JPH04168803A - 発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、リニアＩＣを用いた発振回路に利用され、特
に、周波数、デユーティ−を可変できる矩形波の発振回
路に関する。

〔概要〕

本発明は、充放電用のコンデンサを含む充電回路の充放
電により矩形波信号を発生する発振回路において、 充電回路のピーク電圧をピークホールド回路で保持し、
このピークホールド回路の出力電圧により充放電回路の
放電を制御することにより、矩形波信号の周波数および
デユーティ−の調整の簡単化を図ったものである。

〔従来の技術〕

従来の発振回路は、第５図に示すように、充放電用のコ
ンデンサＣ３と、電源Ｖｃｃおよび抵抗Ｒ６を通ってコ
ンデンサＣ５を充電する電流値を制御する可変抵抗ＶＲ
，と、コンデンサＣ９充電時にのみ電流を流すように働
くダイオードＤ、と、逆にコンデンサＣ３を放電する電
流値を制御する可変抵抗Ｖ　Ｒ３と、コンデンサＣ５放
電時にのみ電流を流すように働くダイオードＤ２と、コ
ンデンサＣ３の充放電の振幅を決める抵抗Ｒ４、Ｒｓお
よびＲ６とで構成されるヒステリシス回路と、コンデン
サＣ３の充放電出力１０６と、ヒステリシス回路のレベ
ルである正転端子入力１０５とを比較し、矩形波の発振
出力１００を出力するコンパレータ１１とを含んでいる
。

次に、本従来例の動作について、第６図（ａ）およびら
）に示すタイミングチャートを参照して説明する。

マス、コンパレータ１１の出力が「ロー」レベルから「
ハイヨレベルに変化した場合を考える。充電開始時のコ
ンデンサＣ６の充電電圧Ｖ、は、Ｖ３＝（Ｒ５／／Ｒ６
）／　（Ｒ＜＋（Ｒｓ／／Ｒｅ））　ＸＶｃｃで表され
る。（ここで、Ｒ５／／Ｒ６はＲ３とＲ６との並列接続
を表す。） ここからコンデンサＣ５は、可変抵抗ＶＲ，およびダイ
オードＤ３を通って流れる電流ｉｃで充電され、その充
電電圧がｖ４、すなわち、抵抗Ｒ７は小さいとして、 Ｖ４＝（Ｒ４／／Ｒｅ）／　（（Ｒ４／／Ｒ６）＋Ｒｓ
）　ｘｖｃｃまで充電される（区間Ｔ、）と、コンパレ
ータ１１ノ出力は反転し、「ロー」レベルとなり、コン
デンサＣ５は、可変抵抗ＶＲ，およびダイオードＤ２を
通って流れる電流＋ｃｏで放電され、コンデンサＣ５の
電圧がＶ３になるまで放電される。（区間Ｔａ）、Ｖｓ
まで放電されると、コンパレータ１１は再び反転し、発
振出力１００は「ロー」レベルから「ハイ」レベルに変
化し、以後このサイクル（Ｔ３→Ｔ４）を繰り返すこと
により発振を維持するようになっている。（岡村辿夫「
○Ｐアンプ回路の設計ＪＣＱ出版社、１９７３年Ｐ、２
１９参照。）〔発明が解決しようとする課題〕 この従来の発振回路では、時間Ｔ３およびＴ。

は、それぞれ充電電流ｉｃおよび放電電流１ｃＯで決ま
る。すなわち Ｔ３＝ｒ　　（ＶＲ，） Ｔ　＜　−ｇ　（Ｖ　Ｒｓ　） となるため、周期Ｔ、は、 Ｔｓ＝Ｔｓ　＋Ｔ４　＝ｆ　　（ＶＲ４）＋ｇ　（ＶＲ
３）となり、周期（発振周波数）およびデニーティーは
、可変抵抗ＶＲ，およびＶＲ４の関数となり、可変抵抗
ＶＲ３およびＶＲ，のどちらも周波数およびデニーティ
ーに影響する。

このため、発振周波数およびデユーティ−を調整すると
き、どちらの抵抗も調整しなければならず、非常に面倒
であるという欠点があった。

本発明の目的は、前記の欠点を除去することにより、調
整が簡単にできる発振回路を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、充放電用のコンデンサを含み電荷を蓄積する
充電回路と、この充電回路の充放電により矩形波信号を
発生する発振手段とを備えた発振回路において、前記発
振手段は、前記充電回路のピーク電圧値を保持するピー
クホールド回路と、このピークホールド回路の出力電圧
とあらかじめ与えられた第一の基準電圧とを比較し、前
記ピークホールド回路の出力電圧が高くなったとき前記
充電回路に蓄積された電荷を放電させる放電回路と、前
記ピークホールド回路の出力電圧を抵抗分割して得られ
る第二の基準電圧と前記充電回路の出力電圧とを比較す
ることにより、矩形波信号を出力する比較回路とを備え
たことを特徴とする。

また、本発明は、前記充電回路は、複数の充放電用のコ
ンデンサと、これらコンデンサを切り替えるスイッチと
を含むことができる。

〔作用〕

放電回路は、ピークホールド回路の出力電圧があらかじ
め定められた第一の基準電圧Ｖ１を越えると充電回路を
放電させる。これにより充電回路の充放電波形は、基準
電圧Ｖ１をピーク値とする三角波となる。そして、比較
回路は、この基準電圧Ｖ、を抵抗分割した第二の基準電
圧ｖ２と充電回路の出力電圧とを比較し、例えば、充電
回路の出力電圧が基準電圧Ｖ２に達するまでの時間Ｔ２
は「ハイ」レベル、時間Ｔ２から充電回路の出力電圧が
０から基準電圧Ｖ１に達する時間Ｔ１　までの（ＴＩ　
　Ｔ２）時間は「ロー」レベルになる矩形波信号を出力
する。

従って、矩形波信号の周波数は、第一の基準電圧Ｖ１（
例えば、電源と接地電位間に接続された第一の可変抵抗
により与えられる）の値によって定まり、デイ−ティー
は、第二の基準電圧（例えば、ピークホールド回路の出
力に接続された第二の可変抵抗により与えられる）の値
、換言すると時間Ｔ２と時間Ｔ、の比で決まり、デイ−
ティーは０〜１００％まで可変となる。これにより、矩
形波信号の周波数およびデニーティーはそれぞれ独立に
簡単に調整することが可能となる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。

第１図は本発明の第一実施例を示すブロック構成図で、
本発明の基本的な構成を示す。

本第二実施例は、図外の充放電用のコンデンサを含み電
荷を蓄積する充電回路１と、この充電回路１の充放電に
より矩形波信号を発生する発振手段とを備えた発振回路
において、 本発明の特徴とするところの、 前記発振手段は、充電回路１のピーク電圧値を保持する
ピークホールド回路２と、このピークホールド回路２の
出力電圧であるピークホールド出力（１）１０２とあら
かじめ定められた第一の基準電圧とを比較し、ピークホ
ールド回路２の出力電圧が高くなったとき充電回路１に
蓄積された電荷を放電させる放電回路３と、ピークホー
ルド回路２の出力電圧を抵抗分割して得られる第二の基
準電圧としてのピークホールド出力（２）１０３と充電
回路の出力電圧である充放電出力１０１とを比較するこ
とにより、矩形波信号である発振出力１００を出力する
比較回路４とを備えている。

第２図は本発明の第二実施例を示す回路図で、第１図の
第一実施例を具体化した一例を示す。また第３図（ａ）
〜（６）はその動作を示すタイミングチャートである。

次に、本第二実施例の構成とその動作とを合わせ説明す
る。

充電回路１は、定電流源５およびコンデンサＣ１で構成
され、このコンデンサＣ１の充電波形は、第３図（ａ）
の充放電出力１０１に示すように直線的に増加していく
。そして、オペアンプ６と、ダイオードＤよと、コンデ
ンサＣ２とで構成されるピークホールド回路２は、充放
電出力１０１のピーク値を常にホールドして、ピークホ
ールド出力（１）１０２として出力する。

また、放電回路３は、可変抵抗ＶＲ，、コンパレータ７
、抵抗Ｒ１および放電用のバイポーラトランジスタＱ１
　で構成されており、先のピークホールド回路２のピー
クホールド出力（１）１０２が、可変抵抗ＶＲ，で決ま
る基準電圧ｖ１と等しくなったとき、コンデンサＣ１に
たまった電荷をバイポーラトランジスタＱ１を介して放
電するように働く　（第３図ら）参照）。

この結果、コンデンサＣ＋　の充電波形のピーク値は、
基準電圧Ｖ１およびピークホールド出力（１）１０２と
一致することになる（第３図（ａ）参照）。

そして、ピークホールド回路２に設けられた可変抵抗Ｖ
Ｒ２のピークホールド出力（２）１０３と、充放電出力
１０１とを比較回路４のコンパレータ８で比較すること
により、所望の発振出力１００が得られる（第３図（Ｃ
）、（６）参照）。

ここで、ピークホールド出力（２）１０３の値である基
準電圧Ｖ２は、ピークホールド出力（１）１０２　、す
なわち基準電圧ｖ１を可変抵抗ＶＲ２で抵抗分割した値
となるため、基準電圧Ｖ２としては０からＶｌまで取り
得ることとなり、第３図ｃ山において、Ｔ２は０からＴ
１まで、すなわち、デユーティ−として０から１００％
を可変抵抗ＶＲ２の制御のみで得ることができる。また
、周期Ｔ、は前述から明らかなように、可変抵抗ＶＲ，
のみの調整で制御できるようになる。

なお、可変抵抗Ｖ　Ｒ２の値は、ピークホールド値が変
動しないよう、ＩＭΩ以上、Ｃ２として、０．１μＦ以
上が望ましく、電源電圧Ｖｃｃ＝１５Ｖ程度で、０．１
〜ＩＩ）ＯＨｚ程度のスムーズな発振出力を得ることが
できる。

第４図は本発明の第三実施例を示す回路図で、第１図の
第一実施例を具体化した他の例を示す。

本第三実施例が第二実施例と異なる点は、充電回路１に
おいて、スイッチ９を介して、充放電用のコンデンサＣ
Ｉ、Ｃ３およびＣ９を切り替えられるようになっている
こと、および、ピークホールド回路２の出力にバッファ
用のオペアンプ１０を付けたこと、抵抗Ｒ３をコンデン
サＣ２と並列に挿入したこと、および放電用のトランジ
スタをＭＯＳトランジスタＱ２で置き替えたことにあり
、基本的な動作は全く第一実施例と同じである。

ただし、コンデンサＣ＋　、Ｃ３およびＣ４をスイッチ
９で切り替えてやることにより、発振出力１００の発振
周波数を容量値の比倍（Ｃ３／　Ｃ＋、Ｃ４／　Ｃ３）
することができる利点をもっており、容量値を多段に切
り替えて行けば、本構成の発振回路で０．１〜１００Ｋ
Ｈｚ程度までの出力を得ることが可能となる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、周期（発振周波数）お
よびデユーティ−の制御が、それぞれ独立した可変抵抗
で制御でき、かつ、それが互いに影響をおよぼさないた
６、周波数調整およびデユーティ−制御が非常にやりや
すくなる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第一実施例を示すブロック構成図。 第２図は本発明の第二実施例を示す回路図。 第３図（ａ）〜（６）はその動作を示すタイミングチャ
ート。 第４図は本発明の第三実施例を示す回路図。 第５図は従来例を示す回路図。 第６図（ａ）およびら）はその動作を示すタイミングチ
ャート。 １・・・充電回路、２・・・ピークホールド回路、３・
・・放電回路、４・・・比較回路、５・・・定電流源、
６．１０・・・オペアンプ、７．８．１１・・・コンパ
レータ、９・・・スイッチ、１００・・・発振出力、１
０１．１０６・・・充放電出力、１０２・・・ピークホ
ールド出力（１）、１０３・・・ピークホールド出力（
２〕、１０４・・・コンパレータ出力、１０５・・・正
転端子入力、０１〜Ｃｓ・・・コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ３
・・・ダイオード、ＧＮＤ・・・接地電位、Ｑ＋・・・
バイポーラトランジスタ、Ｑ２・・・ＭＯＳ）ランジス
タ、Ｒ，−Ｒ，−・・抵抗、ｖｃｃ”’電源、ＶＲ，〜
Ｖ　Ｒ４・・・可変抵抗。 特許出願人　日本電気株式会社、− 代理人　　弁理士　井　出　直　孝−１゜、υ− 亮１図第−夷党例 亮２図第−英施例 第　３　図 亮三叉詣例 亮　４　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、充放電用のコンデンサを含み電荷を蓄積する充電回
   路と、 この充電回路の充放電により矩形波信号を発生する発振
   手段と を備えた発振回路において、 前記発振手段は、 前記充電回路のピーク電圧値を保持するピークホールド
   回路と、 このピークホールド回路の出力電圧とあらかじめ与えら
   れた第一の基準電圧とを比較し、前記ピークホールド回
   路の出力電圧が高くなったとき前記充電回路に蓄積され
   た電荷を放電させる放電回路と、 前記ピークホールド回路の出力電圧を抵抗分割して得ら
   れる第二の基準電圧と前記充電回路の出力電圧とを比較
   することにより、矩形波信号を出力する比較回路と を備えたことを特徴とする発振回路。 ２、前記充電回路は、複数の充放電用のコンデンサと、
   これらコンデンサを切り替えるスイッチとを含む請求項
   １に記載の発振回路。