CN101542299B - 电子部件的高频特性误差修正方法 - Google Patents

Abstract

电子部件的高频特性误差修正方法，能够在成为修正对象的测量系统保持和实测时相同的状态下，对于2端子阻抗部件进行校正作业。用基准测量系统和实测测量系统测量高频特性不同的至少3个修正数据取得用试料，决定使用传输线路的误差修正系数将用实测测量系统测量的测量值和用基准测量系统测量的测量值联系起来的公式。用基准测量系统测量任意的电子部件，使用决定的公式，计算出如果用基准测量系统测量该电子部件将会获得的该电子部件的高频特性的推定值。

Description

电子部件的高频特性误差修正方法

技术领域

本发明涉及电子部件的高频特性误差修正方法，更详细地说，涉及在2端子阻抗部件的高频特性的测量中，修正测量系统的误差的方法。

背景技术

在现有技术的电子部件的批量生产工序中，使用自动特性分选机，测量电子部件的电气特性。自动特性分选机中的测量系统，由于成为基准的测量系统和电路特性不同，所以修正利用自动特性分选机获得的测量值，推定成为基准的测量系统的测量值后，能够提高产品的合格率。作为进行这种修正的方法，被称作“SOLT、TRL校正及RRRR/TRRR校正”的技术，已经广为人知。

首先，讲述TRL/SOLT校正。

作为旨在测量被检查件——表面安装部件的散布系数行列的真值而能够使用的现有技术，TRL校正是最有效的技术。另外，作为广泛使用的现有技术，还有SOLT校正。对于它们进行简单的讲述。

为了获得被检查件的真值，必须鉴别测量系统的误差因素，从测量结果中去掉误差因素的影响。图1表示在代表性的误差除去方法(校正方法)中使用的误差模型(error models)。

就是说，如图1(a)所示，被检查件——电子部件2与在测量工具10的上面形成的传输线路连接。在测量工具10的传输线路的两端设置的连接器11a、11b，与在同轴电缆50、60的一端设置的连接器51、61连接，同轴电缆50、60的另一端与未图示的网络分析器的测量端口连接。箭头51s、61s表示校正面。

图1(b)是TRL修正的误差模型，在用散布系数S_11A、S_12A、S_21A、S_22A表示的测量工具的电路12和端子对a₁-b₁、a₂-b₂之间，用散布系数e₀₀、e₀₁、e₁₀、e₁₁表示的一个测量端口侧的电路52和用散布系数f₀₀、f₀₁、f₁₀、f₁₁表示的另一个测量端口侧的电路62连接。

图1(c)是SOLT修正的误差，在用散布系数S_11A、S_12A、S_21A、S_22A表示的测量工具的电路14的两侧，用散布系数E_DF、E_RF、I、E_SF表示的一个测量端口侧的电路54和用散布系数E_LF、E_TF表示的另一个测量端口侧的电路64连接。

进行SOLT校正时，为了鉴别误差因素，必须将至少3种散布系数已知的器件安装到被检查件的测量面上后进行测量，如图2所示，传统性地大多使用开路(OPEN)、短路(SHORT)、终端(LOAD＝50Ω)的标准器80、81、82。但是在同轴环境以外，实现良好的“开路”“短路”的标准器非常困难，不能够用工具10的前端(用箭头51s、61s表示的校正面)校正。如果是同轴环境，这种标准器由于能够采用滑动的负载等手法实现，所以该方法被广泛使用，被称作“SOLT校正”。

所谓“TRL校正”，是取代难以实现的器件形状的标准器，将端口之间直接连接状态(Through)和全反射(Reflection，通常为短路)及长度不同的多种传输线路(Line)作为标准器使用。由于比较容易制作散布系数已知的器件，而且全反射也短路后能够比较简单地预料其特性，所以特别在波导管环境中，作为精度最高的校正方法，标准器的传输线路广为人知。

图3示出TRL校正的误差因素导出方法。图中，给传输线路加了斜线。校正面如用箭头2s、2t所示的那样，是与器件连接的连接部。为了鉴别误差因素，将端口之间直接连接状态(Through)的基板86和全反射(Reflection，通常为短路)的基板83及长度不同的多种传输线路(Line)的基板84、885作为标准器使用。在该例中，Through是所谓的Zero-Through。测量被检查件时，使被检查件2和只增加了被检查件的大小的长度的测量基板串联后，进行测量。

TRL、SOLT校正的概要如上所述，但是在这些技术中，存在着以下2个问题

(1)在标准器——传输线路等(Line数种类和Reflection)和Through中，如果同轴-平面传输线路的连接部产生的误差因素不完全相等，就要产生校正误差。例如即使在各标准器中使用相同种类的连接器，也在互不不同时，特别是连接器的特性离差的影响变得非常大，接近毫米波带后，事实上就不能实施。

(2)为了解决上述课题，在市场上销售的工具，虽然将同轴连接器作为共同，与标准器传输线路接触连接，绞尽脑汁地避免连接器测量的离差的影响，但是由于同轴管脚破损，在结构上难以确保向检出部施加足够的按压载荷，由于接触不稳定，校正往往不稳定。另外，由于测量频率增大后，传输线路和同轴管脚也通常变细，所以它们的定位再现性造成的测量离差变大。

为了解决这些问题，有人提出了所谓的RRRR/TRRR校正法。

接着，讲述RRRR/TRRR校正法的概要。

它们的特征在于：只在一个传输线路上的规定的几处，将信号导体和接地导体短路，从而能够鉴别到传输线路前端为止的测量系统的误差，高精度地测量表面安装部件的高频电气特性。它们的优点是与在TRL/SOLT校正法中成问题的传输线路特性的离差及传输线路和同轴连接器的接点状态的离差没有关系。

误差模型如图4及图5所示，和SOLT/TRL校正同样。就是说，图4是TRRR校正的误差模型，与图1(c)所示的SOLT校正的误差模型相同；图5是RRRR校正的误差模型，与图1(b)所示的TRL校正的误差模型相同。

RRRR/TRRR校正法的要点，是校正使用的“标准测量值”的测量方法，在SOLT中将标准器件作为“标准测量值”，在TRL中将标准传输线路的测量值作为“标准测量值”，而在RRRR/TRRR校正法中，如图6所示，将在测量基板10a上改变短路基准的位置后进行测量的测量值作为“标准测量值”。因为不产生连接器的影响，所以在台上测量时，可以说是比SOLT校正及TRL校正精度高的有效的方法。

可是，在TRRR/RRRR校正法中，由于将短路基准(短路片2s)与工具传输线路10s、10t连接的位置的差异产生的反射系数的变化，作为校正基准使用，所以测量的信号的波长较长时(频率较低时)，需要大大改变短路基准的连接位置，需要加长图中的T₁、T₂，需要加长测量基板10a的长度(用箭头表示的方向的尺寸)。另外，因为在结构、尺寸上受到限制，所以难以采用设置旨在修正工具10a的GND端子及能够高精度地将短路片2s定位的结构(例如参照专利文献1、2)。专利文献1：WO2005/101033号公报专利文献2：WO2005/101034号公报非专利文献1：Application Note 1287-9：ln-FixtureMeasurements Using Vector Network Analyzers，((C)1999Hewlett-Packard Company)

在电子部件的批量生产工序中使用自动特性分选机，例如象图9的主要部件结构图所示的那样，被检查件——电子部件2的电极2a、2b被从测量端子部30中突出的测量管脚32a、32b按压后，在测量管脚32a、32b之间串联，测量管脚32a、32b通过同轴电缆34、36作媒介，与未图示的测量机连接。在测量端子部30的周围，只能确保可以连接电子部件2的程度的狭窄的空间时，不得不在实质上只能使批量器件本身或与批量器件大致相同尺寸、形状的试料与测量端子部30连接的制约下，进行测量系统的误差修正。这时，就产生了下述课题。

(1)终究不能将长度不同的传输线路与自动特性分选机的测量端子部连接，不能够采用TRL校正。

(2)SOLT校正实际上不能用测量端子部的前端进行校正，存在着只能采用同轴、导波管系统的制约。通常到同轴连接器部为止，采用SOLT校正进行校正，不产生误差地设计以后的传输线路，从而获得足够的测量精度。可是，在自动特性分选机的测量端子部中，由于对同轴连接器以后的传输线路的尺寸、形状有限制，所以只靠到同轴连接器部为止的校正，往往不能获得足够的精度。

(3)即使在SOLT校正中进行一些改进，要用测量端子部的前端测量标准器件，也要产生如下问题。

i)在SOLT校正中，需要测量各端口的1端口器件。就是说，如图7的测量基板10b的平面图所示，在一条信号线10x的狭缝10k之间，串联2端子电子部件进行测量时，因为测量不需要，所以在端子部中没有接地端子。可是，在SOLT校正中如果没有接地导体，就不能够测量1端口器件，所以为了采用SOLT校正，需要设计仅仅为了进行校正的接地端子。

ii)在SOLT校正中，2个端口的每一个都需要测量数值已知的3种1端口器件。但是如图8的测量基板10c的平面图所示，由于在信号导体10p和接地导体10g之间连接器件的2个端子，所以不能够测量各端口独立的1端口器件。

(4)串联测量电子部件时，因为测量不需要，所以在端子部中没有接地端子。可是，在RRRR校正中需要进行短路测量，所以为了采用RRRR校正，需要设计仅仅为了进行校正的接地端子。

(5)在RRRR校正中，在基板的多处进行短路测量，频率较低时，需要大大改变短路基准的连接位置，因此需要加长测量基板的长度。

发明内容

本发明就是针对上述情况研制的，其目的在于提供能够在成为修正对象的测量系统保持和实测时相同的状态下，对于2端子阻抗部件进行校正作业的电子部件的高频特性误差修正方法。

为了达到上述目的，本发明提供采用以下结构的电子部件的高频特性误差修正方法。

电子部件的高频特性误差修正方法，是根据用实测测量系统测量2端子阻抗部件——电子部件的结果，计算出如果用基准测量系统测量该电子部件将会获得的该电子部件的高频特性的推定值的方法。电子部件的高频特性误差修正方法，具备：(1)准备用所述基准测量系统标称的、高频特性不同的至少3个第1修正数据取得用试料的第1步骤；(2)用所述实测测量系统测量至少3个所述第1修正数据取得用试料或被认为具有和所述第1修正数据取得用试料同等的高频特性的至少3个第2修正数据取得用试料的第2步骤；(3)根据在所述第1步骤中准备的所述第1修正数据取得用试料的用所述基准测量系统标称的数据和在所述第2步骤中用所述实测测量系统测量的所述第1修正数据取得用试料或第2修正数据取得用试料的测量数据，决定使用传输线路的误差修正系数将用所述实测测量系统测量的测量值和用所述基准测量系统测量的测量值联系起来的公式的第3步骤；(4)用所述基准测量系统，测量任意的电子部件的第4步骤；(5)根据在所述第4步骤中获得的测量结果，使用在所述第3步骤中决定的所述公式，计算出如果用所述基准测量系统测量该电子部件将会获得的该电子部件的高频特性的推定值的第5步骤。

在所述第1步骤中准备的第1修正数据取得用试料，即使实际上用所述基准测量系统测量过而预先标称，也可以采用除此以外的方法预先标称。例如可以对于被认为同等的特性的许多试料，只实际上用基准测量系统测量其一部分试料，而在其它试料的标称中使用该测量值。

采用上述方法后，能够使用和电子部件实质上相同形状、尺寸的修正数据取得用试料，能够执行第1及第2步骤。现有技术的自动特性分选机的测量系统只能校正到同轴连接器前端为止，而采用上述方法后，能够校正到连接电子部件的端子部前端为止。

理想的一种实施方式，在所述实测测量系统中，所述第1修正数据取得用试料及所述电子部件或所述第1修正数据取得用试料、所述第2修正数据取得用试料及所述电子部件被串联(series-connect)。所述公式，根据在测量用所述基准测量系统测量电子部件时的阻抗Z_m的端子1_m、2_m和测量用所述实测测量系统测量电子部件时的阻抗Z_d的端子1_d、2_d之间连接的误差模型导出。计算从所述端子1_m看的阻抗时，所述误差模型(error models)，阻抗Z₁₁和阻抗Z_f在所述端子1_m和所述端子1_d之间串联，在所述阻抗Z₁₁和阻抗Z_f的连接点和接地之间连接Z₁₂，在所述端子2_d和所述端子2_m之间连接阻抗Z₂₁，在所述端子2_d和接地之间连接Z₂₂。所述阻抗Z_f、Z₁₁、Z₁₂、Z₂₁、Z₂₂，使用在所述第1步骤中测量至少3个所述第1修正数据取得用试料的阻抗的结果Z_d1、Z_d2、Z_d3和在所述第2步骤中对于至少3个所述第1修正数据取得用试料或第2修正数据取得用试料测量所述端子1_m的阻抗的结果Z_m11、Z_m12、Z_m13及测量所述端子2_m的阻抗的结果Z_m21、Z_m22、Z_m23，通过下列[公式1a][公式1a]denom＝(Z_d2-Z_d1)Z_m13+(Z_d1-Z_d3)Z_m12+(Z_d3-Z_d2)Z_m11 $Z_{11}=[\±\sqrt{Z_{d2}-Z_{d1}}\sqrt{Z_{d3}-Z_{d1}}\sqrt{Z_{d3}-Z_{d2}}\sqrt{Z_{m12}-Z_{m11}}\sqrt{Z_{m13}-Z_{m11}}\sqrt{Z_{m13}-Z_{m12}}$ $-\{(Z_{d3}-Z_{d2})Z_{m12}{Z}_{m13}+(Z_{d1}-Z_{d3})Z_{m11}{Z}_{m13}+(Z_{d2}-Z_{d1})Z_{m11}{Z}_{m12}\}]$ $/\mathrm{denom}$ $Z_{12}=\±\sqrt{(Z_{d2}-Z_{d1})(Z_{d3}^2+(-Z_{d2}-Z_{d1})Z_{d3}+Z_{d1}{Z}_{d2})(Z_{m12}-Z_{m11})(Z_{m13}^2+(-Z_{m12}-Z_{m11})Z_{m13}+Z_{m11}{Z}_{m12})}$ $/\mathrm{denom}$ 和下列[公式1b][公式1b]denom＝(Z_d2-Z_d1)Z_m23+(Z_d1-Z_d3)Z_m22+(Z_d3-Z_d2)Z_m21 $Z_{21}=[\±\sqrt{Z_{d2}-Z_{d1}}\sqrt{Z_{d3}-Z_{d1}}\sqrt{Z_{d3}-Z_{d2}}\sqrt{Z_{m22}-Z_{m21}}\sqrt{Z_{m23}-Z_{m21}}\sqrt{Z_{m23}-Z_{m22}}$ $-\{(Z_{d3}-Z_{d2})Z_{m22}{Z}_{m23}+(Z_{d1}-Z_{d3})Z_{m21}{Z}_{m23}+(Z_{d2}-Z_{d1})Z_{m21}{Z}_{m22}\}]$ $/\mathrm{denom}$ $Z_{22}=\±\sqrt{(Z_{d2}-Z_{d1})(Z_{d3}^2+(-Z_{d2}-Z_{d1})Z_{d3}+Z_{d1}{Z}_{d2})(Z_{m22}-Z_{m21})(Z_{m23}^2+(-Z_{m22}-Z_{m21})Z_{m23}+Z_{m21}{Z}_{m22})}$ $/\mathrm{denom}$ 获得的16组Z₁₁、Z₁₂、Z₂₁、Z₂₂的组合中，对于下列[公式2]，使用Z_f1、Z_f2、Z_f3一致的至少一个组合后决定。[公式2]Z_f1＝-[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀))Z_d1+((Z₂₁+Z₀)+Z₁₂)Z₂₂+Z₁₂(Z₂₁+Z₀)}Z_m11+{(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)}Z_d1+{(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)-Z₁₁Z₁₂}Z₂₂-Z₁₁Z₁₂(Z₂₁+Z₀)]/[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀)}Z_m11+(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)]Z_f2＝-[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀))Z_d2+((Z₂₁+Z₀)+Z₁₂)Z₂₂+Z₁₂(Z₂₁+Z₀)}Z_m12+{(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)}Z_d2+{(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)-Z₁₁Z₁₂}Z₂₂-Z₁₁Z₁₂(Z₂₁+Z₀)]/[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀)}Z_m12+(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)]Z_f3＝-[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀))Z_d3+((Z₂₁+Z₀)+Z₁₂)Z₂₂+Z₁₂(Z₂₁+Z₀)}Z_m13+{(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)}Z_d3+{(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)-Z₁₁Z₁₂}Z₂₂-Z₁₁Z₁₂(Z₂₁+Z₀)]/[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀)}Z_m13+(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)]

这时，对于串联实测测量系统的测量结果，可以通过修正传输线路的误差，推定基准测量系统的测量结果。

在理想的其它方式中，在所述实测测量系统中，所述第1修正数据取得用试料及所述电子部件或所述第1修正数据取得用试料、所述第2修正数据取得用试料及所述电子部件被并联(shunt-connect)。所述公式，根据在测量用所述基准测量系统测量电子部件时的导纳Y_m的端子1_m、2_m和测量用所述实测测量系统测量电子部件时的导纳Y_d的端子1_d、2_d之间连接的误差模型导出。计算从所述端子1_m看的导纳时，所述误差模型，导纳Y₁₂在所述端子1_m和所述端子1_d之间连接，导纳Y₁₁在所述端子1_m和所述导纳Y₁₂的连接点和接地之间连接，导纳Y₂₂在所述端子2_d和所述端子2_m之间连接，导纳Y₂₁在所述导纳Y₂₂和所述端子2_m的连接点和接地之间连接。所述导纳Y_f、Y₁₁、Y₁₂、Y₂₁、Y₂₂，使用在所述第1步骤中测量至少3个所述第1修正数据取得用试料的导纳的结果Y_d1、Y_d2、Y_d3和在所述第2步骤中对于至少3个所述第1修正数据取得用试料或第2修正数据取得用试料，测量所述端子1_m的导纳的结果Y_m11、Y_m12、Y_m13及测量所述端子2_m的导纳的结果Y_m21、Y_m22、Y_m23，通过下列[公式3a][公式3a]denom＝(Y_d2-Y_d1)Y_m13+(Y_d1-Y_d3)Y_m12+(Y_d3-Y_d2)Y_m11 $Y_{11}=\±[\±\sqrt{Y_{d2}-Y_{d1}}\sqrt{Y_{d3}-Y_{d1}}\sqrt{Y_{d3}-Y_{d2}}\sqrt{Y_{m12}-Y_{m11}}\sqrt{Y_{m13}-Y_{m11}}\sqrt{Y_{m13}-Y_{m12}}$ $-\{(Y_{d3}-Y_{d2})Y_{m12}{Y}_{m13}+(Y_{d1}-Y_{d3})Y_{m11}{Y}_{m13}+(Y_{d2}-Y_{d1})Y_{m11}{Y}_{m12}\}]$ $/\mathrm{denom}$ $Y_{12}=\±\sqrt{(Y_{d2}-Y_{d1})(Y_{d3}^2+(-Y_{d2}-Y_{d1})Y_{d3}+Y_{d1}{Y}_{d2})(Y_{m12}-Y_{m11})(Y_{m13}^2+(-Y_{m12}-Y_{m11})Y_{m13}+Y_{m11}{Y}_{m12})}$ $/\mathrm{denom}$ 和下列[公式3b][公式3b]denom＝(Y_d2-Y_d1)Y_m23+(Y_d1-Y_d3)Y_m22+(Y_d3-Y_d2)Y_m21 $Y_{21}=[\±\sqrt{Y_{d2}-Y_{d1}}\sqrt{Y_{d3}-Y_{d1}}\sqrt{Y_{d3}-Y_{d2}}\sqrt{Y_{m22}-Y_{m21}}\sqrt{Y_{m23}-Y_{m21}}\sqrt{Y_{m23}-Y_{m22}}$ $-\{(Y_{d3}-Y_{d2})Y_{m22}{Y}_{m23}+(Y_{d1}-Y_{d3})Y_{m21}{Y}_{23}+(Y_{d2}-Y_{d1})Y_{m21}{Y}_{m22}\}]$ $/\mathrm{denom}$ $Y_{22}=\±\sqrt{(Y_{d2}-Y_{d1})(Y_{d3}^2+(-Y_{d2}-Y_{d1})Y_{d3}+Y_{d1}{Y}_{d2})(Y_{m22}-Y_{m21})(Y_{m23}^2+(-Y_{m22}-Y_{m21})Y_{m23}+Y_{m21}{Y}_{m22})}$ $/\mathrm{denom}$ 获得的16组Y₁₁、Y₁₂、Y₂₁、Y₂₂的组合中，对于下列[公式4]，[公式4]Y_f1＝-[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀))Y_d1+((Y₂₁+Y₀)+Y₁₂)Y₂₂+Y₁₂(Y₂₁+Y₀)}Y_m11+{(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)}Y_d1+{(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)-Y₁₁Y₁₂}Y₂₂-Y₁₁Y₁₂(Y₂₁+Y₀)]/[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀)}Y_m11+(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)]Y_f2＝-[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀))Y_d2+((Y₂₁+Y₀)+Y₁₂)Y₂₂+Y₁₂(Y₂₁+Y₀)}Y_m12+{(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)}Y_d2+{(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)-Y₁₁Y₁₂}Y₂₂-Y₁₁Y₁₂(Y₂₁+Y₀)]/[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀)}Y_m12+(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)]Y_f3＝-[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀))Y_d3+((Y₂₁+Y₀)+Y₁₂)Y₂₂+Y₁₂(Y₂₁+Y₀)}Y_m13+{(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)}Y_d3+{(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)-Y₁₁Y₁₂}Y₂₂-Y₁₁Y₁₂(Y₂₁+Y₀)]/[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀)}Y_m13+[Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)]among 16 combinations of Y₁₁，Y₁₂，Y₂₁，and Y₂₂ obtained on the basis of a following equation[Equation 3a]使用Y_f1、Y_f2、Y_f3一致的至少一个组合后决定。

这时，对于并联的实测测量系统的测量结果，可以通过修正传输线路的误差，推定基准测量系统的测量结果。

此外，在第2步骤中，对于至少3个所述第1修正数据取得用试料或第2修正数据取得用试料，用实测测量系统测量导纳的结果Y_m11、Y_m12、Y_m13、Y_m21、Y_m22、Y_m23时，端子1和端子2之间可以电连接。

理想的其它实施方式，在所述实测测量系统中，所述第1修正数据取得用试料及所述电子部件或所述第1修正数据取得用试料、所述第2修正数据取得用试料及所述电子部件被串联。所述第3步骤，包含将在所述第1步骤中准备的所述高频特性不同的至少3个所述第1修正数据取得用试料用所述基准测量系统进行的标称，和在所述第2步骤中获得的高频特性不同的至少3个所述第1修正数据取得用试料或被认为具有和所述第1修正数据取得用试料同等的高频特性的至少3个第2修正数据取得用试料的用所述实测测量系统测量的测量值，变换成为阻抗参数，进而导出其差动阻抗成分的子步骤；所述公式，通过2端口误差模型作媒介，将用所述实测测量系统利用2个端口测量电子部件时的阻抗，与用所述基准测量系统测量电子部件时的阻抗关联，根据1端口误差模型(该1端口误差模型只有1个端口，该端口输入测量用所述基准测量系统测量电子部件时的阻抗的2个端口的差动信号)导出。

这时，着眼于差动阻抗成分，变换2端口误差模型，在高频特性误差修正中，使用关于1端口误差模型的公式。关于1端口误差模型的公式，由于能够根据高频特性不同的至少3个修正数据取得用试料的实测测量系统和基准测量系统的有关数据，不考虑符号地唯一性地决定，所以能够获得提高修正精度、减少噪声对修正精度的影响以及简化计算方法等效果。

理想的另一个其它实施方式，在所述实测测量系统中，所述第1修正数据取得用试料及所述电子部件或所述第1修正数据取得用试料、所述第2修正数据取得用试料及所述电子部件被并联。所述第3步骤，包含将在所述第1步骤中准备的所述高频特性不同的至少3个所述第1修正数据取得用试料用所述基准测量系统进行的标称，和在所述第2步骤中获得的高频特性不同的至少3个所述第1修正数据取得用试料或被认为具有和所述第1修正数据取得用试料同等的高频特性的至少3个第2修正数据取得用试料的用所述实测测量系统测量的测量值，变换成为导纳参数，进而导出其同相导纳成分的子步骤；所述公式，通过2端口误差模型作媒介，将用所述实测测量系统利用2个端口测量电子部件时的导纳，与用所述基准测量系统测量电子部件的导纳关联，根据1端口误差模型(该1端口误差模型只有1个端口，该端口输入测量用所述基准测量系统测量电子部件时的导纳的2个端口的同相信号)导出。

这时，着眼于同相导纳成分，变换2端口误差模型，在高频特性误差修正中，使用关于1端口误差模型的公式。关于1端口误差模型的公式，由于能够根据高频特性不同的至少3个修正数据取得用试料的实测测量系统和基准测量系统的有关数据，不考虑符号地唯一性地决定，所以能够获得提高修正精度、减少噪声对修正精度的影响以及简化计算方法等效果。

本发明提供上述电子部件的高频特性误差修正方法的至少在所述第5步骤中使用的电子部件的高频特性误差修正装置。电子部件的高频特性误差修正装置，具备：(a)存储部，该存储部存储在所述第3步骤中决定的所述公式和在所述第4步骤中获得的用所述实测测量系统测量电子部件的测量值；(b)演算部，该演算部使用所述存储部存储的所述公式，进行修正所述存储部存储的所述测量值的运算，计算如果用所述基准测量系统测量该电子部件将会获得的该电子部件的高频特性的推定值。

采用本发明后，能够在成为修正对象的测量系统保持和实测时相同的状态下，对于2端子阻抗部件进行校正作业。其结果，由于可以在迄今为止没有有效的校正方法的自动特性分选机中，实施正确的校正的后实施分选，所以能够实现迄今为止不可能的批量生成器件的正确的测量选别及特性的用户保证。

另外，在现有技术的误差修正技术中，为了误差修正需要从连接器上卸下端子后接上标准器件等的本来的测量中没有的作业。另外，为此需要设置接地端子，或能够按接短路基准的结构。而本发明的方法中，只要按照与通常的测量相同的作业进行用于修正的测量即可。另外，用于修正的GND端子及短路机构不需要，端子部仅需要能够进行通常的测量的功能即可。

附图说明

图1(a)是测量系统的说明图，(b)是TRL修正的误差模型的电路图，(c)是SOLT修正的误差模型的电路图。(现有技术例)图2是SOLT校正的误差因素导出方法的说明图。(现有技术例)图3是TRL校正的误差因素导出方法的说明图。(现有技术例)图4是TRRR校正的误差模型的电路图。(现有技术例)图5是RRRR校正的误差模型的电路图。(现有技术例)图6是TRRR校正、RRRR校正的测量位置的电路图。(现有技术例)图7是串联的测量基板的平面图(现有技术例)图8是并联的测量基板的平面图(现有技术例)图9是表示测量端子部的结构的主要部件剖面结构图。(实施例1)图10(a)测量系统的结构图，(b)测量基板的正面图。(实施例1)图11是表示芯片电感器的测量结果的曲线图。(实施例1)图12(a)测量系统的结构图，(b)测量基板的正面图。(实施例2)图13是表示芯片电阻的测量结果的曲线图。(实施例2)图14是串联的误差模型的电路图。(实施例1)图15是从端口1侧看的等效电路的电路图。(实施例1)图16是从端口1侧看的等效电路的电路图。(实施例1)图17是从端口1侧看的等效电路的电路图。(实施例1)图18是从端口1侧看的等效电路的电路图。(实施例1)图19是从端口1侧看的等效电路的电路图。(实施例1)图20是并联的误差模型的电路图。(实施例2)图21是从端口1侧看的等效电路的电路图。(实施例2)图22是从端口1侧看的等效电路的电路图。(实施例2)图23是从端口1侧看的等效电路的电路图。(实施例2)图24是从端口1侧看的等效电路的电路图。(实施例2)图25是从端口1侧看的等效电路的电路图。(实施例2)图26是表示2端口电路的Z参数模型的电路图。(实施例3、4)图27是表示图25的T形等效电路的电路图。(实施例3、4)图28是表示图26的差动信号输入时的等效电路的电路图。(实施例3、4)图29是表示2端口误差模型的Z参数的T形等效电路的电路图。(实施例3)图30是表示图28的差动信号输入时的等效电路的电路图。(实施例3)图31是表示图29的等效电路的电路图。(实施例3)图32是表示π形等效电路的电路图。(实施例4)图33是表示图31的的同相信号输入时的等效电路的电路图。(实施例4)图34是表示2端口误差模型的Y参数的π形等效电路的电路图。(实施例4)图35是表示图33的的同相信号输入时的等效电路的电路图。(实施例4)图36是表示图34的等效电路的电路图。(实施例4)图37是2端口探测器的结构图。(实施例3)符号说明

2电子部件20、21测量基板22a、22b传输线路26信号导体28接地导体

具体实施方式

下面，参照图9～图37，讲述本发明的实施方式。

首先，参照图14～图25，讲述本发明的第1类型的实施方式——电子部件的高频特性的误差修正方法。

<原理1>现在，参照图14～图19，讲述串联时的测量误差修正的原理。

在微波以上的频率中，通常用散布系数行列反映电子部件的电气特性，但这并非具有必须用散布系数行列反映电气特性的特别的理由，如果是能够和它相互变换的参数，可以按照目的使用更容易使用的参数。作为设想串联测量2端子阻抗元件之际的误差参数，在这里采用阻抗的T型连接电路，图14示出其误差模型。图中，用虚线包围的部分是各端口的误差模型，误差模型在用成为基准的测量系统测量被检查件的端子1_m、2_m和用成为修正对象的测量系统测量被检查件的端子1_d、2_d之间连接。变量Z表示阻抗。另外，表示为DUT的部分是被检查件。因为是2端子阻抗元件的串联测量，所以被检查件作为2端子阻抗元件被模型化，可以忽略分路电容。

如果从端口1观察，那么端口2就只不过是个终端阻抗而已，所以可以获得图15的等效电路。在这里，Z₂是端口2的等效阻抗。

如果仔细观察图15，可知Z₁₃、Z_d、Z₂只是单纯的串联。因此，归纳Z₁₃和Z₂表示为Z_e1后，等效电路就能够象图16那样地变形。

因为图16的误差模型中的未知数是Z₁₁、Z₁₂、Z_e1等3个，所以如果取得3组测量修正数据取得用试料Z_d之际的测量值Z_m，就可以决定这些未知数。具体地说，如果使修正数据取得用试料的3个阻抗值为Z_d1、Z_d2、Z_d3，对于它们而言的测量值为Z_m11、Z_m12、Z_m13，那么下列[公式5a]的关系就成立。[公式5a] $Z_{m11}=\frac{(Z_{e1}+Z_{d1})Z_{12}}{Z_{12}+Z_{e1}+Z_{d1}}+Z_{11}$ $Z_{m12}=\frac{(Z_{e1}+Z_{d2})Z_{12}}{Z_{12}+Z_{e1}+Z_{d2}}+Z_{11}$ $Z_{m13}=\frac{(Z_{e1}+Z_{d3})Z_{12}}{Z_{12}+Z_{e1}+Z_{d3}}+Z_{11}$

利用通过[公式5a]求出的下列[公式5b]，能够计算误差因素。公式中的±不同的解中，应该选择哪一个？将在后文讲述。[公式5b]denom＝(Z_d2-Z_d1)Z_m13+(Z_d1-Z_d3)Z_m12+(Z_d3-Z_d2)Z_m11 $Z_{11}=[\&PlusMinus;\sqrt{Z_{d2}-Z_{d1}}\sqrt{Z_{d3}-Z_{d1}}\sqrt{Z_{d3}-Z_{d2}}\sqrt{Z_{m12}-Z_{m11}}\sqrt{Z_{m13}-Z_{m11}}\sqrt{Z_{m13}-Z_{m12}}$ $-\{(Z_{d3}-Z_{d2})Z_{m12}{Z}_{m13}+(Z_{d1}-Z_{d3})Z_{m11}{Z}_{m13}+(Z_{d2}-Z_{d1})Z_{m11}{Z}_{m12}\}]$ $/\mathrm{denom}$ $Z_{12}=\&PlusMinus;\sqrt{(Z_{d2}-Z_{d1})(Z_{d3}^2+(-Z_{d2}-Z_{d1})Z_{d3}+Z_{d1}{Z}_{d2})(Z_{m12}-Z_{m11})(Z_{m13}^2+(-Z_{m12}-Z_{m11})Z_{m13}+Z_{m11}{Z}_{m12})}$ $/\mathrm{denom}$

将[公式5b]的Z₁₁、Z₁₂代入[公式5a]，就可以利用下列[公式5c]求出Z_e1，但是在误差修正的计算即后文讲述的[公式7]不使用。[公式5c] $Z_{e1}=\frac{Z_{m11}{Z}_{12}-Z_{11}{Z}_{12}}{Z_{11}+Z_{12}-Z_{m11}}-Z_{d1}$ 此外，取代Z_m11、Z_d1使用Z_m12、Z_d2，或者使用Z_m13、Z_d3，也能够求出[公式5c]。

如果从端口2观察，那么端口1就只不过是个终端阻抗而已，所以可以获得图17的等效电路。在这里，Z₁是端口1的等效阻抗。

如果仔细观察图17，可知Z₂₁、Z_d、Z₁只是单纯的串联。因此，归纳Z₂₁和Z₁表示为Z_e2后，等效电路就能够象图18那样地变形。

因为图18的误差模型中的未知数是Z₂₁、Z₂₂、Z_e2等3个，所以如果取得3组测量修正数据取得用试料Z_d之际的测量值Z_m，就可以决定这些未知数。

具体地说，对于3个修正数据取得用试料(i＝1，2，3)，如果使各自的阻抗值为Z_d1，对于它而言的测量值为Z_m21，那么下列[公式6a]的关系就成立。[公式6a] $Z_{m21}=\frac{(Z_{e2}+Z_{d1})Z_{22}}{Z_{22}+Z_{e2}+Z_{d1}}+Z_{21}$ $Z_{m22}=\frac{(Z_{e2}+Z_{d2})Z_{22}}{Z_{22}+Z_{e2}+Z_{d2}}+Z_{21}$ $Z_{m23}=\frac{(Z_{e3}+Z_{d3})Z_{22}}{Z_{22}+Z_{e3}+Z_{d3}}+Z_{21}$

利用关于3个修正数据取得用试料(i＝1，2，3)的[公式6a]求出误差因素——Z₂₁、Z₂₂，就可以求出的下列[公式6b]。公式中的±不同的解中，应该选择哪一个，将在后文讲述。[公式6b]denom＝(Z_d2-Z_d1)Z_m23+(Z_d1-Z_d3)Z_m22+(Z_d3-Z_d2)Z_m21 $Z_{21}=[\&PlusMinus;\sqrt{Z_{d2}-Z_{d1}}\sqrt{Z_{d3}-Z_{d1}}\sqrt{Z_{d3}-Z_{d2}}\sqrt{Z_{m22}-Z_{m21}}\sqrt{Z_{m23}-Z_{m21}}\sqrt{Z_{m23}-Z_{m22}}$ $-\{(Z_{d3}-Z_{d2})Z_{m22}{Z}_{m23}+(Z_{d1}-Z_{d3})Z_{m21}{Z}_{m23}+(Z_{d2}-Z_{d1})Z_{m21}{Z}_{m22}\}]$ $/\mathrm{denom}$ $Z_{22}=\&PlusMinus;\sqrt{(Z_{d2}-Z_{d1})(Z_{d3}^2+(-Z_{d2}-Z_{d1})Z_{d3}+Z_{d1}{Z}_{d2})(Z_{m22}-Z_{m21})(Z_{m23}^2+(-Z_{m22}-Z_{m21})Z_{m23}+Z_{m21}{Z}_{m22})}$ $/\mathrm{denom}$

将用[公式6b]求出的Z₂₁、Z₂₂代入[公式6a]，就可以利用下列[公式6c]求出Z_e2，但是在误差修正的计算即后文讲述的[公式7]不使用。[公式6c] $Z_{e2}=\frac{Z_{m21}{Z}_{12}-Z_{11}{Z}_{12}}{Z_{11}+Z_{12}-Z_{m21}}-Z_{d1}$ 此外，取代Z_m21、Z_d1使用Z_m22、Z_d2，或者使用Z_m23、Z_d3，也能够求出[公式6c]。

至此，就决定了除去Z₁₃、Z₂₃的误差模型。

关于Z₁₃和Z₂₃，只串联修正数据取得用试料，不能够求出这些值。

可是，可是因为Z₁₃和Z₂₃是串联的关系，所以不需要单独决定其值，因此象图19那样地重新描绘误差模型。图中的Z_f是能够视为Z₁₃和Z₂₃的串联(即值的和)的误差因素。

图19的误差模型，阻抗Z₁₁和阻抗Z_f在端子1_m和端子1_d之间串联，在阻抗Z₁₁和阻抗Z_f的连接点和接地之间连接Z₁₂，在端子2_d和端子2_m之间连接阻抗Z₂₁，在端子2_d和接地之间连接Z₂₂。

例如：从端口1看的阻抗，因为在图19的误差模型中，表示端口2侧成为无反射终端(即通常连接50Ω的状态)的状态，所以能够根据修正数据取得用试料Z_a和与它连接之际的测量值Z_m的组求出Z_f。

关于3个修正数据取得用试料(i＝1，2，3)，修正数据取得用试料的值Z_ai和与它连接之际的测量值Z_mi的组合有3组，所以能够用下列的[公式7]计算Z_fi。此外，式中的Z₀表示特性阻抗。[公式7]Z_f1＝-[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀))Z_d1+((Z₂₁+Z₀)+Z₁₂)Z₂₂+Z₁₂(Z₂₁+Z₀)}Z_m11+{(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)}Z_d1+{(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)-Z₁₁Z₁₂}Z₂₂-Z₁₁Z₁₂(Z₂₁+Z₀)]/[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀)}Z_m11+(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)]Z_f2＝-[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀))Z_d2+((Z₂₁+Z₀)+Z₁₂)Z₂₂+Z₁₂(Z₂₁+Z₀)}Z_m12+{(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)}Z_d2+{(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)-Z₁₁Z₁₂}Z₂₂-Z₁₁Z₁₂(Z₂₁+Z₀)]/[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀)}Z_m12+(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)]Z_f3＝-[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀))Z_d3+((Z₂₁+Z₀)+Z₁₂)Z₂₂+Z₁₂(Z₂₁+Z₀)}Z_m13+{(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)}Z_d3+{(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)-Z₁₁Z₁₂}Z₂₂-Z₁₁Z₁₂(Z₂₁+Z₀)]/[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀)}Z_m13+(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)]

因为Z_f的值是一个，所以用[公式7]求出的Z_f1、Z_f2、Z_f3应该取相同的值，但是如[公式5b]及[公式6b]所示的那样，在Z₁₂、Z₂₁、Z₂₁、Z₂₂中，有符号不同的2个解，通过那样的组合，Z_f1、Z_f2、Z_f3不一致。

因此，对于下列表1所示的2⁴＝16组的组合参数的每一个，计算上述[公式7]的Z_f1、Z_f2、Z_f3，选择Z_f1、Z_f2、Z_f3一致的Z₁₂、Z₂₁、Z₂₁、Z₂₂的组合。因为Z_f1、Z_f2、Z_f3一致的组合存在多个，所以可以使用其中的任何一个。[表1]

	Z11符号	Z21符号	Z12符号	Z22符号
					图案1	+	+	+	+
图案2	+	+	+	-
					图案3	+	+	-	+
图案4	+	+	-	-
					图案5	+	-	+	+

图案6	+	-	+	-
					图案7	+	-	-	+
图案8	+	-	-	-
					图案9	-	+	+	+
图案10	-	+	+	-
					图案11	-	+	-	+
图案12	-	+	-	-
					图案13	-	-	+	+
图案14	-	-	+	-
					图案15	-	-	-	+
图案16	-	-	-	-

此外，由于Z₁₂、Z₂₁作为串联是形成Z_f的误差因素，所以只要修正数据取得用试料串联2端子阻抗元件，根据图19的误差模型进行修正，就可以获得和根据图14进行修正完全相同的结果。

<原理2>接着，参照图20～图25，讲述并联测量时的2端口误差修正的原理。

在假设并联测量2端子阻抗元件之际，作为误差参数，采用阻抗的π型连接电路(它也作为电路参数不太一般)。图中用虚线包围的部分，是各端口的误差模型，误差模型在用成为基准的测量系统测量被检查件的端子1_m、2_m和用成为修正对象的测量系统测量被检查件的端子1_d、2_d之间连接。变量表示导纳。电路模型虽然和串联测量时不同，但它们可以互相变换。另外，表示为DUT的部分是被检查件。因为是2端子阻抗元件的并联测量，所以被检查件可以作为2端子阻抗元件模型化。

和串联测量时同样，根据修正数据取得用试料的测量结果，导出图中的误差模型的参数的值，是修正的目的。修正数据取得用试料仍然只进行图示的状态下的连接，以免产生测量工具复杂化的问题。

尽管等效电路一看就不同，但却如下所述，能够按照和串联几乎同样的步骤，决定误差模型的参数。

首先，由于在从端口1观察之际，端口2只不过是个终端导纳而已，所以可以获得图21的等效电路。在这里，Y₂是端口2的等效导纳。

因为图21的Y₁₃、Y_d、Y₂是并联的关系，所以归纳Y₁₃和Y₂表示为Y_e1后，等效电路就能够象图22那样地变形。

因为和串联测量时同样，图22的误差模型中的未知数是3个，所以仍然能够通过测量3个测量修正数据取得用试料来决定这些未知数。仿照串联测量的情况，决定变量名后，下列[公式8a]的关系就成立。[公式8a] $Y_{m11}=\frac{(Y_{e1}+Y_{d1})Y_{12}}{Y_{12}+Y_{e1}+Y_{d1}}+Y_{11}$ $Y_{m12}=\frac{(Y_{e1}+Y_{d2})Y_{12}}{Y_{12}+Y_{e1}+Y_{d2}}+Y_{11}$ $Y_{m13}=\frac{(Y_{e1}+Y_{d3})Y_{12}}{Y_{12}+Y_{e1}+Y_{d3}}+Y_{11}$

利用通过[公式8a]求出的下列[公式8b]，能够计算误差因素。[公式8b]denom＝(Y_d2-Y_d1)Y_m13+(Y_d1-Y_d3)Y_m12+(Y_d3-Y_d2)Y_m11 $Y_{11}=\&PlusMinus;[\&PlusMinus;\sqrt{Y_{d2}-Y_{d1}}\sqrt{Y_{d3}-Y_{d1}}\sqrt{Y_{d3}-Y_{d2}}\sqrt{Y_{m12}-Y_{m11}}\sqrt{Y_{m13}-Y_{m11}}\sqrt{Y_{m13}-Y_{m12}}$ $-\{(Y_{d3}-Y_{d2})Y_{m12}{Y}_{m13}+(Y_{d1}-Y_{d3})Y_{m11}{Y}_{m13}+(Y_{d2}-Y_{d1})Y_{m11}{Y}_{m12}\}]$ $/\mathrm{denom}$ $Y_{12}=\&PlusMinus;\sqrt{(Y_{d2}-Y_{d1})(Y_{d3}^2+(-Y_{d2}-Y_{d1})Y_{d3}+Y_{d1}{Y}_{d2})(Y_{m12}-Y_{m11})(Y_{m13}^2+(-Y_{m12}-Y_{m11})Y_{m13}+Y_{m11}{Y}_{m12})}$ $/\mathrm{denom}$

将用[公式8b]求出的Y₁₁、Y₁₂代入[公式8a]，就可以利用下列[公式8c]求出Y_e1，但是在误差修正的计算即后文讲述的[公式10]中不使用。[公式8c] $Y_{e1}=\frac{Y_{m11}{Y}_{12}-Y_{11}{Y}_{12}}{Y_{11}+Y_{12}-Y_{m11}}-Y_{d1}$ 此外，取代Y_m11、Y_d1使用Y_m12、Y_d2，或者使用Y_m13、Y_d3，也能够求出[公式8c]。

其实该[公式8b]，和串联测量时实际上是同样的公式。公式中的±不同的解中，应该选择哪一个？将在后文讲述。

接着，关于从端口2观察时，讲述未知数的导出。

由于在从端口2观察之际，端口2只不过是个终端导纳而已，所以可以获得图23的等效电路。在这里，Y₁是端口1的等效导纳。

因为图23的Y₂₃、Y_d、Y₁是并联的关系，所以归纳Y₂₃和Z₁表示为Y_e2后，等效电路就能够象图24那样地变形。

和端口1时同样，决定变量名后，误差因素同样能够计算公式，下列[公式9a]的关系就成立。[公式9a] $Y_{m21}=\frac{(Y_{e1}+Y_{d1})Y_{22}}{Y_{22}+Y_{e2}+Y_{d1}}+Y_{21}$ $Y_{m22}=\frac{(Y_{e1}+Y_{d2})Y_{22}}{Y_{22}+Y_{e1}+Y_{d2}}+Y_{21}$ $Y_{m23}=\frac{(Y_{e1}+Y_{d3})Y_{22}}{Y_{22}+Y_{e1}+Y_{d3}}+Y_{21}$

利用通过[公式9a]求出的下列[公式9b]，能够计算误差因素。[公式9b]denom＝(Y_d2-Y_d1)Y_m23+(Y_d1-Y_d3)Y_m22+(Y_d3-Y_d2)Y_m21 $Y_{21}=[\&PlusMinus;\sqrt{Y_{d2}-Y_{d1}}\sqrt{Y_{d3}-Y_{d1}}\sqrt{Y_{d3}-Y_{d2}}\sqrt{Y_{m22}-Y_{m21}}\sqrt{Y_{m23}-Y_{m21}}\sqrt{Y_{m23}-Y_{m22}}$ $-\{(Y_{d3}-Y_{d2})Y_{m22}{Y}_{m23}+(Y_{d1}-Y_{d3})Y_{m21}{Y}_{23}+(Y_{d2}-Y_{d1})Y_{m21}{Y}_{m22}\}]$ $/\mathrm{denom}$ $Y_{22}=\&PlusMinus;\sqrt{(Y_{d2}-Y_{d1})(Y_{d3}^2+(-Y_{d2}-Y_{d1})Y_{d3}+Y_{d1}{Y}_{d2})(Y_{m22}-Y_{m21})(Y_{m23}^2+(-Y_{m22}-Y_{m21})Y_{m23}+Y_{m21}{Y}_{m22})}$ $/\mathrm{denom}$

将用[公式9b]求出的Y₁₁、Y₂₂代入[公式9a]，就可以利用下列[公式9c]求出Y_e1，但是在误差修正的计算即后文讲述的[公式10]中不使用。[公式9c] $Y_{e1}=\frac{Y_{m21}{Y}_{12}-Y_{11}{Y}_{12}}{Y_{11}+Y_{12}-Y_{m21}}-Y_{d1}$ 此外，取代Y_m121、Y_d1使用Y_m22、Y_d2，或者使用Y_m13、Y_d3，也能够求出[公式9c]。

经过以上的步骤还不能获得的误差因素——Y₁₃、Y₂₃，只并联修正数据取得用试料不能求出。可是因为是并联的关系，所以不需要单独决定其值，因此象图25那样地重新描绘误差模型。图中的Y_f是能够视为Y₁₃和Y₂₃的并联(即值的和)的误差因素。

图25的误差模型，在端子1_m和端子1_d之间连接导纳Y₁₂，在端子1_m和导纳Y₁₂的连接点和接地之间连接导纳Y₁₁，在导纳Y₁₂和端子1_d的连接点和接地之间连接导纳Y_f，在端子2_d和端子2_m之间连接导纳Y₂₂，在导纳Y₂₂和端子2_m的连接点和接地之间连接导纳Y₂₁。

例如：从端口1看的阻抗，因为在图23的误差模型中，表示端口2侧成为无反射终端(即通常连接50Ω的状态)的状态，所以能够根据修正数据取得用试料Y_d和与它连接之际的测量值Y_m的组求出Y_f。这一点也和串联测量时同样，能够用下列的[公式10]计算Y_fi。此外，式中的Y₀表示特性导纳。[公式10]Y_f1＝-[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀))Y_d1+((Y₂₁+Y₀)+Y₁₂)Y₂₂+Y₁₂(Y₂₁+Y₀)}Y_m11+{(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)}Y_d1+{(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)-Y₁₁Y₁₂}Y₂₂-Y₁₁Y₁₂(Y₂₁+Y₀)]/[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀)}Y_m11+(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)]Y_f2＝-[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀))Y_d2+((Y₂₁+Y₀)+Y₁₂)Y₂₂+Y₁₂(Y₂₁+Y₀)}Y_m12+{(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)}Y_d2+{(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)-Y₁₁Y₁₂}Y₂₂-Y₁₁Y₁₂(Y₂₁+Y₀)]/[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀)}Y_m12+(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)]Y_f3＝-[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀))Y_d3+((Y₂₁+Y₀)+Y₁₂)Y₂₂+Y₁₂(Y₂₁+Y₀)}Y_m13+{(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)}Y_d3+{(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)-Y₁₁Y₁₂}Y₂₂-Y₁₁Y₁₂(Y₂₁+Y₀)]/[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀)}Y_m13+(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)]

因为Z_f的值是一个，所以用[公式10]求出的Y_f1、Y_f2、Y_f3应该取相同的值，但是如[公式8b]及[公式9b]所示的那样，在Y₁₂、Y₂₁、Y₂₁、Y₂₂中，有符号不同的2个解，通过那样的组合，Y_f1、Y_f2、Y_f3不一致。

因此，对于下列表2所示的2⁴＝16组的组合参数的每一个，计算上述[公式10]的Y_f1、Y_f2、Y_f3，选择Y_f1、Y_f2、Y_f3一致的Y₁₂、Y₂₁、Y₂₁、Y₂₂的组合。因为Y_f1、Y_f2、Y_f3一致的组合存在多个，所以可以使用其中的任何一个。[表2]

	Z11符号	Z21符号	Z12符号	Z22符号
					图案1	+	+	+	+
图案2	+	+	+	-
					图案3	+	+	-	+
图案4	+	+	-	-
					图案5	+	-	+	+
图案6	+	-	+	-
					图案7	+	-	-	+
图案8	+	-	-	-
					图案9	-	+	+	+
图案10	-	+	+	-
					图案11	-	+	-	+
图案12	-	+	-	-
					图案13	-	-	+	+
图案14	-	-	+	-
					图案15	-	-	-	+
图案16	-	-	-	-

此外，由于Y₁₂和Y₂₁是并联后形成Y_f的误差因素，所以只要修正数据取得用试料并联2端子阻抗元件，根据图25的误差模型进行修正，就可以获得和根据图20进行修正完全相同的结果。

接着，参照图10～图13，讲述实施例。

<实施例1>首先，参照图10及图11，讲述串联时的情况。所谓“串联”，是在测量机的2个端口之间连接被检查件的方法。

在成为修正对象的测量系统中，如图10(a)的整体结构图及(b)测量基板20的正面图所示，被检查件——电子部件2被跨越在测量基板20的上面形成的传输线路22a、22b之间的狭缝22x地配置，在传输线路22a、22b之间串联。在测量基板20的上面及下面的传输线路22a、22b、24的两端，软钎焊SMA连接器56、66，通过网络分析器70和同轴电缆58、68作媒介连接在一起。在网络分析器70中，使用Agilent公司制造的网络分析器8753D；测量基板20被用特性阻抗50Ω设置。测量基板20的长度L为50mm、宽度W为30mm。

在成为基准的测量系统中，将Agilent公司制造的测量工具16192A安装到Agilent公司制造的阻抗分析器4291上后进行测量。

被检查件——电子部件2是1.0mm×0.5mm尺寸的56nH的芯片电感器。

下面，依次讲述测量及修正的作业。

(1)准备3个修正数据取得用试料。在修正数据取得用试料中，使用2.2Ω、51Ω、510Ω的电阻。

(2)用基准测量系统测量系统测量修正数据取得用试料的阻抗Z_d1、Z_d2、Z_d3。此外，测量点数、扫描频率范围，需要在基准测量机、实际使用的网络分析器中统一。

(3)在实际测量使用的测量机(8753D)中，进行到同轴电缆前端为止的传输线路的校正。该校正可以是通常进行的SOLT校正。

(4)用实际测量使用的测量机(8753D)测量修正数据取得用试料的阻抗。这时，在和基准测量机相同的测量点数、扫描频率范围内取得Z_m11、Z_m12、Z_m13及Z_m21、Z_m22、Z_m23。

(5)根据基准测量机(4291)、实际测量使用的测量机(8753D)的测量数据，按照上述<原理1>，用计算机计算修正系数。至此，成为测量系统的修正的步骤。

(6)用实际测量使用的测量机(8753D)，测量芯片电感器。

(7)使用测量数据和修正数据，用计算机计算修正后的测量值。

按照以上的步骤，进行测量、修正处理的结果，基准测量机的测量结果和网络分析器的测量值一致。

图11示出对1005尺寸的芯片电感器(56nH)进行测量、修正处理的结果的曲线图。图11(a)是基准值、修正前的测量值及修正后的测量值的曲线图。“基准值”，是基准测量机的测量值。“修正前”，是用实际测量使用的测量机进行测量的测量结果，是没有修正的测量值。“修正后”，是修正用实际测量使用的测量机进行测量的测量值的值(用基准测量机进行测量时的测量值的推定值)。图11(b-1)是“修正前”的测量值的曲线图，图11(b-2)是“修正后”的测量值的曲线图，图11(c)是“基准值”的曲线图。

如图11(a)所示，所谓“基准值”和“修正后”非常一致，达到在图中不能够加以区别的程度。但是“修正前”却与“基准值”相差很大。就是说，不进行修正时，只能获得与用基准测量机进行测量的测量值相距甚远的测量值，而进行修正后，可以获得与用基准测量机进行测量的测量值非常接近的测量值。

<实施例2>接着，参照图12及图13，讲述并联时的情况。所谓“并联”，是在测量机的1个端口和接地之间连接被检查件的方法。

在成为修正对象的测量系统中，如图12(a)的整体结构图及(b)的测量的正面图所示，被检查件——电子部件2在测量基板21的上面形成的信号导体24和接地导体25之间连接。测量基板21在信号导体24及接地导体25的两端，软钎焊SMA连接器56、66，通过网络分析器70和同轴电缆58、68作媒介连接在一起。在网络分析器70中，使用Agilent公司制造的网络分析器8753D；测量基板20被用特性阻抗50Ω设计。测量基板20的长度L为50mm、宽度W为30mm。

在成为基准的测量系统中，将Agilent公司制造的测量工具16192A安装到Agilent公司制造的阻抗分析器4291上后进行测量。

被检查件——电子部件2是1.0mm×0.5mm尺寸的56nH的芯片电阻。

下面，依次讲述测量及修正的作业。

(1)准备3个修正数据取得用试料。使用2.2Ω、51Ω、510Ω的电阻。

(2)用基准测量系统测量系统测量修正数据取得用试料的导纳Y_d1、Y_d2、Y_d3。此外，测量点数、扫描频率范围，需要在基准测量机、实际使用的网络分析器中统一。

(3)在实际测量使用的测量机(8753D)中，进行到同轴电缆前端为止的传输线路的校正。该校正可以是通常进行的SOLT校正。

(4)用实际测量使用的测量机(8753D)测量修正数据取得用试料的导纳。这时，在和基准测量机相同的测量点数、扫描频率范围内取得Y_m11、Y_m12、Y_m13及Y_m21、Y_m22、Y_m23。

(5)根据基准测量机(4291)、实际测量使用的测量机(8753D)的测量数据，按照上述<原理2>，用计算机计算修正系数。至此，成为修正的步骤。

(6)用实际测量使用的测量机(8753D)，测量芯片电阻。

(7)使用测量数据和修正数据，用计算机计算修正后的测量值。

按照以上的步骤，进行测量、修正处理的结果，基准测量机的测量结果和网络分析器的测量值一致。

图13示出对1005尺寸的芯片电阻(56Ω)进行测量、修正处理的结果的曲线图。图13(a)是基准值、修正前的测量值及修正后的测量值的曲线图。“基准值”，是基准测量机的测量值。“修正前”，是用实际测量使用的测量机进行测量的测量结果，是没有修正的测量值。“修正后”，是修正用实际测量使用的测量机进行测量的测量值的值(用基准测量机进行测量时的测量值的推定值)。图13(b-1)是“修正前”的测量值的曲线图，图13(b-2)是“修正后”的测量值的曲线图，图13(c)是“基准值”的曲线图。

如图13(a)所示，所谓“基准值”和“修正后”非常一致，达到在图中不能够加以区别的程度。但是“修正前”却与“基准值”相差很大。就是说，不进行修正时，只能获得与用基准测量机进行测量的测量值相距甚远的测量值，而进行修正后，可以获得与用基准测量机进行测量的测量值非常接近的测量值。

以上讲述的本发明的第1类型的实施方式，在对于测量工具及探测器而言串联及并联2端子阻抗元件进行测量的2端口测量系统中，用T形(图14)及π形(图20)的等效电路表示各端口的电气特性，将通常在可逆电路中用6个误差模型化的部分简化成为5个误差。这样，能够在导出测量工具及探测器的误差之际，使用用阻抗分析器标称的3个2端子阻抗元件(以下称作“标准试料”)，串联时不将标准试料接地，并联时不切断信号线，导出5个误差的值。

使用上述误差模型时，根据3个标准试料的测量值导出的测量工具及探测器的各误差中，存在4个符号不同的2个解。因此，究竟哪4个误差的符号的组合正确，需要在确认符号的各组合中，剩下的一个误差与3个标准试料各自导出的3个值相同后决定。

可是，在3个标准试料的测量离差及测量器的跟踪噪声等的作用下，不完全一致，哪个符号的组合正确？在所有的频率中的优劣的判断，只能根据哪个符号的组合更加一致来进行。因此，选择在测量离差及噪声的影响下错误的符号的组合，可能还存在不能确保修正精度的频率。

接着，参照图26～图37，讲述本发明的第2类型的实施方式——电子部件的高频特性的误差修正方法。

在本发明的第2类型的实施方式中，使用和2端口误差模型等效的1端口误差模型，从而不需要象本发明的第1类型的实施方式那样选择符号的组合。因此，能够提高误差修正参数的导出精度及测量误差的修正精度。下面，详细讲述。

<平衡变换1端口误差模型>首先，讲述在本发明的第2类型的实施方式中使用的平衡变换1端口误差模型。平衡变换1端口误差模型，可以如下所述地平衡变换2端口误差模型后获得。

图26示出用Z参数表示2端口电路的模型的电路图。用行列式表示图26的关系，就成为下列[公式11]。[公式11] $\left(\begin{array}{c}{V}_1\\ V_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{Z}_{11}& Z_{12}\\ Z_{21}& Z_{22}\end{array}\right)\&CenterDot;\left(\begin{array}{c}{I}_1\\ I_2\end{array}\right)$

进行将输入值和V_C＝(V₁+V₂)/2、I_C＝(I₁+I₂)/2置换、将输出值和V_d＝(V₁+V₂)/2、I_d＝(I₁+I₂)/2置换的平衡变换后，Z参数就被象下列[公式12]那样地变换。[公式12] $\left(\begin{array}{c}{V}_c\\ V_d\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{Z}_{\mathrm{cc}}& Z_{\mathrm{cd}}\\ Z_{\mathrm{dc}}& Z_{\mathrm{dd}}\end{array}\right)\&CenterDot;\left(\begin{array}{c}{I}_c\\ I_d\end{array}\right)$ $=\left(\begin{array}{cc}\frac{1}{4}(Z_{11}+Z_{12}+Z_{21}+Z_{22})& \frac{1}{2}(Z_{11}-Z_{12}+Z_{21}-Z_{22})\\ \frac{1}{2}(Z_{11}+Z_{12}-Z_{21}-Z_{22})& Z_{11}-Z_{12}-Z_{21}+Z_{22}\end{array}\right)\&CenterDot;\left(\begin{array}{c}{I}_c\\ I_d\end{array}\right)$

对于导纳参数(以下称作“Y参数”)，也进行平衡变换后，既可以用下列[公式13]表示。[公式13] $\left(\begin{array}{c}{I}_c\\ I_d\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{Y}_{\mathrm{cc}}& Y_{\mathrm{cd}}\\ Y_{\mathrm{dc}}& Y_{\mathrm{dd}}\end{array}\right)\&CenterDot;\left(\begin{array}{c}{V}_c\\ V_d\end{array}\right)$ $=\left(\begin{array}{cc}{Y}_{11}+Y_{12}+Y_{21}+Y_{22}& \frac{1}{2}(Y_{11}-Y_{12}+Y_{21}-Y_{22})\\ \frac{1}{2}(Y_{11}+Y_{12}-Y_{21}-Y_{22})& \frac{1}{4}(Y_{11}-Y_{12}-Y_{21}+Y_{22})\end{array}\right)\&CenterDot;\left(\begin{array}{c}{V}_c\\ V_d\end{array}\right)$

因为在通常的无源电路中，可逆定理成立，所以如果是Z参数，就成为Z₁₁＝Z₂₁；如果是Y参数，就成为Y₁₁＝Y₂₁。因此，Z参数及Y参数能够表示成T及π形的等效电路的形式。

图26将[公式11]所示的Z参数变换成T形等效电路后，就成为图27的电路图。将图27变形成为差动信号输入时的等效电路后，就成为图28的电路图，可知T形等效电路中的端口1、2的串联阻抗成分(Z₁₁+Z₁₂)+(Z₂₂-Z₁₂)，是[公式12]中的Z_dd。

利用这种情况，串联2端子阻抗元件时，修正模型成为如下所述。

图29是用T形等效电路表示使用测量工具串联测量2端子阻抗元件时的2端口误差模型的电路图。2端口误差模型，是用虚线包围的部分，用基准测量系统测量电子部件时的阻抗Z_d和用实测测量系统测量电子部件时的阻抗，在要测量的2个端口(Port1、Port2)之间连接。

和图28时同样，将图29的电路变形成为差动信号输入时的等效电路后，就成为图30所示的电路图。

求出图30的电路中的端口1、2之间的串联阻抗后，就成为下列[公式14]。[公式14] ${\mathrm{Zt}}_{\mathrm{dd}}={\mathrm{Ze}}_{11}-{\mathrm{Ze}}_{12}+{\mathrm{Ze}}_{44}-{\mathrm{Ze}}_{34}+\frac{({\mathrm{Ze}}_{22}-{\mathrm{Ze}}_{12}+{\mathrm{Ze}}_{33}-{\mathrm{Ze}}_{34}+Z_d)\&times;({\mathrm{Ze}}_{12}+{\mathrm{Ze}}_{34})}{{\mathrm{Ze}}_{22}-{\mathrm{Ze}}_{12}+{\mathrm{Ze}}_{33}-{\mathrm{Ze}}_{34}+Z_d+{\mathrm{Ze}}_{12}+{\mathrm{Ze}}_{34}}$

该[公式14]，与使用测量工具串联测量2端子阻抗元件的Z参数的差动阻抗成分Zt_dd等效。就是说，[公式14]通过2端口误差模型作媒介，将用实测测量系统通过2个端口测量电子部件时的阻抗，与用基准测量系统测量电子部件时的阻抗Z_d关联。另外，[公式14]表示图30的电路图和图31所示的电路图等效。

在图31中，电路中的阻抗成分被归纳成为3个，成为和用T形等效电路表示的测量工具的误差的1端口误差模型相同。这表明串联时，按照以下的(1)～(4)的步骤，实施测量·修正后，能够导出DUT的阻抗。

(1)对于特性(阻抗)被标称的3个修正试料(芯片电阻等)或被认为具有和这3个修正试料同等的高频特性的3个修正试料，使用测量工具，测量Z参数。测量时使用网络及阻抗分析器。

(2)进行平衡变换，取出其差动阻抗成分Z_dd。

根据测量3个修正试料之际的Z_dd和“3个修正试料的被标称的特性(阻抗)”，计算出象3个误差成分象差动阻抗成分的等效电路——图30的电路那样地归纳的测量工具的3个误差成分。

从测量DUT之际的Z_dd中，“除去在(3)的步骤中导出的3个误差成分”，从而计算出DUT的Z_d。

此外，象图31那样地归纳图29的测量工具的误差Z参数，不能够独立地求出各自的值，但是对于实施修正没有什么问题。

将2端子阻抗元件并联时，修正模型成为如下所示。

对于2端子阻抗元件的并联，将Y参数变换成π形等效电路，使用同相导纳成分，从而能够和串联时同样，作为1端口修正的模型处理。

在图32的电路图中，表示使用Y参数的π形等效电路的电路图。将图32变形成为输入同相信号的等效电路后，就如图33的电路图所示的那样，可知π形等效电路中的端口1、2的并联导纳成分是[公式13]中的Y_cc。

接着，和串联一样，在图34的电路图中，用π形等效电路表示使用测量工具并联测量2端子阻抗元件时的2端口误差模型。2端口误差模型，是用虚线包围的部分，在用基准测量系统测量了电子部件时的导纳Y_d和要测量用实测测量系统测量了电子部件时的导纳的2个端口(Port1、Port2)之间连接。和刚才讲述的一样，将图34的电路变形成为同相信号输入时的等效电路后，就成为图35所示的电路图。

求出图35的电路中的端口1、2之间的并联阻抗后，就成为下列[公式15]。[公式15] ${\mathrm{Yt}}_{\mathrm{dd}}={\mathrm{Ye}}_{11}-{\mathrm{Ye}}_{12}+{\mathrm{Ye}}_{44}-{\mathrm{Ye}}_{34}+\frac{({\mathrm{Ye}}_{22}-{\mathrm{Ye}}_{12}+{\mathrm{Ye}}_{33}-{\mathrm{Ye}}_{34}+Y_d)\&times;({\mathrm{Ye}}_{12}+{\mathrm{Ye}}_{34})}{{\mathrm{Ye}}_{22}-{\mathrm{Ye}}_{12}+{\mathrm{Ye}}_{33}-{\mathrm{Ye}}_{34}+Y_d+{\mathrm{Ye}}_{12}+{\mathrm{Ye}}_{34}}$

该[公式15]，与使用测量工具并联测量2端子阻抗元件的Y参数的同相导纳成分Yt_dd等效。就是说，[公式15]通过2端口误差模型作媒介，将用实测测量系统通过2个端口测量电子部件时的导纳，与用基准测量系统测量电子部件时的导纳Y_d关联。另外，[公式15]表示图34的电路图和图35所示的电路等效。

在图35中，电路中的导纳成分被归纳成为3个，成为和用π形等效电路表示测量工具的误差的1端口误差模型相同。这表明和串联的T形等效电路同样，对使用测量工具测量的Y参数进行平衡变换后，再对同相导纳成分实施1端口修正，就能够导出DUT的导纳。

<实施例3>下面，讲述2端子阻抗元件在实测测量系统中串联时的测量误差修正步骤。

使用阻抗分析器及网络分析器，采用TRL校正法及RRRR校正法，预先对3种2端子2端口器件(可以使用适当的芯片电阻、器件本身等)进行标称(以下称作“标准2端口器件”)。这是应该在桌子上进行的步骤。该标称是用基准测量系统进行的标称。

接着，将所述标准2端口试料或被认为具有和所述标准2端口试料同等频率特性的试料，与实测测量系统的2个端口连接，测量其S参数。

再接着，使用下列[公式16]，将上述S参数测量结果变换成差动Z参数。该[公式16]，是将上述[公式14]的右边的Z参数变换成S参数后导出的。[公式16] $Z_{\mathrm{dd}}=\frac{2\&times;Z_0\&times;(S_{M21}+S_{M12}+S_{M11}\&times;S_{M22}-S_{M21}\&times;S_{M12}-1)}{S_{M11}+S_{M22}+S_{M21}\&times;S_{M12}-S_{M11}\&times;S_{M22}-1}$ 式中，S_M：实测2端口测量系统中的S参数测量结果Z_dd：变换后的差动Z参数Z₀：测量系统的特性阻抗

再接着，使用1端口误差模型，表示标准2端口试料的被标称的值和变换后的差动Z参数的关系。1端口误差模型，取代图31，变换成反射系数后表示，将关系模型化也没有问题。

再接着，根据3个标准2端口试料的被标称的阻抗值和变换后的差动Z参数的关系，计算1端口误差模型的误差参数。使用图31的1端口误差模型时，作为误差参数，计算图31所示的3个未知数即Ze₁₁-Ze₁₂+Ze₄₄-Ze₃₄、Ze₂₂-Ze₁₂+Ze₃₃-Ze₃₄、Ze₁₂+Ze₃₄。

再接着，用使用计算的误差参数的值的1端口误差模型，修正实测测量系统测量其它的2端子2端口器件的值，获得其它的2端子2端口器件的真值(即如果用基准测量系统测量时将获得的测量值的推定值)。

综上所述，对于实测2端口测量系统使用平衡变换，将与标准2端口试料的被标称的值的关系，置换成1端口误差模型后，能够唯一性地导出误差参数。

采用本手法后，由于象AAA修正法(实施例1)那样，不会产生不能够唯一性地决定误差参数的问题，所以能够减少测量离差及测量器的跟踪噪声等对误差参数导出过程的影响。

因此，采用AAA修正法(实施例1)后，能够提高误差参数的导出精度及修正精度。

<实施例4>下面，讲述2端子阻抗元件在实测测量系统中并联时的测量误差修正步骤。

首先，使用阻抗分析器及网络分析器，采用TRL校正法及RRRR校正法，预先对3种2端子2端口器件(可以使用适当的芯片电阻、器件本身等)进行标称(以下称作“标准2端口器件”)。这是应该在桌子上进行的步骤。该标称是用基准测量系统进行的标称。

接着，将所述标准2端口试料与2端口实测测量系统连接，测量其S参数。

再接着，使用下列[公式17]，将上述S参数测量结果变换成同相Y参数。该[公式17]，是将上述[公式15]的右边的Y参数变换成S参数后导出的。[公式17] $Y_{\mathrm{cc}}=\frac{2\&times;(-S_{M21}-S_{M12}+S_{M21}\&times;S_{M12}-S_{M11}\&times;S_{M22}-1)}{Z_0\&times;(S_{M11}+S_{M22}+S_{M11}\&times;S_{M22}-S_{M12}\&times;S_{M21}-1)}$ 式中，SM：实测2端口测量系统中的S参数测量结果Y_CC：变换后的差动Y参数Z₀：测量系统的特性阻抗

使用1端口误差模型，表示标准2端口试料的被标称的值和变换后的同相Y参数的关系。1端口误差模型，取代图36，变换成反射系数后表示，将关系模型化也没有问题。

再接着，根据3个标准2端口试料的被标称的导纳值和变换后的同相Y参数的关系，计算1端口误差模型的误差参数。使用图36的1端口误差模型时，作为误差参数，计算图36所示的3个未知数即Ye₁₂+Ye₃₄、Ye₁₁-Ye₁₂+Ye₄₄-Ye₃₄、Ye₂₂-Ye₁₂+Ye₃₃-Ye₄₄。

再接着，用使用计算的误差参数的值的1端口误差模型，修正实测测量系统测量其它的2端子2端口器件的值，获得其它的2端子2端口器件的真值(即如果用基准测量系统测量时将获得的测量值的推定值)。

综上所述，对于实测2端口测量系统使用平衡变换，将与标准2端口试料的被标称的值的关系，置换成1端口误差模型后，能够唯一性地导出误差参数。

采用本手法后，由于象AAA修正法(实施例2)那样，不会产生不能够唯一性地决定误差参数的问题，所以能够减少测量离差及测量器的跟踪噪声等对误差参数导出过程的影响。

因此，采用AAA修正法(实施例1)后，能够提高误差参数的导出精度及修正精度。

<具体例>在图37的结构图中，示出测量使用的2端口探测器的结构。其它的试验条件如下。连接方法是串联。[DUT]2种修正精度确认用1608尺寸芯片电阻(100Ω、392Ω)[测量器]E8364B(Agilent Technologies公司)[测量频率]50MHz～1.8GHz[测量点数]801点[中间频率]300Hz[修正试料]3种用阻抗分析器4291A(Agilent Technologies公司)标称的1608尺寸电阻(1.2Ω、47Ω、560Ω)

下列的表3，示出采用使用图31的1端口误差模型的实施例3的手法及AAA修正(实施例1)，修正芯片电阻(100Ω、392Ω)的结果。[表3]修正误差的比较

在表3中，示出修正误差的平均和3σ。虽然给修正误差最小的值附加了“*”，但是除了392Ω的电阻的平均值以外，都示出本手法的修正误差最小的值。另外，在AAA修正中，在根据端口1的测量值S₁₁和端口2的测量值S₂₂求出的各自的修正值中，能够读取与该修正误差的平均值有差异的数值。这样，由表3可知：与AAA修正法(实施例1)相比，实施例3的手法能够进行精度更高的修正。

<小结>使用以上讲述的误差修正方法后，能够在成为修正对象的测量系统保持和实测时相同的状态下，对于2端子阻抗部件进行校正作业。因此，实质上批量生成的器件本身或和批量生成的器件大致相同的尺寸·形状的试料只能与测量端子部连接的自动特性分选机，也能够进行测量系统的误差修正。

此外，本发明不局限于上述实施方式，可以添加各种变更后实施。

例如本发明不局限于使用测量基板的测量系统，在使用测量管脚的测量系统等中也能够应用。

Claims (5)

1.一种电子部件的高频特性误差修正方法，该方法根据用实测测量系统对2端子阻抗部件的电子部件进行测量的结果，计算出如果用基准测量系统测量该电子部件将会获得的该电子部件的高频特性的推定值，

该方法具备：

准备用所述基准测量系统标称的、高频特性不同的至少3个第1修正数据取得用试料的第1步骤；

用所述实测测量系统测量至少3个所述第1修正数据取得用试料或被认为具有与所述第1修正数据取得用试料同等的高频特性的至少3个第2修正数据取得用试料的第2步骤；

根据在所述第1步骤中准备的所述第1修正数据取得用试料的用所述基准测量系统标称的数据和在所述第2步骤中用所述实测测量系统测量的所述第1修正数据取得用试料或所述第2修正数据取得用试料的测量数据，决定使用传输线路的误差修正系数将用所述实测测量系统测量的测量值与用所述基准测量系统测量的测量值联系起来的公式的第3步骤；

用所述实测测量系统，测量任意的电子部件的第4步骤；和

根据在所述第4步骤中获得的测量结果，使用在所述第3步骤中决定的所述公式，计算出如果用所述基准测量系统测量该电子部件将会获得的该电子部件的高频特性的推定值的第5步骤，

在所述实测测量系统中，所述第1修正数据取得用试料及所述电子部件或所述第1修正数据取得用试料、所述第2修正数据取得用试料及所述电子部件被串联连接；

所述公式，根据在用所述基准测量系统测量电子部件时测量阻抗Z_m的端子1_m、2_m与在用所述实测测量系统测量电子部件时测量阻抗Z_d的端子1_d、2_d之间连接的误差模型导出；

计算从所述端子1_m看的阻抗时，所述误差模型，在所述端子1_m与所述端子1_d之间串联连接阻抗Z₁₁和阻抗Z_f，在所述阻抗Z₁₁和阻抗Z_f的连接点与接地之间连接阻抗Z₁₂，在所述端子2_d与所述端子2_m之间连接阻抗Z₂₁，在所述端子2_d与接地之间连接阻抗Z₂₂； 

所述阻抗Z_f、Z₁₁、Z₁₂、Z₂₁、Z₂₂，

使用在所述第1步骤中测量至少3个所述第1修正数据取得用试料的阻抗的结果Z_d1、Z_d2、Z_d3和在所述第2步骤中对至少3个所述第1修正数据取得用试料或所述第2修正数据取得用试料，测量所述端子1_m的阻抗的结果Z_m11、Z_m12、Z_m13及测量所述端子2_m的阻抗的结果Z_m21、Z_m22、Z_m23，

由下列公式1a和下列公式1b获得的16组Z₁₁、Z₁₂、Z₂₁、Z₂₂的组合中，

对下列公式2，使用Z_f1、Z_f2、Z_f3成为一致的至少一个组合来确定，

[公式1a]

denom＝(Z_d2-Z_d1)Z_m13+(Z_d1-Z_d3)Z_m12+(Z_d3-Z_d2)Z_m11

[公式1b]

denom＝(Z_d2-Z_d1)Z_m23+(Z_d1-Z_d3)Z_m22+(Z_d3-Z_d2)Z_m21

[公式2]

Z_f1＝-[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀))Z_d1+((Z₂₁+Z₀)+Z₁₂)Z₂₂+Z₁₂(Z₂₁+Z₀)}Z_m11+{(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)}Z_d1+{(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)-Z₁₁Z₁₂}Z₂₂-Z₁₁Z₁₂(Z₂₁+Z₀)]/[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀)}Z_m11+(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)]

Z_f2＝-[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀))Z_d2+((Z₂₁+Z₀)+Z₁₂)Z₂₂+Z₁₂(Z₂₁+Z₀)}Z_m12+{(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)}Z_d2 +{(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)-Z₁₁Z₁₂}Z₂₂-Z₁₁Z₁₂(Z₂₁+Z₀)]/[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀)}Z_m12+(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)]

Z_f3＝-[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀))Z_d3+((Z₂₁+Z₀)+Z₁₂)Z₂₂+Z₁₂(Z₂₁+Z₀)}Z_m13+{(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)}Z_d3+{(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)-Z₁₁Z₁₂}Z₂₂-Z₁₁Z₁₂(Z₂₁+Z₀)]/[{(Z₂₂+(Z₂₁+Z₀)}Z_m13+(-Z₁₂-Z₁₁)Z₂₂+(-Z₁₂-Z₁₁)(Z₂₁+Z₀)]。

2.如权利要求1所述的电子部件的高频特性误差修正方法，其特征在于：在所述实测测量系统中，所述第1修正数据取得用试料及所述电子部件或所述第1修正数据取得用试料、所述第2修正数据取得用试料及所述电子部件被并联连接；

所述公式，根据在用所述基准测量系统测量电子部件时测量导纳Y_m的端子1_m、2_m与在用所述实测测量系统测量电子部件时测量导纳Y_d的端子1_d、2_d之间连接的误差模型导出；

计算从所述端子1_m看的导纳时，所述误差模型，在所述端子1_m与所述端子1_d之间连接导纳Y₁₂，在所述端子1_m和所述导纳Y₁₂的连接点与接地之间连接导纳Y₁₁，在所述导纳Y₁₂和所述端子1_d的连接点与接地之间连接导纳Y_f，在所述端子2_d和所述端子2_m之间连接导纳Y₂₂，在所述导纳Y₂₂和所述端子2_m的连接点与接地之间连接导纳Y₂₁；

所述导纳Y_f、Y₁₁、Y₁₂、Y₂₁、Y₂₂，

使用在所述第1步骤中测量至少3个所述第1修正数据取得用试料的导纳的结果Y_d1、Y_d2、Y_d3和在所述第2步骤中对至少3个所述第1修正数据取得用试料或所述第2修正数据取得用试料，测量所述端子1_m的导纳的结果Y_m11、Y_m12、Y_m13及测量所述端子2_m的导纳的结果Y_m21、Y_m22、Y_m23，

由下列公式3a和下列公式3b获得的16组Y₁₁、Y₁₂、Y₂₁、Y₂₂的组合中，

对下列公式4，使用Y_f1、Y_f2、Y_f3成为一致的至少一个组合来确定，

[公式3a] 

denom＝(Y_d2-Y_d1)Y_m13+(Y_d1-Y_d3)Y_m12+(Y_d3-Y_d2)Y_m11

[公式3b]

denom＝(Y_d2-Y_d1)Y_m23+(Y_d1-Y_d3)Y_m22+(Y_d3-Y_d2)Y_m21

[公式4]

Y_f1＝-[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀))Y_d1+((Y₂₁+Y₀)+Y₁₂)Y₂₂+Y₁₂(Y₂₁+Y₀)}Y_m11+{(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)}Y_d1+{(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)-Y₁₁Y₁₂}Y₂₂-Y₁₁Y₁₂(Y₂₁+Y₀)]/[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀)}Y_m11+(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)]

Y_f2＝-[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀))Y_d2+((Y₂₁+Y₀)+Y₁₂)Y₂₂+Y₁₂(Y₂₁+Y₀)}Y_m12+{(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)}Y_d2+{(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)-Y₁₁Y₁₂}Y₂₂-Y₁₁Y₁₂(Y₂₁+Y₀)]/[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀)}Y_m12+(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)]

Y_f3＝-[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀))Y_d3+((Y₂₁+Y₀)+Y₁₂)Y₂₂+Y₁₂(Y₂₁+Y₀)}Y_m13+{(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)}Y_d3+{(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)-Y₁₁Y₁₂}Y₂₂-Y₁₁Y₁₂(Y₂₁+Y₀)] /[{(Y₂₂+(Y₂₁+Y₀)}Y_m13+(-Y₁₂-Y₁₁)Y₂₂+(-Y₁₂-Y₁₁)(Y₂₁+Y₀)]。

3.如权利要求1所述的电子部件的高频特性误差修正方法，其特征在于：在所述实测测量系统中，所述第1修正数据取得用试料及所述电子部件或所述第1修正数据取得用试料、所述第2修正数据取得用试料及所述电子部件被串联连接；

所述第3步骤包含子步骤，该子步骤中，将在所述第1步骤中准备的所述高频特性不同的至少3个所述第1修正数据取得用试料的用所述基准测量系统进行的标称、和在所述第2步骤中获得的高频特性不同的至少3个所述第1修正数据取得用试料或被认为具有与所述第1修正数据取得用试料同等的高频特性的至少3个所述第2修正数据取得用试料的用所述实测测量系统测量的测量值，变换成为阻抗参数，进而导出其差动阻抗成分；

所述公式，通过2端口误差模型作媒介，将用所述实测测量系统利用2个端口测量电子部件时的阻抗，与用所述基准测量系统测量电子部件时的阻抗关联，根据1端口误差模型导出，该1端口误差模型只有1个端口，该端口输入在用所述基准测量系统测量电子部件时测量阻抗的2个端口的差动信号。

4.如权利要求1所述的电子部件的高频特性误差修正方法，其特征在于：在所述实测测量系统中，所述第1修正数据取得用试料及所述电子部件或所述第1修正数据取得用试料、所述第2修正数据取得用试料及所述电子部件被并联连接；

所述第3步骤包含子步骤，该子步骤中，将在所述第1步骤中准备的所述高频特性不同的至少3个所述第1修正数据取得用试料的用所述基准测量系统进行的标称、和在所述第2步骤中获得的高频特性不同的至少3个所述第1修正数据取得用试料或被认为具有与所述第1修正数据取得用试料同等的高频特性的至少3个所述第2修正数据取得用试料的用所述实测测量系统测量的测量值，变换成为导纳参数，进而导出其同相导纳成分；

所述公式，通过2端口误差模型作媒介，将用所述实测测量系统利用2个端口测量电子部件时的导纳，与用所述基准测量系统测量电子部件的导纳关联，根据1端口误差模型导出，该1端口误差模型只有1个端口，该端口输入测量用所述基准测量系统测量电子部件时的导纳的2个端口的 同相信号。

5.一种电子部件的高频特性误差修正装置，其特征在于，用于权利要求1～4任一项所述电子部件的高频特性误差修正方法的至少所述第5步骤中，

所述高频特性误差修正装置，具备：

存储部，该存储部存储在所述第3步骤中决定的所述公式和在所述第4步骤中获得的用所述实测测量系统测量任意的电子部件的测量值；和

演算部，该演算部使用所述存储部存储的所述公式，进行修正所述存储部中存储的所述测量值的运算，计算用所述基准测量系统测量该电子部件将会获得的该电子部件的高频特性的推定值。 

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