JP5483133B2 - 電子部品の高周波特性誤差補正方法 - Google Patents

Description

本発明は、電子部品の高周波特性誤差補正方法に関し、詳しくは、２端子インピーダンス部品の高周波特性の測定において測定系の誤差を補正する方法に関する。

従来、電子部品の量産工程において、自動特性選別機を用いて電子部品の電気特性が測定されている。自動特性選別機での測定系は、基準となる測定系と回路特性が異なるため、自動特性選別機による測定値を補正して、基準となる測定系での測定値を推定することにより、歩留まりの向上を図ることができる。このような補正を行う方法として、ＳＯＬＴ、ＴＲＬ校正及びＲＲＲＲ／ＴＲＲＲ校正と呼ばれる技術が知られている。

まず、ＴＲＬ／ＳＯＬＴ校正について、説明する。

被検体である表面実装部品の散乱係数行列の真値を測定するために使用できる従来技術としては、ＴＲＬ校正が最も有効な技術である。また、広く使用されている従来技術としてＳＯＬＴ校正がある。これらについて簡単に説明する。

被検体の真値を得るためには、測定系の誤差要因を同定して、測定結果から誤差要因の影響を取り除かなければならない。図１に、代表的な誤差除去方法（校正方法）で使用される誤差モデルを示す。

すなわち、図１（ａ）に示すように、被検体である電子部品２は、測定治具１０の上面に形成された伝送路上に接続される。測定治具１０の伝送路の両端に設けられたコネクタ１１ａ，１１ｂには、同軸ケーブル５０，６０の一端に設けられたコネクタ５１，６１が接続され、同軸ケーブル５０，６０の他端は不図示のネットワークアナライザの測定ポートに接続される。矢印５１ｓ，６１ｓは校正面を示す。

図１（ｂ）はＴＲＬ補正の誤差モデルであり、散乱係数Ｓ_１１Ａ，Ｓ_１２Ａ，Ｓ_２１Ａ，Ｓ_２２Ａで表される測定治具の回路１２と、端子対ａ_１−ｂ_１、ａ_２−ｂ_２との間に、散乱係数ｅ_００，ｅ_０１，ｅ_１０，ｅ_１１で表される一方の測定ポート側の回路５２と、散乱係数ｆ_００，ｆ_０１，ｆ_１０，ｆ_１１で表される他方の測定ポート側の回路６２とが接続されている。

図１（ｃ）はＳＯＬＴ補正の誤差であり、散乱係数Ｓ_１１Ａ，Ｓ_１２Ａ，Ｓ_２１Ａ，Ｓ_２２Ａで表される測定治具の回路１４の両側に、散乱係数Ｅ_ＤＦ，Ｅ_ＲＦ，１，Ｅ_ＳＦで表される一方の測定ポート側の回路５４と、散乱係数Ｅ_ＬＦ，Ｅ_ＴＦで表される他方の測定ポート側の回路６４とが接続されている。

ＳＯＬＴ校正の場合、誤差要因を同定するためには、被検体測定面に少なくとも３種類の散乱係数が既知のデバイスを取り付けて測定を行わなければならず、図２に示すように、伝統的に開放(ＯＰＥＮ)、短絡(ＳＨＯＲＴ)、終端(ＬＯＡＤ=５０Ω)の標準器８０，８１，８２が使用されることが多いが、同軸環境以外では、良好な「開放」「終端」の標準器の実現は極めて困難であり、治具１０の先端（矢印５１ｓ，６１ｓで示す校正面）で校正できない。同軸環境であれば、このような標準器はスライディングロード等の手法で実現できるため、この方法は広く使用されており、ＳＯＬＴ校正と呼ばれる。

ＴＲＬ校正とは、実現の難しいデバイス形状の標準器に代えて、ポート間直結状態(Ｔｈｒｏｕｇｈ)と全反射(Ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ、通常は短絡)及び長さが異なる数種類の伝送路(Ｌｉｎｅ)を標準器として使用するものである。標準器の伝送路は、比較的散乱係数が既知のものを製作しやすく、また、全反射も短絡であれば比較的簡単にその特性を予想できることから、特に導波管環境では最も精度の高い校正方法として知られている。

図３にＴＲＬ校正の誤差要因導出方法を示す。図中、伝送路には斜線を付している。校正面は、矢印２ｓ，２ｔで示すように、デバイスとの接続部である。誤差要因を同定するためには、ポート間直結状態(Ｔｈｒｏｕｇｈ)の基板８６と全反射(Ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ、通常は短絡)の基板８３及び長さが異なる数種類の伝送路(Ｌｉｎｅ)の基板８４，８５を、標準器として使用する。この例では、ＴｈｒｏｕｇｈはいわゆるＺｅｒｏ-Ｔｈｒｏｕｇｈである。被検体の測定時には、被検体の大きさだけ長さを長くした測定基板８７に被検体２をシリーズ接続して測定する。

ＴＲＬ，ＳＯＬＴ校正の概要は、先に述べたとおりであるが、これらの技術には、以下の２つの問題がある。

（１）標準器である伝送路等(Ｌｉｎｅ数種類とＲｅｆｌｅｃｔｉｏｎ)とＴｈｒｏｕｇｈにおいて、同軸-平面伝送路の接続部に生じる誤差要因が全て等しくなければ校正誤差を生じる。たとえ各標準器で同じ種類のコネクタを使用しても、おのおのが異なる場合には特にコネクタの特性バラツキの影響が非常に大きくなり、ミリ波帯に近づくと事実上実施不可能である。

（２）上記課題を解決するため、市販治具では、同軸コネクタを共通として標準器伝送路と接触接続することでコネクタ測定のバラツキの影響を回避しようという工夫もされているが、同軸ピンが破損するため接触部に十分な押しつけ荷重を確保することが構造上難しく、接触が安定しないために校正が不安定になることが多い。また、測定周波数が高くなると一般に伝送路も同軸ピンも細くなるので、これらの位置決め再現性による測定バラツキが大きくなってしまう。

これらの問題を解決するため、いわゆるＲＲＲＲ／ＴＲＲＲ校正法が提案されている。

次に、ＲＲＲＲ／ＴＲＲＲ校正法の概要を説明する。

これらは、ただ１つの伝送路上の所定の数ヵ所にて信号導体と接地導体を短絡することにより、伝送路先端までの測定系の誤差を同定し、表面実装部品の高周波電気特性を高精度に測定できることが特徴である。ＴＲＬ／ＳＯＬＴ校正法で問題となっていた伝送路特性のバラツキや、伝送路と同軸コネクタの接点状態のバラツキと無関係であることが利点となる。

誤差モデルは、図４及び図５に示すとおり、ＳＯＬＴ／ＴＲＬ校正と同様である。すなわち、図４はＴＲＲＲ校正の誤差モデルであり、図１（ｃ）に示したＳＯＬＴ校正の誤差モデルと同じである。図５はＲＲＲＲ校正の誤差モデルであり、図１（ｂ）に示したＴＲＬ校正の誤差モデルと同じである。

ＲＲＲＲ／ＴＲＲＲ校正法のポイントは、校正に用いる「標準測定値」の測定方法であり、ＳＯＬＴでは標準デバイス、ＴＲＬでは標準伝送路の測定値を「標準測定値」としているが、ＲＲＲＲ／ＴＲＲＲ校正法では、図６に示すように、測定基板１０ａ上で短絡基準の位置を変えて測定した測定値を「標準測定値」としている。コネクタの影響が生じないので、卓上測定においては、ＳＯＬＴ校正やＴＲＬ校正より高精度で有効な方法であるといえる。

しかし、ＴＲＲＲ／ＲＲＲＲ校正では、治具伝送路１０ｓ，１０ｔに短絡基準（ショートチップ２ｓ）を接続する位置の違いによって生じる反射係数の変化を校正基準として使用するので、測定する信号の波長が長い場合（周波数が低い）場合、短絡基準の接続位置を大きく変える必要があり、図中のＴ_１，Ｔ_２を長くする必要があるために、測定基板１０ａの長さ（矢印Ｌで示す方向の寸法）を長くする必要がある。また、量産工程で用いる自動特性選別機では、構造、寸法に制約があるので、治具１０ａに補正のためのＧＮＤ端子を設けることや、ショートチップ２ｓを精度良く位置決めできる構造にすることが難しい（例えば、特許文献１、２参照）。
ＷＯ２００５／１０１０３３号公報 ＷＯ２００５／１０１０３４号公報 Application Note 1287-9: In-Fixture Measurements Using Vector Network Analyzers，（（C)1999 Hewlett-Packard Company)

電子部品の量産工程において用いられている自動特性選別機では、例えば図９の要部構成図に示したように、測定端子部３０から突出する測定ピン３２ａ，３２ｂに、被検体である電子部品２の電極２ａ，２ｂが押し当てられて測定ピン３２ａ，３２ｂの間に直列に接続され、測定ピン３２ａ，３２ｂは、同軸ケーブル３４，３６を介して、不図示の測定機に接続されている。測定端子部３０の周囲に、電子部品２を接続できる程度の狭い空間しか確保できない場合、測定端子部３０に実質的に量産デバイス自体又は量産デバイスと略同じ寸法・形状の試料しか接続できないという制約のもとで、測定系の誤差補正を行わざるを得ない。このような場合には、次の課題を生じる。

（１)長さの異なる伝送路を自動特性選別機の測定端子部に接続することは、そもそも不可能であり、ＴＲＬ校正が適用できない。

（２)ＳＯＬＴ校正は、現実的には測定端子部先端での校正ができず、同軸、導波管系にしか適用できないという制約がある。通常は、同軸コネクタ部まではＳＯＬＴ校正により校正し、それ以後の伝送路は誤差が生じないように設計することで十分な測定精度を得ている。ところが、自動特性選別機の測定端子部では、同軸コネクタ以後の伝送路に形状、寸法制約があるので、同軸コネクタ部までの校正だけでは、十分な精度が得られないことが多い。

（３)ＳＯＬＴ校正で何らかの工夫を行って測定端子部の先端で標準デバイスを測定しようとしても、次の問題が生じる。

ｉ）ＳＯＬＴ校正では各ポートでの１ポートデバイスの測定が必要である。すなわち、図７の測定基板１０ｂの平面図に示すように１本の信号線１０ｘのスリット１０ｋの間に２端子電子部品をシリーズ接続で測定する場合、測定に不要であるので端子部に接地端子はない。しかし、ＳＯＬＴ校正では接地導体がなければ１ポートデバイスは測定できないため、ＳＯＬＴ校正を適用するには、校正のためだけに接地端子を設ける必要がある。

ii）ＳＯＬＴ校正では、２つのポートそれぞれで、値が既知の３種類の１ポートデバイスの測定が必要であるが、図８の測定基板１０ｃの平面図に示すように信号導体１０ｐと接地導体１０ｇとの間にデバイスの２つの端子が接続されるために、各ポートが独立した１ポートデバイスの測定が不可能である。

（４)２端子電子部品をシリーズ接続で測定する場合、測定に不要であるので端子部に接地端子はない。しかし、ＲＲＲＲ校正ではショートでの測定が必要であるため、ＲＲＲＲ校正を適用するには、校正のためだけに接地端子を設ける必要がある。

（５)ＲＲＲＲ校正では基板の数箇所でショートを行い測定するが、周波数が低い場合、短絡基準の接続位置を大きく変える必要があり、そのために測定基板の長さを長くする必要がある。

本発明は、かかる実情に鑑み、２端子インピーダンス部品について、補正の対象となる測定系が実測時と同じ状態のままで校正作業を行うことができる、電子部品の高周波特性誤差補正方法を提供しようとするものである。

本発明は、上記課題を解決するために、以下のように構成した電子部品の高周波特性誤差補正方法を提供する。

電子部品の高周波特性誤差補正方法は、２端子インピーダンス部品である電子部品を実測測定系で測定した結果から、当該電子部品を基準測定系で測定したならば得られるであろう当該電子部品の高周波特性の推定値を算出する方法である。電子部品の高周波特性誤差補正方法は、（１）前記基準測定系で値付けされている、高周波特性の異なる少なくとも３つの第１の補正データ取得用試料を用意する第１のステップと、（２）少なくとも３つの前記第１の補正データ取得用試料、又は前記第１の補正データ取得用試料と同等の高周波特性を有すると見なせる少なくとも３つの第２の補正データ取得用試料を、前記実測測定系で測定する第２のステップと、（３）前記第１のステップで用意された前記第１の補正データ取得用試料の前記基準測定系での値付けデータと前記第２のステップにおいて前記実測測定系で測定された前記第１の補正データ取得用試料又は前記第２の補正データ取得用試料の測定データとから、前記実測測定系で測定した測定値と前記基準測定系で測定した測定値とを、伝送路の誤差補正係数を用いて関連付ける数式を決定する第３のステップと、（４）任意の電子部品を前記実測測定系で測定する第４のステップと、（５）前記第４のステップで得られた測定結果に基づいて、前記第３のステップで決定した前記数式を用いて、当該電子部品を前記基準測定系で測定したならば得られるであろう当該電子部品の高周波特性の推定値を算出する第５のステップとを備える。

上記第１のステップにおいて用意される第１の補正データ取得用試料は、実際に基準測定系で測定されることによって予め値付けされても、それ以外の方法で予め値付けされてもよい。例えば、同等の特性と見なせる多数の試料について、一部の試料のみを実際に基準測定系で測定し、その測定値を他の試料の値付けに用いてもよい。

上記方法によれば、電子部品と実質的に同じ形状、寸法の補正データ取得用試料を用いて、第１及び第２のステップを実行することができる。従来、自動特性選別機の測定系では同軸コネクタ先端までの校正しかできなかったが、上記方法により電子部品を接続する端子部先端までの補正ができるようになる。

電子部品の高周波特性誤差補正方法は、前記実測測定系において、前記第１の補正データ取得用試料及び前記電子部品が、又は、前記第１の補正データ取得用試料、前記第２の補正データ取得用試料及び前記電子部品が、シャント接続される。前記第３のステップは、前記第１のステップで用意された前記高周波特性が異なる少なくとも３つの前記第１の補正データ取得用試料の前記基準測定系での値付けと、前記第２のステップで得られた高周波特性が異なる少なくとも３つの前記第１の補正データ取得用試料又は前記第１の補正データ取得用試料と同等の高周波特性を有すると見なせる少なくとも３つの前記第２の補正データ取得用試料の前記実測測定系での測定値とを、アドミタンスパラメータに変換し、さらにその同相アドミタンス成分を導出するサブステップを含む。前記数式は、前記基準測定系で電子部品を測定したときのアドミタンスに対して、前記実測測定系で２つのポートによって電子部品を測定したときのアドミタンスを、２ポート誤差モデルを介して関連付けるものであり、前記基準測定系で電子部品を測定したときのアドミタンスが測定される２つのポートの同相信号が入力される１つのポートのみを有する１ポート誤差モデルに基づいて導出される。

この場合、２ポート誤差モデルを同相アドミタンス成分に着目して変換し、高周波特性誤差補正には、１ポート誤差モデルについての数式を用いる。１ポート誤差モデルについての数式は、高周波特性が異なる少なくとも３つの補正データ取得用試料の実測測定系と基準測定系とについてのデータから、符号を考慮することなく一意に決めることができるので、補正精度が向上し、補正精度に対するノイズの影響緩和、及び計算アルゴリズムの簡略等の効果が得られる。

また、本発明は上記電子部品の高周波特性誤差補正方法の少なくとも前記第５のステップに用いる電子部品の高周波特性誤差補正装置を提供する。電子部品の高周波特性誤差補正装置は、（ａ）前記第３のステップにおいて決定された前記数式と、前記第４のステップにおいて得られた任意の電子部品を前記実測測定系で測定した測定値とを記憶する記憶部と、（ｂ）前記記憶部に記憶された前記数式を用いて、前記記憶部に記憶された前記測定値を補正する演算を行い、当該電子部品を前記基準測定系で測定したならば得られるであろう当該電子部品の高周波特性の推定値を算出する演算部とを備える。

本発明によれば、２端子インピーダンス部品について、補正の対象となる測定系が実測時と同じ状態のままで校正作業を行うことができる。その結果、これまで有効な校正方法がなかった自動特性選別機において正確な校正を実施の上選別を実施できるので、これまで不可能であった量産デバイスの正確な測定選別及び特性のユーザー保証が可能になる。

また、従来の誤差補正技術では、誤差補正のためにコネクタから端子を外して標準デバイスを接続する等の本来の測定にはない作業が必要となる。また、そのためには接地端子を設けたり、短絡基準を押し当てることができる構造としたりする必要がある。これに対して、本発明の方法では、通常の測定と同じ作業で補正のための測定を行えばよい。また、補正のためのＧＮＤ端子、短絡機構は不要であり、端子部には通常の測定ができる機能だけがあればよい。

（ａ）測定系の説明図、（ｂ）ＴＲＬ校正の誤差モデルの回路図、（ｃ）ＳＯＬＴ校正の誤差モデルの回路図である。（従来例） ＳＯＬＴ校正の誤差要因導出法の説明図である。（従来例） ＴＲＬ校正の誤差要因導出法の説明図である。（従来例） ＴＲＲＲ校正の誤差モデルの回路図である。（従来例） ＲＲＲＲ校正の誤差モデルの回路図である。（従来例） ＴＲＲＲ校正、ＲＲＲＲ校正での測定位置の説明図である。（従来例） シリーズ接続の測定基板の平面図である。（従来例） シャント接続の測定基板の平面図である。（従来例） 測定端子部の構成を示す要部断面構成図である。（実施例） （ａ）測定系の構成図、（ｂ）測定基板の正面図である。（比較例） チップ抵抗の測定結果を示すグラフである。（比較例） シリーズ接続の誤差モデルの回路図である。（説明例１） ポート１側から見た等価回路の回路図である。（説明例１） ポート１側から見た等価回路の回路図である。（説明例１） ポート１側から見た等価回路の回路図である。（説明例１） ポート１側から見た等価回路の回路図である。（説明例１） ポート１側から見た等価回路の回路図である。（説明例１） シャント接続の誤差モデルの回路図である。（比較例） ポート１側から見た等価回路の回路図である。（比較例） ポート１側から見た等価回路の回路図である。（比較例） ポート１側から見た等価回路の回路図である。（比較例） ポート１側から見た等価回路の回路図である。（比較例） ポート１側から見た等価回路の回路図である。（比較例） ２ポート回路のＺパラメータモデルを示す回路図である。（説明例２、実施例） 図２３のＴ型等価回路を示す回路図である。（説明例２、実施例） 図２４の差動信号入力時の等価回路を示す回路図である。（説明例２、実施例） ２ポート誤差モデルのＺパラメータのＴ型等価回路を示す回路図である。（説明例２） 図２６の差動信号入力時の等価回路を示す回路図である。（説明例２） 図２７の等価回路を示す回路図である。（説明例２） π型等価回路を示す回路図である。（実施例） 図２９の同相信号入力時の等価回路を示す回路図である。（実施例） ２ポート誤差モデルのＹパラメータのπ型等価回路を示す回路図である。（実施例） 図３１の同相信号入力時の等価回路を示す回路図である。（実施例） 図３２の等価回路を示す回路図である。（実施例）

２ 電子部品
２０，２１ 測定基板
２２ａ，２２ｂ 伝送路
２６ 信号導体
２８ 接地導体

以下、本発明の実施の形態について、図１０〜図３４を参照しながら説明する。

まず、比較例の電子部品の高周波特性の誤差補正方法について、図１２〜図２３を参照しながら説明する。

＜原理１＞ シリーズ接続の場合の測定誤差補正の原理について、図１２〜図１７を参照しながら説明する。

マイクロ波以上の周波数では、通常電子部品の電気特性は散乱係数行列で表現されるが、電気特性を散乱係数行列で表現しなければならない特段の理由があるわけではなく、これと相互変換できるパラメータであれば、目的に応じてより使用しやすいパラメータを用いればよい。２端子インピーダンス素子のシリーズ測定を想定した際の誤差パラメータとして、ここではインピーダンスのＴ型接続回路を採用し、その誤差モデルを図１４に示す。図中、点線で囲まれた部分が各ポートの誤差モデルであり、誤差モデルは、基準となる測定系で被検体が測定される端子１_ｄ，２_ｄと、補正の対象となる測定系で被検体が測定される端子１_ｍ，２_ｍとの間に接続されている。変数Ｚはインピーダンスを表す。また、ＤＵＴと表示された部分が被検体である。２端子インピーダンス素子のシリーズ測定であるので、被検体は２端子インピーダンス素子としてモデル化し、シャント容量は無視し得ると考える。

ポート１から観察すればポート２は単なる終端インピーダンスにすぎないので、図１３の等価回路を得る。ここに、Ｚ_２はポート２の等価インピーダンスである。

図１３を注意深く観察すれば、Ｚ_１３，Ｚ_ｄ，Ｚ_２は単なる直列接続である。そこで、Ｚ_１３とＺ_２をまとめてＺ_ｅ１と表示すると、等価回路は図１４のように変形できる。

図１４の誤差モデル中の未知数はＺ_１１，Ｚ_１２，Ｚ_ｅ１の３つであるので、補正データ取得用試料Ｚ_ｄを測定した際の測定値Ｚ_ｍを３組取得すれば、これら未知数は決定する。具体的には、補正データ取得用試料３つのインピーダンス値をＺ_ｄ１，Ｚ_ｄ２，Ｚ_ｄ３、これに対する測定値をＺ_ｍ１１，Ｚ_ｍ１２，Ｚ_ｍ１３とすると、次の数式［数５ａ］の関係が成り立つ。

誤差要因は、数式［数５ａ］から求めた次の数式［数５ｂ］によって、計算できる。式中の±が異なる解のうち、どちらを選択するかは後に述べる。

Ｚ_ｅ１は、数式［数５ｂ］のＺ_１１，Ｚ_１２を数式［数５ａ］に代入すれば、次の数式［数５ｃ］により求められるが、誤差補正の計算、すなわち後述する数式［数７］には使用されない。

なお、数式［数５ｃ］は、Ｚ_ｍ１１,Ｚ_ｄ１の代わりに、Ｚ_ｍ１２,Ｚ_ｄ２を用いても、あるいはＺ_ｍ１３,Ｚ_ｄ３を用いても、求めることができる。

ポート２から観察すれば、ポート１は単なる終端インピーダンスにすぎないので、図１５の等価回路を得る。ここに、Ｚ_１は、ポート１の等価インピーダンスである。

図１５を注意深く観察すれば、Ｚ_２１，Ｚ_ｄ，Ｚ_１は単なる直列接続である。そこで、Ｚ_２１とＺ_１をまとめてＺ_ｅ２と表示すると、等価回路は図１６のように変形できる。

図１６の誤差モデル中の未知数はＺ_２１，Ｚ_２２，Ｚ_ｅ２の３つであるので、補正データ取得用試料Ｚ_ｄを測定した際の測定値Ｚ_ｍを３組取得すれば、これら未知数は決定する。

具体的には、３つの補正データ取得用試料（ｉ＝１，２，３）について、それぞれのインピーダンス値をＺ_ｄｉ、これに対する測定値をＺ_ｍ２ｉとすると、次の数式［数６ａ］が成り立つ。

３つの補正データ取得用試料（ｉ＝１，２，３）についての数式［数６ａ］から、誤差要因であるＺ_２１，Ｚ_２２を求めると、次の数式［数６ｂ］が求まる。式中の±が異なる解のうち、どちらを選択するかは後に述べる。

Ｚ_ｅ２は、数式［数６ｂ］で求めたＺ_２１，Ｚ_２２を数式［数６ａ］に代入すれば、次の数式［数６ｃ］により求められるが、誤差補正の計算、すなわち後述する数式［数７］には使用されない。

なお、数式［数６c］は、Ｚ_ｍ２１,Ｚ_ｄ１の代わりに、Ｚ_ｍ２２,Ｚ_ｄ２を用いても、あるいはＺ_ｍ２３,Ｚ_ｄ３を用いても、求めることができる。

以上によってＺ_１３，Ｚ_２３を除く誤差モデルは定まる。

ところで、Ｚ_１３とＺ_２３については、補正データ取得用試料をシリーズ接続するだけでは、これらの値を求めることができない。

しかし、Ｚ_１３とＺ_２３は直列接続の関係であるので、別個独立にその値を定める必要はないので、誤差モデルを図１７のように描き直す。図中のＺ_ｆは、Ｚ_１３とＺ_２３の直列接続（つまり値の和）と観念できる誤差要因である。

図１７の誤差モデルは、端子１_ｍと端子１_ｄとの間にインピーダンスＺ_１１とＺ_ｆとが直列に接続され、インピーダンスＺ_１１とＺ_ｆとの接続点とグランドとの間にインピーダンスＺ_１２が接続され、端子２_ｄと端子２_ｍとの間にインピーダンスＺ_２１が接続され、端子２_ｄとグランドとの間にインピーダンスＺ_２２が接続されている。

例えばポート１から見たインピーダンスは、図１７の誤差モデルにおいてポート２側が無反射終端(つまり、通常は５０Ωが接続された状態)された状態を表していることから、Ｚ_ｆは、補正データ取得用試料の値Ｚ_ａとこれを接続した際の測定値Ｚ_ｍの組から求めることができる。

３つの補正データ取得用試料（ｉ＝１，２，３）について、補正データ取得用試料の値Ｚ_ｄｉと、これを接続した際の測定値Ｚ_ｍｉとの組み合わせには３通りあり、次の数式［数７］でＺ_ｆｉを計算することができる。なお、式中のＺ_０は特性インピーダンスを示す。

Ｚ_ｆの値は１つであるので、数式［数７］で求めたＺ_ｆ１，Ｚ_ｆ２，Ｚ_ｆ３は、同じ値を取るべきであるが、数式［数５ｂ］及び［数６ｂ］に示すように、Ｚ_１２，Ｚ_２１，Ｚ_２１，Ｚ_２２には、符号の異なる２つの解があり、その通りの組み合わせによっては、Ｚ_ｆ１，Ｚ_ｆ２，Ｚ_ｆ３が一致しない。

そこで、次の表１に示す２^４＝１６通りの組み合わせパターンのそれぞれについて、上記数式［数７］のＺ_ｆ１，Ｚ_ｆ２，Ｚ_ｆ３を計算し_、Ｚ_ｆ１，Ｚ_ｆ２，Ｚ_ｆ３が一致するＺ_１２，Ｚ_２１，Ｚ_２１，Ｚ_２２の組み合わせを選択することにする。Ｚ_ｆ１，Ｚ_ｆ２，Ｚ_ｆ３が一致する組み合わせは複数存在するので、そのうちのいずれを用いてもよい。

なお、そもそも、Ｚ_１３とＺ_２３は直列接続としてＺ_ｆを形成する誤差要因なのであるから、補正データ取得用試料が２端子インピーダンス素子のシリーズ接続をするものである限り、図１７の誤差モデルに基づいて補正を行えば、図１２に基づく補正と全く同じ結果が得られる。

＜原理２＞ シャント測定時の２ポート誤差補正の原理について、図１８〜図２３を参照しながら説明する。

２端子インピーダンス素子のシャント測定を想定した際には、誤差パラメータとしてインピーダンスのπ型接続回路（これも回路パラメータとしてはあまり一般的ではない）を採用することとし、この誤差モデルを図１８に示す。図中、点線で囲まれた部分が各ポートの誤差モデルであり、誤差モデルは、基準となる測定系で被検体が測定される端子１_ｄ，２_ｄと、補正の対象となる測定系で被検体が測定される端子１_ｍ，２_ｍとの間に接続される。変数はアドミタンスを表す。回路モデルはシリーズ測定の場合と異なるが、これらは相互変換可能である。また、ＤＵＴと表示された部分が被検体である。２端子インピーダンス素子のシャント測定であるので、被検体は２端子インピーダンス素子としてモデル化し得る。

シリーズ測定の場合と同様、図中の誤差モデルのパラメータの値を、補正データ取得用試料の測定結果から導出することが補正の目的である。やはり、補正データ取得用試料は図に示された状態での接続のみを行うこととし、測定治具の複雑化といった課題を生じないようにする。

さて、等価回路こそ一見異なるものの、以下のように、シリーズ接続の場合とほとんど同様の手順で誤差モデルのパラメータを決定できる。

まず、ポート１から観察した際に、ポート２は単なる終端アドミタンスにすぎないので、図１９の等価回路を得る。ここに、Ｙ_２はポート２の等価アドミタンスである。

図１９のＹ_１３，Ｙ_ｄ，Ｙ_２は並列接続の関係であるから、Ｙ_１３とＹ_２をまとめてＹ_ｅ１と表示すると、等価回路は図２０のように変形できる。

シリーズ測定の場合と同様、図２０の誤差モデル中の未知数は３つであるので、やはり３つの補正データ取得用試料の測定によって、これら未知数は決定することができる。シリーズ測定の場合に倣って変数名を決めると、次の数式［数８ａ］が成り立つ。

誤差要因は、数式［数８ａ］から求めた次の数式［数８ｂ］によって計算できる。

Ｙ_ｅ１は、数式［数８ｂ］で求めたＹ_１１，Ｙ_１２を数式［数８ａ］に代入すれば、次の数式［数８ｃ］により求められるが、誤差補正の計算、すなわち後述する数式［数１０］には使用されない。

なお、数式［数８ｃ］は、Ｙ_ｍ１１,Ｙ_ｄ１の代わりに、Ｙ_ｍ1２,Ｙ_ｄ２を用いても、あるいはＹ_ｍ１３,Ｙ_ｄ３を用いても、求めることができる。

実は、この数式［数８ｂ］は、シリーズ測定の場合と実質的に同じ数式である。式中の±が異なる解のうち、どちらを選択するかは後に述べる。

次にポート２から見た場合について、未知数の導出を説明する。

ポート２から観察した際にはポート２は単なる終端アドミタンスにすぎないので、図２１の等価回路を得る。ここに、Ｙ_１はポート１の等価アドミタンスである。

図２１のＹ_２３，Ｙ_ｄ，Ｙ_１は並列接続の関係であるから、Ｙ_２３とＹ_１をまとめてＹ_ｅ２と表示すると、等価回路は図２２のように変形できる。

ポート１の場合と同様に変数名を決めると、誤差要因は数式を同様に計算でき、次の数式［数９ａ］が成り立つ。

誤差要因は、数式［数９ａ］から求めた次の数式［数９ｂ］によって計算できる。

Ｙ_ｅ２は、数式［数９ｂ］で求めたＹ_１１，Ｙ_２２を数式［数９ａ］に代入すれば、次の［数９ｃ］により求められるが、誤差補正の計算、すなわち後述する数式［数１０］には使用されない。

なお、数式［数９ｃ］は、Ｙ_ｍ２１,Ｙ_ｄ１の代わりに、Ｙ_ｍ２２,Ｙ_ｄ２を用いても、あるいはＹ_ｍ２３,Ｙ_ｄ３を用いても、求めることができる。

以上の手順でまだ得られていない誤差要因であるＹ_１３，Ｙ_２３は、補正データ取得用試料をシャント接続するだけでは求めることが不可能であるが、並列接続の関係であるので、別個独立にその値を定める必要はないので、誤差モデルを図２３のように描き直す。図中のＹ_ｆは、Ｙ_１３とＹ_２３の並列接続（つまり値の和）と観念できる誤差要因である。

図２３の誤差モデルは、端子１_ｍと端子１_ｄとの間にアドミタンスＹ_１２が接続され、端子１_ｍとアドミタンスＹ_１２との接続点とグランドとの間にアドミタンスＹ_１１が接続され、アドミタンスＹ_１２と端子１_ｄとの接続点とグランドとの間にアドミタンスＹ_ｆが接続され、端子２_ｄと端子２_ｍとの間にアドミタンスＹ_２２が接続され、アドミタンスＹ_２２と端子２_ｍとの接続点とグランドとの間にアドミタンスＹ_２１が接続されている。

例えばポート１から見たインピーダンスは、図２１の誤差モデルにおいてポート２側が無反射終端(つまり、通常は５０Ωが接続された状態)された状態を表していることから、Ｙ_ｆは、補正データ取得用試料の値Ｙ_ｄとこれを接続した際の測定値Ｙ_ｍの組から求めることができる。この点でもシリーズ測定の場合と同様であり、次の数式数式［数１０］でＹ_ｆｉを計算することができる。なお、式中のＹ_０は特性アドミタンスを示す。

Ｚ_ｆの値は１つであるので、数式［数１０］で求めたＹ_ｆ１、Ｙ_ｆ２，Ｙ_ｆ３は、同じ値を取るべきであるが、数式［数８ｂ］及び［数９ｂ］に示すように、Ｙ_１２，Ｙ_１２，Ｙ_２１，Ｙ_２２には、符号の異なる２つの解があり、その組み合わせによっては、Ｙ_ｆ１，Ｙ_ｆ２，Ｙ_ｆ３が一致しない。

そこで、次の表２に示す２^４＝１６通りの組み合わせパターンのそれぞれについて、上記数式［数１０］のＹ_ｆ１，Ｙ_ｆ２，Ｙ_ｆ３を計算し_、Ｙ_ｆ１，Ｙ_ｆ２，Ｙ_ｆ３が一致するＹ_１２，Ｙ_１２，Ｙ_２１，Ｙ_２２の組み合わせを選択することにする。Ｙ_ｆ１，Ｙ_ｆ２，Ｙ_ｆ３が一致する組み合わせは複数存在するので、そのうちのいずれを用いてもよい。

Ｙ_１３とＹ_２３は並列接続してＹ_ｆを形成する誤差要因であるから、補正データ取得用試料が２端子インピーダンス素子のシャント接続をするものである限り、図２３の誤差モデルに基づいて補正を行えば、図１８基づく補正と全く同じ結果が得られる。

＜比較例＞ シャント接続の場合について、図１０及び図１１を参照しながら説明する。シャント接続とは、測定機の１つのポートとグランドの間に被測定物を接続する方法である。

補正の対象となる測定系では、図１０（ａ）の全体構成図及び（ｂ）の測定の正面図に示すように、被検体である電子部品２が、測定基板２１の上面に形成された信号導体２４と接地導体２５との間に接続される。測定基板２１は信号導体２４及び接地導体２５の両端にＳＭＡコネクタ５６，６６がはんだ付けされており、ネットワークアナライザ７０と同軸ケーブル５８，６８を介して接続されている。ネットワークアナライザ７０にはＡｇｉｌｅｎｔ社製ネットワークアナライザ８７５３Ｄを用い、測定基板２０は、特性インピーダンス５０Ωで設計されている。測定基板２０の長さＬは５０ｍｍ、幅Ｗは３０ｍｍである。

基準となる測定系は、Ａｇｉｌｅｎｔ社製インピーダンスアナライザ４２９１に、Ａｇｉｌｅｎｔ社製測定治具１６１９２Ａを取り付けて、測定を行う。

被検体である電子部品２は、１.０ｍｍ×０.５ｍｍサイズの５０Ωのチップ抵抗である。

次に、測定及び補正の作業を順に説明する。

（１）３つの補正データ取得用試料を準備する。２.２Ω、５１Ω、５１０Ωの抵抗を使用した。

（２）補正データ取得用試料のアドミタンスＹ_ｄ１，Ｙ_ｄ２，Ｙ_ｄ３を基準測定機で測定する。なお、測定ポイント数、掃引周波数範囲は基準測定機、実際に用いるネットワークアナライザで統一しておく必要がある。

（３）実際に測定に用いる測定機(８7５３Ｄ)において、同軸ケーブル先端までの伝送路の校正を行う。この校正は、一般的に行っているＳＯＬＴ校正でよい。

（４）補正データ取得用試料のアドミタンスを実際に測定に用いる測定機(８７５３Ｄ)で測定する。その際、基準測定機と同じ測定ポイント数、掃引周波数範囲でＹ_ｍ１１，Ｙ_ｍ１２，Ｙ_ｍ１３及びＹ_ｍ２１，Ｙ_ｍ２２，Ｙ_ｍ２３を取得する。

（５）基準測定機（４２９１）、実際に測定に用いる測定機(８７５３Ｄ)での測定データから補正係数を、上述した＜原理２＞に基づいて、パソコンで計算する。ここまでが、補正の手順となる。

（６）実際に測定に用いる測定機(８７５３Ｄ)で、チップ抵抗を測定する。

（７）測定データと補正データを用いて、補正された測定値をパソコンによって計算する。

以上の手順により測定、補正処理を行った結果、基準測定機での測定結果と、ネットワークアナライザの測定値が一致した。

図１１に、１００５サイズのチップ抵抗（５０Ω）について、測定、補正処理を行った結果のグラフに示す。図１１(ａ)は、基準値、補正前の測定値及び補正後の測定値のグラフである。「基準値」は、基準測定機での測定値である。「補正前」は、実際に測定に用いる測定機での測定結果そのものであり、補正していない測定値である。「補正後」は、実際に測定に用いる測定機での測定値を補正した値（基準測定機で測定した場合の測定値の推定値）である。図１１(ｂ−１)は「補正前」の測定値のグラフ、図１１(ｂ−２)は「補正後」の測定値のグラフ、図１１(ｃ)は「基準値」のグラフである。

図１１(ａ)に示されたように、「基準値」と「補正後」とは、図では区別できないくらいによく一致しているが、「補正前」は「基準値」から大きくずれている。つまり、補正を行わない場合には、基準測定機での測定値と大きく外れた測定値しか得られないが、補正を行うことで、基準測定機での測定値と極めて近い測定値を得ることができる。

以上に説明した比較例では、２端子インピーダンス素子を測定治具やプローブに対しシャント接続し測定する２ポート測定系において、各ポートの電気特性をπ形（図１８）等価回路で表し、通常可逆回路では６つの誤差でモデル化されるところを５つの誤差に簡略化する。そうすることで、測定治具やプローブの誤差を導出する際、インピーダンスアナライザで値付けされた３つの２端子インピーダンス素子（以下、標準試料）を用いて、信号線を切断することなしに、５つの誤差の値を導出することができる。

上記誤差モデルを用いた場合、３つの標準試料の測定値から導出される測定治具やプローブの各誤差のうち、４つは符号の異なる２つの解が存在することになる。そのため、どの４つの誤差の符号の組み合わせが正しいのかは、符号の各組み合わせの場合において残り１つの誤差が３つの標準試料それぞれから導出される３つの値が同じになることを確認していくことで決定される。

しかし、３つの標準試料の測定バラツキや測定器のトレースノイズなどによって完全に一致することはなく、どの符号の組み合わせが正しいのか全ての周波数で優劣の判断は、どの符号の組み合わせがより一致するのかで行うしかない。そのため、測定バラツキやノイズの影響で誤った符号の組み合わせを選択し、補正精度が確保できない周波数も存在してしまうことがあり得る。

次に、本発明の実施の形態である電子部品の高周波特性の誤差補正方法について、図２４〜図３４を参照しながら説明する。

本発明の実施の形態では、２ポート誤差モデルと等価な１ポート誤差モデルを用いることにより、比較例のような符号の組み合わせの選択が不要となる。そのため、誤差補正パラメータの導出精度、及び測定誤差の補正精度が向上する。以下、詳細に説明する。

＜バランス変換１ポート誤差モデル＞ まず、本発明の実施の形態で用いるバランス変換１ポート誤差モデルについて説明する。バランス変換１ポート誤差モデルは、以下のように、２ポート誤差モデルをバランス変換することにより得られる。

図２４に、２ポート回路をＺパラメータで表したモデルの回路図を示す。図２４の関係を行列式で表すと次の数式［数１１］となる。

入力値をＶ_Ｃ＝（Ｖ_１＋Ｖ_２）／２、Ｉ_Ｃ＝（Ｉ_１＋Ｉ_２）／２と置き換え、出力値をＶ_ｄ＝（Ｖ_１−Ｖ_２）／２、Ｉ_ｄ＝（Ｉ_１−Ｉ_２）／２と置き換えるバランス変換を行うことによって、Ｚパラメータは、次の数式［数１２］のように変換される。

アドミタンスパラメータ（以下、Ｙパラメータ）についても、バランス変換を行うと次の数式［数１３］で表される。

通常の受動回路では可逆定理が成立するので、ＺパラメータであればＺ_１２＝Ｚ_２１、ＹパラメータであればＹ_１２＝Ｙ_２１となる。そこから、Ｚパラメータ及びＹパラメータは、Ｔ及びπ型の等価回路の形に表すことができる。

図２４、数式［数１１］に示したＺパラメータをＴ型等価回路に変換すると、図２５の回路図のようになる。図２５を差動信号入力時の等価回路に変形すると、図２６の回路図となり、Ｔ型等価回路におけるポート１、２の直列インピーダンス成分（Ｚ_１１−Ｚ_１２）＋（Ｚ_２２−Ｚ_１２）が、数式［数１２］におけるＺ_ｄｄであることが分かる。

これを利用することにより、２端子インピーダンス素子がシリーズ接続である場合、補正モデルは次のようになる。

図２７は、測定治具を用いて２端子インピーダンス素子をシリーズ接続し測定した場合における２ポート誤差モデルを、Ｔ型等価回路を用いて示す回路図である。２ポート誤差モデルは、点線で囲まれた部分であり、基準測定系で電子部品を測定したときのインピーダンスＺ_ｄと、実測測定系で電子部品を測定したときのインピーダンスが測定される２つのポート（Ｐｏｒｔ１、Ｐｏｒｔ２）との間に接続されている。

図２６の場合と同様に、図２７の回路を差動信号入力時の等価回路に変形すると、図２８に示す回路図となる。

図２８の回路におけるポート１、２間の直列インピーダンスを求めると、次の数式［数１４］となる。

この数式［数１４］は、測定治具を用いて２端子インピーダンス素子をシリーズ接続し測定したＺパラメータの差動インピーダンス成分Ｚｔ_ｄｄと等価である。すなわち、数式［数１４］は、基準測定系で電子部品を測定したときのインピーダンスＺ_ｄに対して、実測測定系で２つのポートによって電子部品を測定したときのインピーダンスを、２ポート誤差モデルを介して関連付ける。また、数式［数１４］は、図２８の回路が図２９に示す回路と等価であることを示している。

図２９において回路中におけるインピーダンス成分はまとめられ３つとなり、測定治具の誤差をＴ型等価回路で表した１ポート誤差モデルと同じとなる。このことは、シリーズ接続の場合、以下の（１）〜（４）の手順で、測定・補正を実施することでＤＵＴのインピーダンスが導出できることを示している。

（１）特性（インピーダンス）が値付けされている３つの補正試料（チップ抵抗など）、又はこれら３つの補正試料と同等の高周波特性を有すると見なせる３つの補正試料
について、測定治具を用いてＺパラメータを測定する。測定には、ネットワークやインピーダンスアナライザを用いる。

（２）Ｚパラメータのバランス変換を行い、その差動インピーダンス成分Ｚ_ｄｄを取り出す。

（３）差動インピーダンス成分の等価回路である図２８の回路のようにまとめられた、測定治具の３つの誤差成分を、３つの補正試料を測定した際のＺ_ｄｄと「３つの補正試料の値付けされた特性（インピーダンス）」から算出する。

（４）ＤＵＴを測定した際のＺ_ｄｄから、「（３）の手順にて導出した３つの誤差成分を除去することにより」、ＤＵＴのインピーダンスＺ_ｄを算出する。

なお、図２７の測定治具の誤差Ｚパラメータを図２９のようにまとめることで、それぞれの値は独立には求まらないが、補正実施にはなんら問題はない。

２端子インピーダンス素子がシャント接続される場合、補正モデルは次のようになる。

２端子インピーダンス素子のシャント接続に対しては、Ｙパラメータをπ型等価回路に変換し、同相アドミタンス成分を用いることで、シリーズ接続と同様に１ポート補正のモデルとして扱うことができる。

図３０の回路図に、Ｙパラメータを用いたπ型等価回路の回路図を表す。図３０を同相信号入力時の等価回路に変形すると、図３１の回路図に示すように、π型等価回路におけるポート１、２の並列アドミタンス成分が数式［数１３］におけるＹ_ｃｃであることが分かる。

次に、シリーズ接続と同じように、図３２の回路図に、測定治具を用いて２端子インピーダンス素子をシャント接続し測定した場合における２ポート誤差モデルを、π型等価回路を用いて示す。２ポート誤差モデルは、点線で囲まれた部分であり、基準測定系で電子部品を測定したときのアドミタンスＹ_ｄと、実測測定系で電子部品を測定したときのアドミタンスが測定される２つのポート（Ｐｏｒｔ１、Ｐｏｒｔ２）との間に接続される。先ほどと同じように、図３２の回路を同相信号入力時の等価回路に変形すると、図３３の回路図となる。

図３３の回路におけるポート１、２間の並列インピーダンスを求めると次の数式［数１５］となる。

数式［数１５］は、測定治具を用いて２端子インピーダンス素子をシャント接続し測定したＹパラメータの同相アドミタンス成分Ｙｔ_ｄｄと等価である。すなわち、数式［数１５］は、基準測定系で電子部品を測定したときのアドミタンスＹ_ｄに対して、実測測定系で２つのポートによって電子部品を測定したときのアドミタンスを、２ポート誤差モデルを介して関連付ける。また、数式［数１５］は、図３２の回路が図３３に示す回路と等価であることを示している。

図３３において回路中におけるアドミタンス成分はまとめられ３つとなり、測定治具の誤差をπ型等価回路で表した１ポート誤差モデルと同じとなる。このことは、シリーズ接続のＴ型等価回路と同様に、測定治具を用いて測定したＹパラメータのバランス変換を行った上で、その同相アドミタンス成分に対して１ポート補正を実施することで、ＤＵＴのアドミタンスが導出できることを示している。

＜実施例＞ 実測測定系において２端子インピーダンス素子がシャント接続される場合の測定誤差補正手順について、説明する。

まず、３種類の２端子２ポートデバイス(適当なチップ抵抗、デバイス自体等を使用できる)をインピーダンスアナライザやネットワークアナライザではＴＲＬ校正法やＲＲＲＲ校正法によって値付けしておく（以下、標準２ポートデバイスという）。これは、机上で行っておくべき手順である。この値付けは、基準測定系での値付けである。

次いで、２ポート実測測定系にて、前記標準２ポート試料を接続し、そのＳパラメータを測定する。

次いで、上記Ｓパラメータ測定結果を、次の数式［数１７］を用いて同相Ｙパラメータに変換する。この数式［数１７］は、前述した数式［数１５］の右辺のＹパラメータをＳパラメータに変換することにより導出される。

ここで、ＳＭ：実測２ポート測定系におけるSパラメータ測定結果
Ｙ_ｃｃ：変換された同相Ｙパラメータ
Ｚ_０：測定系の特性インピーダンス

標準２ポート試料の値付けされた値と、変換された同相Ｙパラメータの関係を、１ポート誤差モデルを用いて表す。１ポート誤差モデルは、図３４の代わりに、反射係数に変換し表して関係をモデル化しても問題はない。

次いで、３つの標準２ポート試料の値付けされたアドミタンス値と、変換された同相Ｙパラメータとの関係から、１ポート誤差モデルの誤差パラメータを計算する。図３４の１ポート誤差モデルを用いる場合には、誤差パラメータとして図３４に示された３つの未知数、すなわち、Ｙｅ_１２＋Ｙｅ_３４、Ｙｅ_１１−Ｙｅ_１２＋Ｙｅ_４４−Ｙｅ_３４、Ｙｅ_２２−Ｙｅ_１２＋Ｙｅ_３３−Ｙｅ_４４を計算する。

次いで、計算した誤差パラメータの値を使う１ポート誤差モデルを用いて、他の２端子２ポートデバイスを実測測定系で測定した値を補正し、他の２端子２ポートデバイスの真値（すなわち、基準測定系で測定したならば得られるであろう測定値の推定値）を得る。

以上のように、実測２ポート測定系に対しバランス変換を用いて、標準２ポート試料の値付けされた値との関係を１ポート誤差モデルに置き換えることにより、一意に誤差パラメータが導出される。

本手法によれば、ＡＡＡ補正法（比較例）のように誤差パラメータが一意に決まらないという問題が生じないので、誤差パラメータ導出過程への測定バラツキや測定器のトレースノイズなどの影響が緩和される。

そのため、ＡＡＡ補正法（比較例）より、誤差パラメータの導出精度、及び補正精度が向上する。

＜まとめ＞ 以上に説明した誤差補正方法を用いると、２端子インピーダンス部品について、補正の対象となる測定系が実測時と同じ状態のままで、校正作業を行うことができる。そのため、実質的に量産デバイス自体又は量産デバイスと略同じ寸法・形状の試料しか測定端子部に接続できない自動特性選別機についても、測定系の誤差補正を行うことができる。

なお、本発明は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、種々の変更を加えて実施することが可能である。

例えば、本発明は、測定基板を用いる測定系に限らず、測定ピンを用いる測定系などにも適用することができる。

Claims (2)

1. ２端子インピーダンス部品である電子部品を実測測定系で測定した結果から、当該電子部品を基準測定系で測定したならば得られるであろう当該電子部品の高周波特性の推定値を算出する、電子部品の高周波特性誤差補正方法であって、
   前記基準測定系で値付けされている、高周波特性の異なる少なくとも３つの第１の補正データ取得用試料を用意する第１のステップと、
   少なくとも３つの前記第１の補正データ取得用試料、又は前記第１の補正データ取得用試料と同等の高周波特性を有すると見なせる少なくとも３つの第２の補正データ取得用試料を、前記実測測定系で測定する第２のステップと、
   前記第１のステップで用意された前記第１の補正データ取得用試料の前記基準測定系での値付けデータと前記第２のステップにおいて前記実測測定系で測定された前記第１の補正データ取得用試料又は前記第２の補正データ取得用試料の測定データとから、前記実測測定系で測定した測定値と前記基準測定系で測定した測定値とを、伝送路の誤差補正係数を用いて関連付ける数式を決定する第３のステップと、
   任意の電子部品を前記実測測定系で測定する第４のステップと、
   前記第４のステップで得られた測定結果に基づいて、前記第３のステップで決定した前記数式を用いて、当該電子部品を前記基準測定系で測定したならば得られるであろう当該電子部品の高周波特性の推定値を算出する第５のステップと、
   を備え、
   前記実測測定系において、前記第１の補正データ取得用試料及び前記電子部品が、又は、前記第１の補正データ取得用試料、前記第２の補正データ取得用試料及び前記電子部品が、シャント接続され、
   前記第３のステップは、前記第１のステップで用意された前記高周波特性が異なる少なくとも３つの前記第１の補正データ取得用試料の前記基準測定系での値付けと、前記第２のステップで得られた高周波特性が異なる少なくとも３つの前記第１の補正データ取得用試料又は前記第１の補正データ取得用試料と同等の高周波特性を有すると見なせる少なくとも３つの前記第２の補正データ取得用試料の前記実測測定系での測定値とを、アドミタンスパラメータに変換し、さらにその同相アドミタンス成分を導出するサブステップを含み、
   前記数式は、前記基準測定系で電子部品を測定したときのアドミタンスに対して、前記実測測定系で２つのポートによって電子部品を測定したときのアドミタンスを、２ポート誤差モデルを介して関連付けるものであり、前記基準測定系で電子部品を測定したときのアドミタンスが測定される２つのポートの同相信号が入力される１つのポートのみを有する１ポート誤差モデルに基づいて導出されることを特徴とする、電子部品の高周波特性誤差補正方法。
2. 請求項１に記載の電子部品の高周波特性誤差補正方法の少なくとも前記第５のステップに用いる電子部品の高周波特性誤差補正装置であって、
   前記第３のステップにおいて決定された前記数式と、前記第４のステップにおいて得られた任意の電子部品を前記実測測定系で測定した測定値とを記憶する記憶部と、
   前記記憶部に記憶された前記数式を用いて、前記記憶部に記憶された前記測定値を補正する演算を行い、当該電子部品を前記基準測定系で測定したならば得られるであろう当該電子部品の高周波特性の推定値を算出する演算部と、
   を備えたことを特徴とする、電子部品の高周波特性誤差補正装置。

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