WO2006101090A1 - 基準信号に基づいて信号を発生させる発振装置 - Google Patents

基準信号に基づいて信号を発生させる発振装置 Download PDF

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WO2006101090A1
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charge pump
signal
capacitor
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Hiroki Kimura
Yuichi Miyaji
Original Assignee
Advantest Corporation
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    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop

Definitions

  • Oscillator that generates a signal based on a reference signal
  • the present invention relates to an oscillation device that generates a signal based on a reference signal.
  • the present invention relates to an oscillation device that generates a signal using a PLL circuit.
  • This application is related to the following Japanese application. For designated countries where incorporation by reference of documents is permitted, the contents described in the following application are incorporated into this application by reference and made a part of this application.
  • PLL Phase Lock Loop
  • the PLL circuit compares the frequencies of the reference signal and the oscillation signal with a phase comparator, and changes the frequency of the oscillation signal based on the detected phase difference.
  • a phase comparator may not be able to detect a minute phase difference, and the range of such a phase difference that cannot be detected is called a dead zone.
  • FIG. 11 shows a conventional charge pump type PLL circuit 60.
  • the PLL circuit 60 includes a filter circuit 600, an oscillator 610, a frequency divider 615, a phase comparator 620, a reference signal generator 625, a switch circuit 630, a charging current source 640, and a charge pump current source 650.
  • the finoletor circuit 600 includes a capacitor 605, and outputs a control signal based on the amount of charge accumulated in the capacitor 605.
  • the oscillator 610 outputs an oscillation signal having a frequency based on the control signal.
  • the frequency divider 615 divides or multiplies the oscillation signal and outputs it to the phase comparator 620.
  • the phase comparator 620 detects the phase difference between the oscillation signal and the reference signal by comparing the oscillation signal with the reference signal generated from the reference signal generator 625. Based on the phase difference, the switch circuit 630 causes the capacitor 605 to be charged by the timing shift current (It) generated from the charging current source 640 or the predetermined discharge current (Ic It). Control whether to discharge. Since the existence of prior known documents has not been confirmed at this time, the description is omitted. Disclosure of the invention
  • FIG. 12 shows the influence of the charging current and the charge pump current on the phase difference in the PLL circuit 60.
  • the reference signal generator 625 generates a reference signal with a period T.
  • the oscillator 610 outputs an oscillation signal whose phase difference from the reference signal is t.
  • the phase comparator 620 outputs a pulse (signal A) corresponding to the phase difference at the rising edge of the signal, and otherwise Output signal B to.
  • signal A when signal A is output, charge is accumulated in capacitor 605, and when signal B is output, charge is discharged from capacitor 605.
  • phase difference t is determined based on the ratio of the current values of It and Ic.
  • the magnitudes of these current values may fluctuate depending on fluctuations in the temperature inside and outside the apparatus and the power supply voltage.
  • the phase difference t may also fluctuate due to the fluctuation.
  • a loop band that is a frequency band of a jitter component that can be followed by the circuit is known.
  • This loop band is determined by the characteristics of the PLL circuit, for example, the characteristics of the oscillator 610, the magnitude of the charge pump current, and the like. Depending on the application of the PLL circuit, you may want to make this loop bandwidth variable.
  • the characteristic indicating the frequency of the oscillation signal per voltage value of the applied voltage is The frequency may vary depending on the magnitude of the frequency. In such a case, if the loop band can be changed, it is possible to prevent the PLL loop band from changing according to the output frequency.
  • an object of the present invention is to provide an oscillation device that can solve the above-described problems and generates a signal based on a reference signal. This object is achieved by a combination of features described in the independent claims. Further, the dependent claims define further advantageous specific examples of the present invention.
  • a filter circuit having a capacitor and outputting a control signal based on the amount of electric charge accumulated in the capacitor, and based on the control signal
  • An oscillator that outputs an oscillation signal having a frequency; a phase comparator that detects a phase difference between the oscillation signal and the reference signal by comparing the oscillation signal with a reference signal having a predetermined frequency; and the phase difference Based on the power to charge the capacitor with a predetermined charging current, or a switch circuit for controlling whether to discharge the capacitor with a predetermined discharging current, and each of the charging current and the discharging current in advance
  • An oscillation device including a current stabilization circuit determined based on a predetermined reference current or reference voltage is provided.
  • the current stabilization circuit is connected to the capacitor and supplies a phase control current source that supplies a predetermined phase control current to the capacitor as the charging current, and a predetermined charge pump current.
  • the current value of the phase control current and the charge pump current may be a current that is substantially proportional to the reference current or the reference voltage. It may be a value.
  • the charge pump current source is connected to a first reference potential, and the charge pump current and a reference current that are substantially proportional to the reference current are caused to flow to the first reference potential.
  • a current source is connected to a second reference potential that is higher than the first reference potential, and allows the phase control current that is substantially proportional to the reference current to flow from the second reference potential to the capacitor. Good.
  • the current stabilization circuit changes the magnitude of the phase control current by setting a ratio of the reference current supplied to the phase control current source to the reference current to a specified value. You may further have a change circuit.
  • the charge pump current source is connected to a first reference potential, and causes the charge pump current substantially proportional to a predetermined reference current to flow to the first reference potential.
  • a source is connected to a second reference potential higher than the first reference potential, and the reference current and the phase control current that are substantially proportional to the reference current are transferred from the second reference potential to the charge pump.
  • the current may flow to the current source and the capacitor.
  • the charge pump current source passes the charge pump current and reference current proportional to the magnitude of the reference voltage to the first reference potential, and the phase control current source includes the first reference potential.
  • the phase control current connected to a higher second reference potential and substantially proportional to the reference current may flow from the second reference potential to the capacitor.
  • the current stabilization circuit is a change amount of the frequency of the oscillation signal with respect to the variation amount of the phase difference by setting a ratio of the charge pump current to the reference current to a specified value. You may also have a current adjustment circuit that sets the response characteristics.
  • the current adjustment circuit when changing the ratio of the charge pump current to the reference current, maintains the ratio of the charge pump current and the phase control current as it is before the change. You can change the control current.
  • the current stabilization circuit sets a response characteristic that changes the frequency of the oscillation signal in response to the variation in the phase difference by setting the current value of the reference current to a specified value. It may further have a current adjustment circuit.
  • the current adjustment circuit responds to the variation in the phase difference when the time elapsed since the oscillation device started outputting the oscillation signal is shorter than when the time is longer.
  • the response speed for changing the frequency may be set faster.
  • the charge pump current source sets a ratio of the charge pump current with respect to the reference voltage to a specified value, so that a response characteristic which is a change amount of the frequency of the oscillation signal with respect to the variation amount of the phase difference is set. May be further set.
  • the current stabilization circuit is connected to the capacitor, and a phase control current source that discharges the capacitor by the predetermined phase control current as a discharge current, and the capacitor by the switch circuit.
  • a current value of the phase control current and the charge pump current which may include a charge pump current source that charges the capacitor by flowing a predetermined charge pump current when connected, the reference current or The current value may be substantially proportional to the reference voltage.
  • an integration circuit that outputs a control signal based on an integral value of two input voltage values, an oscillator that outputs an oscillation signal having a frequency based on the control signal, and A phase comparator that outputs a phase difference signal having a pulse width corresponding to a phase difference between the oscillation signal and the reference signal by comparing the oscillation signal with a reference signal having a predetermined frequency; and the oscillation signal And a control circuit that controls the two input voltage values based on the phase difference signal so that a phase difference between the reference signal and the reference signal approaches a predetermined reference phase difference, and the two input voltage values Are provided with a voltage stabilization circuit that is determined based on a predetermined reference voltage.
  • the phase difference of the oscillation signal with respect to the reference signal can be stabilized and the phase difference and the loop band can be changed in the PLL circuit.
  • FIG. 1 shows a configuration of an oscillation device 10 according to the first embodiment of the present invention.
  • the oscillation device 10 includes a filter circuit 100, an oscillator 110, a frequency divider 115, a phase comparator 120, a reference signal generator 125, a switch circuit 130, a current stabilization circuit 140, and a reference current source 155. Equipped.
  • the filter circuit 100 includes a capacitor 105 and a filter 108, and outputs a control signal based on the charge amount accumulated in the capacitor 105 to the oscillator 110 via the filter 108.
  • the oscillator 110 outputs an oscillation signal having a frequency based on the control signal to the outside. Specifically, the frequency of the oscillation signal is determined based on the voltage value of the control signal output from the filter circuit 100.
  • the frequency divider 115 divides or multiplies the frequency of the oscillation signal output from the oscillator 110 by a predetermined ratio, and outputs the result to the phase comparator 120.
  • the reference signal generator 125 outputs a reference signal having a predetermined frequency to the phase comparator 120.
  • the phase comparator 120 detects the phase difference between the oscillation signal and the reference signal by comparing the oscillation signal input from the oscillator 110 via the frequency divider 115 with the reference signal input from the phase comparator 120.
  • the switch circuit 130 is configured to charge the capacitor 105 with a predetermined charging current (It) or with a predetermined discharging current (Ic_It). Control whether to discharge.
  • the current stabilization circuit 140 determines each of the charging current and the charge pump current based on a predetermined reference current (Iref). Thus, the charging current and the charge pump current are both determined based on the current value of the reference current source 155. This prevents the charge current (It) and discharge current (Ic It) from being affected differently even when the temperature and power supply voltage fluctuate, stabilizes the phase difference of the oscillation signal, and reduces jitter. Can be reduced.
  • FIG. 2 shows a detailed configuration of the current stabilization circuit 140 in FIG. 1 (first example).
  • the current stabilization circuit 140 includes a charge pump current source 150, a phase control current source 160, and a current adjustment. Circuit 170.
  • the charge pump current source 150 supplies a predetermined charge pump current (Ic) having a magnitude that is a sum of the charge current (It) and the discharge current (Ic — It).
  • Ic charge pump current
  • Ic_It discharge current
  • the charge pump current source 150 has a current mirror circuit 158 connected to the first reference potential (V—), and is substantially proportional to the reference current (Iref) by the current mirror circuit 158.
  • the charge pump current (Ic) and phase control current (la) are applied to the first reference potential (V-).
  • the phase control current source 160 is connected to the capacitor 105, and causes a phase control current (It) to flow through the capacitor 105.
  • the capacitor 105 is charged by the phase control current (It) when the connection between the capacitor 105 and the current stabilization circuit 140 is cut off by the switch circuit 130.
  • the phase control current source 160 has a current mirror circuit 165 connected to a second reference potential (V +) higher than the first reference potential (V—), and the current mirror circuit 165 includes Then, a phase control current (It) that is substantially proportional to the reference current (KX la) is passed from the second reference potential (V +) to the capacitor 105.
  • phase control current changing circuit 172 described later is realized by a current discharge type DA converter, the current mirror circuit 165 is not necessary. That is, the phase control current source 160 may supply the output current to the phase control current changing circuit 172 directly to the capacitor 105.
  • the current adjustment circuit 170 includes a phase control current change circuit 172 and a charge pump current change circuit 175.
  • the phase control current changing circuit 172 is realized by, for example, a DA converter or the like, and sets the ratio of the reference current supplied to the phase control current source 160 with respect to the reference current (Iref) to a designated value, thereby controlling the phase. Change the magnitude of the current. Let K X la be the magnitude of the reference current obtained as a result of the change.
  • the charge pump current changing circuit 175 is realized by a DA converter, for example, and sets the ratio of the charge pump current (Ic) to the reference current (Iref) to a specified value.
  • the charge pump current changing circuit 175 includes a current mirror circuit 190 and a power
  • the rent mirror circuit 195 is sequentially connected to the switch circuit 130.
  • the current mirror circuit 190 is connected to the positive voltage (Vcc) of the circuit power supply, and causes the current mirror circuit 195 to pass a current substantially proportional to the current drawn by the charge pump current changing circuit 175.
  • the current mirror circuit 195 is connected to the negative voltage (Vee) of the circuit power supply, and causes a charge pump current (Ic) that is substantially proportional to the current passed by the current mirror circuit 190 to flow from the switch circuit 130.
  • a current having a desired magnitude can flow as the charge pump current regardless of the characteristics of the DA converter that implements the charge pump current changing circuit 175.
  • the charge pump current changing circuit 175 may be directly connected to the switch circuit 130.
  • the current adjustment circuit 170 is configured to provide a ratio between the charge pump current (Ic) and the phase control current (It).
  • the phase control current (It) is also changed so as to keep the ratio before the change.
  • the current adjustment circuit 170 is configured such that when the time elapsed since the oscillation device 10 started outputting the oscillation signal is shorter, the current adjustment circuit 170 is compared with the case where the time is longer. Set a faster response speed to change the frequency in response to phase difference fluctuations.
  • the phase difference between the oscillation signal and the reference signal is large, such as when the power is turned on, the frequency quickly follows the reference signal, and when the frequency stabilizes thereafter, the frequency of the reference signal is very small. Under the influence of various fluctuations.
  • FIG. 3 shows a modification of the charge pump current source 150 in FIG.
  • the charge pump current source 150 includes a reference voltage source 300, a charge pump current generation circuit 310, and a phase control current generation circuit 320.
  • the reference voltage source 300 is connected to the first reference potential (V_), and determines a potential having a potential difference from the first reference potential as a predetermined reference voltage value (Vref).
  • the charge pump current generation circuit 310 supplies a current (I) proportional to the reference voltage value (Vref) to the first reference potential.
  • the current (I) is a value obtained by dividing the reference voltage value (Vref) by the reference resistance value (R1).
  • phase control current generating circuit 320 flows a phase control current (I) proportional to the magnitude of the reference voltage value (Vref) to the first reference potential.
  • the phase control current (I) is the value obtained by dividing the reference voltage value (Vref) by the reference resistance value (R2).
  • the common reference for determining the charging current and the discharging current may be not only the reference current but also the reference voltage. Even with such a configuration, it is possible to equalize the effects of temperature fluctuations, etc., on the charging current and discharging current, so that the phase difference of the oscillation signal with respect to the reference signal can be kept constant.
  • FIG. 4 shows a detailed configuration of the current stabilization circuit 140 in FIG. 1 (second example). Similar to FIG. 2, the current stabilization circuit 140 includes a charge pump current source 150, a phase control current source 160, and a current adjustment circuit 170. However, in the example of this figure, unlike FIG. 2, the charge pump current source 150 is connected to the first reference potential (V_). Then, the charge pump current source 150 causes a charge pump current substantially proportional to a predetermined reference current to flow from the switch circuit 130 to the first reference potential. For example, a current mirror circuit 158 can be used to pass a substantially proportional current.
  • phase control current source 160 is connected to a second reference potential higher than the first reference potential (V ⁇ ). Then, the phase control current source 160 passes a reference current and a phase control current that are substantially proportional to the reference current from the second reference potential (V +) to the charge pump current source 150 and the capacitor 105.
  • a current mirror circuit 165 may be used in order to pass a substantially proportional current.
  • the current adjustment circuit 170 includes a phase control current change circuit 172 and a charge pump current change circuit 175, as in FIG.
  • the phase control current changing circuit 172 is realized by, for example, a DA converter, and sets the ratio of the phase control current to the reference current (Iref) to a specified value.
  • the charge pump current changing circuit 175 is realized by a DA converter, for example, and sets the ratio of the charge pump current (Ic) to the reference current (Iref) to a specified value. By setting this ratio, it is possible to set a response characteristic that is a change amount of the frequency of the oscillation signal with respect to a variation amount of the phase difference between the reference signal and the oscillation signal. Furthermore, by changing this response characteristic, the loop bandwidth of the PLL circuit can be determined arbitrarily.
  • FIG. 5 shows a detailed configuration of the current stabilization circuit 140 in FIG. 1 (third example).
  • the charge pump current source 150 includes a phase control current change circuit 172 and a charge pump current change circuit 175.
  • the phase control current changing circuit 172 and the charge pump current changing circuit 175 input a predetermined reference voltage together.
  • the phase control current changing circuit 17 2 sets the ratio of the phase control current to the reference voltage to a designated value, and outputs it to the phase control current source 160.
  • the charge pump current changing circuit 175 changes the response characteristic of the oscillation signal by setting the ratio of the charge pump current to the reference voltage to a specified value.
  • Other configurations are substantially the same as those of the current stabilization circuit 140 shown in FIG.
  • the current values of the charge pump current and the charge current can be determined based on the common reference voltage.
  • the phase difference with respect to the signal can be kept constant.
  • FIG. 6 shows a detailed configuration of the current stabilization circuit 140 in FIG. 1 (fourth example).
  • the current stabilization circuit 140 includes a charge pump current source 150, a phase control current source 160, and a current adjustment circuit 170.
  • the current adjustment circuit 170 has a reference current change circuit 180 instead of the charge pump current change circuit 175.
  • the reference current changing circuit 180 is realized by a DA converter, for example, and sets the current value of the reference current to a designated value.
  • the charge pump current source 150 passes a charge pump current that is substantially proportional to the reference current and a phase control current that is substantially proportional to the reference current.
  • the response characteristic that is the amount of change in the frequency of the oscillation signal with respect to the amount of change in phase difference while maintaining the ratio of the charge pump current and charge current constant. Can only be changed.
  • the phase difference of the oscillation signal with respect to the reference signal can be arbitrarily set.
  • FIG. 7 shows a configuration of the oscillation device 10 according to the second embodiment of the present invention.
  • the oscillation device 10 includes a filter circuit 100, an oscillator 110, a frequency divider 115, a phase comparator 12 and the like. 0, a reference signal generator 125, a switch circuit 130, a current stabilization circuit 140, and a reference current source 155. The differences from Fig. 1 are explained below.
  • the switch circuit 130 charges the capacitor 105 with a predetermined discharging current (It) or with a predetermined charging current (Ic_It).
  • the current stabilization circuit 140 determines both the charge pump current (Ic) and the phase control current (It) based on the reference current (Iref). As a result, each of the charging current and the discharging current is determined based on the reference current (Iref). As a result, even when the temperature or the power supply voltage fluctuates, the charging current and the discharging current can be prevented from being affected by each other, the phase difference of the oscillation signal can be stabilized, and the jitter can be reduced.
  • FIG. 8 shows a detailed configuration of the current stabilization circuit 140 in FIG. Current stabilization circuit
  • the 140 includes a charge pump current source 150, a phase control current source 160, and a current adjustment circuit 170, as in FIG. The differences from Fig. 2 are explained below.
  • the charge pump current source 150 flows a predetermined charge pump (Ic) and charges the capacitor 105 when connected to the capacitor 105 by the switch circuit 130.
  • the charge pump current source 150 has a current mirror circuit 158 connected to the second reference potential (V +), and the charge mirror current 158 is substantially proportional to the reference current by the current mirror circuit 158. Flow (Ic) through switch circuit 130.
  • Phase control current source 160 is connected to capacitor 105 and uses a predetermined phase control current as a discharge current, and discharges capacitor 105 by the discharge current.
  • the phase control current source 160 includes a current mirror circuit 165 connected to a first reference potential (V ⁇ ) lower than the second reference potential (V +), and the current mirror circuit 165 includes: A reference current (la) and a phase control current (It) that are substantially proportional to the reference current (Iref) are supplied.
  • the current adjustment circuit 170 includes a phase control current change circuit 172 and a charge pump current change circuit 175.
  • the phase control current changing circuit 172 is realized by a DA converter, for example, and changes the magnitude of the phase control current by setting the ratio of the phase control current to the reference current (Iref) to a specified value.
  • the charge pump current changing circuit 175 is realized by a DA converter, for example, and sets the ratio of the charge pump current (Ic) to the reference current (la) to a specified value. By setting this ratio, the reference signal and oscillation It is possible to set a response characteristic that is the amount of change in the frequency of the oscillation signal with respect to the amount of change in the phase difference from the signal.
  • FIG. 9 shows a configuration of the oscillation device 10 according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 shows the waveform of each control signal in the oscillation device 10 shown in FIG.
  • the oscillation device 10 includes an integration circuit 900, an oscillator 910, a frequency divider 915, a phase comparator 920, a reference signal generator 925, a control circuit 930, and a voltage stabilization circuit 940.
  • the oscillator 910, the frequency divider 915, and the reference signal generator 925 are substantially the same as the oscillator 110, the frequency divider 115, and the reference signal generator 125 described in FIG.
  • the integrating circuit 900 outputs a control signal based on an integrated value of two input voltage values.
  • the integration circuit 900 is realized by a circuit that feeds back the output of the comparator to the input side.
  • Phase comparator 920 compares the oscillation signal with a reference signal having a predetermined frequency. Then, the phase comparator 920 outputs a phase difference signal having a pulse width corresponding to the phase difference between the oscillation signal and the reference signal. For example, when the phase of the oscillation signal is delayed with respect to the reference signal, the phase comparator 920 outputs a signal having a pulse width corresponding to the delay to the terminal U when the reference signal rises (V in FIG. 10). See). In this case, the phase comparator 9
  • the control circuit 930 controls the two input voltage values based on the phase difference signal so that the phase difference between the oscillation signal and the reference signal approaches a predetermined reference phase difference. Specifically, the control circuit 930 generates a voltage (V) and a voltage (V) based on the voltage values of the terminals U and D of the phase comparator 920, respectively. Furthermore, the control circuit 930
  • control circuit 930 uses the phase control voltage (Vc) and the voltage (V) as one input voltage value to the integration circuit 900, and the voltage (V)
  • the control circuit 930 controls the voltage value input to the integration circuit 900 to be equal by delaying the oscillation signal by a quarter period with respect to the reference signal.
  • the reference phase difference of the oscillation signal with respect to the reference signal can be determined by appropriately determining the magnitude of the phase control voltage. Then, the phase comparator 920 and the control circuit 930 can control the phase difference of the oscillation signal with respect to the reference signal so as to approach this reference phase difference.
  • the loop band is determined based on each element of the sensitivity of the oscillator 910, the gain of the loop filter, and the amplitude of the input voltage value to the integration circuit 900.
  • the reference voltage (Vref) shown in Fig. 9 can be changed.
  • a loop band can be arbitrarily determined as in the other embodiments described above.
  • phase comparator 920 and the control circuit 930 can determine the phase difference of the oscillation signal with respect to the reference signal as a predetermined phase difference.
  • FIG. 4 shows a detailed configuration of the current stabilization circuit 140 in FIG. 1 (second example).

Abstract

　ＰＬＬ回路において基準信号に対する発振信号の位相差を安定させ、かつその位相差及びループ帯域を変更可能とすることを目的とする。 　コンデンサを有し、コンデンサに蓄積された電荷量に基づく制御信号を出力するフィルタ回路と、制御信号に基づく周波数の発振信号を出力する発振器と、発振信号と、予め定められた周波数の基準信号とを比較することにより発振信号及び基準信号の位相差を検出する位相比較器と、位相差に基づいて、所定の充電電流によりコンデンサを充電させるか、又は、所定の放電電流によりコンデンサを放電させるかを制御するスイッチ回路と、充電電流及び放電電流のそれぞれを、予め定められた基準電流又は基準電圧に基づいて定める電流安定化回路とを備える発振装置を提供する。

Description

明 細 書
基準信号に基づレ、て信号を発生させる発振装置
技術分野
[0001] 本発明は、基準信号に基づいて信号を発生させる発振装置に関する。特に、本発 明は、 PLL回路を用いて信号を発生させる発振装置に関する。本出願は、下記の日 本出願に関連する。文献の参照による組み込みが認められる指定国については、下 記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の一部とする。 特願 2005— 084575 出願曰 2005年 3月 23曰
背景技術
[0002] 従来、高レ、精度で信号を発生する回路として PLL (Phase Lock Loop)回路が広く 用いられている。 PLL回路は、基準信号と発振信号との周波数を位相比較器で比較 し、検出された位相差に基づいて発振信号の周波数を変化させる。しかしながら、位 相比較器には、微小な位相差を検出できない場合があることが知られており、このよ うな検出できない位相差の範囲は不感帯（デッドゾーン）と呼ばれている。
[0003] 従来、このような不感帯の存在を補う方法の 1つとして、 PLL回路においてチャージ ポンプ電流（Ic)に加えてタイミングシフト電流（It)を用いる方法が知られている。図 1 1は、従来のチャージポンプ型の PLL回路 60を示す。 PLL回路 60は、フィルタ回路 600と、発振器 610と、分周器 615と、位相比較器 620と、基準信号発生器 625と、 スィッチ回路 630と、充電用電流源 640と、チャージポンプ電流源 650とを備える。
[0004] フイノレタ回路 600は、コンデンサ 605を有し、コンデンサ 605に蓄積された電荷量に 基づく制御信号を出力する。発振器 610は、その制御信号に基づく周波数の発振信 号を出力する。分周器 615は、その発振信号を分周又は通倍して位相比較器 620 に出力する。位相比較器 620は、発振信号と、基準信号発生器 625から発せられた 基準信号とを比較することにより発振信号及び基準信号の位相差を検出する。スイツ チ回路 630は、位相差に基づいて、充電用電流源 640から発せられるタイミングシフ ト電流（It)によりコンデンサ 605を充電させる力、又は、所定の放電電流（Ic It)に よりコンデンサ 605を放電させるかを制御する。 現時点で先行公知文献の存在を確認していないので、その記載を省略する。 発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] 図 12は、 PLL回路 60において充電電流及びチャージポンプ電流が位相差に与え る影響を示す。基準信号発生器 625は、周期 Tの基準信号を発生させる。ある定常 的な状態において、発振器 610は、基準信号との位相差を tとする発振信号を出力し ている。このような状態において、位相比較器 620は、発振信号が基準信号に対す る位相差を有する場合において、信号の立ち上がり時にその位相差に応じたパルス (信号 A)を出力し、それ以外の場合に信号 Bを出力する。その結果、信号 Aが出力 された場合にはコンデンサ 605に電荷が蓄積され、信号 Bが出力された場合にはコ ンデンサ 605から電荷が放出される。
[0006] ここで、発振信号は定常的な状態であり、その周波数は変更されないのであるから 、コンデンサ 605に蓄積される電荷量も一定の水準 (X)付近で推移していることとな る。従って、信号 Aの出力により蓄積される電荷量と、信号 Bの出力により放出される 電荷量とは等しい。その結果、以下の式（1)が導かれる。
t (Ic-It) = (T-t) It …式（1)
[0007] この式を変形することにより以下の式（2)が導かれる。
tIc=TIt
t=T X It/lc …式（2)
従って、位相差 tは、 It及び Icの電流値の比率に基づいて定まる。
[0008] これらの電流値の大きさは、装置内外の温度や電源電圧の変動に応じて変動する 場合がある。従来、 It及び Icの変動比率が互いに異なる場合には、その変動により位 相差 tもが変動してしまう場合があった。
[0009] また、 PLL回路の特性を表す指標として、当該回路により追従可能なジッタ成分の 周波数帯域であるループ帯域が知られている。このループ帯域は、 PLL回路の特性 、例えば発振器 610の特性や、チャージポンプ電流の大きさ等によって定まる。 PLL 回路の用途によっては、このループ帯域を可変としたい場合がある。例えば、発振器 610において、印加された電圧の電圧値当たりの発振信号の周波数を示す特性が、 その周波数の大きさに応じて変動してしまう場合がある。このような場合等において、 ループ帯域を変更することができれば、 PLLのループ帯域が出力周波数によって変 動することを防ぐこと力 Sできる。
[0010] PLL回路のループ帯域を変更する方法としては、以下の 2つの方法が考えられる。
1)フィルタ回路のゲインをスィッチにより変更
2)チャージポンプ電流値をスィッチにより切替
し力、しながら、これらの方法によれば、ループ帯域の可変分解能の細かさに応じた 数のスィッチが必要と成る。このため、多くのスィッチが必要となり、回路の複雑化や 電力消費の増加を招くおそれがある。また、チャージポンプ電流の電流値を DAコン バータにより調節する方法も考えられるが、温度変化等の影響を受けて DAコンパ一 タの特性が変化し、前記の位相差 tを変動させてしまう場合がある。
[0011] そこで本発明は、上記の課題を解決することのできる、基準信号に基づいて信号を 発生させる発振装置を提供することを目的とする。この目的は特許請求の範囲にお ける独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更 なる有利な具体例を規定する。
課題を解決するための手段
[0012] 上記課題を解決するために、本発明の第 1の形態においては、コンデンサを有し、 コンデンサに蓄積された電荷量に基づく制御信号を出力するフィルタ回路と、前記制 御信号に基づく周波数の発振信号を出力する発振器と、前記発振信号と、予め定め られた周波数の基準信号とを比較することにより前記発振信号及び前記基準信号の 位相差を検出する位相比較器と、前記位相差に基づいて、所定の充電電流により前 記コンデンサを充電させる力 \又は、所定の放電電流により前記コンデンサを放電さ せるかを制御するスィッチ回路と、前記充電電流及び前記放電電流のそれぞれを、 予め定められた基準電流又は基準電圧に基づいて定める電流安定化回路とを備え る発振装置を提供する。
[0013] また、前記電流安定化回路は、前記コンデンサに接続され、所定の位相制御電流 を前記充電電流として前記コンデンサに供給する位相制御電流源と、所定のチヤ一 ジポンプ電流を流し、前記スィッチ回路により前記コンデンサに接続された場合に前 記コンデンサを放電させるチャージポンプ電流源とを有してもよぐこの場合、前記位 相制御電流および前記チャージポンプ電流の電流値を、前記基準電流又は前記基 準電圧に実質的に比例する電流値としてもよい。
[0014] また、前記チャージポンプ電流源は、第 1の基準電位に接続され、前記基準電流と 実質的に比例する前記チャージポンプ電流および参照電流を前記第 1の基準電位 に流し、前記位相制御電流源は、前記第 1の基準電位より高い第 2の基準電位に接 続され、前記参照電流と実質的に比例する前記位相制御電流を前記第 2の基準電 位から前記コンデンサへ流してもよい。
また、電流安定化回路は、前記基準電流に対する前記位相制御電流源に供給さ れる前記参照電流の比率を、指定された値に設定することにより位相制御電流の大 きさを変更する位相制御電流変更回路を更に有してもよい。
[0015] また、前記チャージポンプ電流源は、第 1の基準電位に接続され、所定の参照電流 と実質的に比例する前記チャージポンプ電流を前記第 1の基準電位に流し、前記位 相制御電流源は、前記第 1の基準電位より高い第 2の基準電位に接続され、前記基 準電流と実質的に比例する前記参照電流および前記位相制御電流を、前記第 2の 基準電位から前記チャージポンプ電流源および前記コンデンサへ流してもよい。 また、前記チャージポンプ電流源は、前記基準電圧の大きさに比例した前記チヤ一 ジポンプ電流及び参照電流を、前記第 1の基準電位に流し、前記位相制御電流源 は、前記第 1の基準電位より高い第 2の基準電位に接続され、前記参照電流と実質 的に比例する前記位相制御電流を前記第 2の基準電位から前記コンデンサへ流し てもよい。
[0016] また、前記電流安定化回路は、前記基準電流に対する前記チャージポンプ電流の 比率を指定された値に設定することにより、前記位相差の変動量に対する前記発振 信号の周波数の変更量である応答特性を設定する電流調整回路を更に有してもよ レ、。
また、前記電流調整回路は、前記基準電流に対する前記チャージポンプ電流の比 率を変更する場合に、前記チャージポンプ電流と前記位相制御電流との比率を変更 前の比率のまま保持するように前記位相制御電流を変更してもよレ、。 [0017] また、前記電流安定化回路は、前記基準電流の電流値を指定された値に設定する ことにより、前記位相差の変動に応答して前記発振信号の周波数を変更させる応答 特性を設定する電流調整回路を更に有してもよい。
また、前記電流調整回路は、当該発振装置が発振信号の出力を開始してから経過 した時間がより短い場合に、当該時間がより長い場合と比較して、前記位相差の変動 に応答して周波数を変更させる応答速度をより速く設定してもよい。
また、前記チャージポンプ電流源は、前記基準電圧に対する前記チャージポンプ 電流の比率を指定された値に設定することにより、前記位相差の変動量に対する前 記発振信号の周波数の変更量である応答特性を更に設定してもよい。
[0018] また、前記電流安定化回路は、前記コンデンサに接続され、所定の位相制御電流 を放電電流とし、当該放電電流により前記コンデンサを放電する位相制御電流源と、 前記スィッチ回路により前記コンデンサに接続された場合に、所定のチャージポンプ 電流を流すことにより前記コンデンサを充電するチャージポンプ電流源とを有しても よぐ前記位相制御電流および前記チャージポンプ電流の電流値を、前記基準電流 又は前記基準電圧に実質的に比例する電流値としてもよい。
[0019] また、本発明の第 2の形態においては、 2つの入力電圧値の積分値に基づく制御 信号を出力する積分回路と、前記制御信号に基づく周波数の発振信号を出力する 発振器と、前記発振信号と、予め定められた周波数の基準信号とを比較することによ り前記発振信号及び前記基準信号の位相差に応じたパルス幅の位相差信号を出力 する位相比較器と、前記発振信号と前記基準信号との位相差を、予め定められた基 準位相差に近づけるように、前記位相差信号に基づいて前記 2つの入力電圧値を制 御する制御回路と、 2つの前記入力電圧値を、共に、予め定められた基準電圧に基 づいて定める電圧安定化回路とを備える発振装置を提供する。
発明の効果
[0020] 本発明によれば、 PLL回路において基準信号に対する発振信号の位相差を安定 させ、かつその位相差及びループ帯域を変更可能とすることができる。
[0021] なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなぐ これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。 発明を実施するための最良の形態
[0022] 以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は請求の 範囲に力かる発明を限定するものではなぐまた実施形態の中で説明されている特 徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
[0023] 図 1は、本発明の第 1の実施形態に係る発振装置 10の構成を示す。発振装置 10 は、フィルタ回路 100と、発振器 110と、分周器 115と、位相比較器 120と、基準信号 発生器 125と、スィッチ回路 130と、電流安定化回路 140と、基準電流源 155とを備 える。フィルタ回路 100は、コンデンサ 105と、フィルタ 108とを有し、コンデンサ 105 に蓄積された電荷量に基づく制御信号をフィルタ 108を経由して発振器 110に出力 する。発振器 110は、その制御信号に基づく周波数の発振信号を外部に出力する。 具体的には、発振信号の周波数は、フィルタ回路 100から出力された制御信号の電 圧値に基づいて定まる。
[0024] 分周器 115は、発振器 110から出力された発振信号の周波数を予め定められた比 率により分周又は遞倍し、位相比較器 120に出力する。基準信号発生器 125は、予 め定められた周波数の基準信号を位相比較器 120に出力する。位相比較器 120は 、発振器 110から分周器 115を介して入力した発振信号と、位相比較器 120から入 力した基準信号とを比較することにより、発振信号及び基準信号の位相差を検出す る。
[0025] スィッチ回路 130は、位相比較器 120により検出された位相差に基づいて、所定の 充電電流（It)によりコンデンサ 105を充電させる力、、又は、所定の放電電流（Ic_It) によりコンデンサ 105を放電させるかを制御する。電流安定化回路 140は、充電電流 及びチャージポンプ電流のそれぞれを、予め定められた基準電流（Iref)に基づいて 定める。このように、充電電流及びチャージポンプ電流のそれぞれは、共に基準電流 源 155の電流値に基づいて定められる。これにより、温度や電源電圧が変動した場 合であっても、充電電流 (It)及び放電電流 (Ic It)が互いに異なる影響を受けるこ とを防ぎ、発振信号の位相差を安定させ、ジッタを小さくすることができる。
[0026] 図 2は、図 1における電流安定化回路 140の詳細な構成を示す（第 1例）。電流安 定化回路 140は、チャージポンプ電流源 150と、位相制御電流源 160と、電流調整 回路 170とを有する。チャージポンプ電流源 150は、充電電流（It)及び放電電流（Ic — It)を合計した大きさの所定のチャージポンプ電流 (Ic)を流す。そして、チャージポ ンプ電流源 150は、スィッチ回路 130によりコンデンサ 105に接続された場合におい て、コンデンサ 105を放電電流（Ic_It)により放電させる。具体的には、チャージポ ンプ電流源 150は、第 1の基準電位 (V—）に接続されたカレントミラー回路 158を有 し、カレントミラー回路 158により、基準電流（Iref)と実質的に比例するチャージボン プ電流 (Ic)及び位相制御電流（la)を第 1の基準電位 (V-)に流す。
[0027] 位相制御電流源 160は、コンデンサ 105に接続され、位相制御電流 (It)をコンデ ンサ 105に流す。そして、コンデンサ 105は、スィッチ回路 130によりコンデンサ 105 と電流安定化回路 140との接続が遮断された場合において、位相制御電流（It)によ り充電される。具体的には、位相制御電流源 160は、第 1の基準電位 (V—）より高い 第 2の基準電位 (V + )に接続されるカレントミラー回路 165を有し、カレントミラー回 路 165は、参照電流 (K X la)と実質的に比例する位相制御電流（It)を第 2の基準電 位 (V + )からコンデンサ 105に流す。なお、後述する位相制御電流変更回路 172が 、電流吐き出し型の DAコンバータにより実現される場合においては、カレントミラー 回路 165は不要となる。即ち、位相制御電流源 160は、位相制御電流変更回路 172 力 出力される電流をコンデンサ 105に直接供給すればよい。
[0028] 電流調整回路 170は、位相制御電流変更回路 172と、チャージポンプ電流変更回 路 175とを有する。位相制御電流変更回路 172は、例えば DAコンバータ等により実 現され、基準電流 (Iref)に対する位相制御電流源 160に与えられる参照電流の比 率を、指定された値に設定することにより、位相制御電流の大きさを変更する。変更さ れた結果得られる参照電流の大きさを K X laとする。チャージポンプ電流変更回路 1 75は、例えば DAコンバータ等により実現され、基準電流 (Iref)に対するチャージポ ンプ電流（Ic)の比率を、指定された値に設定する。この比率の設定により、基準信号 と発振信号との位相差の変動量に対する前記発振信号の周波数の変更量である応 答特性を設定することができる。更に、この応答特性を変更することにより、 PLL回路 としてのループ帯域を任意に定めることができる。
[0029] より詳細には、チャージポンプ電流変更回路 175は、カレントミラー回路 190及び力 レントミラー回路 195を順次経由してスィッチ回路 130に接続される。カレントミラー回 路 190は、回路電源の正電圧 (Vcc)に接続され、チャージポンプ電流変更回路 175 による吸い込み電流に実質的に比例する電流をカレントミラー回路 195に流す。カレ ントミラー回路 195は、回路電源の負電圧 (Vee)に接続され、カレントミラー回路 190 により流される電流と実質的に比例するチャージポンプ電流（Ic)をスィッチ回路 130 から流す。これにより、チャージポンプ電流変更回路 175を実現する DAコンバータ の特性によらず、所望の大きさの電流をチャージポンプ電流として流すことができる。 なお、当該 DAコンバータの特性によっては、チャージポンプ電流変更回路 175をス イッチ回路 130に直接接続してもよい。
[0030] 更に、好ましくは、電流調整回路 170は、基準電流（Iref)に対するチャージポンプ 電流 (Ic)の比率を変更する場合に、チャージポンプ電流 (Ic)と位相制御電流（It)と の比率を変更前の比率のまま保持するように位相制御電流（It)を併せて変更する。 これにより、基準信号に対する発振信号の位相差を一定に保持したまま、応答特性 のみを変更することができる。
[0031] また、更に好ましくは、電流調整回路 170は、発振装置 10が発振信号の出力を開 始してから経過した時間がより短い場合に、当該時間がより長い場合と比較して、位 相差の変動に応答して周波数を変更させる応答速度をより速く設定する。これにより 、電源投入時等において発振信号と基準信号との位相差が大きい場合にはその周 波数を基準信号に素早く追従させると共に、その後に周波数が安定した場合には、 基準信号の周波数の微小な変動の影響を受けに《することができる。
[0032] 図 3は、図 2におけるチャージポンプ電流源 150の変形例を示す。本変形例におい て、チャージポンプ電流源 150は、基準電圧源 300と、チャージポンプ電流発生回 路 310と、位相制御電流発生回路 320とを有する。基準電圧源 300は、第 1の基準 電位 (V_)に接続され、第 1の基準電位との電位差を予め定められた基準電圧値（ Vref)とする電位を定める。チャージポンプ電流発生回路 310は、基準電圧値 (Vref )の大きさに比例した電流 (I )を、第 1の基準電位に流す。電流（I )は、基準電圧値 ( Vref)を基準抵抗値 (R1)で除算した値となる。また、位相制御電流発生回路 320は 、基準電圧値 (Vref)の大きさに比例した位相制御電流 (I )を、第 1の基準電位に流 す。位相制御電流 (I )は、基準電圧値 (Vref)を基準抵抗値 (R2)で除算した値とな
2
る。
[0033] このように、充電電流及び放電電流を定める共通の基準は、基準電流のみならず 基準電圧であってもよい。このような構成によっても、充電電流及び放電電流が受け る温度変動等の影響を等しいものとすることができるので、発振信号の基準信号に対 する位相差を一定に保つことができる。
[0034] 図 4は、図 1における電流安定化回路 140の詳細な構成を示す（第 2例）。図 2と同 様に、電流安定化回路 140は、チャージポンプ電流源 150と、位相制御電流源 160 と、電流調整回路 170とを有する。し力、しながら、本図の例においては図 2とは異なり 、チャージポンプ電流源 150は、第 1の基準電位 (V_)と接続される。そして、チヤ一 ジポンプ電流源 150は、所定の参照電流と実質的に比例するチャージポンプ電流を 、スィッチ回路 130から第 1の基準電位に流す。また、実質的に比例する電流を流す ために、例えばカレントミラー回路 158を用いてもょレ、。
[0035] また、位相制御電流源 160は、図 2の例とは異なり、第 1の基準電位 (V—）より高い 第 2の基準電位に接続される。そして、位相制御電流源 160は、基準電流と実質的 に比例する参照電流および位相制御電流を、第 2の基準電位 (V+)からチャージポ ンプ電流源 150およびコンデンサ 105に流す。また、実質的に比例する電流を流す ために、例えばカレントミラー回路 165を用いてもよい。
[0036] 電流調整回路 170は、図 2と同様に、位相制御電流変更回路 172と、チャージボン プ電流変更回路 175とを有する。位相制御電流変更回路 172は、例えば DAコンパ ータ等により実現され、基準電流 (Iref)に対する位相制御電流の比率を、指定され た値に設定する。チャージポンプ電流変更回路 175は、例えば DAコンバータ等によ り実現され、基準電流 (Iref)に対するチャージポンプ電流 (Ic)の比率を、指定された 値に設定する。この比率の設定により、基準信号と発振信号との位相差の変動量に 対する発振信号の周波数の変更量である応答特性を設定することができる。更に、こ の応答特性を変更することにより、 PLL回路としてのループ帯域を任意に定めること ができる。
[0037] 図 5は、図 1における電流安定化回路 140の詳細な構成を示す（第 3例）。本例に おいては、図 2に示した電流調整回路 170と同様に、チャージポンプ電流源 150は、 位相制御電流変更回路 172と、チャージポンプ電流変更回路 175とを有する。しか しながら、図 2とは異なり、位相制御電流変更回路 172及びチャージポンプ電流変更 回路 175は、予め定められた基準電圧を共に入力する。位相制御電流変更回路 17 2は、基準電圧に対する位相制御電流の比率を指定された値に設定し、位相制御電 流源 160に出力する。チャージポンプ電流変更回路 175は、基準電圧に対するチヤ ージポンプ電流の比率を指定された値に設定することにより、発振信号の応答特性 を変更する。その他の構成は図 2に示した電流安定化回路 140と略同一であるから 説明を省略する。
以上、本例によっても、チャージポンプ電流及び充電電流の電流値を共通の基準 電圧に基づいて定めることができることから、充電電流及び放電電流が受ける温度 変動等の影響を等しくし、発振信号の基準信号に対する位相差を一定に保つことが できる。
[0038] 図 6は、図 1における電流安定化回路 140の詳細な構成を示す（第 4例）。本例に おいては、図 2に示した構成と同様に、電流安定化回路 140は、チャージポンプ電流 源 150と、位相制御電流源 160と、電流調整回路 170とを有する。但し、図 2とは異 なり、電流調整回路 170は、チャージポンプ電流変更回路 175に代えて基準電流変 更回路 180を有する。基準電流変更回路 180は、例えば DAコンバータ等により実 現され、基準電流の電流値を指定された値に設定する。チャージポンプ電流源 150 は、基準電流に実質的に比例するチャージポンプ電流を流し、基準電流に実質的に 比例する位相制御電流を流す。
[0039] この結果、基準電流の電流値を変更すれば、チャージポンプ電流及び充電電流の 比率を一定に保持したまま、位相差の変動量に対する前記発振信号の周波数の変 更量である応答特性のみを変更することができる。また、図 2と同様に、位相制御電 流変更回路 172によって、チャージポンプ電流及び充電電流の比率を変更できるの で、基準信号に対する発振信号の位相差を任意に設定することもできる。
[0040] 図 7は、本発明の第 2の実施形態に係る発振装置 10の構成を示す。発振装置 10 は、図 1と同様に、フィルタ回路 100と、発振器 110と、分周器 115と、位相比較器 12 0と、基準信号発生器 125と、スィッチ回路 130と、電流安定化回路 140と、基準電 流源 155とを備える。以下、図 1との相違点を説明する。スィッチ回路 130は、位相比 較器 120により検出された位相差に基づいて、所定の放電電流（It)によりコンデンサ 105を放電させる力、、又は、所定の充電電流（Ic_It)によりコンデンサ 105を充電さ せるかを制御する。電流安定化回路 140は、チャージポンプ電流 (Ic)および位相制 御電流 (It)を、共に、基準電流（Iref)に基づいて定める。この結果、充電電流及び 放電電流のそれぞれは、基準電流（Iref)に基づいて定まる。これにより、温度ゃ電 源電圧が変動した場合であっても、充電電流及び放電電流が互いに異なる影響を 受けることを防ぎ、発振信号の位相差を安定させ、ジッタを小さくすることができる。
[0041] 図 8は、図 7における電流安定化回路 140の詳細な構成を示す。電流安定化回路
140は、図 2と同様に、チャージポンプ電流源 150と、位相制御電流源 160と、電流 調整回路 170とを有する。以下、図 2との相違点を説明する。チャージポンプ電流源 150は、所定のチャージポンプ（Ic)を流し、スィッチ回路 130によりコンデンサ 105に 接続された場合に、コンデンサ 105を充電する。具体的には、チャージポンプ電流源 150は、第 2の基準電位 (V + )に接続されたカレントミラー回路 158を有し、カレントミ ラー回路 158により、参照電流と実質的に比例するチャージポンプ電流（Ic)をスイツ チ回路 130に流す。
[0042] 位相制御電流源 160は、コンデンサ 105に接続され、所定の位相制御電流を放電 電流とし、その放電電流によりコンデンサ 105を放電する。具体的には、位相制御電 流源 160は、第 2の基準電位 (V+ )より低い第 1の基準電位 (V-)に接続されるカレ ントミラー回路 165を有し、カレントミラー回路 165は、基準電流（Iref)と実質的に比 例する参照電流（la)および位相制御電流 (It)を流す。
[0043] 電流調整回路 170は、位相制御電流変更回路 172と、チャージポンプ電流変更回 路 175とを有する。位相制御電流変更回路 172は、例えば DAコンバータ等により実 現され、基準電流 (Iref)に対する位相制御電流の比率を、指定された値に設定する ことにより、位相制御電流の大きさを変更する。チャージポンプ電流変更回路 175は 、例えば DAコンバータ等により実現され、参照電流（la)に対するチャージポンプ電 流 (Ic)の比率を、指定された値に設定する。この比率の設定により、基準信号と発振 信号との位相差の変動量に対する発振信号の周波数の変更量である応答特性を設 定すること力 Sできる。
[0044] 図 9は、本発明の第 3の実施形態に係る発振装置 10の構成を示す。図 10は、図 9 に示す発振装置 10において、各々の制御信号の波形を示す。発振装置 10は、積分 回路 900と、発振器 910と、分周器 915と、位相比較器 920と、基準信号発生器 925 と、制御回路 930と、電圧安定化回路 940とを有する。発振器 910、分周器 915、お よび基準信号発生器 925は、図 1で説明した発振器 110、分周器 115、および基準 信号発生器 125と略同一であるので説明を省略する。積分回路 900は、 2つの入力 電圧値の積分値に基づく制御信号を出力する。一例として、積分回路 900は、コン パレータの出力を入力側にフィードバックする回路により実現される。
[0045] 位相比較器 920は、発振信号と、予め定められた周波数の基準信号とを比較する 。そして、位相比較器 920は、発振信号及び基準信号の位相差に応じたパルス幅の 位相差信号を出力する。例えば、位相比較器 920は、基準信号に対して発振信号の 位相が遅れているときには、基準信号の立ち上がり時において、その遅れに応じた パルス幅の信号を端子 Uに出力する（図 10の V を参照。）。この場合、位相比較器 9
U
02は、端子 Dに信号を出力しない。ただし、位相比較器 920を実現する回路素子の 仕様によっては、基準信号の立ち上がり時に極めて小さいパルスが生じる場合もある
[0046] 制御回路 930は、発振信号と基準信号との位相差を、予め定められた基準位相差 に近づけるように、位相差信号に基づいて前記 2つの入力電圧値を制御する。具体 的には、制御回路 930は、位相比較器 920の端子 Uおよび端子 Dの各々の電圧値 に基づいて、電圧 ）および電圧 (V )を生成する。更に、制御回路 930は、予め
U D
定められた位相制御電圧 (Vc)を生成する。そして、制御回路 930は、位相制御電 圧 (Vc)および電圧 (V )を積分回路 900に対する一方の入力電圧値とし、電圧 (V
U D
)を他方の入力電圧値とする。電圧安定化回路 940は、 2つの入力電圧値を、共に、 予め定められた基準電圧 (Vref)に基づいて定める。
[0047] ここで、発振信号の周波数が安定的に推移する場合においては、発振器 910に入 力される制御信号の電圧が安定するのであるから、積分回路 900に入力される 2つ の電流の電流値は等しくなる。即ち、位相制御電圧 (Vc)により生じる電流（Ic)、電 圧 (V )により生じる電流（I )、および電圧 (V )により生じる電流 (I )の関係は、 Ic
U U D D
+ 1 =1 となる。この場合、 V =Vc+V となる。いま、電圧（Vc)力 電圧（V )の一
D u u D u 方のレベル電圧（Vh)および他方のレベル電圧（VI)を用いて、 Vc=Vl+ (Vh-Vl) /の関係にあるとする。
[0048] この場合、制御回路 930は、発振信号を基準信号に対して 4分の 1周期遅らせるこ とにより、積分回路 900に入力される電圧値が等しくなるように制御する。このように、 本実施形態によれば、位相制御電圧の大きさを適切に定めることによって、発振信 号の基準信号に対する基準位相差を定めることができる。そして、位相比較器 920 および制御回路 930は、発振信号の基準信号に対する位相差を、この基準位相差 に近づけるように制御することができる。
[0049] また、本実施形態においてループ帯域は、発振器 910の感度、ループフィルタの 利得、および、積分回路 900への入力電圧値の振幅の各要素に基づいて定められ る。例えば、入力電圧値の振幅を変更するには、図 9に示す基準電圧 (Vref)を変更 すればよい。このように、本実施形態においても、上述の他の実施形態と同様に、ル ープ帯域を任意の定めることができる。
[0050] なお、図 9に示す回路構成は一例であり、各種の変形例が考えられる。例えば、位 相制御電圧 (Vc)は、積分回路 900の何れの入力端子に印加されてもよい。また、積 分回路 900は、入力電圧値 (V )に代えて、基準電圧 (Vref)に基づいて定められる
U
所定の定電圧値を入力としてもよい。この場合であっても、位相比較器 920および制 御回路 930は、発振信号の基準信号に対する位相差を、所定の位相差に定めること ができる。
[0051] 以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実 施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または 改良をカ卩えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改 良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載 から明らかである。
図面の簡単な説明 [0052] [図 1]図 1は、本発明の第 1の実施形態に係る発振装置 10の構成を示す。
[図 2]図 2は、図 1における電流安定化回路 140の詳細な構成を示す（第 1例）。
[図 3]図 3は、図 2におけるチャージポンプ電流源 150の変形例を示す。
[図 4]図 4は、図 1における電流安定化回路 140の詳細な構成を示す（第 2例）。
[図 5]図 5は、図 1における電流安定化回路 140の詳細な構成を示す（第 3例）。
[図 6]図 6は、図 1における電流安定化回路 140の詳細な構成を示す（第 4例）。
[図 7]図 7は、本発明の第 2の実施形態に係る発振装置 10の構成を示す。
[図 8]図 8は、図 7における電流安定化回路 140の詳細な構成を示す。
[図 9]図 9は、本発明の第 3の実施形態に係る発振装置 10の構成を示す。
[図 10]図 10は、図 9に示す発振装置 10において、各々の制御信号の波形を示す。
[図 11]図 11は、従来のチャージポンプ型の PLL回路 60を示す。
[図 12]図 12は、 PLL回路 60において充電電流及びチャージポンプ電流が位相差に 与える影響を示す。
符号の説明
[0053] 10 発振装置
60 PLL回路
100 フィルタ回路
105 コンデンサ
108 フイノレタ
110 発振器
115 分周器
120 位相比較器
125 基準信号発生器
130 スィッチ回路
140 電流安定化回路
150 チャージポンプ電流源
155 基準電流源
158 カレントミラー回路 160 位相制御電流源
165 カレントミラー回路
170 電流調整回路
172 位相制御電流変更回路
175 チャージポンプ電流変更回路
180 基準電流変更回路
190 カレントミラー回路
195 カレントミラー回路
300 基準電圧源
310 チャージポンプ電流発生回路
320 位相制御電流発生回路
600 フィルタ回路
605 コンデンサ
608 フィルタ
610 発振
615 分周器
620 位相比較器
625 基準信号発生器
630 スィッチ回路
640 充電用電流源
650 チャージポンプ電流源
900 積分回路
910 振 ¾5=
915 分周器
920 位相比較器
925 基準信号発振器
930 制御回路
940 電圧安定化回路

Claims

請求の範囲
[1] コンデンサを有し、コンデンサに蓄積された電荷量に基づく制御信号を出力するフ ィルタ回路と、
前記制御信号に基づく周波数の発振信号を出力する発振器と、
前記発振信号と、予め定められた周波数の基準信号とを比較することにより前記発 振信号及び前記基準信号の位相差を検出する位相比較器と、
前記位相差に基づいて、所定の充電電流により前記コンデンサを充電させるか、又 は、所定の放電電流により前記コンデンサを放電させるかを制御するスィッチ回路と 前記充電電流及び前記放電電流のそれぞれを、予め定められた基準電流又は基 準電圧に基づいて定める電流安定化回路と
を備える発振装置。
[2] 前記電流安定化回路は、
前記コンデンサに接続され、所定の位相制御電流を前記充電電流として前記コン デンサに供給する位相制御電流源と、
所定のチャージポンプ電流を流し、前記スィッチ回路により前記コンデンサに接続 された場合に前記コンデンサを放電させるチャージポンプ電流源と
を有し、
前記位相制御電流および前記チャージポンプ電流の電流値を、前記基準電流又 は前記基準電圧に実質的に比例する電流値とする
請求項 1記載の発振装置。
[3] 前記チャージポンプ電流源は、第 1の基準電位に接続され、前記基準電流と実質 的に比例する前記チャージポンプ電流および参照電流を前記第 1の基準電位に流 し、
前記位相制御電流源は、前記第 1の基準電位より高い第 2の基準電位に接続され 、前記参照電流と実質的に比例する前記位相制御電流を前記第 2の基準電位から 前記コンデンサへ流す
請求項 2記載の発振装置。
[4] 前記電流安定化回路は、前記基準電流に対する前記位相制御電流源に供給され る前記参照電流の比率を、指定された値に設定することにより位相制御電流の大き さを変更する位相制御電流変更回路を更に有する請求項 3記載の発振装置。
[5] 前記チャージポンプ電流源は、第 1の基準電位に接続され、所定の参照電流と実 質的に比例する前記チャージポンプ電流を前記第 1の基準電位に流し、
前記位相制御電流源は、前記第 1の基準電位より高い第 2の基準電位に接続され 、前記基準電流と実質的に比例する前記参照電流および前記位相制御電流を、前 記第 2の基準電位から前記チャージポンプ電流源および前記コンデンサへ流す 請求項 2記載の発振装置。
[6] 前記チャージポンプ電流源は、前記基準電圧の大きさに比例した前記チャージポ ンプ電流及び参照電流を、前記第 1の基準電位に流し、
前記位相制御電流源は、前記第 1の基準電位より高い第 2の基準電位に接続され 、前記参照電流と実質的に比例する前記位相制御電流を前記第 2の基準電位から 前記コンデンサへ流す
請求項 2記載の発振装置。
[7] 前記電流安定化回路は、前記基準電流に対する前記チャージポンプ電流の比率 を指定された値に設定することにより、前記位相差の変動量に対する前記発振信号 の周波数の変更量である応答特性を設定する電流調整回路を更に有する請求項 2 記載の発振装置。
[8] 前記電流調整回路は、前記基準電流に対する前記チャージポンプ電流の比率を 変更する場合に、前記チャージポンプ電流と前記位相制御電流との比率を変更前の 比率のまま保持するように前記位相制御電流を変更する請求項 7記載の発振装置。
[9] 前記電流安定化回路は、前記基準電流の電流値を指定された値に設定することに より、前記位相差の変動に応答して前記発振信号の周波数を変更させる応答特性を 設定する電流調整回路を更に有する請求項 2記載の発振装置。
[10] 前記電流調整回路は、当該発振装置が発振信号の出力を開始してから経過した 時間がより短い場合に、当該時間がより長い場合と比較して、前記位相差の変動に 応答して周波数を変更させる応答速度をより速く設定する請求項 9記載の発振装置
[11] 前記チャージポンプ電流源は、前記基準電圧に対する前記チャージポンプ電流の 比率を指定された値に設定することにより、前記位相差の変動量に対する前記発振 信号の周波数の変更量である応答特性を更に設定する請求項 2記載の発振装置。
[12] 前記電流安定化回路は、
前記コンデンサに接続され、所定の位相制御電流を放電電流とし、当該放電電流 により前記コンデンサを放電する位相制御電流源と、
前記スィッチ回路により前記コンデンサに接続された場合に、所定のチャージボン プ電流を流すことにより前記コンデンサを充電するチャージポンプ電流源と
を有し、
前記位相制御電流および前記チャージポンプ電流の電流値を、前記基準電流又 は前記基準電圧に実質的に比例する電流値とする
請求項 1記載の発振装置。
[13] 2つの入力電圧値の積分値に基づく制御信号を出力する積分回路と、
前記制御信号に基づく周波数の発振信号を出力する発振器と、
前記発振信号と、予め定められた周波数の基準信号とを比較することにより前記発 振信号及び前記基準信号の位相差に応じたパルス幅の位相差信号を出力する位相 比較器と、
前記発振信号と前記基準信号との位相差を、予め定められた基準位相差に近づ けるように、前記位相差信号に基づいて前記 2つの入力電圧値を制御する制御回路 と、
2つの前記入力電圧値を、共に、予め定められた基準電圧に基づいて定める電圧 安定化回路と
を備える発振装置。
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