WO2006090550A1 - 伝送路材料の誘電率測定方法およびこの誘電率測定方法を用いた電子部品の電気特性測定方法 - Google Patents

伝送路材料の誘電率測定方法およびこの誘電率測定方法を用いた電子部品の電気特性測定方法 Download PDF

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Abstract

【課題】高周波での誘電体材料の誘電率を実際に使用される伝送路の形態で測定でき、かつ周波数特性を含めた誘電率,tanδを高精度に求めることができる材料の誘電率測定方法を提供する。 【解決手段】誘電体基板2に信号導体3と接地導体4とからなる伝送路を形成した単位長さ当たりの電気特性が未知の測定治具1を準備し、伝送路の長さ方向の少なくとも4箇所において、信号導体3と接地導体4とを短絡させて反射係数S11を測定する。短絡状態での測定値から伝送路の特性(伝達度α及び位相定数β)を計算で求め、さらに伝送路の特性と伝送路の物理寸法とから伝送路材料の誘電率およびtanδを計算で求める。

Description

明 細 書
伝送路材料の誘電率測定方法およびこの誘電率測定方法を用いた電子 部品の電気特性測定方法
技術分野
[0001] 本発明は伝送路基板などに用いられる誘電体材料の誘電率や tan δ (誘電正接)な どの測定方法、および電子部品のインピーダンス値や Q値等の電気特性を測定する 方法に関するものである。
背景技術
[0002] 従来、伝送路基板などに用いられる誘電体材料の誘電率や tan δなどの測定方法と して、非特許文献 1, 2に示されるように、低周波では LCRメータを用いた容量法が、 高周波では、ネットワークアナライザを用いた導波管法、共振法、自由空間法などが 知られている。
[0003] 容量法では、 30MHz以下の低周波の誘電率しか測定できず、 1GHzを越えるような 高周波の誘電率を測定できな 、問題がある。
導波管法は、導波管や同軸管内に誘電体を挿入して反射特性や透過特性を測定し 、誘電率を測定する方法であるが、試料を導波管の寸法に合わせて加工する必要が あり、間隙が大きな誤差要因となるため、高い加工精度が要求されるといった問題が ある。
共振法では、共振周波数に対応する複素誘電率を測定するため、限定された周波 数の測定しか可能ではなぐ材料の誘電率の周波数特性を考慮できて 、な 、。 自由空間法は、不要な電波の影響を受けないよう、送受信アンテナ、電波吸収体な どの大掛力りな設備が必要であり、簡便な測定法とはいえない。
また、前記従来法はいずれも、実際の誘電体の用途として、最も重要な平面状にカロ ェされた状態の材料特性を測定するものではなぐ加工時の影響を考慮に入れられ ない。
さらに、平面状に加工された誘電体基板を購入したユーザーは、その基板材料の特 性を容易に知ることが不可能である。 さらに、誘電体基板の材料メーカーが提供する誘電体材料の比誘電率のカタログ値 は、一般には 1MHz程度の値であることが多ぐ有効数字も 2桁しかない。また、周波 数特性(lGHz〜20GHz)も詳細には記載されない。
[0004] 従来の誘電率測定法から得られた誘電率データの問題点をまとめると、以下のように なる。
(1)従来の誘電率測定方法では、各測定方法に合わせて、誘電体材料を加工しな ければならず、実際に使用されるような伝送線路の形態で測定できて 、な 、。
(2)従来の誘電率測定方法では、材料の比誘電率を求めており、実際の使用状態 における誘電率とは異なる。
(3)比誘電率の有効数字は 2桁程度しかなぐ寸法精度と比較すると精度は著しく低 V、ため、特性インピーダンスを正確に求めることができな 、。
(4)共振法では、誘電率の周波数特性が測定できな!/、。
(5)購入した材料ロット、または平面状等に加工済みの材料の誘電率を把握すること ができない。
[0005] 前記のように、使用する誘電体材料のロットの周波数特性を含めた誘電率, tan δを 正確に把握することができな力つたため、以下の問題が生じていた。
(1)ネットワークアナライザによる電子部品の高周波インピーダンス測定において、測 定系の誤差要因を除去する TRL校正法をはじめとする校正法では、電子部品のイン ピーダンスを求めるために、測定系の誤差要因を校正して得られた散乱係数 (Sパラ メータ)カゝら算出した Ζパラメータに測定に使用した伝送路の特性インピーダンスを乗 じる必要がある力 誘電率の精度が悪いため、特性インピーダンスの精度が悪ぐ電 子部品のインピーダンス特性の精度も得られな 、と 、つた問題があった。
(2)高周波回路設計では、実際の誘電率が精度よくわかっていないため、設計精度 が悪いといった問題があった。高周波回路設計において、誘電率は信号の遅延時間 に影響するパラメータであり、精度良い設計のためには、高周波化の進展とともに益 々重要になっているパラメータである。また、 tan δについても、近年携帯型バッテリ 駆動機器が開発される中、重要なパラメータになっている。
非特許文献 1 :アジレント'テクノロジー Application Note 1287- 9「ベクトル 'ネットヮー ク ·アナライザを使用したフィクスチヤ一測定」
非特許文献 2:橋本修著「高周波領域における材料定数測定方法」森北出版 (2003) 発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0006] そこで、本発明の好ま 、実施形態の目的は、高周波での誘電体材料の誘電率を 実際に使用される伝送路の形態で測定でき、かつ周波数特性を含めた誘電率, tan δを高精度に求めることができる材料の誘電率測定方法を提供することにある。 また、この誘電率測定方法を用いた精度のよ!、電子部品の電気特性測定方法を提 供することにある。
課題を解決するための手段
[0007] 前記目的を達成するため、本発明の好ましい実施形態では、誘電体基板上に、信号 導体と接地導体とからなり、単位長さ当たりの電気特性が未知の伝送路を持つ測定 治具を準備するステップと、前記伝送路の長さ方向の少なくとも 4箇所において、信 号導体と接地導体とを短絡させて電気特性を測定するステップと、前記短絡状態で の測定値から、前記伝送路の特性を算出するステップと、前記伝送路の特性から、 前記伝送路材料の誘電率および tan δの少なくとも 1つを算出するステップと、を有 する伝送路材料の誘電率測定方法を提供する。
[0008] 本発明の好ま 、実施形態は、伝送路の反射特性から誘電率および tan δの少なく とも 1つを求めるものであるから、反射特性 (散乱係数)が精度よく測定されなければ ならない。しかし、単にネットワークアナライザで反射特性を測定しただけでは、測定 したい誘電体材料力 なる伝送路の反射特性を良好に測定できない。なぜなら、測 定結果にはコネクタ部と伝送路の接合部が不整合部となり、この部分で生じる多重反 射が含まれてしまうからである。
この不整合部を除去する方法として、タイムドメイン法があるが、タイムドメイン法を用 いる場合、分解能を高めるためには周波数範囲を広くとる必要があり、材料の周波数 特¾をみることはできな力 た。
本発明の好ま 、実施形態では、同一の伝送路上の 4箇所で信号導体と接地導体 を短絡した状態 (例えば短絡基準を接続した状態)とし、 1ポートの Sパラメータの測 定を行うので、 4つの測定値はいずれもコネクタ部と平面伝送路の不整合部は同一と なることから、誤差補正においてコネクタ部と平面伝送路の不整合部の影響が正確 に取り除かれる。
このため、測定したい誘電体材料の伝送路の反射特性を正確に測定できる。この反 射特性を用いて、伝送路の特性を求め、誘電率や tan δを算出しているので、より正 確な誘電率や tan δが測定できる。
[0009] 伝送路としては、上面力 導体を押しつけることで伝送路中の任意の位置で信号導 体と接地導体を短絡できる平面伝送路を用いるのがよ 、。
平面伝送路は上方力 導体 (短絡基準)を押し付けることにより、容易に良好な短絡 状態を得ることができるからである。信号導体と接地導体とを短絡させると、ほぼ全反 射となるので、信号導体の終端側の影響を受けず、散乱係数を精度よく測定できる。 このような平面伝送路としては、コプレーナウエーブガイドやスロット線路などがある。
[0010] 測定する周波数範囲それぞれについて、前記伝送路上の少なくとも 4力所で、信号 導体と接地導体を短絡した状態の 1ポートの散乱係数を測定し、各散乱係数を用い て伝送路特性 ( ξ = a "2exp02 j8 ) 、 a:伝達度、 β:位相定数)を算出するのがよ い。
伝送路の少なくとも 4箇所で信号導体と接地導体とを短絡させ、その散乱係数から伝 送路特性を求める。伝送路特性としては、伝達度 aおよび位相定数 βがあるが、 ξ = α ~2βχρ(ΐ2 β )とおくと、散乱係数から ξが複素数として求められるので、その実数 部から伝達度 aが、虚数部から位相定数 βがそれぞれ求まる。位相定数 βが求まれ ば、その伝送路の実効誘電率 ε を計算で求めることができ、伝達度 aと位相定数 eff
βとを用いて tan δを求めることができる。
[0011] 前記伝送路特性 ξと伝送路の物理寸法とから、前記伝送路材料の比誘電率 ε を 算出することができる。
実効誘電率 ε はその伝送路の物理寸法に応じた値を持っため、伝送路の形状が eff
変化すれば、同じ誘電体材料を使用して 、ても、誘電率 ε
effは使用できな ヽ。比誘 電率 ε は実効誘電率 ε と物理寸法とから計算で求めることができる。したがって、 r eff
寸法や形状の影響を受けない誘電体材料そのものの比誘電率 ε を求めることがで きる。
[0012] 信号導体と接地導体とを短絡させる位置は任意であるが、測定点 1からポート 1側に L , L , L とした場合、距離の比が L :L :L = 1 : 2 : 3または 1 : 2 :4であるとき、伝
1 2 3 1 2 3
送路特性 ξの計算式は簡単になるので望ましい。
これ以外の場合は、複雑な式になるので、反復計算を用いるとよい。
[0013] 信号導体と接地導体とを短絡させる位置、つまり短絡基準接続位置のそれぞれの間 の位相差を約 70° 〜145° となるように設定するのがよい。この場合には、校正精 度が高ぐかつ測定データをうまく使いまわせば、広帯域測定であっても短絡基準測 定回数は多くならない。
[0014] 上述の本発明の誘電率測定方法における短絡状態での測定値から、伝送路特性 ξ と共に伝送路の誤差係数 Ε を算出し、伝送路に被測定電子部品を接続した状態で 、その散乱係数 (Sパラメータ)を測定し、測定された被測定電子部品の散乱係数か ら伝送路の誤差係数 Ε を除去して被測定電子部品の散乱係数の真値 S を求め、 その値力 被測定電子部品の Ζパラメータ Ζ を求めることができる。
つまり、短絡状態での校正測定を 4箇所以上で実施すれば、伝送路特性 ξの他に 伝送路の誤差係数 Ε を同時に算出することができる。伝送路に被検体 (被測定電子 部品)を接続した状態での測定値カゝら伝送路の誤差係数 Ε を取り除けば、被検体の 電気特性 (Sパラメータ)の真値を容易に求めることができる。
この方法は、伝送路特性 ξと誤差係数 Ε とが同じ条件下で求められるので、その結 果得られる被測定電子部品の散乱係数の真値 S および Ζパラメータ Ζ の精度も χΑ χΑ 非常に高い。
[0015] 前記方法は、伝送路特性 6と誤差係数 Ε を同時に求め、電子部品のインピーダン ス特性を算出する方法であるが、場合によっては、基板の伝送路特性 ξのみを本発 明方法で求める一方、前記基板と同一ロットの伝送路の誤差係数 Ε は既存の校正 方法 (例えば TRL法)を用いて別に求め、電子部品のインピーダンス特性を算出して ちょい。
この方法では、伝送路特性を求める場合に使用できる伝送線路は、 CPW、スロットラ インに限られるが、校正時に使用できる伝送線路は、校正の種類に応じて、マイクロ ストリップライン、 CPW、スロットラインなど、適宜選択することができる。 ただし、この場合、校正基板の伝送路特性は校正と同時に求めておらず、校正基板 そのものの伝送路特性を求めているわけではないので、前記方法と比較すると、電 子部品のインピーダンス特性の精度は若干劣る。
[0016] 前記のように伝送路特性 ξと伝送路の物理寸法とから、伝送路材料の比誘電率 ε を算出することができる。そのため、たとえ伝送路の形状が変更されても、この比誘電 率 ε と伝送路の物理寸法とから実効誘電率 ε を求め、この ε から伝送路の特 r eff eff
性インピーダンス Zを求めることができる。そのため、基板を構成する誘電体が同一
0
であれば、誘電率を求めた測定治具と、測定 ·校正を行う測定治具とが別の治具であ つても、測定'校正用の測定治具の特性インピーダンス zを簡単に求めることができ
0
る。
[0017] 上述の誘電率測定方法で求めた前記伝送路材料の誘電率から、伝送路の特性イン ピーダンス Zを算出し、この伝送路の特性インピーダンス Zと上述の被測定電子部
0 0
品の zパラメータ z とから、被測定電子部品のインピーダンス z を算出することが xxA DUT
できる。
被測定電子部品の特性インピーダンスを精度よく求めるためには、伝送路の誘電率 の正確な把握が必要である。本発明方法では、伝送路の正確な誘電率を得ることが できるので、伝送路の特性インピーダンス Zも正確に把握できる。そして、上述の散
0
乱係数の真値から求めた被測定電子部品の zパラメータ Z と、前記特性インピー xxA
ダンス Zとから、被測定電子部品のインピーダンス Z を正確に、かつ実際に使用さ
0 DUT
れる周波数に即して求めることができる。
発明の効果
[0018] 以上のように、本発明の好ましい実施形態によれば、コネクタと伝送路の不整合部を 完全に除去した反射特性を測定できるので、より正確な誘電率、 tan δを算出できる また、誘電体材料を実際に使用されるような伝送路の形態で、誘電率、 tan δが求ま るため、実際の使用状態に即した誘電率が求まる。
さら〖こ、測定周波数範囲ごとに基板の誘電率、 tan δを精度よく求めることができる。 また、本発明方法により正確な誘電率や tan δが測定できるので、次の利点が得られ る。すなわち、ネットワークアナライザによる電子部品の高周波インピーダンス測定に おいて、測定系の誤差要因を除去する TRL校正法をはじめとする校正法では、電子 部品のインピーダンスを求めるために、測定系の誤差要因を校正して得られた Sパラ メータに、治具伝送路の特性インピーダンスを乗じる必要があるが、基板の誘電率が 直接精度よく求められるため、特性インピーダンスの精度が向上し、その結果、電子 部品のインピーダンス特性をより正確に求めることができる。
図面の簡単な説明
[0019] [図 1]本発明にかかる誘電率測定方法の第 1実施例である測定装置の平面図である [図 2]CPWの部分斜視図である。
[図 3]伝達度 aから tan δを求めるための計算アルゴリズムを示す図である。
[図 4]実効誘電率 ε から比誘電率 ε を求めるための計算アルゴリズムを示す図で eff r
ある。
[図 5]図 1に示す測定治具の誤差モデル図である。
[図 6]図 1に示す測定治具に被検体を接続した状態の平面図である。
[図 7]本発明にかかる誘電率測定方法の第 2実施例である測定装置の平面図である
[図 8]図 7に示す測定治具の誤差モデル図である。
[図 9]図 7に示す測定治具にスルーチップを接続した状態の平面図である。
[図 10]図 7に示す測定治具に被検体を接続した状態の平面図である。
[図 11]本発明にかかる誘電率測定方法の第 3実施例である測定装置の平面図であ る。
[図 12]図 11に示す測定治具の誤差モデル図である。
[図 13]図 11に示す測定治具に被検体を接続した状態の平面図である。
発明を実施するための最良の形態
[0020] 以下に、本発明の好ましい実施の形態を、実施例を参照して説明する。
実施例 1 [0021] 以下に、本発明にかかる伝送路特性の算出方法の第 1実施例を示す。ここでは、反 射法を利用した 1ポート測定方法について説明する。
一治具伝送路の準備
測定治具 1として、ここではコプレーナウエーブガイド(以下、 CPWと記す)を例にし て説明する。測定治具 1は、図 1に示すように、誘電体よりなる治具基板 2の上面に信 号導体 3と接地導体 4とからなる伝送路を形成したものである。なお、治具基板 2の裏 面に接地導体を形成してもよい。信号導体 3の一端は開放端であり、他端はコネクタ 5に接続されている。接地導体 4は信号導体 3の幅方向両側および開放端を隙間を あけて取り囲むように形成されている。コネクタ 5には同軸ケーブル 6が接続され、測 定器の一例であるネットワークアナライザ 7の測定ポート 7a, 7bに接続されている。同 軸ケーブル 6の信号線 6aは、接続ばらつきを解消するため信号導体 3に半田付けや 溶接等によって固定されている。測定ポート 7a, 7bは同軸ケーブル 6を介して信号 導体 3と接地導体 4とにそれぞれ接続されて ヽる。
[0022] 短絡基準の接続'測定
本算出方法では、測定すべき校正基準は全て同じ短絡基準 10であり、使用する測 定治具 1も同じ治具である。
短絡基準 10とは、電気的に短絡状態の部品一般を指し、チップ部品、金属片、工具 などでもよい。望ましくは、ナイフエッジのような伝送路の長さ方向の接触長さが短い ものがよい。短絡基準が理想的であれば、反射係数がー 1 (全反射)の値になるが、 実際には短絡基準といえどもある程度のインダクタンスを持つので、インダクタンス値 が既知である必要があるということである。通常、マイクロ波帯では、オープン状態と 比較して短絡状態は比較的容易に理想に近 、状態を得られる。高 、測定精度が要 求される場合には、簡単なシミュレーション等によって短絡基準のインダクタンスを求 めれば良い。
[0023] まず、被検体の測定時に被検体を接続する箇所 (図 1中の測定点 1 : P1)で信号導 体 3と接地導体 4とを短絡基準 10により短絡し、この点を校正面とする。この時の測定 結果を S とし、測定点 1における反射係数の真値を Γ とする。 Γ は短絡基準の
11 1 Al A1
真値であるが、これは短絡基準 10の伝送路の長さ方向の大きさが測定信号波長と 比較して十分に小さければ 1とすればよぐそうでなければその真値の予想値をシ ミュレーシヨン等で求めておくべきものである。
[0024] 次に、測定点 1よりポート 1側に L だけ離れた伝送路上の位置 (測定点 2 : P2)で短
1
絡基準 10を信号導体 3と接地導体 4間に接続して測定を行い、この時の測定結果を S とする。この際、測定点 2における短絡基準 10の反射係数の真値は Γ である
11 2 A1 力 測定点 1を基準面にとると、反射係数の真値は数式 1のように変換される。ポート 1側より入射した電磁波は、短絡基準 10で全反射するため、測定点 1に短絡基準 10 を接続した場合と比較して往復分 2L だけ伝送路を伝達する距離が短! ヽからである
1
。ここで、 αは単位長さ当たりの伝送路の伝達度 [U/mm]、 j8は伝送路の位相定数 [ra d/mm]であり、 a , j8は未知である。 Γ は測定点 1を基準面とした場合の測定点 2に
A2
接続された短絡基準 10の真値である。
[数 1]
Γ 2 = "-2 expひ 2 ¾ ) [0025] 続けて、測定点 1よりポート 1側に L だけ離れた伝送路上の位置 (測定点 3 : P3)に短
2
絡基準 10を接続して測定を行い、この時の測定結果を S とする。測定点 2の場合
11 3
と同様に測定点 1を基準面に取ると、反射係数の真値は数式 2のようになる。
[数 2]
W ( J " - - (2)
[0026] さらに測定点 1よりポート 1側に距離 L だけ離れた伝送路上の位置 (測定点 4 : P4)に
3
短絡基準 10を接続して測定を行い、この時の測定結果を S とする。測定点 2の場
11 4
合と同様に測定点 1を基準面に取ると、測定点 4における反射係数の真値 Γ は数
A4 式 3のようになる。
[数 3] = "— exp( s …( ここで、次式の通り , βを含む式を ξとおく。 ξは、物理的には単位長さ当たりの伝 送路の伝達係数を表して ヽる。
[0028] 数式 4を用いると、数式 1〜数式 3はそれぞれ数式 5〜数式 7のように書き直すことが できる。
[数 5] 2 =ΓΑ、 ' … )
[数 6]
[数 7] = , ; …ひ) [0029] 今回、伝送路特性 ξと誤差係数 Ε 、Ε 、Ε との 4つが未知数となり、測定点 1〜4の
11 12 22
測定値 S 、S 、S 、S の 4つにより、未知数 4つを求めることができる。
11 1 11 2 11 3 11 4
なお、未知数 は複素数として求まるため、その実数部から伝達度 a (損失 δ [dB/m m] = 201og a )力 虚数部から位相定数 βがそれぞれ求まる。
[0030] 計算の都合により、短絡基準 10を接続する測定点 1からの測定点 2〜4までの距離 L
, L , Lは、次のいずれかの関係を満たすことが望ましい。
1 2 3
L : L: L =1:2:3
1 2 3
L : L: L =1:2:4
1 2 3
前記関係を満たしていれば、以下に示す数式を用いて伝送路特性 ξを陽に計算す ることがでさる。
[0031] 短絡基準を測定する位置 L , L , L力 L :L :L = 1: 2: 3の関係を満足している場
1 2 3 1 2 3
合は、数式 8によって ξを求めることができる。
[数 8] 〔 (2SnMi— 4SUM2 ) S UM3+4 S i S UM2— 3 S i 2 ) SUM4 2
4 (4 4 S
_ 4 J 1M1 ] 2 S J (4 S 2 ) 2 ~t~
Z ((2 S 11M2~~ 2 S : 1M1 ) S j 1M4 — 2 i iM2 ) Si ■ " "(8)
[0032] 一方、 L: L: L =1:2:4の関係を満足している場合は、数式 9によって を求める とがでさる。
[数 9]
:- 22S 8 4
2+ (8S11M 12 83
2) 4 " 3
^ 1
J +
Ζ M 一 2 iMl ) 2 ι 一 ■(9)
L: L: Lの比が前記の条件を満たさない場合については、 ξを求める式を陽に導い ていないので、必要に応じて同様の式を誘導しておくか、あるいは反復計算によって ξを求めるかすれば良い。
[0033] 前記のように、 L: L: L =1:2:3または 1:2:4の場合に計算が容易になる力 その 他の場合でも、短絡基準接続位置間の位相差を約 70° 145° とするのがよい。 すなわち、本算出方法では 1ポートの校正の中で伝送路特性を求めており、治具伝 送路に短絡基準を接続する位置の違いによって生じる反射係数の変化を利用して いるが、信号波長と短絡基準の位置の関係によっては校正精度が低下する場合が あるので、短絡基準の位置の決定は慎重に行う必要がある。
短絡基準間の位相差を大きく確保すると校正の精度は向上するが、一組の短絡基 準で対応できる周波数範囲が狭くなり、広帯域の測定をする場合に多くの短絡基準 を測定する必要が生じる。短絡基準間の位相差を用いて校正を行う TRL校正の場 合、 NIST等の資料によると、良好な測定精度を得るために短絡基準間の位相差は 20° 〜30° 以上程度確保するべきであるとされている。
短絡基準接続位置間の位相差を約 70° 〜145° とした場合には、校正精度が高い 反面、 1組の短絡基準で対応できる周波数範囲が前記の場合と比較して力なり狭く なるが、測定データをうまく使いまわせば、広帯域測定であっても短絡基準測定回数 は多くならないからである。
[0034] 誘電率 ε 、 tan δの算出
次に、前記のように求めた各周波数範囲の伝送路特性 ξ、すなわち伝達度 aおよび 位相定数 βの測定値から、基板の誘電率 ε および tan δを求める。具体的には、伝 達度 aの測定値と計算値の残差が最小になるよう、ニュートン法などの既知の数値 計算手法により収束計算を行って tan δを求め、また位相定数 βの測定値から求め た基板の誘電率 ε
effと計算値の残差が最小になるよう同様の収束計算を行 、、基板 の誘電率 ε を求める。
[0035] 以下に、 CPW伝送路を用いて基板の誘電率 ε 、 tan δを算出する具体的方法を説 明する。
CPW伝送路の特性インピーダンスを求めるためのシミュレーションの式は、以下のよ うなものが知られている。
ここで、図 2に示すように、 W :信号導体の幅、 s :信号導体と接地導体の間隔、 h :誘 電体の厚さ、 t :導体の厚さ、 L :導体の長さ、 f:周波数、 ε :比誘電率、 c :光速、 Ζ: r 0 特性インピーダンス、 ε
eff :実効誘電率、 μ :真空の透磁率、 ε
":真空の誘電率とす る。
[0036] Zを計算する式は次の通りである。
0
[数 10]
Δ.Ο = , ■■■(10)
[0037] ここで、 Zcは次式で与えられる。 Zcは ε = 1の場合の CPWの特性インピーダンスで あり、 Kは第 1種完全楕円積分である。
[数 11]
k, k'は次式で与えられる。
[数 12] また、 k , k 'は次式で与えられる。
1 1
[数 13]
[0040] 次に、 ε の近似式は次の通りである。
eff
[数 14]
■(14)
[0041] 位相定数 j8は数式 15のように実効誘電率 ε の関数として表されるので、実効誘電 eff
はこの式を用いて位相定数 βの測定値カゝら算出することができる。
eff
[数 15]
2 π f f eff
β " (15)
[0042] また、伝達度 aは、導体損失 αと誘電体損失 αと輻射損 αの和で表されるが、この e d r
うち、誘電体損失 α
dは次式のように ε
effと tan δとの関数で表される。
[数 16] ひ d tan δ ■(16) このため、伝送路の伝達度 aは電磁界シミュレータを用いて算出する。
[0043] 図 3は、 tan δを求めるための繰り返し計算(ニュートン法)によるアルゴリズムを示す。
まず tan δの初期値を入力し (ステップ S I)、この tan δカも電磁界シミュレータを用 V、て aを計算する (ステップ S2)。次に、 αの測定値とステップ S2で求めた計算値と の差 I Δ α |を求め (ステップ S 3)、 | Δ α |が十分に小さいかどうかを判定する( ステップ S4)。 | Δ α Iが十分に小さくないと判定された場合には、 tan δを修正し( ステップ S5)、ステップ S 2以下の操作を繰り返す。ステップ S4で | Δ α |が十分に 小さいと判定されれば、 | Δ α | 0のときの tan δを基板特性とする (ステップ S6)
[0044] 実効誘電率 ε から比誘電率 ε を求める場合も、繰り返し計算 (ニュートン法)によ eff r
るアルゴリズムを用いる。図 4はそのアルゴリズムの一例を示す。
まず ε の初期値を入力し (ステップ S7)、この ε 力も電磁界シミュレータを用いて ε r r e を計算する (ステップ S8)。次に、前記で求めた実効誘電率 ε とステップ S8で求め ff eff
た計算値との差 | Δ ε |を求め (ステップ S 9)、 | Δ ε |が十分に小さいかどうか eff eff
を判定する (ステップ S 10)。 | Δ ε
eff Iが十分に小さくないと判定された場合には、 ε を修正し (ステップ S I 1)、ステップ S8以下の操作を繰り返す。ステップ S 10で | Δ ε Iが十分に小さいと判定されれば、 I Δ ε | 0のときの ε を基板の比誘電 eff eff r
率とする (ステップ S I 2)。
[0045] また、簡易的には、求まった実効誘電率 ε から、数式 14を用いて比誘電率 ε を eff r 計算することができる。すなわち、実効誘電率 ε と伝送路の物理寸法とから、誘電 eff
体基板の材料そのものの比誘電率 ε を算出することができる。
[0046] 特性インピーダンスの算出
前記で求めた ε と、数式 1 1および 12により求めた Zcとから、数式 10により特性ィ eff
ンピーダンス Zを計算で求めることができる。
0
[0047] 前記のようにして伝送路の特性インピーダンス Zが求まったので、この特性インピー
0
ダンスを用いて被検体のインピーダンス z を求める方法について以下に説明する
DUT 一校正の誤差モデルの誤差係数の計算 数式 8または数式 9によって ξが求まれば、数式 5,数式 6によって Γ , Γ の値が
Α2 A3 計算できるので、伝送路の誤差係数を順次求めることが可能になる。
校正の誤差モデルを図 5に示す。反射法とは、一方のポート (コネクタ 5)力 被検体 1 1に入射した電磁波のどれだけの割合が反射するかを観測して、これからインピーダ ンス等を求める手法で、 1ポートであるから、図 5に示すように誤差要因も Ε Ε Ε
11 21 12 Ε の 4個しかない。散乱係数測定は比測定であるので、 Ε =1とおけば、誤差要
22 21
因は Ε Ε Ε の 3つである。図中の S は反射係数の測定値であり、 S は被
11 12 22 11 11A 検体の散乱係数の真値である。
[0048] さて、前述の短絡基準 10の接続による測定結果から、各誤差係数 Ε Ε Ε は数
11 12 22 式 17で求められる。なお、 D は中間変数である。
1
[数 17]
Dl - I A2 I A3 ^ΠΜ3 _ A1 A3 ^11Μ3 " ^Α2 3 SllM2 + L Al A A2 ^11M2
+ ΓΑΙ ΓΑ3 S11M1 - ΓΑ1 S11M1
Eii = " ( ΑΙ rA3 uiiM2 S11M3 - ΓΑ1 S11M2 S11M3 - S11M1 11Μ3
+ Α1 ^ΠΜΙ °11Μ3 + ^Α2 ΓΑ3 πΜι ΟπΜ2 " ΓΑ1 ι llMl ΟΠΜ2) / Dl π (ΓΑ2"ΓΑΙ) (ΓΑ3 _ΓΑ1) (ΓΑ3Α2) \^ΐΐΜ2"^11Μΐ) (SnM3"SnMl) (SiiM3_SuM2)
D12
一 011Μ3 - ΓΑ1 11Μ3- I A3 S I Αに S11M2T I A3 SllMl" 1 A2 SllMl
^22 (17)
[0049] 被検体の測定と校正の実施
誤差係数が求まれば、図 6に示すように、被検体 11を測定点 1における信号導体 3と 接地導体 4間に接続し、その電気特性すなわち反射係数 S を測定する。この校正
11
の誤差モデルは 1ポート補正の誤差モデルと同じものであるから、実際の被検体測 定結果力 誤差の影響を除去するには 1ポート補正と同様の計算を行えば良ぐ誤 差の影響を除去して被検体の反射係数 s の真値を求める数式を以下に記載して
11A
おく。なお、誤差要因の影響を除去する計算式は以下の数式に限らず、どのような公 知技術を用いてもよい。
[数 18] SllM ~ E ^ - - - (18)
^22*^1 ΙΑί + E、2― EUE22
- sパラメータ力 インピーダンスへの変換一
前記校正法は反射法であるので、前記の校正法により誤差要因の校正を行って得ら れた反射係数の真値 S を用いて、数式 19により被検体の Zパラメータ Z を計算
11A 11A する。
[数 19]
+ S HA
11A—
― S ΠΑ この Zパラメータ Z と、前記のように求めた基板の特性インピーダンス Zとを、数式 2
11A 0
0に示すようにそれぞれ同じ周波数での値同士で乗じることにより、被検体 11のイン ピーダンス Z を求めることができる。
DUT
[0051] [数 20] DUT = 乙 0 · ん 11A ■(20) なお、 S 、 Z および Z はいずれも複素数である。
11A 11A DUT
実施例 2
[0052] この実施例では、測定治具 20として、図 7に示すように、誘電体基板 21の上面に 2つ の信号導体 22a, 22bがー直線上にかつ一端が間隔をあけて配置され、信号導体 2 2a, 22bの幅方向両側に間隔をあけて接地導体 23が配置された CPWを使用してい る。なお、治具基板 21の裏面にも接地導体を設けてもよい。コネクタ 24, 25は同軸 ケーブル 26, 27を介して測定器の一例であるネットワークアナライザ 28の測定ポート 28a〜28dに接続されている。同軸ケーブル 26, 27の信号線は信号導体 22a, 22b に半田付けや溶接等によって固定されている。
[0053] 実施例 1と同様に、伝送路特性 ξが未知であるから、短絡基準 10を伝送路の 4箇所 で短絡させることで、伝送路特性 ξと誤差係数とを同時に求めることができる。伝送 路特性 の算出方法は実施例 1と同様である。
[0054] この実施例では、測定点 1および測定点 1よりポート 1側に測定点 2〜4の 4箇所で短 絡基準 10を用いた校正測定を実施し、し力る後、ポート 2側についても同様に 4箇所 での校正測定を実施する。
次に、図 8に示すようにスルー(ポート間直結)状態での測定を行う。ポート間を接続 するために適当なデバイス(以下、スルーチップという) 13を信号導体 22a, 22b間に シリーズ接続する。測定値は、反射係数が S 、S で、伝達係数は S 、S と する。なお、スルーチップ 23の電気特性は未知で良ぐ例えば抵抗値が分からない チップ抵抗などでも良いが、伝達係数に方向'性があってはならない。伝達係数は、 相反定理により方向性を持たないので、通常この条件は自動的に満足される。
[0055] この実施例の校正の誤差モデルを図 9に示す。これも従来力 使用されている TRL 補正の誤差モデルと同じものである。図中の s 、s は反射係数及び伝達係数の 測定値であり、 S 、 S 等は被検体の散乱係数の真値である。また、誤差係数 E
、 F は 8個あるが、散乱係数測定は比測定であるので、このうち 7個の誤差要因を定 められれば良い。具体的には、 E =1と置けば良い。
[0056] さて、前述の短絡基準 10の接続による測定結果から、図 9中の各誤差係数を求めな ければならないが、まず E 、E 、E 、F 、 (F *F )、F は次式で求められる。なお
、F は E と同様のため、 E とのみ記載する。この段階では(F -F )については、 2 つの誤差係数 F 、 F の積は求められる力 これらを別個独立に求めることはできな い。なお、 D は中間変数である。
[数 21]
D 1 - SUM3 " I Al A A3 llM3 " ι,Α2 ΓΑ3 DUM2 + ΓΑ1 I A2 Si
+ S11M1
En - " ( 3 S 2 Sn 3 " ^Al ^A2 ΰ11Μ2 ΰ1ΐΜ3 " ^A2 ^A3 ^ΙΪίΑί ^IIMS
+ ΓΑ1 OiiMl 011M3 + SUM1 S11M2 - ΓΑ1 ΓΑ3 nM1 S11M2)/Dl τρ (Γ 2"Γ ) (ΓΑ3Α1) (ΓΑ3Α2) (S11M2- UM1) (S11M3-SUM1) (S11M3-SUM2)
¾1 12 =
D
E ^A2 SnM3 ^Ai ^>11M3~ ^A3 S11M2+ ΓΑι SllM2+ ΓΑ3 SllMl~ x ηΜΙ (21)
%b Di [0057] 次に、スルーチップの順方向および逆方向の伝達係数の測定結果 S 、 S は、 図 9の誤差要因を用いて次式のように書ける。ただし、スルーチップの散乱係数の真 値値をを仮仮に S ,S ,S , S としておく
11A 21A 12A 22A
[数 22]
12ΜΤ=
[0058] ここで、 S 、 S の比を考える。数式 22をもとに、スルーチップの正逆方向の伝達
21 T 12 T
係数が等しい(s = s )ことに注意しつつ整理すると、次式が得られる。ここで注
21A 12A
目すべきは、スルーチップの散乱係数 s ,S ,S , S は除算ですベて消滅して
11A 21A 12A 22A
しまう点である。つまり、スルーチップの散乱係数真値が不明であっても、スルーチッ プに方向性がない場合は s 、s (これは測定可能量である)の比さえ分かれば
21 T 12 T
、誤差係数の関係が決まるという事である。
[数 23] /
" " "
[0059] 数式 21と数式 23をもとに、次式の通り全誤差係数を決定できる。
[数 24]
Ε2ι =
^12 =2ι Ε12) /Ε2ι ■■ . (24)
t21 2, S21MT i2MT
[0060] 以上で、全ての誤差係数を決定する事ができた。以上はポート 1側からポート 2側へ 信号を印加した場合 (順方向)の議論であるが、逆方向については E = 1とする代わ
21
りに F = 1とすれば導出できる。
21
[0061] 被検体の測定と校正の実施
誤差係数が求まれば、図 10のように被検体 11を伝送路に接続し、その特性を測定 する。すなわち、被検体 11を伝送路の被検体測定位置へ接触させて、電気特性 (S
1
S S S )を測定する。この際、被検体 11が 2端子の場合には、図 10の(a)
1 , 21 , 12 , 22
のように信号導体 22a, 22b間にシリーズ接続すればよいが、 3端子または 4端子の 場合には、図 10の(b)のように信号導体 22a, 22bと接地導体 23の間に接続すれば よい。したがって、この実施例による測定方法は、 2端子の電子部品の他、フィルタの ような 3端子以上の電子部品にも適用できる。
[0062] 実施例 2の校正の誤差モデルは TRL補正の誤差モデルと同じものであるから、実際 の被検体測定結果力 誤差の影響を除去するには TRL補正と同様の計算を行えば 良ぐ誤差の影響を除去する数式を以下に記載しておく。なお、本式は 2ポート測定 の場合の反射係数をもとに計算する式であるが、誤差要因の影響を除去するには、 ネットワークアナライザの 4つのレシーバ出力力 計算してもよい。また、 3ポート以上 の場合にも、本式と同様の式を使用してもよいし、あるいは回路シミュレーション手法 を用いて誤差要因の影響を除去しても良い。要するに、どのような公知技術を選択し ても良い。なお、数式 25において、 D
2は中間変数である。
[数 25]
(S11M-EN) {F22 (S22M-Fiiノ Fi2+1} /E12 - F22 S12M S21M/(F12 E12)
s ■(25)
D 2
S2IM/F 12 {(F22-F22) (S22M— F12+l }
¾1A =
D 2
[0063] 前記のように伝送路特性 ξから伝送路材料の誘電率を求め、さらに特性インピーダ ンスを求める一方、数式 25を用いて求めた誤差要因を除去した被検体の反射係数 の真値と、伝送路の特性インピーダンスとから、被検体のインピーダンスを算出するこ とがでさる。
[0064] Sパラメータからインピーダンスへの変換
前記の校正法は 2ポートのシリーズ法であるので、前記の校正法により誤差要因の校 正を行って得られた反射係数の真値 S 、 S を用いて、数式 26により被検体の Z
11A 21A
パラメータ z 、 z を計算する。 [数 26]
2 S ΠΑ
Z UA = _ 2 ( 1 - S 21A)
Z 21A=
21A この zパラメータ z 、z と、前記のように求めた基板の特性インピーダンス zとを、
11A 21 A 0 数式 27に示すようにそれぞれ同じ周波数での値同士で乗じることにより、被検体 11 のインピーダンス Z を求めることができる。
DUT
[0065] [数 27] DUT — · Z HA
Z DUT — Λ θ · Z 21A 実際には、被検体の対称性により z と Z は同じ値になるため、 Z を求めるため
11A 21A DUT
には、数式 27のどちらを用いても構わない。なお、 S 、 S 、 Z 、 Z および Z
11A 21A 11A 21A DUT はいずれも複素数である。
実施例 3
[0066] 図 11は、被検体をシャント法で測定するための測定治具 30を示す。測定治具 30とし ては、誘電体よりなる治具基板 31の上面に 1つの信号導体 32が長さ方向に連続的 に延びるように配置され、信号導体 32の幅方向両側に間隔をあけて接地導体 33が 配置された CPWを使用している。なお、治具基板 31の裏面にも接地導体を設けても よい。コネクタ 34, 35は同軸ケーブル 36, 37を介して測定器の一例であるネットヮー クアナライザ 38の測定ポート 38a〜38dに接続されている。同軸ケーブル 36, 37の 信号線は信号導体 32の両端に半田付けや溶接等によって固定されている。
[0067] この実施例の場合も、実施例 1, 2と同様に、被検体を測定する位置(図 11の測定点 11)において、短絡基準 10を伝送路にシャント接続し、信号導体 32と接地導体 33と を短絡状態として測定を行い、反射係数を S を測定する。続いて、測定点 1からポ
11 1
ート 1方向またはポート 2方向に離れた 3箇所の測定点 2〜4で短絡基準を接続した 校正測定を実施する。 図 11では、測定点 2〜4を測定点 1に対してポート 1側のみに設けた力 測定点 1を 間にして両側(ポート 1側とポート 2側)に振り分けて設けてもよい。ポート 2側に設けた 場合には、ポート 1側に対して距離 Lの正負符号が逆になる。両側に測定点 2〜4を 設けた場合には、伝送路が短くても有効なデータを得ることができる。
[0068] スルー状態での測定
短絡基準 10による測定とは別に、スルー状態 (ポート間直結状態)での測定を行う。 スルー状態とは、実際には測定治具である伝送路に何も接続せずに測定を行うだけ である。測定値は、反射係数が S で、伝達係数は S とする。
[0069] 実施例 3の校正方法の誤差モデルを図 12に示す。これは特に新規なものではなぐ 従来力も使用されている SOLT補正の誤差モデルと同じものである。図中の S 、 S は反射係数及び伝達係数の測定値であり、 s 、 S 等は被検体の散乱係数の 真値である。
未知数は 1ポート測定の誤差係数が 3つ (E 、E 、E )と、伝送路特性 ξが 1つの 合計 4つである。そのため、短絡基準 10を伝送路の 4箇所で短絡させ、そのときの反 射係数の測定値 (S 、 S 、 S 、 S )によって 4つの方程式を作ることができる ので、全ての未知数 (Ε 、Ε 、Ε および を求めることができる。
実施例 1と同様にして が求まれば、以下の数式 28によって Ε 、Ε 、Ε を求める ことができる。なお、 Denomは中間変数である。
[数 28]
Denom - ^A 1 A3 ^11Μ3 " 4 A! I A3 SH 3 "I A2 ΓΑ3 11M2+ i Al i A2 S11M2
F= - ( ΑΙ ΓΑ3 S11M2 SUM3 - ΓΑ1 SHM28Π 3_ΓΑ2 SH I SUM3
+ ΓΑΙ ΓΑ2 S11M1 ΓΑ2 ΓΑ3 U I SUM2
" FAI ΓΑ3 S11MI S11M2)/ Denom
u _ ( - ΓΑ1 ) (ΓΑ3Α1) (Γ^-Γ^) (S11M2-S11M1) (S11M3-o11M1) (S11M3- 11M2)
RF Τϊ 2
ΓΑ2 °11M3 " ΓΑΙ ^11M3" A3 SLLM2+ ΓΑ1 SLLM2+ ΓΑ3 SLLML~ ^HMl
ESF
D
EN°M ---(28)
[0070] スルー状態での誤差係数 (E 、E )は、理想のスルー状態の反射係数と伝達係数 の測定値 (S 、S )と、既に求めた誤差係数 (E 、E 、E )とから次式で導出す
11 T 21 T DF SF F ることがでさる。
[数 29] 011ΜΤ― DF
LP―
■(29)
^TF - °21ΜΤ (1 - ESF liLF) 以上はポート 1側力もポート 2側へ信号を印加した場合 (順方向)の議論であるが、逆 方向につ ヽても全く同様である。
[0071] 被検体の測定
誤差係数が求まれば、図 13に示すように、被検体 11を被検体測定位置 P1の信号 導体 32と接地導体 33間に接続し、被検体の順方向,逆方向の反射係数および伝達 係数 S S S )を測定する。測定系の誤差係数 (E 、E 、E 、E 、E )
11 , 21 , 12 , 22 DF SF RF LF TF を用いて、被検体の測定値 (s 、
11 s 21 )から次式によって被検体の電気特性の真値
(s 、
11A s 21A )を求めることができる。
[数 30]
■(30) なお、伝送路特性 ξ力も特性インピーダンスを求めることができるので、その後、被 検体のインピーダンスを以下のように算出する。
[0072] Sパラメータからインピーダンスへの変換
前記の校正法は 2ポートのシャント法であるので、前記の校正法により誤差要因の校 正を行って得られた反射係数の真値 S 、 S を用いて、数式 31により被検体の Z
11A 21A
パラメータ z 、z を計算する。
11A 21 A
[数 31]
+ S ΠΑ
Z 11A-
2 S ΠΑ
(31 )
― S 21A
Z 21A= ~; Γ
2 ( 1 - S 2IA) この Zパラメータ Z 、Z と、前記のように求めた基板の特性インピーダンス Zとを、
11A 21 A 0 数式 32に示すようにそれぞれ同じ周波数での値同士で乗じることにより、被検体 11 のインピーダンス Z を求めることができる。
DUT
[0073] [数 32] DUT =ん 0 · UA
一 - - - (32)
Z DUT = ^ 0 " Z 21A 実施例 2の場合と同様に、実際には被検体の対称性により Z と Z は同じ値になる
11A 21A
ため、 Z を求めるためには、数式 32のどちらを用いても構わない。なお、 S 、 S
DUT 11A 21A
、Z 、Z および Z はいずれも複素数である。
11A 21 A DUT
[0074] 実施例 1〜3では、基板の誘電率測定に用いる測定治具と、被検体の測定と校正に 用いる測定治具とが同一の CPWである場合について説明した力 これ以外にも基板 の誘電率測定に用いる測定治具と、被検体の測定と校正に用いる測定治具とが同 一でなくても、電子部品のインピーダンス特性を測定することができる。ここで、誘電 率測定用測定治具と測定 ·校正用測定治具とが同一でないとは、使用されている誘 電体材料が同じであれば、両者の伝送路形状が異なるものであってもよいという意味 である。
具体的には、まず基板の誘電率測定に用いる測定治具として CPWの伝送路を作製 し、実施例 1と同様の手法で誘電率を求め、伝送路の特性インピーダンスを算出する 次に、誘電率測定に用いた測定治具と同一ロットの誘電体材料で被検体の測定と校 正に用いる測定治具を作製し、本発明方法または公知の方法 (例えば TRL校正)で 校正を行い、電子部品の Sパラメータを測定する。なお、校正で使用する伝送路は、 CPW、マイクロストリップライン、スロットラインなどを用いることができ、特に限定され るものではない。
さらに、電子部品の Sパラメータ力も算出した Zパラメータと前記伝送路の特性インピ 一ダンスとを、それぞれ同じ周波数での値同士で乗じることにより、従来より精度の高 い電子部品のインピーダンス特性を求めることができる。
産業上の利用可能性
本発明の好ましい実施形態によれば、下記のような効果が得られる。
(1)各周波数範囲ごとに、同一の基板伝送路上の少なくとも 4箇所で、信号導体と接 地導体を短絡した状態 (短絡基準を接続した状態)の 1ポートの Sパラメータの測定を 行って、誤差補正により、コネクタと平面伝送路の不整合部を完全に除去した上で、 伝送路の特性 (伝達度 a及び位相定数 β )を求めるので、より正確な誘電率、 tan δ を測定できる。
(2)従来の誘電率測定方法では、各測定方法に合わせて、誘電体材料を加工しな ければならず、実際に使用されるような伝送線路の形態で測定できていな力つたが、 本発明では伝送線路の形態のまま、誘電率、 tan δを測定できるため、実際に使用さ れる伝送線路の誘電率、 tan δを知ることができる。
(3)従来の誘電率測定方法から求められた誘電率は材料の比誘電率であるが、本 発明では実効誘電率 ε を直接求めることができるので、この ε 力 特性インピー eff eff
ダンスをそのまま計算することができる。
(4)従来の誘電率測定方法で求められた材料の比誘電率は有効数字が 2桁程度と 寸法精度に比べて低 、ため、それを用いて算出した特性インピーダンスの精度は低 くならざるを得な力つた力 本発明によって得られる実効誘電率 ε の
eff 有効数字は寸 法精度と同等になるため、従来より精度の高い特性インピーダンスを求めることが可 能である。
(5)従来の誘電率測定法でよく使用される共振法では、誘電率、 tan δの周波数特 性を求めることができな力つたが、本発明では、測定周波数範囲ごとの誘電率、 tan δを求めることができる。
(6)従来では購入した材料ロットの誘電率のデータを正確に把握することができなか つたが、本発明では購入した材料ロットの誘電率、 tan δのデータを正確に把握する ことができる。
さらに、本発明によって誘電率測定方法が確立したため、下記のようなことが可能に なった。
(1)ネットワークアナライザによる電子部品の高周波インピーダンス測定において、測 定系の誤差要因を除去する TRL校正法をはじめとする校正法では、電子部品のイン ピーダンスを求めるために、測定系の誤差要因を校正して得られた Sパラメータから 算出した Ζパラメータに、測定に使用した伝送路の特性インピーダンスを乗じる必要 があるが、各周波数範囲毎の誘電率が精度よく求めることができたため、特性インピ 一ダンスの精度がよくなり、電子部品のインピーダンス特性を精度よく求めることがで きるようになった。
(2)予め実際に使用する基板の誘電率、 tan δを本発明により求めておけば、高周 波回路設計における設計精度を向上させることができる。
(3)誘電体の高周波誘電率、 tan δの測定においては、従来、測定法および設備に 応じて、誘電体材料を加工しなければならな力つた力 比較的容易な加工で、誘電 率、 tan δの測定が可能になり、高周波材料の評価が容易になった。
(4)高周波伝送基板に使用される材料の誘電率、 tan δの測定が容易になった。

Claims

請求の範囲
[1] 誘電体基板上に、信号導体と接地導体とからなり、単位長さ当たりの電気特性が未 知の伝送路を持つ測定治具を準備するステップと、
前記伝送路の長さ方向の少なくとも 4箇所において、信号導体と接地導体とを短絡さ せて電気特性を測定するステップと、
前記短絡状態での測定値から、前記伝送路の特性を算出するステップと、 前記伝送路の特性から、前記伝送路材料の誘電率および tan δの少なくとも 1つを 算出するステップと、を有する伝送路材料の誘電率測定方法。
[2] 前記伝送路は、上面から導体を押しつけることで伝送路中の任意の位置で信号導体 と接地導体とを短絡できる平面伝送路であることを特徴とする請求項 1に記載の伝送 路材料の誘電率測定方法。
[3] 測定する周波数範囲それぞれについて、前記伝送路上の少なくとも 4力所で、信号 導体と接地導体を短絡した状態の 1ポートの散乱係数を測定し、
前記散乱係数を用いて伝送路特性 ξ (6 = a"2exp02 ι8), 伝達度 [U/mm] β : 位相定数 [rad/mm])を算出することを特徴とする請求項 1または 2に記載の伝送路材 料の誘電率測定方法。
[4] 前記伝送路特性 ξと伝送路の物理寸法とから、前記伝送路材料の比誘電率 ε を算 出することを特徴とする請求項 3に記載の伝送路材料の誘電率測定方法。
[5] 信号導体と接地導体とを短絡させた距離を測定点 1からポート 1側に L , L , L とし
1 2 3
、測定点 2 4における各散乱係数を S ,S S とした場合、距離の比が L L
11 1 11 2, 11 3 1 2
L =1:2: 3であるときの前記伝送路特性 ξの計算式は下記の通りであることを特徴
3
とする請求項 3に記載の伝送路材料の誘電率測定方法。
[数 8] 1 4 ^ 11 1 ^ ° 11M2 ^ 1 4 ι ι 一 3 ) 4
+ ((2 11M2— 4 11M ) 1 (4 i 4 i 1
_ 4 ! 1M1 ¾ iM22+ 2 UM1 ! ) j (4 l 1 2— 3 ] 1M2,2 )
' ^ ^ 11M1 ° 11 2 ^ ΰ 11M1 11M2 11M3^° 11M1 ° 11M2 >
+ 11M3― 2 1 ΐΜ2 ° 11M1 ) ° 11M4+ V° 11M2一 11M1 ) ° 11M3+ ° 1 11M2 ]
Z ((2 S11M2— 2 11M1 ) SI1M4+ (2 ! 1M]— 2 j I1M2 ) S11M3 )] ' " "(8) 信号導体と接地導体とを短絡させた距離を測定点 1からポート 1側に L , L , L とし
、測定点 2〜4における各散乱係数を S ,S S とした場合、距離の比が L: L:
L = 1: 2 :4であるときの前記伝送路特性 ξの計算式は下記の通りであることを特徴 とする請求項 3に記載の伝送路材料の誘電率測定方法。
[数 9]
l~ (8 1 2 8
— 2 Q ) 4 ,2 ) s
s 〗
{(2 一 SUM4+ ( 2 nM2 ■(9)
[7] 信号導体と接地導体とを短絡させた位置間の位相差を約 70° 〜145° としたことを 特徴とする請求項 3に記載の伝送路材料の誘電率測定方法。
[8] 請求項 1な!、し 7の 、ずれかに記載の誘電率測定方法における前記短絡状態での 測定値から、前記伝送路特性 ξと共に伝送路の誤差係数 Ε を算出するステップと、 前記伝送路に被測定電子部品を接続した状態で、その散乱係数 S を測定するステ ップと、
前記測定された被測定電子部品の散乱係数 S から前記伝送路の誤差係数 Ε を除 去し、被測定電子部品の散乱係数の真値 S を求めるステップと、
前記被測定電子部品の散乱係数の真値 S から、 Ζパラメータ Ζ を求めるステップ と、を含むことを特徴とする電子部品の電気特性測定方法。
[9] 請求項 1な!、し 7の 、ずれかに記載の誘電率測定方法における前記短絡状態での 測定値から、前記伝送路特性 6を算出するステップと、
前記測定治具の誘電体基板と同じ材料で形成された測定'校正用測定治具を準備 し、その測定治具の伝送路の誤差係数 Ε を求めるステップと、
前記測定'校正用測定治具の伝送路に被測定電子部品を接続した状態で、その散 乱係数 S を測定するステップと、
前記測定された被測定電子部品の散乱係数 S から前記伝送路の誤差係数 Ε を除 去し、被測定電子部品の散乱係数の真値 s を求めるステップと、
前記被測定電子部品の散乱係数の真値 S から、 Zパラメータ Z を求めるステップ xA xA
と、を含むことを特徴とする電子部品の電気特性測定方法。
請求項 1な!、し 7の 、ずれかに記載の誘電率測定方法で求めた前記伝送路材料の 誘電率から、前記伝送路の特性インピーダンスを算出するステップと、
請求項 8または 9に記載の電子部品の電気特性測定方法で求めた被測定電子部品 の Zパラメータ Z と、前記伝送路の特性インピーダンスとから、被測定電子部品のィ xxA
ンピーダンスを求めるステップと、を含むことを特徴とする電子部品の電気特性測定 方法。
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Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2008066137A1 (fr) * 2006-11-30 2008-06-05 Murata Manufacturing Co., Ltd. Procédé et dispositif de correction d'erreur de caractéristique haute fréquence de composant électronique
JP4743208B2 (ja) * 2005-09-29 2011-08-10 株式会社村田製作所 電子部品の電気特性測定方法
US8423868B2 (en) 2006-11-30 2013-04-16 Murata Manufacturing Co., Ltd. Method for correcting high-frequency characteristic error of electronic component
JP2014010067A (ja) * 2012-06-29 2014-01-20 Agilent Technologies Inc インピーダンス測定方法及び測定装置
RU2575468C1 (ru) * 2014-11-18 2016-02-20 Автономная некоммерческая организация "Институт биомедицинских проблем" (АНО "ИБП") Устройство для определения комплексной диэлектрической проницаемости материалов
JP2019211314A (ja) * 2018-06-04 2019-12-12 国立研究開発法人産業技術総合研究所 ベクトルネットワークアナライザを用いた反射係数の測定方法
CN111337748A (zh) * 2020-04-22 2020-06-26 广西科技大学 适用于高温高频条件下的阻抗测量方法
CN111679131A (zh) * 2020-06-18 2020-09-18 成都佳驰电子科技有限公司 一种厚膜材料介电常数的测量方法
WO2022085441A1 (ja) * 2020-10-23 2022-04-28 国立大学法人東北大学 透磁率及び誘電率を測定する測定装置及び測定方法
WO2022227945A1 (zh) * 2021-04-25 2022-11-03 中兴通讯股份有限公司 线缆参数确定方法、装置、系统、存储介质及电子装置

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103308778B (zh) * 2013-07-03 2015-08-19 四川大学 介电常数测量装置
KR101680473B1 (ko) * 2015-06-26 2016-11-29 (주) 와이팜 평판 소자의 고주파 산란계수 측정 방법

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000137047A (ja) * 1998-10-30 2000-05-16 Hitoshi Nishiyama マイクロストリップ状多数導体の対接地インピーダンス決定方法及びその情報記録媒体
JP2004233336A (ja) * 2003-01-08 2004-08-19 Toppan Printing Co Ltd 特性インピーダンス測定方法および測定装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3404238B2 (ja) * 1997-01-10 2003-05-06 京セラ株式会社 高周波測定の校正標準器および校正法ならびに高周波用伝送線路の伝送損失の測定方法
JP3558074B2 (ja) * 2001-12-10 2004-08-25 株式会社村田製作所 測定誤差の補正方法、電子部品の良否判定方法および電子部品特性測定装置
WO2005101036A1 (ja) * 2004-03-31 2005-10-27 Murata Manufacturing Co., Ltd. 電子部品の高周波電気特性測定方法および装置
WO2005101037A1 (ja) * 2004-04-02 2005-10-27 Murata Manufacturing Co., Ltd. 電子部品の高周波電気特性測定方法および装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000137047A (ja) * 1998-10-30 2000-05-16 Hitoshi Nishiyama マイクロストリップ状多数導体の対接地インピーダンス決定方法及びその情報記録媒体
JP2004233336A (ja) * 2003-01-08 2004-08-19 Toppan Printing Co Ltd 特性インピーダンス測定方法および測定装置

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4743208B2 (ja) * 2005-09-29 2011-08-10 株式会社村田製作所 電子部品の電気特性測定方法
WO2008066137A1 (fr) * 2006-11-30 2008-06-05 Murata Manufacturing Co., Ltd. Procédé et dispositif de correction d'erreur de caractéristique haute fréquence de composant électronique
US8423868B2 (en) 2006-11-30 2013-04-16 Murata Manufacturing Co., Ltd. Method for correcting high-frequency characteristic error of electronic component
JP2014010067A (ja) * 2012-06-29 2014-01-20 Agilent Technologies Inc インピーダンス測定方法及び測定装置
US10203361B2 (en) 2012-06-29 2019-02-12 Keysight Technologies, Inc. Method and apparatus for electrical impedance measurements
RU2575468C1 (ru) * 2014-11-18 2016-02-20 Автономная некоммерческая организация "Институт биомедицинских проблем" (АНО "ИБП") Устройство для определения комплексной диэлектрической проницаемости материалов
JP2019211314A (ja) * 2018-06-04 2019-12-12 国立研究開発法人産業技術総合研究所 ベクトルネットワークアナライザを用いた反射係数の測定方法
CN111337748A (zh) * 2020-04-22 2020-06-26 广西科技大学 适用于高温高频条件下的阻抗测量方法
CN111337748B (zh) * 2020-04-22 2022-02-01 广西科技大学 适用于高温高频条件下的阻抗测量方法
CN111679131A (zh) * 2020-06-18 2020-09-18 成都佳驰电子科技有限公司 一种厚膜材料介电常数的测量方法
WO2022085441A1 (ja) * 2020-10-23 2022-04-28 国立大学法人東北大学 透磁率及び誘電率を測定する測定装置及び測定方法
WO2022227945A1 (zh) * 2021-04-25 2022-11-03 中兴通讯股份有限公司 线缆参数确定方法、装置、系统、存储介质及电子装置

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