CN101138157B - 基于基准信号发生信号的振荡装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种振荡装置，其目的在于使PLL电路中振荡信号相位差相对于基准信号稳定，且可以变更其相位差及循环带宽。所述振荡装置包括：具有电容器，基于电容器储存的电荷量输出控制信号的滤波器电路、输出基于控制信号频率的振荡信号的振荡器、通过比较振荡信号和预先设定了频率的基准信号，检测出振荡信号及基准信号的相位差的相位比较器、根据相位差，控制通过给定的充电电流使电容器充电，或者，通过给定的放电电流使电容器放电的开关电路、基于预先设定的基准电流或基准电压来确定充电电流和放电电流的电流稳定化电路。

Description

基于基准信号发生信号的振荡装置 
技术领域
本发明涉及基于基准信号发生信号的振荡装置。本发明尤其涉及使用PLL电路发生信号的振荡装置。本申请与下述日本申请有关，关于认可文献的参考而编入的指定国，本申请参照了下述专利申请所记载的内容，作为本申请的部分内容。 
专利申请2005-084575申请日2005年3月23日 
背景技术
过去，作为高精度发生信号的电路而被广泛使用的有PLL(Phase LockLoop)电路。PLL电路利用相位比较器来比较基准信号和振荡信号的频率，根据被检测出的相位差，使振荡信号的频率发生变化。但是，众所周知，有时，相位比较器无法检测出微小的相位差，这样的无法检测的相位差范围被称作不感带(dead zone/空区) 
过去，作为这种存在不感带的补偿方法之一，公知的有在PLL电路中，加电荷泵电流(Ic)，使用定时漂移电流(It)的方法。图11给出了现有技术的电荷泵式的PLL电路60。PLL电路60包括滤波器电路600、振荡器610、分频器615、相位比较器620、基准信号发生器625、开关电路630、充电用电流源640、以及电荷泵电流源650。 
滤波器电路600，具有电容605，输出基于在电容605中储存的电荷量的控制信号。振荡器610输出基于其控制信号的频率的振荡信号。分频器615将其振荡信号分频或倍频后输出到相位比较器620。相位比较器620将振荡信号与基准信号发生器发生的基准信号进行比较，从而检测出振荡信号及基准信号的相位差。开关电路630根据相位差，控制是通过从充电用电流源640发出的定时漂移电流(It)使电容器60充电，或者是通过给定的放电电流(Ic-It)使电容器605放电。 
目前，尚未确定在先申请的公知文献的存在，因此，其相关描述省略。 
图12表示在PLL电路60中，充电电流及电荷泵电流给与相位的影响。基准信号发生器625发生周期T的基准信号。在某种有规则的状态中，振荡器610输出设与基准信号的相位差为t的振荡信号。在这样的状态中，相位比较器620在振荡信号具有相对于基准信号的相位差时，在信号上升时输出对应其相位差的脉冲(信号A)，在除此之外的情况下，输出信号B。其结果，当输出信号A时，电容器605储存电荷，在输出信号B时，从电容器605释放电荷。
这里，振荡信号是规定状态，其频率不发生变化，因此，电容器605蓄积的电荷量也以接近一定的水平(X)而推移。因此，由于信号A的输出而蓄积的电荷量和由于信号B的输出而释放的电荷量相等。结果。可推导出下式(1)： 
[0009] t(Ic-It)＝(T-t)It    式(1) 
通过将该式变形而推导出下式(2) 
tIc＝TIt 
t＝T×It/Ic        …式(2) 
因此，相位差t可根据It及Ic的电流值比率来确定。 
这些电流值的大小有时随着装置内外的温度及电压变动而变动。过去，It及Ic的变动比率相互各异时，往往其变动也使相位差t也产生了变动。 
另外，作为表示PLL电路的特性的指标，公知的有作为该电路可跟踪的抖动成分的频带宽度的循环带宽。该循环带宽可根据PLL电路的特性，例如，振荡器610的特性、电荷泵电流的大小等来确定，根据PLL电路的用途，有时希望该循环带宽是可变的。例如，表示相当于在振荡器610中外加的电压的电压值的振荡信号频率的特性，有时会对应其频率的大小而变动。在这样的情况下，如果可以改变循环带宽，便可以防止PLL的循环带宽因输出频率而变动。 
作为PLL电路的循环带宽的变更方法，可考虑以下两种方法。 
1)用开关来变更滤波器电路的增益。 
2)通过开关来转换电荷泵电流值。 
但是，如果根据这些方法，就需要与循环带宽的可变分辨率的微细程度对应的数的转换，因此，需要很多的开关，有可能招致电路的复杂化或功率消耗的增加。另外，虽然也可以考虑采用通过DA变换器来调节电荷泵电流的电流值的方法，但是，有时会受温度变化等的影响，改变DA变换器的特性，使所述的相位差t变动。 
发明内容
为此，本发明的目的在于，提供一种能够解决上述技术问题的基于基准信号而发生信号的振荡装置。其目的是通过在权利要求范围中的独立权利要求所述的特征组合来达成的。另外，从属项规定了本发明更有利的具体例。 
为了解决上述技术问题，在本发明的技术方案中提供一种振荡装置， 其包括：滤波器电路，具有电容器、并输出基于电容器所蓄积的电荷量的控制信号；振荡器，输出振荡信号，其具有基于所述控制信号的频率；相位比较器，通过将所述振荡信号和预设的频率的基准信号加以比较，检测出所述振荡信号和所述基准信号的相位差；开关电路，根据所述相位差，控制是由所给定的充电电流使所述电容器充电，还是，通过给定的放电电流使所述的电容器放电；电流稳定化电路，根据预设的基准电流或基准电压，分别确定所述充电电流及所述放电电流。 
另外，所述电流稳定化电路还可以具有：相位控制电流源，其连接到所述电容器，向所述电容器提供作为所述充电电流的给定的相位控制电流、以及电荷泵电流源，流有给定的电荷泵电流，在被所述开关电路连接到所述电容器上时，由所述电容器中取出将所述给定的电荷泵电流减去所述给定的相位控制电流后所得的电流差，以作为放电电流；在这种情况下，也可以将所述相位控制电流以及所述电荷泵电流的电流值作为实质上与所述基准电流或所述基准电压成比例的电流值。 
另外，所述电荷泵电流源与第一基准电位连接，将实质上与所述基准电流成比例的电荷泵电流以及参考电流流向所述第一基准电位；所述相位控制电流源连接到比第一基准电位高的第二基准电位，从所述第二基准电位向所述电容器输送实质上与所述参考电流成比例的所述相位控制电流。 
另外，电流稳定化电路，还可以具有相位控制电流变更电路，该相位控制电流变更电路通过将所述相对于所述基准电流的所述相位控制电流源供给的所述参考电流的比率设定成指定值，来变更相位控制电流的大小。 
另外，所述电荷泵电流源还可以与第1基准电位连接，向第1基准电位输送与规定的参考电流实质成比例的所述电荷泵电流。所述相位控制电流源连接至高于所述第一基准电位的第2基准电位，实质上与所述基准电流成比例的所述参考电流以及所述相位控制电流从所述第2基准电位分别流向所述电荷泵电流源及所述电容器。另外，所述电荷泵电流源向所述第一基准电位输送与所述基准电压的大小成比例的所述电荷泵电流及参考电流，所述相位控制电流源连接至高于所述第一基准电位的第2基准电位，将与所述参考电流实质上成比例的所述相位控制电流从所述第2基准电位流向所述电容器。 
另外，所述电流稳定化电路还可以包括电流调整电路，所述电流调整电路通过将所述电荷泵电流相对于所述基准电流的比率设定成所指定的值，来设定作为相对于所述相位差变动量的所述振荡信号频率的变更量的响应特性。 
另外，还可以在所述电流调整电路在变更所述基准电荷泵电流与所述基准电流的比率时，为了原状保持变更前的所述电荷泵电流和所述相位控制电流比率，而变更相位控制电流。 
还有，所述电流稳定化电路还可以具有电流调整电路，所述电流调整电路通过将所述基准电流的电流值设定成指定的值，以设定响应所述相位差的变动，使所述振荡信号的频率改变的响应特性 
另外，所述电流调整电路还可以在该振荡装置开始输出振荡信号之后，经过的时间更短时，和该时间更长时进行比较，将响应所述相位差的变动，使频率变更的响应速度设定得更快。 
其次，所述电荷泵电流源，还可以通过将所述电荷泵电流相对于所述基准电压的比率设定成指定的值，而进一步设定作为相对于所述相位差的变动量的所述振荡信号的频率的变更量的响应特性。 
另外，所述电流稳定化电路还可以包括，连接到所述电容器，将给定的相位控制电流作为放电电流，由该放电电流将所述电容器放电的相位控制电流源、在被所述开关电路连接到所述电容器上时，通过输送给定的电荷泵电流，将所述电容器充电的电荷泵电流源；也可以将所述相位控制电流及所述电荷泵电流的电流值作为实质上与所述基准电流或所述基准电压成比例的电流值。 
[发明的效果] 
根据本发明，在PLL电路中，可使振荡信号相位差相对于基准信号保持稳定，且可以更改其相位差及循环带宽。 
另外，上述发明概要并未列举出本发明的必要技术特征的全部，这些特征群的子组合也构成本发明。 
[图1] 
图1表示本发明的第一实施方式涉及的振荡装置10的构成图。 
[图2] 
图2表示图1中的电流稳定化电路140的详细构成(第1例)。 
[图3] 
图3表示图2中的电荷泵电流源150的变形利。 
[图4] 
图4表示图1中的电流稳定化电路140的详细构成(第2例)。 
[图5] 
图5表示图1中的电流稳定化电路140的详细构成(第3例)。 
[图6] 
图6表示图1中的电流稳定化电路140的详细构成(第4例)。 
[图7] 
图7表示本发明的第2实施方式涉及的振荡装置10的构成。 
[图8] 
图8表示图7中的电流稳定化电路140的详细构成。 
[图9] 
图9表示本发明的第3实施方式涉及的振荡装置10的构成。 
[图10] 
图10表示在图9所示的振荡装置10中，各控制信号的波形。 
[图11] 
图11给出了现有技术的电荷泵型PLL电路60。 
[图12] 
图12表示在PLL电路60中，充电电流及电荷泵电流带给相位差的影响。 
[附图标记] 
10：振荡装置 
60：PLL电路 
100：滤波器电路 
105：电容器 
108：滤波器 
110：振荡器 
115：分频器 
120：相位比较器 
125：基准信号发生器 
130：开关电路 
140：电流稳定化电路 
150：电荷泵电流源 
155：基准电流源 
158：电流镜电路 
160：相位控制电流源 
165：电流镜电路 
170：电流调整电路 
172：相位控制电流变更电路 
175：电荷泵电流变更电路 
180：基准电流变更电路 
190：电流镜电路 
195：电流镜电路 
300：基准电压源 
310：电荷泵电流发生电路 
320：相位控制电流发生器 
600：滤波器电路 
605：电容器 
608：滤波器 
610：振荡器 
615：分频器 
620：相位比较器 
625：基准信号发生器 
630：开关电路 
640：充电用电流源 
650：电荷泵电流源 
900：积分电路 
910：振荡器 
915：分频器 
920：相位比较器 
925：基准信号振荡器 
930：控制电路 
940：稳压电路 
具体实施方式
下面通过发明的实施方式说明本发明，但下面的实施方式并非用于限定与权利要求范围有关的发明，而且实施方式中说明的特征组合，并非全部的都是发明解决手段所必须的。 
图1，表示本发明的第一实施方式涉及的振荡装置10的构成。振荡装置10包括：滤波器电路100、振荡器110、分频器115、相位比较器120、基准信号发生器125、开关电路130、电流稳定化电路140、基准电流源155。滤波器电路100具有电容器105、滤波器108。根据电容器105蓄积的电荷量，经由滤波器108向振荡器110输出控制信号。振荡器110向外部输出根据其控制信号的频率的振荡信号。具体而言，振荡信号频率可根据滤波器电路100输出的控制信号的电压值来确定。 
分频器115根据预先确定的从振荡器110输出的振荡信号频率的比率， 进行分频或倍频，并输出到相位比较器120。基准信号发生器125将预先设定了频率的基准信号输出到相位比较器120，相位比较器120通过将经由分频器115输入的振荡信号和从相位比较器120输入的基准信号加以比较，以检测出振荡信号及基准信号的相位差。 
开关电路130，根据由相位比较器120检测出的相位差，控制是由给定的充电电流(It)使电容器105充电，还是，是由给定的放电电流(Ic-It)使电容器105放电。电流稳定化电路140根据预先确定的基准电流(Iref)，分别确定充电电流及电荷泵电流。这样，充电电流及电荷泵电流都可以根据基准电流源155的电流值来分别确定，从而，即使在温度或电源电压发生变动时，也可以防止充电电流(It)以及放电电流(Ic-It)受到相互不同的影响，使振荡信号的相位差稳定，抖动变小。 
图2，表示图1所示电流稳定化电路140的详细构成(第1例)。电流稳定化电路140具有电荷泵电流源150、相位控制电流源160、电流调整电路170。电荷泵电流源150输送将充电电流(It)及放电电流(Ic-It)合计后的大小的给定的电荷泵电流(Ic)。另外，电荷泵电流源150在通过开关电路130而与电容器105连接时，通过放电电流(Ic-It)使电容器105放电。具体而言，电荷泵电流源150具有与第一基准电位(V-)连接的电流镜电路158，通过电流镜电路158而在第一基准电位(V-)流有实质上与基准电流(lref)成比例的电荷泵电流(Ic)及相位控制电流(Ia)。 
相位控制电流源160，与电容器105连接，向电容器105输送相位控制电流(It)，另外，当电容器105由开关电路130截止了电容器105和电流稳定化电路140的连接时，被相位控制电流(It)充电。具体而言，相位控制电流源160，具有连接在比第一基准电位高的第2基准单位(V+)上的电流镜电路165，电流镜电路165将实质上与参考电流(K×Ia)成比例的相位控制电流(It)从第2基准电位(V+)流向电容器105。另外，后述的相位控制电流变更电路172在由电流吐出型的DA变换器实现时，不使用电流镜电路165。即，相位控制电流源160也可以将相位控制电流变更电路172输出的电流直接提供给电容器105。 
电流调整电路170具有相位控制电流变更电路172和电荷泵电流变更电路175。相位控制电流变更电路172例如，由DA变换器等实现，通过将赋予相位控制电流源160相对于基准电流(lref)的参考电流的比率的数值设定成指定的值，来变更相位控制电流的大小。设被作为变更后所得结果的参考电流的大小为K×Ia。电荷泵电流变更电路175例如，由DA变换器等实现，将电荷泵电流(Ic)相对于基准电流(lref)的比率设定成指定值。通过设定该比率，从而可以设定响应特性，所述响应特性是相对于基准信号与振荡信号的相位差的变动量的所述振荡信号的频率的变更量。 进一步，还可以通过变更该响应特性来任意确定PLL电路的循环带宽。 
更详细而言，电荷泵电流变更电路175顺次经由电流镜电路190及び电流镜电路195而与开关电路130连接。电流镜电路190连接电路电源的正电压(Vcc)，在电流镜电路190中流有与电荷泵电流变换电路175吸入的电流实质成比例的电流。电流镜电路195连接电路电源的负电压(Vee)，与通过电流镜电路190而流动的电流实质上成比例的电荷泵电流(Ic)从开关电路130流过。这样，可以不依赖于实现电荷泵电流变换电路175的DA变换器的特性而将所希望大小的电流作为电荷泵电流来传输。另外，根据该DA变换器的特性，也可以将电荷泵电流变换电路175直接连接到开关电路130上。 
更优选的是，电流调整电路170在变更基准电荷泵电流(Ic)相对于基准电流(Iref)的比率时，为了原状保持变更前的电荷泵电流(Ic)和相位控制电流(It)的比率，而一并变更相位控制电流(It)，这样，能够在将振荡信号相对于基准信号的相位差保持不变的状态下，只变更响应特性。 
另外，进一步优选的是：电流调整电路170在振荡装置10开始输出振荡信号之后，经过的时间更短时，与该时间更长时进行比较，将响应于相位差的变动，使频率变更的响应速度设定得更快。这样，在电源投入时等情况下，振荡信号和基准信号的相位差大时，让其频率快速跟从基准信号，同时，在其后，在频率稳定后的情况下，能够不易受到基准信号频率微小变动的影响。 
图3，表示图2中的电荷泵电流源150的变形例。在本变形例中，电荷泵电流源150具有；基准电源300、电荷泵电流发生电路310、相位控制电流发生电路320。基准电源300连接第一基准电位(V-)，规定作为预设了与第一基准电位的电位差的基准电压值(Vref)的电位。电荷泵电流发生电路310向第一基准电位输送与基准电位值(Vref)的大小成比例的电流(I1)，电流(I1)为用基准电阻值(R1)除算基准电压值(Vref)所得的数值。另外，相位控制电流发生电路320向第一基准电位输送与基准电压值(Vref)的大小成比例的相位控制电流(I2)；相位控制电流(I2)为用基准电阻值(R2)除算基准电压值(Vref)所得的数值。 
像这样，确定充电电流及放电电流的共同基准，不仅仅是基准电流，也可以是基准电压。通过这样的构成，由于能够使充电电流和放电电流受到的温度变动等影响相等，因此，可以保持振荡信号相对于基准信号的相位差不变。 
图4，表示图1中的电流稳定化电路140的详细构成(第2例)。与图2相同，电流稳定化电路140具有电荷泵电流源150、相位控制电流源160、电流调整电路170。但是，在本例中，和图2不同的是电荷泵电流源150与 第一基准电位(V-)连接。然后，电荷泵电流源150，从开关电路130向第一基准电位输送与给定的参考电流实质上成比例的电荷泵电流。另外，例如，也可以采用电流镜电路158来输送实质上成比例的电流。 
另外，相位控制电流源160与图2的例子不同，连接在比第一基准单位(V-)高的第2基准电位上。然后，相位控制电流源160，控制与基准电流实质上成比例的参考电流以及相位控制电流从第2基准电位(V+)流向电荷泵电流源150及电容器105。还有，为了流有实质成比例的电流，所以，例如也可以使用电流镜电路165。 
与图2同样，电流调整电路170具有相位控制电流变更电路172和电荷泵电流变更电路175。相位控制电流变更电路172例如，由DA变换器等实现，将相位控制电流相对于基准电流(lref)的比率设定成指定的值。电荷泵电流变更电路175例如，由DA变换器等实现，将电荷泵电流(Ic)相对于基准电流(lref)的比率设定成指定值。通过设定该比率，从而可以设定作为振荡信号的频率变更量相对于基准信号与振荡信号的相位差变动量的响应特性。还可以，进一步通过变更该响应特性来任意确定作为PLL电路的循环带宽。 
图5，表示图1中的电流稳定化电路140的详细构成(第3例)。在本例中，与图2所示的电流调整电路170相同，电荷泵电流源150具有相位控制电流变更电路172和电荷泵电流变更电路175。但是，和图2不同的是相位控制电流变更电路172和电荷泵电流变更电路175共同输入预先设定的基准电压。相位控制电流变更电路172将相对于基准电压的相位控制电流的比率设定成指定值，以输出到相位控制电流源160。电荷泵电流变更电路175通过将相对于基准电压的电荷泵电流的比率设定成指定值，以变更振荡信号的响应特性。其他构成与图2所示的电流稳定化电路140大致相同，因此省略其说明。 
以上，通过本例，也能够根据共同的基准电压来确定电荷泵电流及充电电流的电流值，因此，充电电流及放电电流受到的温度变动等的影响相等，从而，可以保持振荡信号相对于基准信号的相位差不变。 
图6，表示图1中的电流稳定化电路140的详细构成(第4例)。在本例中，与图2的构成相同，电流稳定化电路140具有电荷泵电流源150、相位控制电流源160、电流调整电路170。但是，和图2不同的是电流调整电路170具有代替电荷泵电流变更电路175的基准电流变更电路180。基准电流变更电路180，例如，由DA变换器等实现，将基准电流的电流值设定成指定值。电荷泵电流源150输送与基准电流实质上成比例的电荷泵电流，与基准电流实质上成比例的相位控制电流。 
其结果，如果变更基准电流的电流值，能够在原状保持着电荷泵电流 及充电电流的比率不变的状态下，只变更响应特性，所述响应特性是所述振荡信号的频率的变更量相对于相位差的变动量。另外，和图2一样，通过相位控制电流变更电路172可以变更电荷泵电流及充电电流的比率，因此，能够任意设定相对于基准信号的振荡信号的相位差。 
图7，表示本发明的第2实施方式涉及的振荡装置10的构成。和图1一样，振荡装置10包括：滤波器电路100、振荡器110、分频器115、相位比较器120、基准信号发生器125、开关电路130、电流稳定化电路140、基准电流源155。以下，说明与图1不同之处。开关电路130根据相位比较器120检测出的相位差，控制是通过给定的放电电流(It)使电容器105放电，还是通过给定的充电电流(Ic-It)使电容器105充电。电流稳定化电路140，同时，基于基准电流(lref)来决定电荷泵电流(Ic)及相位控制电流(It)。其结果，基于基准电流(lref)可分别确定充电电流及放电电流，这样，即使在温度或电源电压发生了变动的情况下，也能够防止充电电流及放电电流受到相互不同的影响，使得振荡信号的相位差稳定，减小抖动。 
图8，表示图7中的电流稳定化电路140的详细构成。与图2相同，电流稳定化电路140具有电荷泵电流源150、相位控制电流源160、电流调整电路170。以下就和图2不同点加以说明，电荷泵电流源150流有给定的电荷泵电流(Ic)，当通过开关电路130与电容器105连接时，电容器105充电。具体而言，电荷泵电流源150具有连接到第2基准电位(V+)的电流镜电路158，通过电流镜电路158向开关电路130输送实质上与参考电流成比例的电荷泵电流(Ic)。 
相位控制电流源160连接电容器105，将给定的相位控制电流作为放电电流，通过其放电电流使电容器105放电。具体而言，相位控制电流源160，具有连接到比第2基准电位(V+)低的第1基准电位(V-)的电流镜电路165，电流镜电路165流有实质上与基准电流(lref)成比例的参考电流(Ia)及相位控制电流(It)。 
电流调整电路170具有相位控制电流变更电路172和电荷泵电流变更电路175。相位控制电流变更电路172例如，由DA变换器等来实现，通过将参考电流相对于基准电流(lref)的比率设定成指定的值，来变更相位控制电流的大小。电荷泵电流变更电路175例如，由DA变换器等来实现，将电荷泵电流(Ic)相对于基准电流(lref)的比率设定成指定值。通过设定该比率，从而可以设定响应特性，所述响应特性是振荡信号相对于基准信号与振荡信号的相位差变动量的频率的变更量。 
图9，表示本发明的第3实施方式涉及的振荡装置10的构成。图10表示在图9所示的振荡装置10中，各个控制信号的波形。振荡装置10具有：积分电路900、振荡器910、分频器915、相位比较器920、基准信号发生 器925、控制电路930、稳压电路940。振荡器910、分频器915、以及基准信号发生器925与在图1中说明过的振荡器110、分频器115、以及基准信号发生器125大致相同，因此省略其说明。积分电路900根据两个输入电压的积分值以输出控制信号。作为一个例子，积分电路900可由在输入侧反馈比较器的输出的电路来实现。 
相位比较器920比较振荡信号和预先确定了频率的基准信号，另外，相位比较器920输出对应振荡信号及基准信号的相位差的脉冲信号幅度的相位差信号。例如，相位比较器920在振荡信号比基准信号的相位滞后时，在基准信号上升时，向端子U输出对应其滞后的脉冲幅度的信号(参照图10的VU)。在这种情况下，相位比较器920不向端子D输出信号。但是，由于实现相位比较器920的电路元件的规格不同，有时在基准信号上升时产生极小的脉冲。 
控制电路930根据相位差信号控制所述两个输入电压值，以使振荡信号和基准信号的相位差接近预先确定的基准相位差。具体而言，控制电路930基于相位比较器920的端子U和端子D的各个电压值，生成电压(VU)及电压(VD)。控制电路930还生成预先确定的相位控制电压(Vc)。另外，控制电路930将相位控制电压(Vc)及电压(VU)作为对积分电路900的一种输入电压值，将电压(VD)作为另一种输入电压值。稳压电路940同时根据预先确定的基准电压(Vref)来确定两个输入值。 
这里，在振荡信号的频率稳定地推移时，振荡器910输入的控制信号的电压稳定，所以，积分电路900输入的2个电流的电流值相等。也就是：相位控制电压(Vc)生成的电流(Ic)、电压(VU)生成的电流(IU)、以及电压(VD)生成的电流(ID)的关系为Ic+ID＝IU。此时，VU＝Vc+VD。现在，电压(Vc)使用电压(VU)的一电平电压(Vh)以及另一电平电压(Vl)，为Vc＝Vl+(Vh-Vl)的关系。 
在这种情况下，控制电路930为使积分电路900输入的电压值相等，控制振荡信号相对于基准信号慢四分之一周期。这样，根据本实施方式可通过恰当确定相位控制电压的大小，可以确定振荡信号相对于基准信号的基准相位差。另外，相位比较器920及控制电路930可以将振荡信号相对于基准信号的相位差控制到接近于该基准相位差。 
另外，在本实施方式中，循环带宽可根据振荡器910的灵敏度、循环滤波器的增益、以及积分电路900的输入电压值的振幅的各要素来确定。例如，要想变更输入电压值的振幅，则变更图9所示的基准电压(Vref)即可。这样，在本实施方式中，也和上述其他实施方式一样，能够任意确定循环带宽。 
另外，图9所示的电路构成是一个例子，可以考虑各种变形例。例如， 也可以在积分电路900的任何输入端施加相位控制电压(Vc)。另外，积分电路900还可以输入根据基准电压(Vref)确定的，给定的额定电压值，以代替输入电压值(Vu)。即使在这种情况下，相位比较器920及控制电路930也能够将振荡信号相对于基准信号的相位差确定为给定的相位差。 
以上使用实施方式说明了本发明，但是本发明的技术范围没有限定在上述实施方式所述范围。可对上述实施方式进行多种变更或者改良，这点对于本技术的领域人员而言是不言而喻的。从权利要求范围记载可知，进行这种变更或者改良的实施方式也包含在本发明的技术范围中。 

Claims (10)

1.一种振荡装置，其特征在于包括：
滤波器电路，具有电容器，输出基于电容器所蓄积的电荷量的控制信号；
振荡器，输出振荡信号，其具有基于所述控制信号的频率；
相位比较器，通过将所述振荡信号和预先确定频率的基准信号加以比较，检测出所述振荡信号和所述基准信号的相位差；
开关电路，其根据所述相位差，控制通过给定的充电电流使所述电容器充电，或者，通过给定的放电电流使所述的电容器放电；以及
电流稳定化电路，其根据预先确定的基准电流或基准电压，分别确定所述充电电流及所述放电电流，
所述电流稳定化电路具有：
相位控制电流源，其连接所述电容器，将给定的相位控制电流作为所述充电电流而提供给所述电容器、以及
电荷泵电流源，输送给定的电荷泵电流，在被所述开关电路连接到所述电容器上时，由所述电容器中取出将所述给定的电荷泵电流减去所述给定的相位控制电流后所得的电流差，以作为放电电流；
将所述相位控制电流以及所述电荷泵电流的电流值作为实质上与所述基准电流或所述基准电压成比例的电流值。
2.根据权利要求1所述的振荡装置，其特征在于所述电荷泵电流源与第一基准电位连接，向所述第一基准电位输送实质上与所述基准电流成比例的所述电荷泵电流以及参考电流；
所述相位控制电流源与比第一基准电位高的第二基准电位连接，从所述第二基准电位向所述电容器输送实质上与所述参考电流成比例的所述相位控制电流。
3.根据权利要求2所述的振荡装置，其特征在于所述电流稳定化电路还包括相位控制电流变更电路，用于通过将所述相位控制电流源供给的所述参考电流对所述基准电流的比率设定成指定的值，来变更所述相位控制电流的大小。
4.根据权利要求1所述的振荡装置，其特征在于所述电荷泵电流源与第一基准电位连接，向所述第一基准电位输送实质上与给定的参考电流成比例的所述电荷泵电流；
所述相位控制电流源与比第一基准电位高的第二基准电位连接，实质上与所述基准电流成比例的所述参考电流以及所述相位控制电流从所述第二基准电位分别流向所述电荷泵电流源以及所述电容器。
5.根据权利要求1所述的振荡装置，其特征在于所述电荷泵电流源向所述第一基准电位输送与所述基准电压的大小成比例的所述电荷泵电流以及参考电流；
所述相位控制电流源与比第一基准电位高的第二基准电位连接，从所述第二基准电位向所述电容器输送实质上与所述参考电流成比例的所述相位控制电流。
6.根据权利要求1所述的振荡装置，其特征在于所述电流稳定化电路还包括电流调整电路，所述电流调整电路通过将所述电荷泵电流对所述基准电流的比率设定成所指定的值，来设定作为相对于所述相位差变动量的所述振荡信号频率的变更量的响应特性。
7.根据权利要求6所述的振荡装置，其特征在于所述电流调整电路在变更所述电荷泵电流对所述基准电流的比率时，为了原状保持变更前的所述电荷泵电流和所述相位控制电流的比率，而变更所述相位控制电流。
8.根据权利要求1所述的振荡装置，其特征在于所述电流稳定化电路还具有电流调整电路，所述电流调整电路通过将所述基准电流的电流值设定成指定值，以设定响应所述相位差的变动，并使所述振荡信号的频率改变的响应特性。
9.根据权利要求8所述的振荡装置，其特征在于所述电流调整电路在该振荡装置开始输出振荡信号之后，经过的时间更短时，与该时间更长时进行比较，响应所述相位差的变动，使频率变更的响应速度设定得更快。
10.根据权利要求1所述的振荡装置，其特征在于所述电荷泵电流源，通过将所述电荷泵电流对所述基准电压的比率设定成指定的值，而进一步设定作为所述振荡信号的频率的变更量相对于所述相位差的变动量的响应特性。
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Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20100066166A (ko) * 2008-12-09 2010-06-17 삼성전자주식회사 노이즈를 줄일 수 있는 바이어스 발생기를 구비하는 위상 동기 루프 및 위상 동기 루프의 바이어스 발생기
CN102763335B (zh) * 2010-02-19 2016-01-06 瑞萨电子株式会社 半导体集成电路装置
CN104124953A (zh) * 2013-04-25 2014-10-29 原相科技股份有限公司 高精度的电容式开关
US11309901B2 (en) 2015-06-11 2022-04-19 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Phase locked loop arrangement, transmitter and receiver and method for adjusting the phase between oscillator signals
JP7350512B2 (ja) * 2019-05-17 2023-09-26 ローム株式会社 発振回路、半導体装置、オシレータｉｃ、発振回路の校正方法
CN113839666A (zh) * 2020-06-24 2021-12-24 意法半导体(鲁塞)公司 用于管理锁相环的启动的处理和对应的集成电路
CN116584714B (zh) * 2023-07-18 2023-10-20 杭州拓尔微电子有限公司 启动控制装置、电子雾化器及其模组

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6163184A (en) * 1998-12-09 2000-12-19 Lucent Technologies, Inc. Phase locked loop (PLL) circuit
US6229362B1 (en) * 1998-07-29 2001-05-08 Samsung Electronics, Co. Ltd. Charge pump for adaptively controlling current offset
CN1437320A (zh) * 2002-10-03 2003-08-20 威盛电子股份有限公司 电荷泵电路

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0241026A (ja) * 1988-08-01 1990-02-09 Ricoh Co Ltd Ｐｌｌ回路
KR940011436B1 (ko) * 1989-04-19 1994-12-15 가부시끼가이샤 히다찌세이사꾸쇼 자기디스크 기억장치
JP3092143B2 (ja) * 1990-07-20 2000-09-25 ソニー株式会社 ディジタル型位相比較器
JPH04262618A (ja) * 1991-02-18 1992-09-18 Advantest Corp 位相検波器
US5835544A (en) * 1993-12-24 1998-11-10 Sony Corporation Clock signal reproduction circuit and data reproduction circuit
US5546053A (en) * 1994-07-27 1996-08-13 Texas Instruments Incorporated Phase locked loop having booster circuit for rapid lockup
JP3388071B2 (ja) * 1995-09-20 2003-03-17 富士通株式会社 位相同期回路、および位相同期回路を含む半導体装置
JP3442931B2 (ja) * 1996-06-04 2003-09-02 パイオニア株式会社 Ｐｌｌ回路
JPH10190455A (ja) * 1996-12-26 1998-07-21 Texas Instr Japan Ltd チャージポンプ回路
JP3717289B2 (ja) * 1997-10-20 2005-11-16 富士通株式会社 集積回路装置
US6771133B2 (en) * 1997-10-21 2004-08-03 Emhiser Research Limited Phase-locked oscillator with improved digital integrator
JP4244397B2 (ja) * 1998-05-21 2009-03-25 ソニー株式会社 Ｐｌｌ回路
JP3227699B2 (ja) * 1998-07-29 2001-11-12 日本電気株式会社 チャージポンプ回路及びそれを備えたｐｌｌ回路
AU2001275880A1 (en) * 2000-07-10 2002-01-21 Silicon Laboratories, Inc. Digitally-synthesized loop filter circuit particularly useful for a phase locked loop
JP4407031B2 (ja) * 2000-09-21 2010-02-03 ソニー株式会社 位相同期ループ回路および遅延同期ループ回路
JP3758186B2 (ja) * 2002-05-23 2006-03-22 横河電機株式会社 Ｐｌｌ回路
US6859108B2 (en) * 2003-02-28 2005-02-22 Ati Technologies, Inc. Current biased phase locked loop
JP4605433B2 (ja) * 2004-03-02 2011-01-05 横河電機株式会社 チャージポンプ回路およびこれを用いたｐｌｌ回路
US7459964B2 (en) * 2004-03-26 2008-12-02 Panasonic Corporation Switched capacitor filter and feedback system

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6229362B1 (en) * 1998-07-29 2001-05-08 Samsung Electronics, Co. Ltd. Charge pump for adaptively controlling current offset
US6163184A (en) * 1998-12-09 2000-12-19 Lucent Technologies, Inc. Phase locked loop (PLL) circuit
CN1437320A (zh) * 2002-10-03 2003-08-20 威盛电子股份有限公司 电荷泵电路

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
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Publication number Publication date
TW200635231A (en) 2006-10-01
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US20080157835A1 (en) 2008-07-03
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