置为在固态图像摄取器件上形成拍摄对象的图像；以及信号处理电路，被配置为对固态图像摄取器件的输出图像信号进行处理。固态图像摄取器件包括像素单元和像素读取单元，在该像素单元中布置了具有不同灵敏度的多个光电转换元件，该像素读取单元被配置为读取来自像素单元中的多个光电转换元件的输出信号并将其相加，并获得表面上来自一个像素的输出信号。像素单元包括吸收单元，该吸收单元被配置为吸收来自高灵敏度的光电转换元件的溢出电荷。
根据本发明一个实施例，可以吸收来自高灵敏度的光电转换元件的溢出电荷；可以实现正确的数据输出；并且可以实现高动态范围。
附图说明
图1是图示出根据本发明一个实施例的CMOS图像传感器(固态图像摄取器件)的结构示例的示图；
图2是图示出根据本实施例的CMOS图像传感器的像素电路的示例的示图；
图3是图示出根据第一实施例的像素电路的布置示例的示图；
图4是图示出来自每一个像素的输出的示例的曲线图；
图5是图示出溢出电荷的生成的示图；
图6A和6B是描述了第一实施例的溢出路径的示图；
图7是描述了第一实施例的溢出路径并且图示了沿着图6A所示的线VIB-VIB的电子电位的示图；
图8包括描述了第一实施例的溢出路径并且图示了沿着图6B所示的线VIII-VIII的电位的示图；
图9包括根据第一实施例、图示出各个BPD的灵敏度根据曝光时间而改变的情况的示例的时序图；
图10包括根据第一实施例、图示出通过提供中性(ND)滤光片等来改变各个BPD的灵敏度的情况的示例的时序图；
图11A和11B是描述了第二实施例的溢出路径的示图；
图12是描述了第二实施例的溢出路径并且图示了沿着图11A所示的线XIB-XIB的电子电位的示图；
图13包括描述了第二实施例的溢出路径并且图示了沿着图11B所示的线XIII-XIII的电位的示图；
图14A和14B是描述了第三实施例的溢出路径的示图；
图15包括描述了第三实施例的溢出路径并且图示了沿着图14A所示的线XIVB-XIVB的电子电位的示图；
图16包括描述了第三实施例的溢出路径并且图示了沿着图14B所示的线XVI-XVI的电位的示图；
图17包括根据第三实施例、图示出各个BPD的灵敏度根据曝光时间而改变的情况的示例的时序图；
图18包括根据第四实施例、图示出通过提供ND滤光片等来改变各个BPD的灵敏度的情况的示例的时序图；
图19是图示出在具有不同灵敏度的四个BPD由一个浮动扩散部(FD)共享的情况下、根据第四实施例的像素电路的布置示例的示图；
图20包括根据第四实施例的示例性时序图；
图21A和21B是描述了第五实施例的溢出路径的示图；
图22包括描述了第五实施例的溢出路径并且图示了沿着图21A所示的线XXIB-XXIB的电子电位的示图；
图23是图示出根据第六实施例的像素电路的布置示例的示图；
图24A和24B是描述了第六实施例的溢出路径的示图；
图25是描述了第六实施例的溢出路径并且图示了沿着图24A所示的线XXIVB-XXIVB的电子电位的示图；
图26是图示出根据第七实施例的CMOS图像传感器的像素电路的示例的示图；
图27是图示出根据第七实施例的像素电路的布置示例的示图；
图28A和28B是描述了第七实施例的溢出路径的示图；
图29包括描述了第七实施例的溢出路径并且图示了沿着图28A所示的线XXVIIIB-XXVIIIB的电子电位的示图；
图30是图示出根据第八实施例、包括列并行模数转换器(ADC)的固态图像摄取器件(CMOS图像传感器)的结构示例的框图；以及
图31是图示出应用了根据本发明一个实施例的固态图像摄取器件的相机系统的配置示例的示图。
具体实施方式
将参考附图描述本发明的实施例。
将按如下顺序给出描述。
1.第一实施例
2.第二实施例
3.第三实施例
4.第四实施例
5.第五实施例
6.第六实施例
7.第七实施例
8.第八实施例
9.第九实施例
1.第一实施例
图1是图示出根据本发明一个实施例的CMOS图像传感器(固态图像摄取器件)的结构示例的示图。
CMOS图像传感器100包括像素阵列部件110、用作像素驱动单元的行选择电路(Vdec)120、以及列读取电路(AFE)130。
像素阵列部件110包括多个像素电路110A，这些像素电路110A被布置成M行×N列的二维(矩阵)。
布置在像素阵列部件110中的复位控制线LRST、传输控制线LTRG和选择控制线LSEL被成组为针对每一行像素排列的集合。
复位控制线LRST、传输控制线LTRG和选择控制线LSEL由行选择电路120来驱动。
行选择电路120对布置在像素阵列部件110中任意一行上的像素的操作进行控制。行选择电路120通过控制线LSEL、LRST和LTRG来控制这些像素。
图2是图示出根据本实施例的CMOS图像传感器的像素电路的示例的示图。
像素电路110A包括用于执行光电转换的四个BPD 111a至111d。
像素电路110A包括分别为BPD 111a至111d提供的传输晶体管(TG)112a至112d。像素电路110A还包括作为有源元件的复位晶体管113、放大晶体管114和选择晶体管115。
像素电路110A被形成为共享像素电路，其中，四个BPD 111a至111d共享复位晶体管113、放大晶体管114和选择晶体管115。
当像素电路110A被布置成M行×N列的二维时，提供了M条控制线LRST、M条控制线LSEL和4M条控制线LTRG。
BPD 111a至111d执行将入射光转换为电荷(在这个情况中为电子)的光电转换，其中，电荷量与入射光量相对应。
BPD 111a至111d分别经由传输晶体管112a至112d连接到浮动扩散部FD。
传输控制线LTRGa至LTRGd分别连接到传输晶体管112a至112d的栅极。
传输晶体管112a至112d根据传输控制线LTRGa至LTRGd的电位将BPD 111a至111d执行光电转换获得的电子传输到浮动扩散部FD。
复位晶体管113连接在电源线LVDD和浮动扩散部FD之间。
复位晶体管113根据施加到复位控制线LRST的电位而将浮动扩散部FD的电位复位为电源线LVDD的电位VDD。
放大晶体管114的栅极连接到浮动扩散部FD。
放大晶体管114经由选择晶体管115连接到信号线LVSL。
当选择晶体管115根据选择控制线LSEL而被导通时，放大晶体管114将与浮动扩散部FD的电位相对应的信号输出到信号线LVSL。
从每一个像素输出的电压通过信号线LVSL而被输出到列读取电路130。
列读取电路130将输出到信号线LVSL的模拟信号转换为数字信号并输出该数字信号。
下文中，将描述聚积在BPD中的电荷包括电子的情况。但是，本发明的实施例还适用于电荷包括空穴的情况。在那种情况下，仅需要切换P型半导体和N型半导体。
图3是图示出根据本实施例的像素电路的布置示例的示图。
在图3的示例中，在每个像素中，BPD 111a至111d被布置成2×2的方形。浮动扩散部FD被布置在四个BPD 111a至111d的中心。
列读取电路130包括设在每个列中的模数转换器(ADC)。
BPD 111a至111d具有不同的灵敏度a至d。例如通过提供ND滤光片并改变入射光量或者通过改变曝光时间来改变BPD 111a至111d的灵敏度。
由BPD 111a至111d检测到的信号被每一列中的ADC相加，并且和信号被输出。
图4是图示出来自每一个像素的输出的示例的曲线图。
在图4中，横坐标表示入射光量，并且纵坐标表示输出信号。
图4图示了如下情况：其中，在从BPD 111a至111d读取信号时ADC的分辨率为10比特，并且BPD 111a至111d的灵敏度比率a∶b∶c∶d为a∶b∶c∶d＝8∶4∶2∶1。
传感器的动态范围是由可读取的光量的最大值和最小值确定的。
根据第一实施例的结构，虽然可读取的光量的最小值保持基本不变，但是最大值增大了八倍。因此，能够延伸动态范围。
但是，将由具有不同灵敏度的BPD 111a至111d检测到的信号相加的方法具有如下问题：具有高灵敏度的BPD随着光量增大而变得饱和，从而导致溢出电荷的生成。
例如，在图4中，当光量在1×到2×的范围内时，如图5所示，在BPD 111a中生成了溢出电荷。
除非溢出电荷被吸收，否则溢出电荷流入周围像素。因而变得难以获得正确的输出值。
与之形成对比，在第一实施例中，从每一个BPD 111到浮动扩散部FD的溢出路径OFP被设置为吸收单元，并且在每一个BPD 111中生成的溢出电荷被放电到浮动扩散部FD。
吸收单元是通过使用对每一个BDP 111中的溢出电荷进行吸收的溢出路径来形成的。
图6A和6B是描述了第一实施例的溢出路径的示图。图6A是根据第一实施例的像素的俯视图，而图6B是沿图6A中图示出的线VIB-VIB取的BPD 111、传输晶体管(TG)112和浮动扩散部FD的截面图。
此外，图7是描述了第一实施例的溢出路径并且图示出沿图6A所图示的线VIB-VIB的电子电位的示图。
图8包括描述了第一实施例的溢出路径的示图和图示出沿图6B所示的线VIII-VIII的电位的示图。
图8图示了在传输晶体管(TG)112的传输门(transfer gate)下方的电位。
在第一实施例中，在BPD 111中生成的溢出电荷通过设在传输晶体管(TG)112中的溢出路径而被放电到浮动扩散部FD。
向浮动扩散部FD供给正电位(例如，电源电压)。溢出电荷被从浮动扩散部FD放电。
通过在传输晶体管(TG)112中提供溢出路径，可以对溢出电荷进行放电而没有增大面积。
当利用N型来掺杂传输晶体管(TG)112的栅极(传输门)的栅极多晶硅(poly-Si)时，希望在截止状态中向传输控制线LTRG施加负电位(例如，-1V)，或者利用P型来掺杂传输门的栅极多晶硅并施加0V。
由于诸如晶体管界面处的悬空键之类的缺陷导致存在表面能级，所以通过热能而生成了大量电荷。
因此，如果在晶体管界面处存在溢出路径，则从表面能级生成的电荷流入BPD 111，并且变得难以读取正确数据。
与之形成对比，当向传输门施加负电压时(或者当栅极多晶硅被制成P型时)，如图8所示，在传输门的晶体管界面处的电位变高，并且空穴被聚积。
因此，可以抑制在晶体管界面处生成电荷。
但是，如果增大在晶体管界面处的电位，则变得难以在晶体管界面处提供溢出路径。
因此，第一实施例的溢出路径被设置在比传输晶体管(TG)112的晶体管界面(Si-SiO2界面)深的位置处，如图6B和图8所示。
例如，当BPD 111的深度为2到4μm并且浮动扩散部FD的深度约为0.4μm时，将溢出路径OFP设置在约为0.2到0.5μm的深度处。
这样，可以防止因表面能级所致的噪声引入。
此外，由于溢出路径OFP足够远离沟道(例如，200到300nm)，所以对于电荷的传输不会产生影响。可以通过注入使得硅成为N型半导体的诸如As之类的非常少量的杂质来形成溢出路径OFP。
图7是图示出在水平方向和深度方向上VIB-VIB截面中的电子电位的示图。
第一实施例的溢出路径被形成为使得与外围部分相比电子电位局部变低。
这样，如果在BPD 111中聚积的电荷超过一定量，超过量就通过溢出路径被放电到浮动扩散部FD。
图9和10的部分(A)至(F)是根据第一实施例的时序图。
图9的部分(A)至(F)图示了根据曝光时间而改变BPD 111a至111d的灵敏度a至d的情况的示例。
BPD 111a至111d之间的灵敏度比率是根据曝光时间来确定的：a∶b∶c∶d＝Ta∶Tb∶Tc∶Td。
与之形成对比，图10的部分(A)至(F)图示了通过例如提供ND滤光片来改变BPD 111a至111d的灵敏度a至d的示例。
在这种情况下，BPD 111a至111d的曝光时间被使得等于T。
在曝光时段期间，复位控制线LRST被使得处在高电平(H)，从而导通复位晶体管113。因此，电源电位VDD被提供给浮动扩散部FD。
当从BPD 111读取电荷时，必须关断复位晶体管113并将浮动扩散部FD与电源线LVDD分开。
因此，如果不按适当顺序执行读取，则通过溢出路径OFP放电到浮动扩散部FD的溢出电荷OFC被引入从BPD 111传输到浮动扩散部FD的电荷中。因此，在第一实施例中，按灵敏度的降序来执行从BPD 111的读取。
例如，当灵敏度的水平满足关系a＞b＞c＞d时，按灵敏度的降序从BPD111a至111d读取信号：BPD 111a、BPD 111b、BPD 111c和BPD 111d。
这样，即使在溢出电荷OFC被引入从BPD 111传输来的电荷中时，也可从ADC获得正确的输出值。
例如，当相对于光量的输出值具有图4所示的特性时，在入射光量为2×到4×的条件下，可在BPD 111a和BPD 111b中生成溢出电荷OFC。
但是，BPD 111c和BPD 111d并未饱和，并且没有生成溢出电荷。
在这个条件下，当首先从BPD 111a读取电荷时，来自BDP 111b的溢出电荷OFC被引入到浮动扩散部FD中。但是，由于BPD 111a的输出已饱和，所以从ADC读取的值保持1024而未改变。
接着，当从BPD 111b读取信号时，已经从BPD 111a读取电荷，并且BDP 111a未饱和。因此，没有发生溢出电荷OFC的引入。
类似地，当从BPD 111c以及从BPD 111d读取电荷时，由于不存在饱和的BPD 111，所以没有发生溢出电荷OFC的引入。
于是，来自ADC的输出值不受溢出电荷的影响，并且可以获得正确的输出值。
如上所述，根据第一实施例，在通过将来自具有不同灵敏度的多个BPD的输出相加而延伸了其动态范围的CMOS图像传感器中能够实现以下优点。
根据第一实施例，即使在具有高灵敏度的BDP饱和的条件下，也可通过将来自BPD的溢出电荷放电到电源来获得正确的输出值。
通过使用传输晶体管112和浮动扩散部FD作为溢出路径OFP，可适当地处理溢出电荷而没有增大面积。
通过将溢出路径OFP与晶体管界面分开，可以防止因表面能级所致的噪声引入。
通过以灵敏度的降序从各BPD读取信号，防止了溢出电荷被引入浮动扩散部FD，并且可获得正确的输出值。
虽然上面已经描述了使用BPD作为用于执行光电转换的元件的情况，但是在使用非掩埋式PD的情况下，第一实施例也是有效的。
已经描述了来自BPD的信号被通过使用ADC来读取并被相加的情况。可替代地，在来自BPD的信号被同时读取到浮动扩散部FD并被相加的情况下，通过使用传输晶体管和浮动扩散部来处理溢出电荷OFC的方法也是有效的。
2.第二实施例
接下来，将描述本发明的第二实施例。
根据第二实施例的CMOS图像传感器的整体结构可以是图1所示的结构，如同第一实施例中一样。
根据第二实施例的像素电路的结构可以是图2所示的结构，如同第一实施例中一样。
根据第二实施例的像素电路的布置可以是图3所示的布置，如同第一实施例中一样。
根据第二实施例的BPD 111a至111d的灵敏度a至d不相同，如同第一实施例中一样。
根据第二实施例的像素的输出信号和动态范围与第一实施例相同，如图4所示。
此外，在第二实施例中，从具有高灵敏度的BPD 111生成了溢出电荷，如图5所示。
图11A和11B是描述了第二实施例的溢出路径的示图。
图11A是根据第二实施例的像素的俯视图，图11B是沿着图11A所示的线XIB-XIB取的BPD 111、传输晶体管(TG)112和浮动扩散部FD的截面图。
此外，图12是描述第二实施例的溢出路径并图示出沿着图11A所示的线XIB-XIB的电子电位的示图。
图13包括描述了第二实施例的溢出路径并图示出沿着图11B所示的线XIII-XIII的电位的示图。
图13图示了在传输晶体管(TG)112的传输门下方的电位。
在第二实施例中，同样地，在BPD 111中生成的溢出电荷OFC通过在作为传输晶体管112的传输门处形成的溢出路径OFP而被放电到浮动扩散部FD。
正电位(例如，电源电压)被提供给浮动扩散部FD。溢出电荷被从浮动扩散部FD放电。
通过在传输晶体管112中提供溢出路径，可以使溢出电荷放电而没有增大面积。
此外，在第二实施例中，如同在第一实施例中一样，当用N型掺杂传输门的栅极多晶硅时，希望在截止状态中向传输控制线LTRG施加负电位(例如，-1V)，或者用P型掺杂传输门的栅极多晶硅并施加0V。
如果晶体管界面处的电位增大，则变得难以在晶体管界面处提供溢出路径。
因此，第二实施例的溢出路径OFP被设置在比传输晶体管(TG)112的晶体管界面(Si-SiO2界面)稍深的位置处，如图11B所示。
例如，当BPD 111的深度为2到4μm并且浮动扩散部FD的深度约为0.4μm时，溢出路径OFP被设置在约为50到100nm的深度处。
该深度可以根据工艺而改变。基本而言，比BPD表面上的PD结稍深的位置是所希望的。
这样，可以防止因表面能级所致的噪声引入。
此外，可以提高在导通传输晶体管112(传输门)并传输电荷时的传输效率。溢出路径OFP可通过注入使得硅成为N型半导体的极少量的杂质(例如，As)来形成。
图12是图示出在水平方向和深度方向上在XIB-XIB截面中的电位的示图。
第二实施例的溢出路径被形成为使得与周围部分相比电子电位局部变低。
这样，如果在BPD 111中聚积的电荷超过了一定量，则超过量通过溢出路径OFP被放电到浮动扩散部FD。
根据第二实施例的时序图与第一实施例中的时序图相同，如图9和10的部分(A)至(F)所示。
如上所述，根据第二实施例，可在通过将来自具有不同灵敏度的多个BPD的输出相加而延伸了其动态范围的CMOS图像传感器中实现以下优点。
根据第二实施例，即使在具有高灵敏度的BDP饱和的条件下，也可通过将来自BPD的溢出电荷放电到电源来获得正确的输出值。
通过使用传输晶体管112和浮动扩散部FD作为溢出路径OFP，可适当地处理溢出电荷OFC而没有增大面积。
通过将溢出路径OFP与晶体管界面分开，可以防止因表面能级所致的噪声引入。
通过以灵敏度的降序从各BPD读取信号，可以防止溢出电荷OFC被引入浮动扩散部FD，并且可获得正确的输出值。
虽然上面已经描述了使用BPD作为用于执行光电转换的元件的情况，但是在使用非掩埋式PD的情况下，第二实施例也是有效的。
已经描述了来自BPD的信号被通过使用ADC来读取并被相加的情况。
可替代地，在来自BPD的信号被同时读取到浮动扩散部FD并被相加的情况下，通过使用传输晶体管(TG)112和浮动扩散部来处理溢出电荷OFC的方法也是有效的。
3.第三实施例
接下来，将描述本发明的第三实施例。
根据第三实施例的CMOS图像传感器的整体结构可以是图1所示的结构，如同第一实施例中一样。
根据第三实施例的像素电路的结构可以是图2所示的结构，如同第一实施例中一样。
根据第三实施例的像素电路的布置可以是图3所示的布置，如同第一实施例中一样。
根据第三实施例的BPD 111a至111d的灵敏度a至d并不相同，如同第一实施例中一样。
根据第三实施例的像素的输出信号和动态范围与第一实施例相同，如图4所示。
图14A和14B是描述第三实施例的溢出路径的示图。
图14A是根据第三实施例的像素的俯视图，图14B是沿着图14A所示的线XIVB-XIVB取的BPD 111、传输晶体管(TG)112和浮动扩散部FD的截面图。
此外，图15包括描述了第三实施例的溢出路径并图示了沿着图14A所示的线XIVB-XIVB的电子电位的示图。
图16包括描述了第三实施例的溢出路径并且图示了沿着图14B所示的线XVI-XVI的电位的示图。
图16图示了在传输晶体管(TG)112的传输门下方的电位。
在第三实施例中，溢出电荷OFC通过用作溢出路径OFP的传输晶体管112的晶体管界面而被放电到浮动扩散部FD，如图14A至16所示。
具体而言，传输晶体管112的沟道的电位降低了。
这样，如果在BPD 111中聚积的电荷超过了一定量，则超过量通过传输晶体管(TG)112的沟道而被放电到浮动扩散部FD。
但是，当晶体管界面用作溢出路径OFP时，在表面能级处生成的电荷被引入到BPD 111中。
已知，通过利用氢H或氘D来端接(terminate)晶体管界面的缺陷能级可以极大地抑制在表面能级处电荷的生成。
但是，当端接处理不充分或者当所端接的H或D脱落时，缺陷能级残留。其结果是，在表面能级处发生的噪声被引入到一些BPD 111中。
因此，在第三实施例中，如图14B和图16所示，BPD 111在传输门下面被延伸，并且在从BPD 111到沟道的垂直方向上设置溢出路径OFP。
此外，BPD 111与晶体管界面之间的电位被使得在溢出路径OFP中最高。
通过如上所述在晶体管界面和BPD 111之间提供壁垒，抑制了在晶体管界面处生成的电荷被引入到BPD 111中。
BPD 111与晶体管界面之间的壁垒被设置为接近晶体管界面。当向传输控制线LTRG施加正电位时，壁垒的电位极大地改变。因此，在传输时没有发生任何错误。此外，针对未饱和的BPD 111，通过向传输控制线LTRG施加负电位，可以防止在晶体管界面处生成电荷。
在第三实施例中，如图14A至16所示，通过向与高灵敏度的饱和BPD 111相连的传输晶体管(TG)112的栅极施加正电位或地电位(例如，0V)来导通溢出路径OFP。通过向与低灵敏度的BPD 111相连的传输晶体管112的栅极施加负电位(例如，-1V)来抑制从表面能级生成电子。
这样，虽然来自表面能级的噪声可被引入具有高灵敏度的BPD 111，但是噪声几乎不会被引入具有低灵敏度的BPD 111。
因此，可通过对具有高灵敏度的BPD 111的输出与具有低灵敏度的BPD 111的输出进行比较来判断来自表面能级的噪声是否被引入具有高灵敏度的BPD 111。
例如，假设BPD 111a与BPD 111b之间的灵敏度比率为a∶b＝2∶1，并且用Sa和Sb表示从BPD 111a和BPD 111b读取的信号。当进入BPD111a的入射光与进入BPD 111b的入射光相同时，考虑到噪声，Sa与Sb之间的关系如下所示：
2(Sb-Sb1/2-1)＜Sa＜2(Sb+Sb1/2+1)    (1)
因此，当Sa＞2(Sb+Sb1/2+1)时，判定来自表面能级的电荷被引入。因此，可以校正输出值。
实际上，因为进入各个BPD 111的入射光量并不完全相等，并且光量因拍摄对象或图像摄取器件自身移动而改变，所以Sa与Sb之间的关系可能与式(1)不同。因此希望提供某一裕度。
例如，当提供了大约20％的裕度时，如果输出值Sa相对于输出值Sb变为Sa＞2.4(Sb+Sb1/2+1)，则输出值Sa被校正。
图17的部分(A)至(F)和图18的部分(A)至(F)是根据第三实施例的示例性时序图。
图17的部分(A)至(F)图示了根据曝光时间改变BPD 111a至111d的灵敏度a至d的情况的示例。
BPD 111a至111d之间的灵敏度比率是根据曝光时间来确定的：a∶b∶c∶d＝Ta∶Tb∶Tc∶Td。
与之形成对比，图18的部分(A)至(F)图示了通过提供例如ND滤光片来改变BPD 111a至111d的灵敏度a至d的情况的示例。
BPD 111a至111d的曝光时间被使得等于T。
在图17和18中，图示了灵敏度水平满足关系a＞b＞c＞d的情况。
在BPD 111a、BPD 111b和BPD 111c中，传输晶体管112的栅极电压在复位之后被增大，以便导通溢出路径OFP。
与之不同，在BPD 111d中，施加到传输晶体管(TG)112的栅极的电压即使在复位之后也维持在低电平，并且防止了来自表面能级的噪声被引入到BPD 111d中。
在读取时段中，施加到所有的传输晶体管112a至112d(TRGa至TRGd)的栅极的电压维持在低电平，从而关断溢出路径OFP。
这样，防止了溢出电荷在读取时段中被引入到浮动扩散部FD。
在曝光时段中，复位控制线LRST被维持在高电平(H)，从而导通复位晶体管113。因此，电源电压VDD被提供给浮动扩散部FD。
在图17和18的示例中，甚至在复位各个BPD 111a至111d之前，各个传输晶体管112a至112d的溢出路径OFP就被导通。因此，溢出电荷OFC被放电到浮动扩散部FD。
这防止了在BPD 111a至111d在复位之前饱和的情况下将溢出电荷OFC引入到BPD 111a至111d。
例如，当BPD 111b饱和时，除非在BPD 111b中生成的溢出电荷被吸收，否则溢出电荷在从BPD 111a的复位到BPD 111b的复位的时段中被引入到BPD 111a。
如图17和18所示，通过在复位各个BPD 111a至111d之前的时段中导通溢出路径OFP，可以防止溢出电荷OFC被引入到BPD 111a至111d中。
如上所述，根据第三实施例，在通过将来自具有不同灵敏度的多个BPD的输出相加而延伸其动态范围的CMOS图像传感器中可以实现以下优点。
根据第三实施例，即使在具有高灵敏度的BPD饱和的条件下，通过将溢出电荷从BPD放电到电源也可以获得正确的输出值。
通过使用传输晶体管112和浮动扩散部FD作为溢出路径OFP，可以适当地处理溢出电荷OFC而没有增大面积。
通过向与低灵敏度的BPD相连的传输晶体管112的栅极施加低电压，可以防止来自晶体管界面的表面能级的噪声被引入BPD，并且可以获得正确的输出值。
即使在来自表面能级的噪声被引入到具有高灵敏度的BPD中时，通过使用从具有低灵敏度的BPD读取的输出值执行校正也可以获得正确输出。
4.第四实施例
接下来，将描述本发明的第四实施例。
根据第四实施例的CMOS图像传感器的整体结构可以是图1所示的结构，如同第一至第三实施例中一样。
根据第四实施例的像素电路的结构可以是图2所示的结构，如同第一至第三实施例中一样。
根据第四实施例的BPD 111a至111d的灵敏度a至d不相同，如同第一实施例中一样。
根据第四实施例的像素的输出信号和动态范围与第一实施例相同，如图4所示。
此外，在第四实施例中，从具有高灵敏度的BPD 111生成了溢出电荷，如图5所示。
第四实施例的溢出路径与第三实施例中的相同。如图14A至16所示，溢出电荷通过用作溢出路径的传输晶体管112的晶体管界面而被放电到浮动扩散部FD。
此外，可通过使用低灵敏度的BPD 111的输出来校正来自高灵敏度的BPD 111的输出这一点与第三实施例相同。
在根据第四实施例的像素电路中，高灵敏度的BPD 111与低灵敏度的BPD 111被布置成彼此邻接。
图19是图示出在具有不同灵敏度的四个BPD 111a至111d由一个浮动扩散部(FD)共享的情况下，根据第四实施例的像素电路的布置示例的示图。
图19图示了BPD 111a至111d的灵敏度水平满足关系a＞b＞c＞d的情况。
在这种情况下，具有最高灵敏度的BPD 111a在垂直方向上和水平方向上仅与BPD 111c和BPD 111d相邻，但是不与BPD 111a和BPD 111b相邻。
利用这种结构，在BPD 111a或BPD 111b中生成的大多数溢出电荷都流入相邻的BPD 111c或BPD 111d中，并且几乎没有溢出电荷流入BPD111a和BPD 111b。
图20的部分(A)至(F)是根据第四实施例的示例性时序图。
在第四实施例中，BPD 111a至111d的灵敏度a至d根据曝光时间而改变。BPD 111a至111d之间的灵敏度比率是根据曝光时间来确定的：a∶b∶c∶d＝Ta∶Tb∶Tc∶Td。
在BPD 111a、BPD 111b和BPD 111c中，传输晶体管112的栅极电压在复位之后被增大，以便导通溢出路径OFP。
在从BPD 111a被复位之时到BPD 111c被复位之时的时段中，负电位(例如，-1V)被施加到BPD 111a的传输门。
在从BPD 111b被复位之时到BPD 111c被复位之时的时段中，负电位被施加到BPD 111b的传输门。
这样，缩短了从晶体管界面生成电荷的时段，并且抑制了向BPD 111引入电荷。
由于在负电压被施加到BPD 111a和BPD 111b的传输门的时段中，溢出路径关闭，所以溢出电荷流入相邻的BPD 111c和BPD 111d。
注意，负电位被施加到BPD 111a和BPD 111b的传输门的时段在对BPD 111c和BPD 111d进行复位之前。
如果溢出电荷流入BPD 111c和BPD 111d，则所有溢出电荷都通过复位而被放电到电源，并且电荷未被引入到要获得的信号中。
与此同时，在复位BPD 111c和BPD 111d之前的时段中，正电位或地电位(0V)被施加到BPD 111c和BPD 111d的传输门。因此，溢出路径被开启。
因此，即使在BPD 111c和BPD 111d饱和时，溢出电荷也通过浮动扩散部FD被放电到电源。
如上所述，根据第四实施例的像素电路的布置和驱动方法，除了第三实施例的优点之外，还减少了在晶体管界面处生成且被引入到高灵敏度的BPD的电荷量，从而获得正确的输出值。
5.第五实施例
接下来，将描述本发明的第五实施例。
根据第五实施例的CMOS图像传感器的整体结构可以是图1所示的结构，如同第一实施例中一样。
根据第五实施例的像素电路的结构可以是图2所示的结构，如同第一实施例中一样。
根据第五实施例的像素电路的布置可以是图3所示的布置，如同第一实施例中一样。
根据第五实施例的BPD 111a至111d的灵敏度a至d并不相同，如同第一实施例中一样。
根据第五实施例的像素的输出信号和动态范围与第一实施例相同，如图4所示。
在第五实施例中，在BPD 111中生成的溢出电荷被垂直溢出沟(VOD，vertical overflow drain)吸收。
图21A和21B是描述了第五实施例的溢出路径的示图。
图21A是根据第五实施例的像素的俯视图，图21B是沿着图21A所示的线XXIB-XXIB取的BPD 111、传输晶体管(TG)112和浮动扩散部FD的截面图。
此外，图22包括描述了第五实施例的溢出路径并且图示了沿着图21A所示的线XXIB-XXIB的电子电位的示图。
如图21B和22所示，在第五实施例中，通过使用P阱和N衬底作为溢出路径OFP来将溢出电荷OFC放电到N衬底。
具体而言，衬底电压VSUB的电位被设定为使得在围绕BPD 111的P阱中，将BPD 111的N+与N衬底分开的部分变为最低。
这样，如果在BPD 111中聚积的电荷超过一定量，则超过量通过VOD而被放电到N衬底。
与之不同，当在BPD 111未饱和的条件下使用BPD时，无需从溢出路径对溢出电荷进行放电。
在这种情况下，通过降低施加到N衬底的电压，衬底电压VSUB的电位被设定为使得BPD 111与N衬底之间的P阱的电位变高。这样，可以增大BPD 111中的饱和电子的数目。
如上所述，根据第五实施例，在通过将来自具有不同灵敏度的多个BPD的输出相加而延伸其动态范围的CMOS图像传感器中可以实现以下优点。
根据第五实施例，即使在高灵敏度的BPD饱和的条件下，也可通过将溢出电荷从BPD放电到电源来获得正确的输出值。
此外，通过依据BPD是否饱和而改变将BPD的N+与N衬底分开的P阱的电位，当BPD不饱和时可以增大BPD中的饱和电子的数目。
6.第六实施例
接下来，将描述本发明的第六实施例。
根据第六实施例的CMOS图像传感器的整体结构可以是图1所示的结构，如同第一实施例中一样。
根据第六实施例的像素电路的结构可以是图2所示的结构，如同第一实施例中一样。
图23是图示出根据第六实施例的像素电路的布置示例的示图。
在图23的示例中，在每个像素中，BPD 111a至111d被布置成2×2的方形。浮动扩散部FD被布置在BPD 111a至111d的中心。列读取电路130包括设在每一列中的ADC。
BPD 111a至111d具有不同的灵敏度a至d。例如可通过提供ND滤光片并改变入射光量或者通过改变曝光时间来改变BPD 111a至111d的灵敏度。
由BPD 111a至111d检测到的信号被每一列中的ADC相加，并且和信号被输出。对溢出电荷进行放电的水平溢出沟(HOD)与各个BPD 111相连。HOD由相邻BPD 111共享。
在第六实施例中，通过使用水平溢出沟(HOD)作为溢出路径来放电在各个BPD 111中生成的溢出电荷。
图24A和24B是描述了第六实施例的溢出路径的示图。
图24A是根据第六实施例的像素的俯视图，图24B是沿着图24A所示的线XXIVB-XXIVB所取的BPD 111、传输晶体管(TG)112和浮动扩散部FD的截面图。
此外，图25是描述了第六实施例的溢出路径并且图示了沿着图24A所示的线XXIVB-XXIVB的电子电位的示图。
将参考图25描述根据第六实施例的对像素中的溢出电荷进行放电的方法。
在围绕BPD 111的P阱中，将BPD 111的N+与HOD的N+分开的部分的电位最低。
这样，如果在BPD 111中聚积的电荷超过一定量，则超过量通过HOD而被放电到N衬底。
如上所述，根据第六实施例，可在通过将来自具有不同灵敏度的多个BPD的输出相加而延伸其动态范围的CMOS图像传感器中实现以下优点。
即，根据第六实施例，即使在高灵敏度的BPD饱和的条件下，也可通过将来自BPD的溢出电荷通过水平溢出沟(HOD)放电到电源来获得正确的输出值。
7.第七实施例
接下来，将描述本发明的第七实施例。
根据第七实施例的CMOS图像传感器的整体结构可以是图1所示的结构，如同第一实施例中一样。
图26是图示出根据第七实施例的CMOS图像传感器的像素电路的示例的示图。
除了第一实施例的像素电路110A的结构之外，根据第七实施例的像素电路110B还包括用于处理在BPD 111a至111d中生成的溢出电荷的溢出晶体管116a至116d(OFGa至OFGd)。
BPD 111a至111d分别经由溢出晶体管116a至116d(OFGa至OFGd)连接到电源线LVDD。某一电位Vref被施加到溢出晶体管116a至116d(OFGa至OFGd)的栅极。
图27是图示出根据第七实施例的像素电路的布置示例的示图。
在图27的示例中，在每个像素中，BPD 111a至111d被布置成2×2的方形。浮动扩散部FD被布置在BPD 111a至111d的中心。列读取电路130包括设在每一列中的ADC。
BPD 111a至111d具有不同的灵敏度a至d。例如可通过提供ND滤光片并改变入射光量或者通过改变曝光时间来改变BPD 111a至111d的灵敏度。由BPD 111a至111d检测到的信号被每一列中的ADC相加，并且和信号被输出。
溢出晶体管116a至116d(OFGa至OFGd)是分别根据BPD 111a至111d来设置的。溢出晶体管116a至116d(OFGa至OFGd)各自与相邻BPD 111共享对溢出电荷进行放电的水平溢出沟(HOD)。
在第七实施例中，通过使用水平溢出沟(HOD)来对在各个BPD 111中生成的溢出电荷进行放电。
图28A和28B是描述了第七实施例的溢出路径的示图。
图28A是根据第七实施例的像素的俯视图，图28B是沿着图28A所示的线XXVIIIB-XXVIIIB取的BPD 111、传输晶体管(TG)112和浮动扩散部FD的截面图。
此外，图29包括描述了第七实施例的溢出路径并图示了沿着图28A所示的线XXVIIIB-XXVIIIB的电子电位的示图。
如图28A、28B和29所示，在第七实施例中，通过使用溢出门(OFG)和水平溢出沟(HOD)作为溢出路径OFP来对溢出电荷OFC进行放电。
将参考图29描述根据第七实施例对像素中的溢出电荷进行放电的方法。
当高灵敏度的BPD 111饱和时，施加到溢出门(OFG)的栅电极的电位Vref被设定如下。
即，电位Vref被设定为使得溢出晶体管116(OFG)的沟道的电位变为低于P阱(未示出)或者传输晶体管(TG)112的沟道的电位。
这样，如果在BPD 111中聚积了一定量或者以上的电位，则超过的溢出电荷通过溢出晶体管116(OFG)而被放电到溢出沟(HOD)。
与之不同，在BPD 111均未饱和的条件下，传输控制线LTRG的电位可被设定为使得溢出晶体管116(OFG)的栅极沟道的电位变高。
这样，可以增大BPD 111中的饱和电子的数目。
如上所述，根据第七实施例，可在通过将来自具有不同灵敏度的多个BPD的输出相加而延伸其动态范围的CMOS图像传感器中实现以下优点。
根据第七实施例，即使在高灵敏度的BPD饱和的情况下，也可通过将来自BPD的溢出电荷通过水平溢出沟(HOD)放电到电源来获得正确的输出值。
此外，通过依据BPD是否饱和来改变BPD的溢出门的沟道电位，可在BPD不饱和时增大BPD中的饱和电子的数目。
如上所述，根据本发明第一至第七实施例，可在通过将来自具有不同灵敏度的多个BPD的输出相加而延伸其动态范围的CMOS图像传感器中实现以下优点。
根据第一和第二实施例，在高灵敏度的BPD饱和的条件下，可通过将溢出电荷从BPD放电到电源来获得正确的输出值。
通过使用传输晶体管和浮动扩散部FD作为溢出路径，可适当地处理溢出电荷而没有增大面积。
通过将溢出路径与晶体管界面分开，可防止因表面能级所致的噪声引入。
通过以灵敏度的降序从各BPD读取信号，可防止溢出电荷被引入浮动扩散部FD，并且可以获得正确的输出值。
根据第三实施例，即使在高灵敏度的BPD饱和的条件下，也可通过将溢出电荷从BPD放电到电源来获得正确的输出值。
通过使用传输晶体管和浮动扩散部FD作为溢出路径，可适当地处理溢出电荷而无需减小BPD的尺寸或像素数目或者无需增大芯片面积。
通过向与低灵敏度的BPD相连的传输晶体管的栅极施加低电压，可以防止来自晶体管界面的表面能级的噪声被引入BPD，并且可以获得正确的输出值。
即使在来自表面能级的噪声被引入高灵敏度的BPD时，也可通过使用从低灵敏度的BPD读取的输出值执行校正来获得正确输出。
根据第四实施例的像素电路的布置和驱动方法，除了第三实施例的优点以外，还减少了在晶体管界面处生成并被引入高灵敏度BPD的电荷量，从而获得了正确的输出值。
根据第五实施例，即使在高灵敏度的BPD饱和的条件下，也可通过将溢出电荷从BPD放电到电源来获得正确的输出值。
此外，通过依据BPD是否饱和来改变将BPD的N+与N衬底分开的P阱的电位，可以增大在BPD未饱和时在BPD中的饱和电子的数目。
根据第六实施例，即使在高灵敏度的BPD饱和的条件下，也可通过将来自BPD的溢出电荷通过水平溢出沟(HOD)放电到电源来获得正确的输出值。
根据第七实施例，即使在高灵敏度的BPD饱和的条件下，也可通过将来自BPD的溢出电荷通过水平溢出沟(HOD)放电到电源来获得正确的输出值。
此外，通过依据BPD是否饱和来改变BPD的溢出门的沟道电位，可以增大在BPD未饱和时在BPD中的饱和电子的数目。
根据这些实施例的CMOS图像传感器不受特别限制。例如，这些CMOS图像传感器可被配置为例如包括列并行ADC的CMOS图像传感器。
8.第八实施例
图30是图示出根据第八实施例的包括列并行ADC的固态图像摄取器件(CMOS图像传感器)的结构示例的框图。
如图30所示，固态图像摄取器件300包括用作图像摄取单元的像素阵列部件310、用作像素驱动单元的行选择电路320、水平传输扫描电路330和定时控制电路340。
固态图像摄取器件300还包括ADC群组350、数模转换器(下文中简称为“DAC”)360、放大电路(S/A)370和信号处理电路380。
像素阵列部件310是通过将例如图2所示的那些像素布置成矩阵来配置的，每一个像素包括光电二极管和像素内放大器。
此外，在固态图像摄取器件300中，以下电路被布置为用于从像素阵列部件310顺序读取信号的控制电路。
即，在固态图像摄取器件300中，生成内部时钟的定时控制电路340、控制行地址和行扫描的行选择电路320、以及控制列地址和列扫描的水平传输扫描电路330被布置成控制电路。
ADC群组350包括列并行ADC，每一个ADC包括比较器351、计数器352和锁存器353。
比较器351对通过将由DAC 360生成的基准电压改变为步进电压而获得的作为上升波形(RAMP)的基准电压Vslop与针对每一行线、通过列信号线从各像素获得的模拟信号进行比较。
计数器352对比较器351的比较时间进行计数。
ADC群组350具有n比特数字信号转换功能，并且包括被布置在各个垂直信号线(列线)中的列并行ADC块。
每一个锁存器353的输出与例如具有2n比特宽度的水平传输线390相连。
此外，还布置了数目与水平传输线390相对应的2n个放大电路(S/A)370和信号处理电路380。
在ADC群组350中，通过使用布置在每一列中的比较器351来将读取到垂直信号线的模拟信号(电位Vs1)与基准电压Vslop(以一定梯度线性改变的倾斜波形)进行比较。
在这种情形下，如同比较器351一样，布置在每一列中的计数器352进行操作。由于具有上升波形的电位Vslop与计数器值以一一对应的关系改变，所以垂直信号线的电位(模拟信号)Vs1被转换为数字信号。
基准电压Vslop的改变对应于电压改变向时间改变的转换。该时间被使用一定周期(时钟)来计数，从而获得数字信号。
当模拟电信号Vs1与基准电压Vslop相交时，比较器351的输出被反转，并且计数器352的输入时钟被停止。因此，AD转换完成。
在前述AD转换时段完成之后，水平传输扫描电路330将保持在锁存器353中的数据经由水平传输线390与放大电路(S/A)370输入到信号处理电路380，从而生成二维图像。
以这种方式，执行列并行输出处理。
具有前述优点的固态图像摄取器件可被应用为数码相机或摄像机的图像摄取器件。
9.第九实施例
图31是图示出应用了根据本发明一个实施例的固态图像摄取器件的相机系统的配置示例的示图。
如图31所示，相机系统400包括根据本发明一个实施例的CMOS图像传感器(固态图像摄取器件)100或300所适用的图像摄取器件410。
相机系统400还包括将入射光引导至图像摄取器件410的像素区域的光学系统(该光学系统形成拍摄对象的图像)，例如将根据入射光(图像光)的图像形成在图像摄取面上的镜头420。
相机系统400还包括驱动电路(DRV)430和信号处理电路(PRC)440，驱动电路(DRV)430对图像摄取器件410进行驱动，信号处理电路(PRC)440对图像摄取器件410的输出信号进行处理。
驱动电路430包括定时发生器(未在图中示出)，该定时发生器生成各种定时信号，包括对图像摄取器件410中的电路进行驱动的起始脉冲和时钟脉冲。驱动电路430使用一定的定时信号来驱动图像摄取器件410。
此外，信号处理电路440对图像摄取器件410的输出信号应用一定的信号处理。
经信号处理电路440处理的图像信号被记录在记录介质上，例如存储器上。记录在记录介质上的图像信息的硬拷贝被使用打印机等来生成。此外，在信号处理电路440中经过处理的图像信号被以运动图像的形式显示在包括液晶显示器等的监视器上。
如上所述，在诸如数码静止相机之类的图像摄取设备中，通过包括上述图像摄取器件100或300作为图像摄取器件410可以实现低功耗且高精度的相机。
本申请包含与在2009年2月9日向日本专利局提交的日本在先专利中请JP 2009-027895所公开的内容相关的主题，该申请的全部内容通过引用而结合于此。
本领域技术人员应当了解，在权利要求或其等同物的范围内，可以依据设计要求和其它因素进行各种修改、组合、子组合和变更。

Claims (12)

1.一种固态图像摄取器件，包括：
像素单元，在该像素单元中布置了具有不同灵敏度的多个光电转换元件；以及
像素读取单元，该像素读取单元被配置为读取来自所述像素单元中的多个光电转换元件的具有不同灵敏度的输出信号并将其相加，以获得表面上来自一个像素的输出信号，
其中，所述像素单元包括吸收单元，该吸收单元被配置为吸收来自高灵敏度的光电转换元件的溢出电荷。
2.根据权利要求1所述的固态图像摄取器件，其中，所述像素单元包括浮动扩散部，该浮动扩散部被配置为对从所述多个光电转换元件传输来的电荷进行放大并输出放大后的电荷，并且
其中，所述吸收单元包括溢出路径，该溢出路径被配置为将来自所述多个光电转换单元的溢出电荷放电到所述浮动扩散部。
3.根据权利要求2所述的固态图像摄取器件，其中，在曝光时段中，向所述浮动扩散部供给电源电压，并且已放电到所述浮动扩散部的溢出电荷流入电源。
4.根据权利要求2或3所述的固态图像摄取器件，其中，所述像素读取单元以灵敏度的降序从所述多个光电转换元件读取信号。
5.根据权利要求2所述的固态图像摄取器件，其中，所述像素单元包括传输晶体管，每一个传输晶体管被配置为选择性地将来自所述多个光电转换元件中相应的一个光电转换元件的电荷传输到所述浮动扩散部，并且
其中，所述溢出路径被形成在所述传输晶体管中。
6.根据权利要求5所述的固态图像摄取器件，其中，所述溢出路径被形成在比每一个所述传输晶体管的晶体管界面深的地方。
7.根据权利要求6所述的固态图像摄取器件，其中，所述多个光电转换元件中的每一个与所述传输晶体管中相应的一个传输晶体管的传输界面之间的电位在所述溢出路径中为最高。
8.根据权利要求5所述的固态图像摄取器件，其中，所述像素读取单元通过控制所述传输晶体管的栅极电压来控制所述溢出路径的导通/关断。
9.根据权利要求8所述的固态图像摄取器件，其中，所述溢出路径仅在生成了溢出电荷的光电转换元件中被导通。
10.根据权利要求1所述的固态图像摄取器件，其中，所述吸收单元通过使用溢出沟作为溢出路径来对在所述多个光电转换元件的每一个中生成的溢出电荷进行放电。
11.根据权利要求1所述的固态图像摄取器件，其中，所述吸收单元通过使用溢出晶体管和溢出沟作为溢出路径来对在所述多个光电转换元件的每一个中生成的溢出电荷进行放电。
12.一种相机系统，包括：
固态图像摄取器件；
光学系统，该光学系统被配置为在所述固态图像摄取器件上形成拍摄对象的图像；以及
信号处理电路，该信号处理电路被配置为对所述固态图像摄取器件的输出图像信号进行处理，
其中，所述固态图像摄取器件包括：
像素单元，在该像素单元中布置了具有不同灵敏度的多个光电转换元件；以及
像素读取单元，该像素读取单元被配置为读取来自所述像素单元中的多个光电转换元件的具有不同灵敏度的输出信号并将其相加，以获得表面上来自一个像素的输出信号，并且
其中，所述像素单元包括吸收单元，该吸收单元被配置为吸收来自高灵敏度的光电转换元件的溢出电荷。
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