JP6055215B2 - インピーダンス測定方法及び測定装置 - Google Patents

Description

本発明は、インピーダンス測定方法及び測定装置に係り、特に、ネットワークアナライザの測定原理を用いて、接続された被測定素子DUTに対するＳパラメータを測定し、測定されたＳパラメータに基づいて被測定素子DUTのインピーダンスを測定する改善された手法を利用する方法及び装置に関するものである。

高周波帯域で使用される部品の正確なインピーダンス測定が、部品の特性評価において重要となっている。ここで「部品」とは、通常は、例えば、抵抗、キャパシタ、インダクタ、ダイオード、プリント基板上のパターンなどの２端子素子のことであり、以下「被測定素子DUT」と言う。
従来、被測定素子DUT のインピーダンスの測定方法として、測定周波数110ＭＨｚ程度以下に適した自動平衡ブリッジ法、１ＭＨｚから3ＧＨｚ程度の測定周波数範囲に適した高周波電流電圧法（RF I-V）法が知られており、それぞれ広いインピーダンス範囲を高い確度で測定することができ、インピーダンス測定専用の装置として販売されている。しかしながら、それらの方法・装置では、測定周波数が限定されてしまう。特にRF I-V法では、３ＧＨｚ程度が限界となる。

これに対し、３ＧＨｚ程度以上の周波数でインピーダンス測定が可能な方法として、ネットワークアナライザを使用したネットワーク解析法（Ｓパラメータ測定法）が知られており、ネットワーク解析法には、反射係数法と伝送法とが知られている。反射係数法では、被測定素子DUTに対する入力信号と反射信号のベクトル電圧比Ｓ11すなわち反射係数Γを測定する。伝送法は2つのテスト・ポート間に被測定素子DUTを直列または並列に接続し、入力信号と出力信号とのベクトル電圧比Ｓ21（ｂ2／ａ１）を測定する。従来、反射係数法では、Ｓ11 を測定してインピーダンスＺxを求めている。伝送法ではベクトル電圧比Ｓ21を測定してインピーダンスＺxを求めている。

図５（ａ）に、反射係数法の原理、ベクトル電圧比Ｓ11と被測定素子DUTのインピーダンスＺxとの関係式、そしてインピーダンスＺxを求めるための計算式を示す。ただしＺ０は特性インピーダンス（例： 50 Ω）を表す。
図５（ｂ），（ｃ）に、それぞれ被測定素子DUTを直列または並列に接続した伝送法の原理、ベクトル電圧比 Ｓ21と被測定素子DUTのインピーダンスＺxとの関係式、そしてインピーダンスＺxを求めるための計算式を示す。

図６は、各方式でのインピーダンスＺｘとベクトル電圧比Ｓ11, Ｓ21との関係を示すグラフである。白い線は反射係数法における入力信号ａ１と反射信号ｂ１とのベクトル電圧比Ｓ11（ｂ１／ａ１）を示す。実線は、被測定素子DUTを直列または並列に接続した各伝送法における入力信号ａ１と出力信号ｂ２とのベクトル電圧比Ｓ21（ｂ2／ａ１）を示し、破線は伝送法における入力信号ａ１と反射信号ｂ１とのベクトル電圧比Ｓ11（ｂ１／ａ１）を示す。横軸はインピーダンスＺxを特性ピーダンスＺ0で正規化している。

Agilent_Technologies:「インピーダンス測定ハンドブック」2003年11月版(http://cp.literature.agilent.com/litweb/pdf/5950-3000JA.pdf)

本発明は、高価であることが多く測定周波数に限界のある専用のインピーダンスアナライザを用いることなく、市販されている汎用の広帯域ネットワークアナライザの機能を用いて、専用のインピーダンスアナライザと同等の機能・性能を、より高い周波数領域で提供するものであり、そのため、ネットワーク解析法における、いくつかの課題を解決しようとするものである。

まず、測定感度と誤差拡大率の課題について説明する。ここで「測定感度」を、被測定素子DUTのインピーダンスＺxの変化に応じた、測定信号レベルの変化と定義する。「誤差拡大率」を、 測定感度の逆数と定義する。
たとえば反射係数法では、Ｓ11の測定値が変化したときに、インピーダンスＺxがどのくらい拡大して変化するか、という値が誤差拡大率である。図６から分かるように、反射係数法では、測定するインピーダンスＺxが特性インピーダンスＺ０付近の場合、反射係数Γはわずかなインピーダンスの変化に対しても急激に変化している。この傾向によって、特性インピーダンスＺ０に近い範囲ではインピーダンスＺxは良好な測定感度で求まるが、特性インピーダンスＺ０から離れるほど測定感度は低下する。すなわち、反射係数法では、ＺxがＺ０の付近では 誤差拡大率は小さいが、ＺxがＺ０から離れるほど 誤差拡大率は大きくなる。このように反射係数法では、反射係数Γが０の近辺での測定に興味が持たれ、反射係数Γが１０であるか１００であるかを正確に測ることはそれほど意味がない、とされている。

被測定素子DUTを直列に接続した伝送法では、インピーダンスＺxが特性インピーダンスＺ０よりも小さくなるほど、すなわちベクトル電圧比Ｓ21が１に近づくほど、インピーダンスＺxの測定感度が下がる、すなわち誤差拡大率が大きくなることが分かる。
被測定素子DUTを並列に接続した伝送法では、インピーダンスＺxが特性インピーダンスＺ０よりも大きくなるほど、すなわちベクトル電圧比Ｓ21が１に近くなるほど、インピーダンスＺxの測定感度が下がるが、インピーダンスＺxが小さくなると、Ｓ21が大きく変化し、誤差拡大率は１に近づく。

このように、従来の測定法では、インピーダンスＺxの範囲によって誤差拡大率の大きい領域がある。このためインピーダンスＺxを広い範囲で測定することが難しく、測定のダイナミックレンジは狭くなってしまう。また、そのため、測定しようとするインピーダンスの範囲によって、反射法、伝送法の接続を使い分ける必要があった。
そこで本発明は、インピーダンスＺxの全領域で一定の測定感度を持ち、幅広い測定範囲をカバーできるインピーダンス測定方法及び測定装置を提供することを目的とする。

また、ネットワーク解析法の別の課題として、RF I-V法などインピーダンス測定専用の測定器では測定器本体の安定度が測定に影響しないような内部構成を取ることが多いのに対して、ネットワークアナライザを使用する場合、測定器本体の安定度が測定確度に影響を与えてしまうという課題があった。そこで、本発明は、測定器本体のいわゆるドリフトを打ち消すような手段を提供することを目的とする。

また、ネットワーク解析法のさらに別の課題として、インピーダンス測定専用の測定器では、同軸形状でインピーダンスが正確に計算可能なインピーダンス標準（通常、開放（open）、短絡（short）、および５０Ω）を用いることが可能であるが、ネットワークアナライザには、反射法を用いる場合を除き、通常、そのような手段は提供されていない。このため、ネットワーク解析法においては、測定のトレーサビリティーを如何に確立するか課題があった。そこで、本発明は、トレーサビリティーの保証されている、インピーダンス標準を用いることができるようにすることを目的とする。

本発明は、測定インピーダンスの全領域において一定の測定感度と測定確度を得るなどの目的を達成するため、信号源に対して被測定素子DUTを、信号線に直列に接続し、信号源から信号線を通して測定信号を送出し、被測定素子DUTへの入力信号と、被測定素子DUTから反射された反射信号と、被測定素子DUTを通過した通過信号とを測定し、前記入力信号、反射信号及び通過信号の各測定値に基づいて、ＳパラメータＳ11，Ｓ21を算出し、式：
Ｚx＝２Ｚ0Ｓ11／Ｓ21
（Ｚ0は特性インピーダンス）により被測定素子DUTのインピーダンス Ｚxを算出するインピーダンスの測定方法及び装置である。

この方法及び装置は、一方が信号源につながり、他方が負荷素子につながるネットワークアナライザの第一ポートと第二ポートとの間に被測定素子DUTを接続し、信号源から測定信号を送出するように、ネットワークアナライザを用いることにより実現できる。
また、本発明は、測定器本体のドリフトを打ち消して、測定器本体の安定度が測定確度に影響しないようにするなどの目的を達成するために、順方向測定、逆方向測定を組み合わせる、すなわち、信号源と負荷素子とをスイッチで交替して、それぞれ測定を行い、得られた各インピーダンスの相乗平均をとる方法及び装置である。

また、本発明は、通常のインピーダンス専用測定器と同じく同軸形状の測定端面を提供して、入手できるトレーサブルなインピーダンス標準を用いることができるようにするなどの目的を達成するため、一方が信号源につながり、他方が負荷素子につながるネットワークアナライザの第一ポートと第二ポートとの間に、２ポートを１ポートに変換する変換器の２ポート側を接続し、変換器の１ポート側と接地との間に被測定素子DUTを接続し、信号源から測定信号を送出して、前述のＳパラメータＳ２１とＳ１１の比を取る工程を含む方法及び装置を実施するインピーダンス測定方法及び装置である。

本発明によれば、反射係数法と伝送法（並列法）、又は反射係数法と伝送法（直列法）とを組み合わせることにより、全インピーダンス範囲で測定感度が一定すなわち誤差拡大率が１のインピーダンス測定方法及び測定装置を実現することができる。
また、本発明によれば、測定本体の安定度が測定確度に影響しない、ネットワーク解析法によるインピーダンス測定方法及び測定装置を提供することができる。

また、本発明によれば、インピーダンスアナライザーと同じく同軸形状の測定端面を提供でき、通常入手できるトレーサブルなインピーダンス標準を用いて校正を行うことができる。

（ａ）は、信号線に直列に接続された被測定素子DUTのインピーダンス測定原理を説明するための概略図であり、測定の原理図、ベクトル電圧比Ｓ21，Ｓ11とインピーダンスＺxとの関係式、そしてインピーダンスＺxを求めるための計算式を示す。（ｂ）は、信号線に並列に接続された被測定素子DUTのインピーダンス測定原理を説明するための概略図であり、測定の原理図、ベクトル電圧比Ｓ21，Ｓ11とインピーダンスＺxとの関係式、そしてインピーダンスＺxを求めるための計算式を示す。 被測定素子DUTのインピーダンスを表す２Ｓ11／Ｓ21及び−Ｓ21／２Ｓ11を縦軸に、Ｚx／Ｚ0を横軸にとったグラフである。 直列に接続された被測定素子DUTのインピーダンス測定方法を実施するためのネットワークアナライザ１を含む測定装置の全体を示す概略ブロック図である。 並列に接続された被測定素子DUTのインピーダンス測定方法を実施する他の好ましい形態に係る、ネットワークアナライザ１を含む測定装置の全体を示す概略ブロック図である。 従来の測定法の原図理、ベクトル電圧比Ｓ11, Ｓ21と被測定素子DUTのインピーダンスＺxとの関係式、そしてインピーダンスＺxを求めるための計算式を示す図である。 従来の各方式でのインピーダンスＺｘとベクトル電圧比Ｓ11, Ｓ21との関係を示すグラフを示す。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照して説明するが、本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図されている。
図１（ａ）は、信号線に直列に接続された被測定素子DUTのインピーダンスを測定する測定原理を説明するための概略図である。信号源２から出力される信号は、被測定素子DUTへ入力される途中で、方向性結合器によって一部分離され、これによって被測定素子DUTへの入力信号ａ１が測定される。被測定素子DUTから反射された信号は方向性結合器によって一部分離され、これによって被測定素子DUTからの反射信号ｂ１が測定される。また被測定素子DUTを通過した信号は方向性結合器によって一部分離され、これによって被測定素子DUTの通過信号ｂ２が測定される。Ｒは終端抵抗を表す。

被測定素子DUTには4個のベクトル電圧比すなわち４個のＳパラメータがあり、これらのうちＳ11は、被測定素子DUTの入力ポートからの反射を表している。Ｓ21は、被測定素子DUTを通過する順方向の伝送を表している。式で表現すれば、
Ｓ21＝ｂ２／ａ１＝２Ｚ0／（Ｚx＋２Ｚ0），
Ｓ11＝ｂ1／ａ１＝Ｚx／（Ｚx＋２Ｚ0）
となる。両者の比をとることにより、
式：Ｚx＝２Ｚ0Ｓ11／Ｓ21・・・（１）
が得られ、Ｚxが求められる。ＺxをＺ0で割ったものを、”ｚｘ”と記述すると、
ｚx＝２Ｓ11／Ｓ21
で表される。これが本発明の、直列に接続された被測定素子DUTのインピーダンス測定方法を表す式である。

図１（ｂ）は、信号線に並列に接続された被測定素子DUTの測定原理を説明するための概略図である。信号源２から出力される信号は、被測定素子DUTへ入力される途中で、方向性結合器によって一部分離され、これによって被測定素子DUTへの入力信号ａ１が測定される。被測定素子DUTから反射された信号は方向性結合器によって一部分離され、これによって被測定素子DUTからの反射信号ｂ１が測定される。また被測定素子DUTを通過した信号は方向性結合器によって一部分離され、これによって被測定素子DUTの通過信号ｂ２が測定される。

被測定素子DUTには4個のＳパラメータがあり、これらのうちＳ11は、被測定素子DUTの入力ポートからの反射を表している。Ｓ21は、被測定素子DUTを通る順方向の伝送を表している。式で表現すれば、
Ｓ21＝ｂ２／ａ１＝２Ｚx／（Ｚx＋２Ｚ0），
Ｓ11＝ｂ1／ａ１＝−Ｚ0／（２Ｚx＋Ｚ0）
となる。両者の比をとることにより、
式：Ｚx＝−Ｚ0Ｓ21／２Ｓ11・・・（２）
となり、Ｚxが求められる。ＺxをＺ0で割った”ｚｘ”は、
ｚx＝−Ｓ21／２Ｓ11
で表される。これが本発明の、並列に接続された被測定素子DUTのインピーダンス測定方法を表す式である。

これらの２つの式（１）（２）で表される２Ｓ11／Ｓ21及び−Ｓ21／２Ｓ11を縦軸に、Ｚx／Ｚ0を横軸にとったグラフを、図２に示す。図６に掲載した、反射係数法におけるＳ11のグラフと、被測定素子DUTを直列に接続したＳ11，Ｓ21のグラフと、被測定素子DUTを並列に接続したＳ11，Ｓ21のグラフも併せて示している。
この図２のグラフから、直列に接続されたｚxを表す２Ｓ11／Ｓ21は、Ｚx／Ｚ0の全領域でその傾きは一定であり、よって測定感度が一定であることが示される。また並列に接続されたｚxを表す−Ｓ21／２Ｓ11も、Ｚx／Ｚ0の全領域でその傾きは一定であり、よって測定感度が一定であることも示されている。

したがって、インピーダンスの全領域で一定の測定感度を持ち、幅広い測定範囲をカバーできるインピーダンス測定方法及び測定装置を提供するという本発明の目的は完全に達成される。
本発明のインピーダンス測定方法を実施するには、ネットワークアナライザを用いて、一方が信号源につながり、他方が負荷素子につながるネットワークアナライザの第一ポートと第二ポートとの間に被測定素子DUTを接続し、信号源から測定信号を送出して行うことができる。この方法により、既存のネットワークアナライザをそのまま利用してインピーダンスの測定が行える。

図３は、直列に接続された被測定素子DUTのインピーダンス測定方法を実施するためのネットワークアナライザ１を含む測定装置全体を示す概略ブロック図である。
ネットワークアナライザ１は、第一ポート１１と第二ポート１２とを持ち、切り替えスイッチＳＷを通して、各ポートの一方が信号源２につながり、他方が負荷素子Ｒにつながっている。信号源２は測定信号としての正弦高周波を生成する。負荷素子Ｒは、特性インピーダンスＺ0に相当する抵抗値を持つ抵抗素子である。

切り替えスイッチＳＷのフォワード／リバースの切り替えにより、第一ポート１１を出力ポートとして第二ポート１２を入力ポートとして機能させる状態と、第一ポート１１を入力ポートとして第二ポート１２を出力ポートとして機能させる状態とを切り替えることができる。
第一ポート１１と切り替えスイッチＳＷとを接続する内部線路には、切り替えスイッチＳＷから第一ポート１１まで進行する信号ａ１を検出するための方向性結合器１３と、第一ポート１１から切り替えスイッチＳＷまで戻って来る信号ｂ１を検出するための方向性結合器１４とが設けられている。第二ポート１２と切り替えスイッチＳＷとを接続する内部線路にも、切り替えスイッチＳＷから第二ポート１２まで進行する信号ａ２を検出するための方向性結合器１５と、第二ポート１２から切り替えスイッチＳＷまで戻って来る信号ｂ２を検出するための方向性結合器１６とが設けられている。

被測定素子DUTは、第一ポート１１と第二ポート１２とを結ぶ信号線１７，１８に対して直列に接続されている。
各信号ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２は、ネットワークアナライザ１の測定・演算回路２１に供給され、ここにおいて、各ＳパラメータＳ11，Ｓ21，Ｓ12，Ｓ22が算出される。
ネットワークアナライザ１は、さらにＳパラメータ補正回路２２と、インピーダンス補正回路２３とを備えている。

インピーダンス測定手順は次のとおりである。
第一ポート１１が信号源２につながるように切り替えスイッチＳＷを設定し、信号源２から第一ポート１１に測定信号を送出し、被測定素子DUTへの入力信号ａ１と、被測定素子DUTから反射された反射信号ｂ１と、被測定素子DUTを通過した通過信号ｂ２とを測定し、測定・演算回路２１に入力する。測定・演算回路２１は、前記入力信号ａ１、反射信号ｂ１及び通過信号ｂ２の各測定値に基づいて、ＳパラメータＳ11，Ｓ21を算出する。

Ｓパラメータ補正回路２２は、被測定素子DUTの相反性と、信号ａ１，ｂ１，ｂ２及び信号ａ２を利用して、負荷素子Ｒと信号源２のインピーダンス変動をキャンセルし、Ｓパラメータの補正を行う回路であり、信号源、受信機、方向性結合器および接続ケーブルの誤差を取り除くために、ネットワークアナライザに通常備わっている機能を利用して実現することができる。

補正されたＳパラメータは、インピーダンス補正回路２３に供給され、ここで、
式：Ｚ′x＝２Ｚ0Ｓ11／Ｓ21・・・（３）
により、被測定素子DUTのインピーダンス Ｚ′xが算出される。インピーダンス補正回路２３の補正機能については、後述する。
次に、第二ポート１２が信号源２につながるように切り替えスイッチＳＷを操作し、信号源２から第二ポート１２に測定信号を送出し、被測定素子DUTへの入力信号ａ2と、被測定素子DUTから反射された反射信号ｂ2と、被測定素子DUTを通過した通過信号ｂ1とを測定し、測定・演算回路２１に入力する。測定・演算回路２１は、前記入力信号ａ2、反射信号ｂ2及び通過信号ｂ1の各測定値に基づいて、式：
Ｓ11＝ｂ２／ａ２，Ｓ21＝ ｂ１／ａ２
に基づいてＳパラメータＳ11，Ｓ21を算出する。

Ｓパラメータ補正回路２２は、被測定素子DUTの相反性と、信号ａ２，ｂ１，ｂ２とともに信号ａ1を利用して、負荷素子Ｒと信号源２のインピーダンス変動をキャンセルし、Ｓパラメータの補正を行う。
補正されたＳパラメータは、インピーダンス補正回路２３に供給され、ここで、
式：Ｚ″x＝２Ｚ0Ｓ11／Ｓ21・・・（４）
により、被測定素子DUTのインピーダンス Ｚ″xを算出する。

式（３）（４）により算出されたインピーダンス Ｚ′x， Ｚ″xは同じ被測定素子DUTの測定データであるので同じ値になるはずであるが、異なるとすれば、測定器の測定中のドリフトの影響があると考えられる。そこで、インピーダンス補正回路２３は、次の式を使って、
Ｚx＝√（Ｚ′x・Ｚ″x）
２つのデータであるインピーダンス Ｚ′x， Ｚ″xの相乗平均をとり、その結果を被測定素子DUTのインピーダンスＺxとして出力する。このように、ネットワークアナライザ１の２回の測定中に発生するドリフト誤差をキャンセルすることができる。

いままでは、直列に接続された被測定素子DUTのインピーダンス測定方法を説明したが、図３において、並列に接続された被測定素子DUTのインピーダンス測定方法を実施することもできる。そのためには、同図の左下部分に示すように、被測定素子DUTを、第一ポート１１と第二ポート１２とを結ぶ信号線１７，１８と接地との間に接続すればよい。ネットワークアナライザ１の内部構成と測定方法は、直列に接続された被測定素子DUTのインピーダンス測する場合と同様であるから、説明を省略するが、直列法との違いは、被測定素子DUTのインピーダンス Ｚxを算出する式が、
Ｚx＝−Ｚ0Ｓ21／２Ｓ11・・・（５）
となることである。そして切り替えスイッチＳＷのフォワード／リバースの切り替えにより２回測定して、それらの相乗平均をとることが好ましいのは、前述したのと同様である。

図４は、並列に接続された被測定素子DUTのインピーダンス測定方法を実施する他の好ましい形態に係る、ネットワークアナライザ１を含む測定装置全体を示す概略ブロック図である。
図３の構成との違いは、被測定素子DUTを接続するのに２ポート−１ポート変換器２５を用いていることである。

２ポート−１ポート変換器２５の回路を説明すると、線路につながる第三入力ポート３１と線路につながる第四入力ポート３２とが２つの直列抵抗器で接続されその中間点が出力ポート３３につながっている。そして第三入力ポート３１は抵抗器を通して接地され、第四入力ポート３２は抵抗器を通して接地され、出力ポート３３も抵抗器を通して接地されている。被測定素子DUTは、出力ポート３３と接地との間に接続されている。

このような構成の２ポート−１ポート変換器２５を用いることにより、被測定素子DUTから見た測定器側の変化を緩和することができる。また被測定素子DUTから測定器側を見たインピーダンスを適当な値に変換することもできる。専用のインピーダンス測定器では、インピーダンス測定値の絶対値の確度を得るため、あらかじめ既知のインピーダンス標準を用いて測定値を校正している。インピーダンス標準は、物理的寸法と材質の物理定数から正確なインピーダンスが計算により得られるものであり、通常、開放、短絡、整合終端が用いられることが多い。
変換器２５により基準面が２ポートから同軸１ポートに変換され、この同軸１ポートにおいてインピーダンス標準を測定することにより、変換器２５による追加誤差を除去し、かつ、同軸１ポートを基準面としてインピーダンスの絶対値の校正が可能となる。
インピーダンス補正回路２３には、この校正手段も含まれている。

１…ネットワークアナライザ，２…信号源，１１…第一ポート，１２…第二ポート，１３〜１６…方向性結合器，１７，１８…信号線，２１…測定・演算回路，２２…Ｓパラメータ補正回路，２３…インピーダンス補正回路，２５…２ポート−１ポート変換器

Claims (9)

1. 信号源に対して被測定素子DUTを、信号線に直列に接続し、信号源から信号線を通して測定信号を送出し、被測定素子DUTへの入力信号と、被測定素子DUTから反射された反射信号と、被測定素子DUTを通過した通過信号とを測定し、前記入力信号、反射信号及び通過信号の各測定値に基づいて、ＳパラメータＳ11，Ｓ21を算出し、式：
   Ｚx＝２Ｚ0Ｓ11／Ｓ21
   （Ｚ0は特性インピーダンス）により被測定素子DUTのインピーダンス Ｚxを算出するインピーダンス測定方法。
2. ネットワークアナライザを用いたインピーダンス測定方法であって、
   一方が信号源につながり、他方が負荷素子につながるネットワークアナライザの第一ポートと第二ポートとの間に被測定素子DUTを接続し、
   信号源から測定信号を送出して、請求項１記載のインピーダンス測定方法を実施する、ネットワークアナライザを用いたインピーダンス測定方法。
3. 前記信号源と負荷素子とをスイッチで交替して、それぞれ測定を行い、得られた各インピーダンスの相乗平均をとる、請求項２に記載のネットワークアナライザを用いたインピーダンス測定方法。
4. 信号線を通して測定信号を送出する信号源と、
   前記信号線に被測定素子DUTを直列に接続するためのポートと、
   前記信号源から測定信号を送出して、被測定素子DUTへの入力信号と、被測定素子DUTから反射された反射信号と、被測定素子DUTを通過した通過信号とを測定する測定手段と、
   前記入力信号、反射信号及び通過信号の各測定値に基づいて、ＳパラメータＳ11，Ｓ21を算出するＳパラメータ算出手段と、
   式：Ｚx＝２Ｚ0Ｓ11／Ｓ21（Ｚ0は特性インピーダンス）
   により被測定素子DUTのインピーダンス Ｚxを算出するインピーダンス算出手段とを備える、インピーダンス測定装置。
5. 信号源に対して被測定素子DUTを、信号線と接地線との間に並列に接続し、信号源から信号線を通して測定信号を送出し、被測定素子DUTへの入力信号と、被測定素子DUTから反射された反射信号と、被測定素子DUTを通過して前記信号源と反対方向の信号線に向かう通過信号とを測定し、前記入力信号、反射信号及び通過信号の各測定値に基づいて、ＳパラメータＳ11，Ｓ21を算出し、
   式：Ｚx＝−Ｚ0Ｓ21／２Ｓ11
   により（Ｚ0は特性インピーダンス）、被測定素子DUTのインピーダンス Ｚxを算出するインピーダンス測定方法。
6. ネットワークアナライザを用いたインピーダンス測定方法であって、
   一方が信号源につながり、他方が負荷素子につながるネットワークアナライザの第一ポート及び第二ポートを接続して、接地との間に被測定素子DUTを接続し、
   信号源から測定信号を送出して、請求項５記載のインピーダンス測定方法を実施する、ネットワークアナライザを用いたインピーダンス測定方法。
7. ネットワークアナライザを用いたインピーダンス測定方法であって、
   一方が信号源につながり、他方が負荷素子につながるネットワークアナライザの第一ポートと第二ポートとの間に、２ポートを１ポートに変換する変換器の２ポート側を接続し、
   前記変換器の１ポート側と接地との間に被測定素子DUTを接続し、
   前記信号源から測定信号を送出して、請求項５記載のインピーダンス測定方法を実施する、ネットワークアナライザを用いたインピーダンス測定方法。
8. 前記信号源と負荷素子とをスイッチで交替して、それぞれ測定を行い、得られた各インピーダンスの相乗平均をとる、請求項６又は請求項７に記載のネットワークアナライザ１を用いたインピーダンス測定方法。
9. 信号線を通して測定信号を送出する信号源と、
   前記信号線に、被測定素子DUTを前記信号源と並列に接続するためのポートと、
   信号源から測定信号を送出して、被測定素子DUTへの入力信号と、被測定素子DUTから反射された反射信号と、被測定素子DUTを通過して前記信号源と反対方向の信号線に向かう通過信号とを測定する測定手段と、
   前記入力信号、反射信号及び通過信号の各測定値に基づいて、ＳパラメータＳ11，Ｓ21を算出するＳパラメータ算出手段と、
   式：Ｚx＝−Ｚ0Ｓ21／２Ｓ11（Ｚ0は特性インピーダンス）
   により被測定素子DUTのインピーダンス Ｚxを算出するインピーダンス算出手段とを備える、インピーダンス測定装置。

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