WO2006090550A1

WO2006090550A1 - 伝送路材料の誘電率測定方法およびこの誘電率測定方法を用いた電子部品の電気特性測定方法

Info

Publication number: WO2006090550A1
Application number: PCT/JP2006/301125
Authority: WO
Inventors: Tomoo Takazawa; Gaku Kamitani
Original assignee: Murata Manufacturing Co., Ltd.
Priority date: 2005-02-22
Filing date: 2006-01-25
Publication date: 2006-08-31
Also published as: JP4650487B2; JPWO2006090550A1

Abstract

【課題】高周波での誘電体材料の誘電率を実際に使用される伝送路の形態で測定でき、かつ周波数特性を含めた誘電率，ｔａｎδを高精度に求めることができる材料の誘電率測定方法を提供する。【解決手段】誘電体基板２に信号導体３と接地導体４とからなる伝送路を形成した単位長さ当たりの電気特性が未知の測定治具１を準備し、伝送路の長さ方向の少なくとも４箇所において、信号導体３と接地導体４とを短絡させて反射係数Ｓ11を測定する。短絡状態での測定値から伝送路の特性（伝達度α及び位相定数β）を計算で求め、さらに伝送路の特性と伝送路の物理寸法とから伝送路材料の誘電率およびｔａｎδを計算で求める。

Description

明細書

伝送路材料の誘電率測定方法およびこの誘電率測定方法を用いた電子部品の電気特性測定方法

技術分野

[0001] 本発明は伝送路基板などに用いられる誘電体材料の誘電率や tan δ (誘電正接)などの測定方法、および電子部品のインピーダンス値や Q値等の電気特性を測定する方法に関するものである。

背景技術

[0002] 従来、伝送路基板などに用いられる誘電体材料の誘電率や tan δなどの測定方法として、非特許文献 1, 2に示されるように、低周波では LCRメータを用いた容量法が、高周波では、ネットワークアナライザを用いた導波管法、共振法、自由空間法などが知られている。

[0003] 容量法では、 30MHz以下の低周波の誘電率しか測定できず、 1GHzを越えるような高周波の誘電率を測定できな、問題がある。

導波管法は、導波管や同軸管内に誘電体を挿入して反射特性や透過特性を測定し、誘電率を測定する方法であるが、試料を導波管の寸法に合わせて加工する必要があり、間隙が大きな誤差要因となるため、高い加工精度が要求されるといった問題がある。

共振法では、共振周波数に対応する複素誘電率を測定するため、限定された周波数の測定しか可能ではなぐ材料の誘電率の周波数特性を考慮できて、な、。自由空間法は、不要な電波の影響を受けないよう、送受信アンテナ、電波吸収体などの大掛力りな設備が必要であり、簡便な測定法とはいえない。

また、前記従来法はいずれも、実際の誘電体の用途として、最も重要な平面状にカロェされた状態の材料特性を測定するものではなぐ加工時の影響を考慮に入れられない。

さらに、平面状に加工された誘電体基板を購入したユーザーは、その基板材料の特性を容易に知ることが不可能である。さらに、誘電体基板の材料メーカーが提供する誘電体材料の比誘電率のカタログ値は、一般には 1MHz程度の値であることが多ぐ有効数字も 2桁しかない。また、周波数特性（lGHz〜20GHz)も詳細には記載されない。

[0004] 従来の誘電率測定法から得られた誘電率データの問題点をまとめると、以下のようになる。

(1)従来の誘電率測定方法では、各測定方法に合わせて、誘電体材料を加工しなければならず、実際に使用されるような伝送線路の形態で測定できて、な、。

(2)従来の誘電率測定方法では、材料の比誘電率を求めており、実際の使用状態における誘電率とは異なる。

(3)比誘電率の有効数字は 2桁程度しかなぐ寸法精度と比較すると精度は著しく低 V、ため、特性インピーダンスを正確に求めることができな、。

(4)共振法では、誘電率の周波数特性が測定できな!/、。

(5)購入した材料ロット、または平面状等に加工済みの材料の誘電率を把握することができない。

[0005] 前記のように、使用する誘電体材料のロットの周波数特性を含めた誘電率， tan δを正確に把握することができな力つたため、以下の問題が生じていた。

(1)ネットワークアナライザによる電子部品の高周波インピーダンス測定において、測定系の誤差要因を除去する TRL校正法をはじめとする校正法では、電子部品のインピーダンスを求めるために、測定系の誤差要因を校正して得られた散乱係数 (Sパラメータ)カゝら算出した Ζパラメータに測定に使用した伝送路の特性インピーダンスを乗じる必要がある力誘電率の精度が悪いため、特性インピーダンスの精度が悪ぐ電子部品のインピーダンス特性の精度も得られな、と、つた問題があった。

(2)高周波回路設計では、実際の誘電率が精度よくわかっていないため、設計精度が悪いといった問題があった。高周波回路設計において、誘電率は信号の遅延時間に影響するパラメータであり、精度良い設計のためには、高周波化の進展とともに益々重要になっているパラメータである。また、 tan δについても、近年携帯型バッテリ駆動機器が開発される中、重要なパラメータになっている。

非特許文献 1 :アジレント'テクノロジー Application Note 1287- 9「ベクトル 'ネットヮーク ·アナライザを使用したフィクスチヤ一測定」

非特許文献 2：橋本修著「高周波領域における材料定数測定方法」森北出版 (2003) 発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0006] そこで、本発明の好ま、実施形態の目的は、高周波での誘電体材料の誘電率を実際に使用される伝送路の形態で測定でき、かつ周波数特性を含めた誘電率， tan δを高精度に求めることができる材料の誘電率測定方法を提供することにある。また、この誘電率測定方法を用いた精度のよ!、電子部品の電気特性測定方法を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0007] 前記目的を達成するため、本発明の好ましい実施形態では、誘電体基板上に、信号導体と接地導体とからなり、単位長さ当たりの電気特性が未知の伝送路を持つ測定治具を準備するステップと、前記伝送路の長さ方向の少なくとも 4箇所において、信号導体と接地導体とを短絡させて電気特性を測定するステップと、前記短絡状態での測定値から、前記伝送路の特性を算出するステップと、前記伝送路の特性から、前記伝送路材料の誘電率および tan δの少なくとも 1つを算出するステップと、を有する伝送路材料の誘電率測定方法を提供する。

[0008] 本発明の好ま、実施形態は、伝送路の反射特性から誘電率および tan δの少なくとも 1つを求めるものであるから、反射特性 (散乱係数)が精度よく測定されなければならない。しかし、単にネットワークアナライザで反射特性を測定しただけでは、測定したい誘電体材料力なる伝送路の反射特性を良好に測定できない。なぜなら、測定結果にはコネクタ部と伝送路の接合部が不整合部となり、この部分で生じる多重反射が含まれてしまうからである。

この不整合部を除去する方法として、タイムドメイン法があるが、タイムドメイン法を用いる場合、分解能を高めるためには周波数範囲を広くとる必要があり、材料の周波数特¾をみることはできな力た。

本発明の好ま、実施形態では、同一の伝送路上の 4箇所で信号導体と接地導体を短絡した状態 (例えば短絡基準を接続した状態）とし、 1ポートの Sパラメータの測定を行うので、 4つの測定値はいずれもコネクタ部と平面伝送路の不整合部は同一となることから、誤差補正においてコネクタ部と平面伝送路の不整合部の影響が正確に取り除かれる。

このため、測定したい誘電体材料の伝送路の反射特性を正確に測定できる。この反射特性を用いて、伝送路の特性を求め、誘電率や tan δを算出しているので、より正確な誘電率や tan δが測定できる。

[0009] 伝送路としては、上面力導体を押しつけることで伝送路中の任意の位置で信号導体と接地導体を短絡できる平面伝送路を用いるのがよ、。

平面伝送路は上方力導体 (短絡基準)を押し付けることにより、容易に良好な短絡状態を得ることができるからである。信号導体と接地導体とを短絡させると、ほぼ全反射となるので、信号導体の終端側の影響を受けず、散乱係数を精度よく測定できる。このような平面伝送路としては、コプレーナウエーブガイドやスロット線路などがある。

[0010] 測定する周波数範囲それぞれについて、前記伝送路上の少なくとも 4力所で、信号導体と接地導体を短絡した状態の 1ポートの散乱係数を測定し、各散乱係数を用いて伝送路特性 ( ξ = a "²exp02 j8 ) 、 a：伝達度、 β：位相定数)を算出するのがよい。

伝送路の少なくとも 4箇所で信号導体と接地導体とを短絡させ、その散乱係数から伝送路特性を求める。伝送路特性としては、伝達度 aおよび位相定数 βがあるが、 ξ = α ~²βχρ(ΐ2 β )とおくと、散乱係数から ξが複素数として求められるので、その実数部から伝達度 aが、虚数部から位相定数 βがそれぞれ求まる。位相定数 βが求まれば、その伝送路の実効誘電率 ε を計算で求めることができ、伝達度 aと位相定数 eff

βとを用いて tan δを求めることができる。

[0011] 前記伝送路特性 ξと伝送路の物理寸法とから、前記伝送路材料の比誘電率 ε を算出することができる。

実効誘電率 ε はその伝送路の物理寸法に応じた値を持っため、伝送路の形状が eff

変化すれば、同じ誘電体材料を使用して、ても、誘電率 ε

effは使用できなヽ。比誘電率 ε は実効誘電率 ε と物理寸法とから計算で求めることができる。したがって、 r eff

寸法や形状の影響を受けない誘電体材料そのものの比誘電率 ε を求めることができる。

[0012] 信号導体と接地導体とを短絡させる位置は任意であるが、測定点 1からポート 1側に L , L , L とした場合、距離の比が L :L :L = 1 : 2 : 3または 1 : 2 :4であるとき、伝

1 2 3 1 2 3

送路特性 ξの計算式は簡単になるので望ましい。

これ以外の場合は、複雑な式になるので、反復計算を用いるとよい。

[0013] 信号導体と接地導体とを短絡させる位置、つまり短絡基準接続位置のそれぞれの間の位相差を約 70° 〜145° となるように設定するのがよい。この場合には、校正精度が高ぐかつ測定データをうまく使いまわせば、広帯域測定であっても短絡基準測定回数は多くならない。

[0014] 上述の本発明の誘電率測定方法における短絡状態での測定値から、伝送路特性 ξ と共に伝送路の誤差係数 Ε を算出し、伝送路に被測定電子部品を接続した状態で、その散乱係数 (Sパラメータ)を測定し、測定された被測定電子部品の散乱係数から伝送路の誤差係数 Ε を除去して被測定電子部品の散乱係数の真値 S を求め、その値力被測定電子部品の Ζパラメータ Ζ を求めることができる。

つまり、短絡状態での校正測定を 4箇所以上で実施すれば、伝送路特性 ξの他に伝送路の誤差係数 Ε を同時に算出することができる。伝送路に被検体 (被測定電子部品）を接続した状態での測定値カゝら伝送路の誤差係数 Ε を取り除けば、被検体の電気特性 (Sパラメータ）の真値を容易に求めることができる。

この方法は、伝送路特性 ξと誤差係数 Ε とが同じ条件下で求められるので、その結果得られる被測定電子部品の散乱係数の真値 S および Ζパラメータ Ζ の精度も χΑ χΑ 非常に高い。

[0015] 前記方法は、伝送路特性 6と誤差係数 Ε を同時に求め、電子部品のインピーダンス特性を算出する方法であるが、場合によっては、基板の伝送路特性 ξのみを本発明方法で求める一方、前記基板と同一ロットの伝送路の誤差係数 Ε は既存の校正方法 (例えば TRL法)を用いて別に求め、電子部品のインピーダンス特性を算出してちょい。

この方法では、伝送路特性を求める場合に使用できる伝送線路は、 CPW、スロットラインに限られるが、校正時に使用できる伝送線路は、校正の種類に応じて、マイクロストリップライン、 CPW、スロットラインなど、適宜選択することができる。ただし、この場合、校正基板の伝送路特性は校正と同時に求めておらず、校正基板そのものの伝送路特性を求めているわけではないので、前記方法と比較すると、電子部品のインピーダンス特性の精度は若干劣る。

[0016] 前記のように伝送路特性 ξと伝送路の物理寸法とから、伝送路材料の比誘電率 ε を算出することができる。そのため、たとえ伝送路の形状が変更されても、この比誘電率 ε と伝送路の物理寸法とから実効誘電率 ε を求め、この ε から伝送路の特 r eff eff

性インピーダンス Zを求めることができる。そのため、基板を構成する誘電体が同一

0

であれば、誘電率を求めた測定治具と、測定 ·校正を行う測定治具とが別の治具であつても、測定'校正用の測定治具の特性インピーダンス zを簡単に求めることができ

0

る。

[0017] 上述の誘電率測定方法で求めた前記伝送路材料の誘電率から、伝送路の特性インピーダンス Zを算出し、この伝送路の特性インピーダンス Zと上述の被測定電子部

0 0

品の zパラメータ z とから、被測定電子部品のインピーダンス z を算出することが xxA DUT

できる。

被測定電子部品の特性インピーダンスを精度よく求めるためには、伝送路の誘電率の正確な把握が必要である。本発明方法では、伝送路の正確な誘電率を得ることができるので、伝送路の特性インピーダンス Zも正確に把握できる。そして、上述の散

0

乱係数の真値から求めた被測定電子部品の zパラメータ Z と、前記特性インピー xxA

ダンス Zとから、被測定電子部品のインピーダンス Z を正確に、かつ実際に使用さ

0 DUT

れる周波数に即して求めることができる。

発明の効果

[0018] 以上のように、本発明の好ましい実施形態によれば、コネクタと伝送路の不整合部を完全に除去した反射特性を測定できるので、より正確な誘電率、 tan δを算出できるまた、誘電体材料を実際に使用されるような伝送路の形態で、誘電率、 tan δが求まるため、実際の使用状態に即した誘電率が求まる。

さら〖こ、測定周波数範囲ごとに基板の誘電率、 tan δを精度よく求めることができる。また、本発明方法により正確な誘電率や tan δが測定できるので、次の利点が得られる。すなわち、ネットワークアナライザによる電子部品の高周波インピーダンス測定において、測定系の誤差要因を除去する TRL校正法をはじめとする校正法では、電子部品のインピーダンスを求めるために、測定系の誤差要因を校正して得られた Sパラメータに、治具伝送路の特性インピーダンスを乗じる必要があるが、基板の誘電率が直接精度よく求められるため、特性インピーダンスの精度が向上し、その結果、電子部品のインピーダンス特性をより正確に求めることができる。

図面の簡単な説明

[0019] [図 1]本発明にかかる誘電率測定方法の第 1実施例である測定装置の平面図である [図 2]CPWの部分斜視図である。

[図 3]伝達度 aから tan δを求めるための計算アルゴリズムを示す図である。

[図 4]実効誘電率 ε から比誘電率 ε を求めるための計算アルゴリズムを示す図で eff r

ある。

[図 5]図 1に示す測定治具の誤差モデル図である。

[図 6]図 1に示す測定治具に被検体を接続した状態の平面図である。

[図 7]本発明にかかる誘電率測定方法の第 2実施例である測定装置の平面図である

[図 8]図 7に示す測定治具の誤差モデル図である。

[図 9]図 7に示す測定治具にスルーチップを接続した状態の平面図である。

[図 10]図 7に示す測定治具に被検体を接続した状態の平面図である。

[図 11]本発明にかかる誘電率測定方法の第 3実施例である測定装置の平面図である。

[図 12]図 11に示す測定治具の誤差モデル図である。

[図 13]図 11に示す測定治具に被検体を接続した状態の平面図である。

発明を実施するための最良の形態

[0020] 以下に、本発明の好ましい実施の形態を、実施例を参照して説明する。

実施例 1 [0021] 以下に、本発明にかかる伝送路特性の算出方法の第 1実施例を示す。ここでは、反射法を利用した 1ポート測定方法について説明する。

一治具伝送路の準備

測定治具 1として、ここではコプレーナウエーブガイド（以下、 CPWと記す)を例にして説明する。測定治具 1は、図 1に示すように、誘電体よりなる治具基板 2の上面に信号導体 3と接地導体 4とからなる伝送路を形成したものである。なお、治具基板 2の裏面に接地導体を形成してもよい。信号導体 3の一端は開放端であり、他端はコネクタ 5に接続されている。接地導体 4は信号導体 3の幅方向両側および開放端を隙間をあけて取り囲むように形成されている。コネクタ 5には同軸ケーブル 6が接続され、測定器の一例であるネットワークアナライザ 7の測定ポート 7a, 7bに接続されている。同軸ケーブル 6の信号線 6aは、接続ばらつきを解消するため信号導体 3に半田付けや溶接等によって固定されている。測定ポート 7a, 7bは同軸ケーブル 6を介して信号導体 3と接地導体 4とにそれぞれ接続されてヽる。

[0022] 短絡基準の接続'測定

本算出方法では、測定すべき校正基準は全て同じ短絡基準 10であり、使用する測定治具 1も同じ治具である。

短絡基準 10とは、電気的に短絡状態の部品一般を指し、チップ部品、金属片、工具などでもよい。望ましくは、ナイフエッジのような伝送路の長さ方向の接触長さが短いものがよい。短絡基準が理想的であれば、反射係数がー 1 (全反射）の値になるが、実際には短絡基準といえどもある程度のインダクタンスを持つので、インダクタンス値が既知である必要があるということである。通常、マイクロ波帯では、オープン状態と比較して短絡状態は比較的容易に理想に近、状態を得られる。高、測定精度が要求される場合には、簡単なシミュレーション等によって短絡基準のインダクタンスを求めれば良い。

[0023] まず、被検体の測定時に被検体を接続する箇所 (図 1中の測定点 1 : P1)で信号導体 3と接地導体 4とを短絡基準 10により短絡し、この点を校正面とする。この時の測定結果を S とし、測定点 1における反射係数の真値を Γ とする。 Γ は短絡基準の

11 1 Al A1

真値であるが、これは短絡基準 10の伝送路の長さ方向の大きさが測定信号波長と比較して十分に小さければ 1とすればよぐそうでなければその真値の予想値をシミュレーシヨン等で求めておくべきものである。

[0024] 次に、測定点 1よりポート 1側に L だけ離れた伝送路上の位置 (測定点 2 : P2)で短

1

絡基準 10を信号導体 3と接地導体 4間に接続して測定を行い、この時の測定結果を S とする。この際、測定点 2における短絡基準 10の反射係数の真値は Γ である

11 2 A1 力測定点 1を基準面にとると、反射係数の真値は数式 1のように変換される。ポート 1側より入射した電磁波は、短絡基準 10で全反射するため、測定点 1に短絡基準 10 を接続した場合と比較して往復分 2L だけ伝送路を伝達する距離が短! ヽからである

1

。ここで、 αは単位長さ当たりの伝送路の伝達度 [U/mm]、 j8は伝送路の位相定数 [ra d/mm]であり、 a , j8は未知である。 Γ は測定点 1を基準面とした場合の測定点 2に

A2

接続された短絡基準 10の真値である。

[数 1]

Γ ₂ = "-² expひ 2 ¾ ) [0025] 続けて、測定点 1よりポート 1側に L だけ離れた伝送路上の位置 (測定点 3 : P3)に短

2

絡基準 10を接続して測定を行い、この時の測定結果を S とする。測定点 2の場合

11 3

と同様に測定点 1を基準面に取ると、反射係数の真値は数式 2のようになる。

[数 2]

W ( J " - - (2)

[0026] さらに測定点 1よりポート 1側に距離 L だけ離れた伝送路上の位置 (測定点 4 : P4)に

3

短絡基準 10を接続して測定を行い、この時の測定結果を S とする。測定点 2の場

11 4

合と同様に測定点 1を基準面に取ると、測定点 4における反射係数の真値 Γ は数

A4 式 3のようになる。

[数 3] = "— _exp( s …( ここで、次式の通り , βを含む式を ξとおく。 ξは、物理的には単位長さ当たりの伝送路の伝達係数を表してヽる。

画

[0028] 数式 4を用いると、数式 1〜数式 3はそれぞれ数式 5〜数式 7のように書き直すことができる。

[数 5] 2 =Γ_Α、 ' … ）

[数 6]

[数 7] = , ； …ひ） [0029] 今回、伝送路特性 ξと誤差係数 Ε 、Ε 、Ε との 4つが未知数となり、測定点 1〜4の

11 12 22

測定値 S 、S 、S 、S の 4つにより、未知数 4つを求めることができる。

11 1 11 2 11 3 11 4

なお、未知数は複素数として求まるため、その実数部から伝達度 a (損失 δ [dB/m m] = 201og a )力虚数部から位相定数 βがそれぞれ求まる。

[0030] 計算の都合により、短絡基準 10を接続する測定点 1からの測定点 2〜4までの距離 L

, L , Lは、次のいずれかの関係を満たすことが望ましい。

1 2 3

L ： L： L =1:2:3

1 2 3

L ： L： L =1:2:4

1 2 3

前記関係を満たしていれば、以下に示す数式を用いて伝送路特性 ξを陽に計算することがでさる。

[0031] 短絡基準を測定する位置 L , L , L力 L :L :L = 1： 2: 3の関係を満足している場

1 2 3 1 2 3

合は、数式 8によって ξを求めることができる。

[数 8] 〔 (2S_nMi— 4S_UM2 ) S _UM3+4 S i S _UM2— 3 S i ² ) S_UM4 ²

4 (4 4 S

_ 4 J _1M1 ] 2 S J (4 S 2 ) 2 ~t~

Z ((2 S _11M2~~ 2 S _{: 1M1} ) S j _1M4 — 2 i i_M2 ) Si ■ " "(8)

[0032] 一方、 L： L： L =1:2:4の関係を満足している場合は、数式 9によってを求めるとがでさる。

[数 9]

^:- 22S 8 4

²+ (8S_11M 12 83

²) 4 " 3

^ 1

J +

Ζ M 一 2 iMl ) 2 ι 一 ■(9)

L： L： Lの比が前記の条件を満たさない場合については、 ξを求める式を陽に導いていないので、必要に応じて同様の式を誘導しておくか、あるいは反復計算によって ξを求めるかすれば良い。

[0033] 前記のように、 L： L： L =1:2:3または 1:2:4の場合に計算が容易になる力その他の場合でも、短絡基準接続位置間の位相差を約 70° 145° とするのがよい。すなわち、本算出方法では 1ポートの校正の中で伝送路特性を求めており、治具伝送路に短絡基準を接続する位置の違いによって生じる反射係数の変化を利用しているが、信号波長と短絡基準の位置の関係によっては校正精度が低下する場合があるので、短絡基準の位置の決定は慎重に行う必要がある。

短絡基準間の位相差を大きく確保すると校正の精度は向上するが、一組の短絡基準で対応できる周波数範囲が狭くなり、広帯域の測定をする場合に多くの短絡基準を測定する必要が生じる。短絡基準間の位相差を用いて校正を行う TRL校正の場合、 NIST等の資料によると、良好な測定精度を得るために短絡基準間の位相差は 20° 〜30° 以上程度確保するべきであるとされている。

短絡基準接続位置間の位相差を約 70° 〜145° とした場合には、校正精度が高い反面、 1組の短絡基準で対応できる周波数範囲が前記の場合と比較して力なり狭くなるが、測定データをうまく使いまわせば、広帯域測定であっても短絡基準測定回数は多くならないからである。

[0034] 誘電率 ε 、 tan δの算出

次に、前記のように求めた各周波数範囲の伝送路特性 ξ、すなわち伝達度 aおよび位相定数 βの測定値から、基板の誘電率 ε および tan δを求める。具体的には、伝達度 aの測定値と計算値の残差が最小になるよう、ニュートン法などの既知の数値計算手法により収束計算を行って tan δを求め、また位相定数 βの測定値から求めた基板の誘電率 ε

effと計算値の残差が最小になるよう同様の収束計算を行、、基板の誘電率 ε を求める。

[0035] 以下に、 CPW伝送路を用いて基板の誘電率 ε 、 tan δを算出する具体的方法を説明する。

CPW伝送路の特性インピーダンスを求めるためのシミュレーションの式は、以下のようなものが知られている。

ここで、図 2に示すように、 W :信号導体の幅、 s :信号導体と接地導体の間隔、 h :誘電体の厚さ、 t :導体の厚さ、 L :導体の長さ、 f：周波数、 ε ：比誘電率、 c :光速、 Ζ： r 0 特性インピーダンス、 ε

eff ：実効誘電率、 μ ：真空の透磁率、 ε

"：真空の誘電率とする。

[0036] Zを計算する式は次の通りである。

0

[数 10]

Δ.Ο = , ■■■(10)

[0037] ここで、 Zcは次式で与えられる。 Zcは ε = 1の場合の CPWの特性インピーダンスであり、 Kは第 1種完全楕円積分である。

[数 11]

k, k'は次式で与えられる。

[数 12]

また、 k , k 'は次式で与えられる。

1 1

[数 13]

[0040] 次に、 ε の近似式は次の通りである。

eff

[数 14]

■(14)

[0041] 位相定数 j8は数式 15のように実効誘電率 ε の関数として表されるので、実効誘電 eff

はこの式を用いて位相定数 βの測定値カゝら算出することができる。

eff

[数 15]

2 π f f eff

β " (15)

[0042] また、伝達度 aは、導体損失 αと誘電体損失 αと輻射損 αの和で表されるが、この e d r

うち、誘電体損失 α

dは次式のように ε

effと tan δとの関数で表される。

[数 16] ひ d

tan δ ■(16) このため、伝送路の伝達度 aは電磁界シミュレータを用いて算出する。

[0043] 図 3は、 tan δを求めるための繰り返し計算（ニュートン法）によるアルゴリズムを示す。

[0044] 実効誘電率 ε から比誘電率 ε を求める場合も、繰り返し計算 (ニュートン法）によ eff r

るアルゴリズムを用いる。図 4はそのアルゴリズムの一例を示す。

まず ε の初期値を入力し (ステップ S7)、この ε 力も電磁界シミュレータを用いて ε r r e を計算する (ステップ S8)。次に、前記で求めた実効誘電率 ε とステップ S8で求め ff eff

た計算値との差 | Δ ε |を求め (ステップ S 9)、 | Δ ε |が十分に小さいかどうか eff eff

を判定する (ステップ S 10)。 | Δ ε

eff Iが十分に小さくないと判定された場合には、 ε を修正し (ステップ S I 1)、ステップ S8以下の操作を繰り返す。ステップ S 10で | Δ ε Iが十分に小さいと判定されれば、 I Δ ε | 0のときの ε を基板の比誘電 eff eff r

率とする (ステップ S I 2)。

[0045] また、簡易的には、求まった実効誘電率 ε から、数式 14を用いて比誘電率 ε を eff r 計算することができる。すなわち、実効誘電率 ε と伝送路の物理寸法とから、誘電 eff

体基板の材料そのものの比誘電率 ε を算出することができる。

[0046] 特性インピーダンスの算出

前記で求めた ε と、数式 1 1および 12により求めた Zcとから、数式 10により特性ィ eff

ンピーダンス Zを計算で求めることができる。

0

[0047] 前記のようにして伝送路の特性インピーダンス Zが求まったので、この特性インピー

0

ダンスを用いて被検体のインピーダンス z を求める方法について以下に説明する

DUT 一校正の誤差モデルの誤差係数の計算数式 8または数式 9によって ξが求まれば、数式 5,数式 6によって Γ , Γ の値が

Α2 A3 計算できるので、伝送路の誤差係数を順次求めることが可能になる。

校正の誤差モデルを図 5に示す。反射法とは、一方のポート (コネクタ 5)力被検体 1 1に入射した電磁波のどれだけの割合が反射するかを観測して、これからインピーダンス等を求める手法で、 1ポートであるから、図 5に示すように誤差要因も Ε Ε Ε

11 21 12 Ε の 4個しかない。散乱係数測定は比測定であるので、 Ε =1とおけば、誤差要

22 21

因は Ε Ε Ε の 3つである。図中の S は反射係数の測定値であり、 S は被

11 12 22 11 11A 検体の散乱係数の真値である。

[0048] さて、前述の短絡基準 10の接続による測定結果から、各誤差係数 Ε Ε Ε は数

11 12 22 式 17で求められる。なお、 D は中間変数である。

1

[数 17]

Dl - I A2 I A3 ^ΠΜ3 _ A1 A3 ^11Μ3 " ^Α2 3 S_llM2 + L Al ^A A2 ^11M2

+ ΓΑΙ Γ_Α3 S_11M1 - Γ_Α1 S_11M1

Eii = " ( ΑΙ r_A3 uiiM2 S_11M3 - Γ_Α1 S_11M2 S_11M3 - S_{11M1 11Μ3}

+ _Α1 ^ΠΜΙ °11Μ3 + ^Α2 Γ_{Α3 πΜι} Ο_πΜ2 " Γ_Α1 ι _llMl Ο_ΠΜ2) / Dl π (ΓΑ2"ΓΑΙ) (Γ_Α3 ^_Γ_Α1) (Γ_Α3-Γ_Α2) \^ΐΐΜ2"^11Μΐ) (SnM3"SnMl) (SiiM3^_S_uM2)

D1²

一 0_11Μ3 - Γ_{Α1 11Μ3}- I A3 S I _Αに S_11M2T I A3 SllMl" ¹ A2 S_llMl

^22 (17)

[0049] 被検体の測定と校正の実施

誤差係数が求まれば、図 6に示すように、被検体 11を測定点 1における信号導体 3と接地導体 4間に接続し、その電気特性すなわち反射係数 S を測定する。この校正

11

の誤差モデルは 1ポート補正の誤差モデルと同じものであるから、実際の被検体測定結果力誤差の影響を除去するには 1ポート補正と同様の計算を行えば良ぐ誤差の影響を除去して被検体の反射係数 s の真値を求める数式を以下に記載して

11A

おく。なお、誤差要因の影響を除去する計算式は以下の数式に限らず、どのような公知技術を用いてもよい。

[数 18] ^SllM ~ ^E ^ - - - (18)

^22*^1 ΙΑί + E、2― E_UE₂₂

- sパラメータ力インピーダンスへの変換一

前記校正法は反射法であるので、前記の校正法により誤差要因の校正を行って得られた反射係数の真値 S を用いて、数式 19により被検体の Zパラメータ Z を計算

11A 11A する。

[数 19]

+ S HA

11A—

― S ΠΑ この Zパラメータ Z と、前記のように求めた基板の特性インピーダンス Zとを、数式 2

11A 0

0に示すようにそれぞれ同じ周波数での値同士で乗じることにより、被検体 11のインピーダンス Z を求めることができる。

DUT

[0051] [数 20] DUT = 乙 0 · ん 11A ■(20) なお、 S 、 Z および Z はいずれも複素数である。

11A 11A DUT

実施例 2

[0052] この実施例では、測定治具 20として、図 7に示すように、誘電体基板 21の上面に 2つの信号導体 22a, 22bがー直線上にかつ一端が間隔をあけて配置され、信号導体 2 2a, 22bの幅方向両側に間隔をあけて接地導体 23が配置された CPWを使用している。なお、治具基板 21の裏面にも接地導体を設けてもよい。コネクタ 24, 25は同軸ケーブル 26, 27を介して測定器の一例であるネットワークアナライザ 28の測定ポート 28a〜28dに接続されている。同軸ケーブル 26, 27の信号線は信号導体 22a, 22b に半田付けや溶接等によって固定されている。

[0053] 実施例 1と同様に、伝送路特性 ξが未知であるから、短絡基準 10を伝送路の 4箇所で短絡させることで、伝送路特性 ξと誤差係数とを同時に求めることができる。伝送路特性の算出方法は実施例 1と同様である。

[0054] この実施例では、測定点 1および測定点 1よりポート 1側に測定点 2〜4の 4箇所で短絡基準 10を用いた校正測定を実施し、し力る後、ポート 2側についても同様に 4箇所での校正測定を実施する。

次に、図 8に示すようにスルー（ポート間直結)状態での測定を行う。ポート間を接続するために適当なデバイス（以下、スルーチップという） 13を信号導体 22a, 22b間にシリーズ接続する。測定値は、反射係数が S 、S で、伝達係数は S 、S とする。なお、スルーチップ 23の電気特性は未知で良ぐ例えば抵抗値が分からないチップ抵抗などでも良いが、伝達係数に方向'性があってはならない。伝達係数は、相反定理により方向性を持たないので、通常この条件は自動的に満足される。

[0055] この実施例の校正の誤差モデルを図 9に示す。これも従来力使用されている TRL 補正の誤差モデルと同じものである。図中の s 、s は反射係数及び伝達係数の測定値であり、 S 、 S 等は被検体の散乱係数の真値である。また、誤差係数 E

、 F は 8個あるが、散乱係数測定は比測定であるので、このうち 7個の誤差要因を定められれば良い。具体的には、 E =1と置けば良い。

[0056] さて、前述の短絡基準 10の接続による測定結果から、図 9中の各誤差係数を求めなければならないが、まず E 、E 、E 、F 、（F *F )、F は次式で求められる。なお

、F は E と同様のため、 E とのみ記載する。この段階では（F -F )については、 2 つの誤差係数 F 、 F の積は求められる力これらを別個独立に求めることはできない。なお、 D は中間変数である。

[数 21]

D 1 - S_UM3 " I Al ^A A3 llM3 " ι，Α2 Γ_Α3 D_UM2 + Γ_Α1 I A2 Si

+

S_11M1

En - " ( 3 S 2 Sn 3 " ^Al ^A2 ^ΰ11Μ2 ^ΰ1ΐΜ3 " ^A2 ^A3 ^ΙΪίΑί ^IIMS

+ Γ_Α1 OiiMl ⁰11M3 + S_UM1 S_11M2 - Γ_Α1 Γ_{Α3 nM1} S_11M2)/Dl τρ (Γ 2"Γ ) (Γ_Α3-Γ_Α1) (Γ_Α3-Γ_Α2) (S_11M2- _UM1) (S_11M3-S_UM1) (S_11M3-S_UM2)

¾1 12 =

D

E ^A2 SnM3 ^Ai ^>11M3~ ^A3 S_11M2+ Γ_Αι S_llM2+ Γ_Α3 S_llMl~ x ηΜΙ (21)

^%b Di [0057] 次に、スルーチップの順方向および逆方向の伝達係数の測定結果 S 、 S は、図 9の誤差要因を用いて次式のように書ける。ただし、スルーチップの散乱係数の真値値をを仮仮に S ,S ,S , S としておく

11A 21A 12A 22A

[数 22]

12ΜΤ⁼

[0058] ここで、 S 、 S の比を考える。数式 22をもとに、スルーチップの正逆方向の伝達

21 T 12 T

係数が等しい（s = s )ことに注意しつつ整理すると、次式が得られる。ここで注

21A 12A

目すべきは、スルーチップの散乱係数 s ,S ,S , S は除算ですベて消滅して

11A 21A 12A 22A

しまう点である。つまり、スルーチップの散乱係数真値が不明であっても、スルーチップに方向性がない場合は s 、s (これは測定可能量である）の比さえ分かれば

21 T 12 T

、誤差係数の関係が決まるという事である。

[数 23] /

" " "

[0059] 数式 21と数式 23をもとに、次式の通り全誤差係数を決定できる。

[数 24]

Ε₂ι =

^12 ⁼ (Ε₂ι Ε₁₂) /Ε₂ι ■■ . (₂₄)

t_{21 2}, S_21MT i_2MT

[0060] 以上で、全ての誤差係数を決定する事ができた。以上はポート 1側からポート 2側へ信号を印加した場合 (順方向）の議論であるが、逆方向については E = 1とする代わ

21

りに F = 1とすれば導出できる。

21

[0061] 被検体の測定と校正の実施

誤差係数が求まれば、図 10のように被検体 11を伝送路に接続し、その特性を測定する。すなわち、被検体 11を伝送路の被検体測定位置へ接触させて、電気特性 (S

1

S S S )を測定する。この際、被検体 11が 2端子の場合には、図 10の（a)

1 , 21 , 12 , 22

のように信号導体 22a, 22b間にシリーズ接続すればよいが、 3端子または 4端子の場合には、図 10の（b)のように信号導体 22a, 22bと接地導体 23の間に接続すればよい。したがって、この実施例による測定方法は、 2端子の電子部品の他、フィルタのような 3端子以上の電子部品にも適用できる。

[0062] 実施例 2の校正の誤差モデルは TRL補正の誤差モデルと同じものであるから、実際の被検体測定結果力誤差の影響を除去するには TRL補正と同様の計算を行えば良ぐ誤差の影響を除去する数式を以下に記載しておく。なお、本式は 2ポート測定の場合の反射係数をもとに計算する式であるが、誤差要因の影響を除去するには、ネットワークアナライザの 4つのレシーバ出力力計算してもよい。また、 3ポート以上の場合にも、本式と同様の式を使用してもよいし、あるいは回路シミュレーション手法を用いて誤差要因の影響を除去しても良い。要するに、どのような公知技術を選択しても良い。なお、数式 25において、 D

2は中間変数である。

[数 25]

(S_11M-E_N) {F₂₂ (S₂2M-Fiiノ Fi₂+1} /E₁₂ - F₂₂ S₁₂M S₂₁M/(F₁₂ E₁₂)

s ■(25)

D ₂

S2IM/F 12 {(F22-F22) (S₂2M— F₁₂+l }

¾1A =

D 2

[0063] 前記のように伝送路特性 ξから伝送路材料の誘電率を求め、さらに特性インピーダンスを求める一方、数式 25を用いて求めた誤差要因を除去した被検体の反射係数の真値と、伝送路の特性インピーダンスとから、被検体のインピーダンスを算出することがでさる。

[0064] Sパラメータからインピーダンスへの変換

前記の校正法は 2ポートのシリーズ法であるので、前記の校正法により誤差要因の校正を行って得られた反射係数の真値 S 、 S を用いて、数式 26により被検体の Z

11A 21A

パラメータ z 、 z を計算する。 [数 26]

2 S ΠΑ

Z UA = _ 2 ( 1 - S ₂₁A)

^Z 21A=

21A この zパラメータ z 、z と、前記のように求めた基板の特性インピーダンス zとを、

11A 21 A 0 数式 27に示すようにそれぞれ同じ周波数での値同士で乗じることにより、被検体 11 のインピーダンス Z を求めることができる。

DUT

[0065] [数 27] DUT — · Z HA

Z DUT — Λ θ · Z 21A 実際には、被検体の対称性により z と Z は同じ値になるため、 Z を求めるため

11A 21A DUT

には、数式 27のどちらを用いても構わない。なお、 S 、 S 、 Z 、 Z および Z

11A 21A 11A 21A DUT はいずれも複素数である。

実施例 3

[0066] 図 11は、被検体をシャント法で測定するための測定治具 30を示す。測定治具 30としては、誘電体よりなる治具基板 31の上面に 1つの信号導体 32が長さ方向に連続的に延びるように配置され、信号導体 32の幅方向両側に間隔をあけて接地導体 33が配置された CPWを使用している。なお、治具基板 31の裏面にも接地導体を設けてもよい。コネクタ 34, 35は同軸ケーブル 36, 37を介して測定器の一例であるネットヮークアナライザ 38の測定ポート 38a〜38dに接続されている。同軸ケーブル 36, 37の信号線は信号導体 32の両端に半田付けや溶接等によって固定されている。

[0067] この実施例の場合も、実施例 1, 2と同様に、被検体を測定する位置（図 11の測定点 11)において、短絡基準 10を伝送路にシャント接続し、信号導体 32と接地導体 33とを短絡状態として測定を行い、反射係数を S を測定する。続いて、測定点 1からポ

11 1

ート 1方向またはポート 2方向に離れた 3箇所の測定点 2〜4で短絡基準を接続した校正測定を実施する。図 11では、測定点 2〜4を測定点 1に対してポート 1側のみに設けた力測定点 1を間にして両側（ポート 1側とポート 2側）に振り分けて設けてもよい。ポート 2側に設けた場合には、ポート 1側に対して距離 Lの正負符号が逆になる。両側に測定点 2〜4を設けた場合には、伝送路が短くても有効なデータを得ることができる。

[0068] スルー状態での測定

短絡基準 10による測定とは別に、スルー状態 (ポート間直結状態)での測定を行う。スルー状態とは、実際には測定治具である伝送路に何も接続せずに測定を行うだけである。測定値は、反射係数が S で、伝達係数は S とする。

[0069] 実施例 3の校正方法の誤差モデルを図 12に示す。これは特に新規なものではなぐ従来力も使用されている SOLT補正の誤差モデルと同じものである。図中の S 、 S は反射係数及び伝達係数の測定値であり、 s 、 S 等は被検体の散乱係数の真値である。

未知数は 1ポート測定の誤差係数が 3つ (E 、E 、E )と、伝送路特性 ξが 1つの合計 4つである。そのため、短絡基準 10を伝送路の 4箇所で短絡させ、そのときの反射係数の測定値 (S 、 S 、 S 、 S )によって 4つの方程式を作ることができるので、全ての未知数 (Ε 、Ε 、Ε およびを求めることができる。

実施例 1と同様にしてが求まれば、以下の数式 28によって Ε 、Ε 、Ε を求めることができる。なお、 Denomは中間変数である。

[数 28]

Denom - ^A ¹ A3 ^11Μ3 " ⁴ A! I A3 SH 3 "I A2 ΓΑ3 11M2+ i Al i A2 S_11M2

F⁼ - ( ΑΙ Γ_Α3 S_11M2 S_UM3 - Γ_Α1 SHM28Π 3^_ΓΑ2 SH I S_UM3

+ ΓΑΙ Γ_Α2 S_11M1 ΓΑ2 Γ_Α3 U I S_UM2

" FAI Γ_Α3 S_11MI S_11M2)/ Denom

u _ ( - Γ_Α1 ) (Γ_Α3-Γ_Α1) (Γ^-Γ^) (S_11M2-S_11M1) (S_11M3-o_11M1) (S_11M3- _11M2)

^RF Τϊ 2

ΓΑ2 °11M3 " ΓΑΙ ^11M3" A3 S_LLM2+ Γ_Α1 S_LLM2+ Γ_Α3 S_LLML~ ^HMl

E_SF二

D

^EN°^M ---(28)

[0070] スルー状態での誤差係数 (E 、E )は、理想のスルー状態の反射係数と伝達係数の測定値 (S 、S )と、既に求めた誤差係数 (E 、E 、E )とから次式で導出す

11 T 21 T DF SF F ることがでさる。

[数 29] 011ΜΤ― DF

LP―

■(29)

^TF - °21ΜΤ (1 - E_SF li_LF) 以上はポート 1側力もポート 2側へ信号を印加した場合 (順方向）の議論であるが、逆方向につヽても全く同様である。

[0071] 被検体の測定

誤差係数が求まれば、図 13に示すように、被検体 11を被検体測定位置 P1の信号導体 32と接地導体 33間に接続し、被検体の順方向，逆方向の反射係数および伝達係数 S S S )を測定する。測定系の誤差係数 (E 、E 、E 、E 、E )

11 , 21 , 12 , 22 DF SF RF LF TF を用いて、被検体の測定値 (s 、

11 s 21 )から次式によって被検体の電気特性の真値

(s 、

11A s 21A )を求めることができる。

[数 30]

■(30)

なお、伝送路特性 ξ力も特性インピーダンスを求めることができるので、その後、被検体のインピーダンスを以下のように算出する。

[0072] Sパラメータからインピーダンスへの変換

前記の校正法は 2ポートのシャント法であるので、前記の校正法により誤差要因の校正を行って得られた反射係数の真値 S 、 S を用いて、数式 31により被検体の Z

11A 21A

パラメータ z 、z を計算する。

11A 21 A

[数 31]

+ S ΠΑ

Z 11A-

2 S ΠΑ

(31 )

― S 21A

Z 21A= ~； Γ

2 ( 1 - S ₂IA) この Zパラメータ Z 、Z と、前記のように求めた基板の特性インピーダンス Zとを、

11A 21 A 0 数式 32に示すようにそれぞれ同じ周波数での値同士で乗じることにより、被検体 11 のインピーダンス Z を求めることができる。

DUT

[0073] [数 32] DUT =ん 0 · UA

一 - - - (32)

Z DUT = ^ 0 " Z 21A 実施例 2の場合と同様に、実際には被検体の対称性により Z と Z は同じ値になる

11A 21A

ため、 Z を求めるためには、数式 32のどちらを用いても構わない。なお、 S 、 S

DUT 11A 21A

、Z 、Z および Z はいずれも複素数である。

11A 21 A DUT

[0074] 実施例 1〜3では、基板の誘電率測定に用いる測定治具と、被検体の測定と校正に用いる測定治具とが同一の CPWである場合について説明した力これ以外にも基板の誘電率測定に用いる測定治具と、被検体の測定と校正に用いる測定治具とが同一でなくても、電子部品のインピーダンス特性を測定することができる。ここで、誘電率測定用測定治具と測定 ·校正用測定治具とが同一でないとは、使用されている誘電体材料が同じであれば、両者の伝送路形状が異なるものであってもよいという意味である。

具体的には、まず基板の誘電率測定に用いる測定治具として CPWの伝送路を作製し、実施例 1と同様の手法で誘電率を求め、伝送路の特性インピーダンスを算出する次に、誘電率測定に用いた測定治具と同一ロットの誘電体材料で被検体の測定と校正に用いる測定治具を作製し、本発明方法または公知の方法 (例えば TRL校正)で校正を行い、電子部品の Sパラメータを測定する。なお、校正で使用する伝送路は、 CPW、マイクロストリップライン、スロットラインなどを用いることができ、特に限定されるものではない。

さらに、電子部品の Sパラメータ力も算出した Zパラメータと前記伝送路の特性インピ一ダンスとを、それぞれ同じ周波数での値同士で乗じることにより、従来より精度の高い電子部品のインピーダンス特性を求めることができる。

産業上の利用可能性

本発明の好ましい実施形態によれば、下記のような効果が得られる。

(1)各周波数範囲ごとに、同一の基板伝送路上の少なくとも 4箇所で、信号導体と接地導体を短絡した状態 (短絡基準を接続した状態)の 1ポートの Sパラメータの測定を行って、誤差補正により、コネクタと平面伝送路の不整合部を完全に除去した上で、伝送路の特性 (伝達度 a及び位相定数 β )を求めるので、より正確な誘電率、 tan δ を測定できる。

(2)従来の誘電率測定方法では、各測定方法に合わせて、誘電体材料を加工しなければならず、実際に使用されるような伝送線路の形態で測定できていな力つたが、本発明では伝送線路の形態のまま、誘電率、 tan δを測定できるため、実際に使用される伝送線路の誘電率、 tan δを知ることができる。

(3)従来の誘電率測定方法から求められた誘電率は材料の比誘電率であるが、本発明では実効誘電率 ε を直接求めることができるので、この ε 力特性インピー eff eff

ダンスをそのまま計算することができる。

(4)従来の誘電率測定方法で求められた材料の比誘電率は有効数字が 2桁程度と寸法精度に比べて低、ため、それを用いて算出した特性インピーダンスの精度は低くならざるを得な力つた力本発明によって得られる実効誘電率 ε の

eff 有効数字は寸法精度と同等になるため、従来より精度の高い特性インピーダンスを求めることが可能である。

(5)従来の誘電率測定法でよく使用される共振法では、誘電率、 tan δの周波数特性を求めることができな力つたが、本発明では、測定周波数範囲ごとの誘電率、 tan δを求めることができる。

(6)従来では購入した材料ロットの誘電率のデータを正確に把握することができなかつたが、本発明では購入した材料ロットの誘電率、 tan δのデータを正確に把握することができる。

さらに、本発明によって誘電率測定方法が確立したため、下記のようなことが可能になった。

(1)ネットワークアナライザによる電子部品の高周波インピーダンス測定において、測定系の誤差要因を除去する TRL校正法をはじめとする校正法では、電子部品のインピーダンスを求めるために、測定系の誤差要因を校正して得られた Sパラメータから算出した Ζパラメータに、測定に使用した伝送路の特性インピーダンスを乗じる必要があるが、各周波数範囲毎の誘電率が精度よく求めることができたため、特性インピ一ダンスの精度がよくなり、電子部品のインピーダンス特性を精度よく求めることができるようになった。

(2)予め実際に使用する基板の誘電率、 tan δを本発明により求めておけば、高周波回路設計における設計精度を向上させることができる。

(3)誘電体の高周波誘電率、 tan δの測定においては、従来、測定法および設備に応じて、誘電体材料を加工しなければならな力つた力比較的容易な加工で、誘電率、 tan δの測定が可能になり、高周波材料の評価が容易になった。

(4)高周波伝送基板に使用される材料の誘電率、 tan δの測定が容易になった。

Claims

請求の範囲

[1] 誘電体基板上に、信号導体と接地導体とからなり、単位長さ当たりの電気特性が未知の伝送路を持つ測定治具を準備するステップと、

前記伝送路の長さ方向の少なくとも 4箇所において、信号導体と接地導体とを短絡させて電気特性を測定するステップと、

前記短絡状態での測定値から、前記伝送路の特性を算出するステップと、前記伝送路の特性から、前記伝送路材料の誘電率および tan δの少なくとも 1つを算出するステップと、を有する伝送路材料の誘電率測定方法。

[2] 前記伝送路は、上面から導体を押しつけることで伝送路中の任意の位置で信号導体と接地導体とを短絡できる平面伝送路であることを特徴とする請求項 1に記載の伝送路材料の誘電率測定方法。

[3] 測定する周波数範囲それぞれについて、前記伝送路上の少なくとも 4力所で、信号導体と接地導体を短絡した状態の 1ポートの散乱係数を測定し、

前記散乱係数を用いて伝送路特性 ξ (6 = a"²exp02 ι8), 伝達度 [U/mm] β : 位相定数 [rad/mm])を算出することを特徴とする請求項 1または 2に記載の伝送路材料の誘電率測定方法。

[4] 前記伝送路特性 ξと伝送路の物理寸法とから、前記伝送路材料の比誘電率 ε を算出することを特徴とする請求項 3に記載の伝送路材料の誘電率測定方法。

[5] 信号導体と接地導体とを短絡させた距離を測定点 1からポート 1側に L , L , L とし

1 2 3

、測定点 2 4における各散乱係数を S ,S S とした場合、距離の比が L L

11 1 11 2, 11 3 1 2

L =1:2: 3であるときの前記伝送路特性 ξの計算式は下記の通りであることを特徴

3

とする請求項 3に記載の伝送路材料の誘電率測定方法。

[数 8] 1 4 ^ 11 1^— ^ ° 11M2 ^ 1 4 ι ι 一 3 ) ₄

+ ((2 1_1M2— 4 1_1M ) 1 (4 i 4 i 1

^_ 4 ! _{1M1 ¾} iM2²+ 2 _UM1 ! ) j (4 l 1 2— 3 ] _1M2,² )

' ^ ^ 11M1 ° 11 2 ^ ^ΰ 11M1 11M2 11M3^° 11M1 ° 11M2 >

+ 11M3― 2 1 ΐΜ2 ° 11M1 ) ° 11M4+ V° 11M2一 11M1 ) ° 11M3+ ° 1 11M2 ]

Z ((2 S_11M2— 2 _11M1 ) S_I1M4+ (2 ! _1M]— 2 j _I1M2 ) S_11M3 )] ' " "(8) 信号導体と接地導体とを短絡させた距離を測定点 1からポート 1側に L , L , L とし

、測定点 2〜4における各散乱係数を S ,S S とした場合、距離の比が L： L：

L = 1： 2 :4であるときの前記伝送路特性 ξの計算式は下記の通りであることを特徴とする請求項 3に記載の伝送路材料の誘電率測定方法。

[数 9]

l~ (8 1 2 8

— 2 Q ) 4 ,² ) s

s 〗

{(2 一 S_UM4+ ( 2 _nM2 ■(9)

[7] 信号導体と接地導体とを短絡させた位置間の位相差を約 70° 〜145° としたことを特徴とする請求項 3に記載の伝送路材料の誘電率測定方法。

[8] 請求項 1な!、し 7の、ずれかに記載の誘電率測定方法における前記短絡状態での測定値から、前記伝送路特性 ξと共に伝送路の誤差係数 Ε を算出するステップと、前記伝送路に被測定電子部品を接続した状態で、その散乱係数 S を測定するステップと、

前記測定された被測定電子部品の散乱係数 S から前記伝送路の誤差係数 Ε を除去し、被測定電子部品の散乱係数の真値 S を求めるステップと、

前記被測定電子部品の散乱係数の真値 S から、 Ζパラメータ Ζ を求めるステップと、を含むことを特徴とする電子部品の電気特性測定方法。

[9] 請求項 1な!、し 7の、ずれかに記載の誘電率測定方法における前記短絡状態での測定値から、前記伝送路特性 6を算出するステップと、

前記測定治具の誘電体基板と同じ材料で形成された測定'校正用測定治具を準備し、その測定治具の伝送路の誤差係数 Ε を求めるステップと、

前記測定'校正用測定治具の伝送路に被測定電子部品を接続した状態で、その散乱係数 S を測定するステップと、

前記被測定電子部品の散乱係数の真値 S から、 Zパラメータ Z を求めるステップ xA xA

と、を含むことを特徴とする電子部品の電気特性測定方法。

請求項 1な!、し 7の、ずれかに記載の誘電率測定方法で求めた前記伝送路材料の誘電率から、前記伝送路の特性インピーダンスを算出するステップと、

請求項 8または 9に記載の電子部品の電気特性測定方法で求めた被測定電子部品の Zパラメータ Z と、前記伝送路の特性インピーダンスとから、被測定電子部品のィ xxA

ンピーダンスを求めるステップと、を含むことを特徴とする電子部品の電気特性測定方法。