JPS61139265A

JPS61139265A - マルチ電源システム

Info

Publication number: JPS61139265A
Application number: JP25755484A
Authority: JP
Inventors: Takayasu Ito; 隆康伊藤; Hideo Nishijima; 英男西島; Isao Fukushima; 福島　勇夫
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1984-12-07
Filing date: 1984-12-07
Publication date: 1986-06-26

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、スイッチングレギュレータＴ［成り次マルチ
電源システムに関する。

〔発明の背景〕

従来のスイッチングレギュレータを用いた安定化電源回
路は、九とえば、特開昭５０一方０５４４号公報に記載
されている。この安定化電源回路は。

供給電源電圧をスイッチング手段によってスイッチング
し、このスイッチング手段からの電圧をコイルとコンデ
ンサからなる平滑回路で平滑して出力電圧を形成し、こ
の出力電圧を負荷の電源電圧とするものである。上記ス
イッチング手段は、上記出力電圧の検出回路で生ずるパ
ルスとスイッチング手段からのスイッチングされ次供給
電源電圧とによって上記コンデンサが充放電され、これ
Ｋよって生ずる傾斜した波形の電圧と基準電圧とを比較
し、この結果得られるスイッチングパルスによってオン
、オフ制御される。

かかる従来技術によると、供給電源電圧が変動すると、
上記コンデンサの充放電によって生ずる上記電圧の傾斜
角が変動し、これに伴なってこの電圧と基準電圧との比
較によって得られるスイッチングパルスの高レベル期間
と低レベル期間の比率が変化するから、スイッチング手
段のオン期間とオフ期間の比率も変化する。この場合、
供給電源電圧の変動量を相殺するように、スイッチング
手段のオン期間とオフ期間との比率が変動し、この結果
、供給電源電圧に変動があっても、負荷に供給するため
の上記平滑回路からの１圧が常Ｋ　一定に保たれる。

ところで、単一の供給電源電圧から複数個の負荷に対す
る電源電圧を発生するようにし次マルチ電源システムが
知られている。かかるマルチ電源システムの夫々の負荷
に対する電源電圧を生成する電源回路の夫々を、上記従
来技術のようなスイッチングレギュレータでもって構成
すると、電源回路間で相互に干渉し合う場合もあり、相
互に干渉し合った電源回路で生成される電源電圧に変動
が生じてしまう。

この点について説明すると、マルチ電源システムにおい
ては、全ての電源回路を共通の基板に形成するのが一般
的である。一方、電源回路を構成するスイッチングレギ
ュレータにおいては、上記スイッチング手段のオン、オ
フ時、スイッチングノイズが生ずる。このスイッチング
ノイズは上記平滑回路のコイルから他の電源回路の同じ
く平滑回路のコイルを介し、あるいは、基板に生ずる浮
遊容量を介して他の電源回路に入シ込んでしまうことに
なる。

スイッチングノイズの発生時点が大きく異なる電源回路
間では、相互に影響し合うことがないが、スイッチング
ノイズの発生時点がほとんど一致して出力電圧がｔｌと
んど一致する電源回路間では、入り込んだスイッチング
ノイズによってスイッチング手段のオン、オフ時点が変
動し、この結果、平滑回路から得られる電圧が変動する
。

そこで、たとえば、負荷に一定の電圧を供給する安定化
電源回路と負荷の変動に応じて変化する電圧をこの負荷
に供給する可変電源回路とからなるマルチ電源システム
（その−例として、ビデオテープレコーダの電源システ
ムがあル、信号処理回路に対する電源電圧とモータ駆動
回路の電源電圧を発生する。モータ駆動回路の電源電圧
は、低油、費電力化のために１　モータの負荷変動に応
じて変化させる）においては、負荷の変動に応じて可変
電源回路の出力電圧が変動し、この出力電圧が安定化電
源回路の出力電圧に近くなると、可変電源回路の出力電
圧の変動（すなわち、負荷変動）に応じて安定化１．源
回路の出力電圧か変動してしまうことになる。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、かかる問題点を解消、シ、スイッチン
グレギュレータ間での相互干渉を低減して該相互干渉に
よる該スイッチングレギュレータの出力変動を防止する
ことができるようにしたマルチ電源システムを提供する
にある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するために、本発明は、Ｍ個（但し、Ｍ
≧２）のスイッチングレギュレータをＮ群（但し、Ｎ５
Ｍ）に区分し、各群間で、該スイッチングレギュレータ
におけるスイッチング手段のスイッチング位相を異なら
せるようにした点に特徴がある。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を図面によって説明するＯ第１図
は本発明によるマルチ電源システムの一実施例金示すブ
ロック図であって、１は供給電源、２は安定化電源回路
、３は可変電源回路、４．５は三角波発振器、６．７は
比較器、８．９はスイッチング手段、１０．１１はダイ
オード、１２゜１３はコイル、１４．１５はコンデンサ
、１６．、。

１７は負荷、１８は出力電圧検出器、１９．２０は誤差
増幅器、２１．２２は基準電圧源である０第２図は第１
図の主要部分の出力波形を示すものであって、第１図の
対応する出力には同一符号をつけている。

この実施例は、夫々がスイッチングレギュレータを構成
する安定化電源回路２と可変電源回路５との２＠の電源
回路からなるものであって、夫々のスイッチング手段８
，９のスイッチング位相は互いに異なハ　し次がって、
Ｍ＝Ｎ＝２に相当する。安定化電源回路２は負荷１６に
安定した電源電圧を供給するものであり、ま友、可変電
源回路３は負荷１７の変動に応じて１源電圧を変えるも
のでおる。たとえは、この実施例をピテオテープレコー
ダの電源とした場合、負荷１６は信号処理回路系に相当
とし、また、負荷１７はシリンダモータやキャプスタシ
モータなどの駆動回路に相当する。

次に、この実施例の動作を説明する。

三角波発振器４かもの三角波すは比較器６Ｖｃ供給され
、誤差増幅器１９の出力Ｖ、と比較されて′Ｈ“（高レ
ベル）、“Ｌ”（低レベル）とレベルが変化する出力信
号ｄが得られる。この出力信号ｄはスイッチングパルス
としてスイッチング手段８に供給され、供給電源１から
供給される供給電源電圧ｖ１＋＋　１−スイッチングす
る。スイッチングパルスｄが“Ｈ”のときには、スイッ
チング手段８がオンし、供給電源電圧Ｖ１ｍがスイッチ
ング手段８、コイル１２とコンデンサ１４とからなる平
滑回路を介して負荷１６に供給される。スイッチングパ
ルスｄがＬ＃でスイッチング手段８がオフのときには、
スイッチング手段がオンしているときにコイル１２に蓄
えられたエネルギーがダイオード１０、コイル１２．負
荷１６からなる閉回路を介して放出し、負荷１６に電力
が供給される。このようにして、負荷１６に連続的に電
力が供給される。

このときの負荷１６に供給される出力電圧Ｖ。鶴は、ス
イッチングパルスｄの″″Ｈ’Ｈ’期間ｌｌ＋″′Ｌ＃
期間’ｋ　ＴＯＦＦとすると、となる。

この出力電圧Ｖｏｕ＊は出力電圧検出器１８によって検
出され、誤差増幅器１９で基準電圧源２１からの基準電
圧との誤差が検出される。この誤差に比例した誤差増幅
器１９の出力Ｖｂが制御信号として比較器６に供給され
る。

°このように動作する安定化電源回路２においては、供
給電源電圧ｖ１１１が変動すると、Ｔｅｌ、　ＴＯＦＦ
が一定ならば上記式（１）から出力電圧Ｖｏｗｓも変動
することＫなるが、実際にな、出力電圧ｖ０ｓ％が変動
しないよりに、供給電源電圧’／ｉｎの変動に伴なって
誤差増幅器１９の出力ｖｂが変動し、したがって、Ｔｏ
ｍ　＋　Ｔａｒｔ　　も変動する。

可変電源回路３の動作も安定化電源回路２の上記動作と
基本的には同じであるが、誤差増幅器２０の出力電圧隻
、したがって、スイッチング手段９をオン、オフ制御す
る比較器７の出力Ｃの′Ｈ”期間Ｔｏｗ　と″Ｌ′期間
’Ｉ’ｏｙｙの比率は、負荷１７に応じて変化するよう
にし、これＫよって出力電圧Ｖａｓｔを可変にしている
。

ここで、三角波発振器４，５ｔ−同一の発振器で構成す
ると、コイル１２．１３の磁束や安定化電源回路２と可
変電源回路３との共通基板上の浮遊容量などにより、安
定化電源回路２の出力電圧と可変電源回路５の出力とが
互いにほぼ一致したときに、互いのスイッチングノイズ
によって影響し合う。次とえば、可変電源回路５の負荷
１７をモータとすると、この可変電源回路３の出力電圧
が安定化電源回路２の出力電圧とほぼ等しくなると、モ
ータの負荷変動によって安定化電源回路２の出力電圧が
変動してしまうことになる。

そこで、この実施例では、安定化電源回路２に対する三
角波発生器４からの三角波すど可変電源回路３に対する
三角波発生器５からの三角波ａとの位相を互いに異なら
せることＫより、比較器６゜７の出力ｄ、　　ｅの位相
を異ならせてスイッチング手段８，９のスイッチング位
相を異ならせ、スイッチング手段８．９のオン、オフ切
替えに伴なうスイッチングノイズの発生時点を異ならせ
ている。

これＫよって安定化電源回路２と可変電源回路３との、
スイッチングノイズによる相互干渉が大幅に低減される
。ここで、三角波す、ａの位相差ｌは、安定化電源回路
２の出力電圧と可変電源回路３の出力電圧の安定点（例
えば、負荷１７をモータとし九ときのこのモータの定常
回転時）を考慮して設定される。

第５図は第１図の三角波発生器４，５の一具体例を示す
ブロック図であって、２５．２４は定電流源、２５は切
替スイッチ、２６はコンデンサ、２７μ’／Ｓミツトφ
トリガ回路、２８．２９はレベルシフト回路、３０はコ
ンデンサ、３１は高利得増幅器、５２は移相器、５３．
５４は出力端子であシ、第１図に対応する部分には同一
符号をつけている。

第４図は第５図のシュミット・トリ力回路の特性図、第
５図は同じく入出力信号の波形図である。

まず、第５図の三角波発生器５においては、切替スイッ
チ２５がＡ側に閉じているときには、定電流源２３から
の電流によってコンデンサ２６は充電され、切替スイッ
チ２５がＢ＠に閉じているときには、コンデンサ２６は
定電流源２４を介して放電される。したがって、コンデ
ンサ２６の充放電電流はいずれも一定の電流である。

シュミット・トリガ回路２７ＫＦｘｓ　コンデンサ２６
に生ずる電圧が入力電圧ｅとして供給されるが、その特
性は、第４図に示すように、ｌＪガ電圧をＶ、　、　Ｖ
、とし、Ｖ、　＜Ｖ、とすると、入力電圧ｅがトリガ電
圧ｖ１となると、出力電圧ｆは′Ｈ＃のｖ４となシ、入
力電圧ｅがトリガ電圧■となると、出力電圧ｆｔ！”Ｌ
”のＶＡとなる。但し、　ＶＢ＜Ｖａとする。

この出力電圧では切替スイッチ２５のスイッチングパル
スであル、切替スイッチ２５は、出力電圧ｆがｖ４で１
Ｈ＃にときにＡ側に閉じ、出力電圧ｆがＶ、で＠Ｌ″の
ときＫＢ＠に閉じる。

そこで、いま、シュミット・トリガ回路２７の出力電圧
ｆがｖ４で切替スイッチ２５がＡ側に閉じているとする
と、コンデンサ２６は充電されて入力電圧ｅは漸次上昇
する。そして、入力電圧ｅがトリガ電圧りに等しくなる
と、シュミット・トリガ回路２７の出力電圧ｆはＶＳと
なって＠ＬＩＩとなシ、切替スイッチ２５はＢ側に閉じ
る。このために１コンデンサ２６は放電を開始して入力
電圧ｅは漸次降下する。そして、この入力電圧ｅがトリ
ガ電圧ｖ１に等しくなると、出力電圧ｆはｖ４と′Ｈ”
となり、切替スイッチ２５はＡ側に閉じて再びコンデン
サ２６は充電を始める〇このようにして、シュミット・トリガ回路２７の出力電
圧でのレベル反転によシ、コンデンサ２６の充放電が切
替えられ、ま友、コンデンサ２６の充放電の切替えＫよ
ってシュミット・トリガ回路の出力電圧でのレベル反転
が行なわれる。この結果、三角波発生器５扛自励発振し
、コンデンサ２６には、連続的に三角波が生ずる。この
三角波が三角波ａ（第２図）として出力端子３３から比
較器７（第１図）に供給される。

次に、三角波発振器４においては、三角波発振器５で得
られる三角波ａが、バッフ７回路からなるレベルシフト
回路２８を介して高利得増幅器３１の正相人力に供給さ
れる。高利得増幅器３１の逆相入力には、この高利得増
幅器３１の出力によって充放電されるコンデンサ３０に
生ずる電圧をレベルシフト回路２９で処理し、さらに１
移相器３２で移相して得られる電圧が供給される。

高利得増幅器３１は２つの入力気圧が等しくなるような
電流を出力するが、この出力電流を三角波発生器５にお
ける定電流源２５．２４の電流と等しくシ、かつ、コン
デンサ３０の容量値を三角波発生器５におけるコンデン
サ２６の容量値と等しくすると、コンデンサ６０には、
その充放電によシ、三角波発振器５で得られる三角波ａ
と同一振幅、同一周波数で位相たけが異なる三角波が得
られる。この三角波は三角波ｂ（第２図）として比較器
６（第１図）に供給される。

次に、第３図に示した三角波発生器４．５の具体的な回
路例を第６図に示す。なお、第６図において、３５〜３
８は定電流源、３９〜４４はＰチャンネルのＭＯ３Ｆ’
ｌ’ｌ’、４５〜４８はＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ４
５．４９は基準電圧源、５０は抵抗、５１はコンデンサ
であシ、第３図に対応する部分には同一符号をつけてい
る０まず、三角波発生器５について説明するＯシュミット・
トリガ回路２７の出力電圧ｆがｖ４と′Ｈ＃で基準電圧
源４９０基準電圧よシも高いときには、電流源３５から
ＭＯ８Ｆ’ｌｉ！Ｔ３９を介してコンデンサ２６に電流
が流れ込み、コンデンサ２６では充電が行なわれる。先
に説明し九ように、シュミット・トリガ回路２７の出力
電圧ｆがＶ、と′″Ｌ’となって基準電圧源４９０基準
電圧よシも低くなると、定電流源３５からＭＯＳＦＥＴ
４０゜４６を介して電流が流れるが、ＭＯＳＦＥＴ４５
がＭＯＳＦＥＴ４６とカレント・ミラー回路を構成して
いるために、このＭＯ８ＦＰＸ’Ｉ’４５！：コンデン
サ２６とによる閉回路に、ＭＯ８ＦＢ’ｒ４６に流れる
電流と等しい電流が流れ、コンデンサ２６では放電が行
なわれる。

このコンデンサ２６の充放電によシ、先に説明したよう
に、シュミット・トリガ回路２７の出力電圧でのレベル
反転が行なわれ、を次、この出力電圧でのレベル反転に
よってコンデンサ２６の充放電の切替えか行なわれて三
角波発振器５は自励発振し、出力端子５５に連続し次三
角波ａが得られる。

次に、三角波発振器４について説明する。

三角波発振器５のコンデンサ２６に得られた三角波ａは
レベルシフト回路２８のＭＯ８ｇＦ’Ｔ４１のケートに
供給される。このレベルシフト回路２８は、定電流源５
６からの電流量を変化させるだけでシフト量を容易に変
化させることができる。

ＰチャンネルのＭＯ８ＦＦＩＴ４２のドレインとＮチャ
ンネルのＭＯ３ＦＥＴ４７のドレインとが接続され、ま
た、ＰチャンネルのＭＯ８ＦＥＴ４３のドレインとＮチ
ャンネルのＭＯ３Ｆ’ｌｉ！Ｔ４８のドレインとが接続
され、さらに、ＭＯ８Ｆ’Ｂ’ｌ’４７゜４８がカレン
ト・ミラー回路をなすようにして、高利得増幅器５１（
第３図）が構成されている。

この高利得増幅器のＭＯ８ＦＥＴ４２のケートにレベル
シフト回路２８のＭＯ３ＦＥＴ４１のンースが接続され
、レベルシフト回路２８の出力がこの高利得増幅器に供
給される。

ＭＯ３ＦＥＴ４３．４８の接続点に得られる高利得増幅
器の出力は、コンデンサ３０とレベルシフト回路２９０
Ｍ０８Ｆ！ｉ！Ｔ４４のケートに供給され、ＭＯ８ＦＩ
ｉ！Ｔ４４のンースに得られるレベルシフト回路２９の
出力は、移相器３２で移相された後、高利得増幅器のＭ
Ｏ３ＦＩｉ：’１’４３のゲートに供給される・移相器３２は、三角波発振器４の発振位相を所望量にす
るような抵抗５０とコンデンサ５１とからなる低域フィ
ルタとした。この移相器３２による位相シフト量θは次
式で与えられる。

１　＝　ｔａｎ−’ヱＦ。

かかる構成によシ、コンデンサ５０に接続された出力端
子６４に連続した三角波すが得られる。

ここで、定電流源５５．５７の電流値を互いに等しくシ
、かつ、コンデンサ２６．５０の容量値を互いに等しく
すると、三角波発振器４からは、三角波発振器５から得
られる三角波ａと同一振幅、同一周波数で所望の位相差
θだけ位相がずれた三角波すが得らｎる。

なお、この回路構成は、全てＭＯＳＦＥＴで実現される
ものであるから、定常的なゲート電流が不要であって消
費電力を低減でき、また、高周波まで対応できるし、さ
らに、各ＭＯ３Ｆ’ＥＴは対構成をなしているものであ
るから、温度による影響が小さいという優れた効果を奏
する。

第７図は第３図の他の具体的な回路例を示すものであっ
て、５２〜５５は定電流源、５６〜６１はＰＮＰ形のト
ランジスタ、６２〜６５はＮＰＮ形のトランジスタ、６
６．６７はダイオード、６８は基準電圧源であシ、第３
図に対応する部分には同一符号をつけている。

この具体例は、第６図に示した具体例におけるＰチャン
ネルのＭＯ８ＦＩ７５９〜４４を夫々ＰＮＰ形のトラン
ジスタ５６〜６１で置換し、ＮチャンネルのＭＯ８ＦＲ
１’ｌ’４５〜４８を夫々ＮＰＮ形のトランジスタ６２
〜６５で置換したものであ、って、両者の動作は基本的
には同じである〇すなわち、トランジスタ５７０ペース
に供給されるシュミット・トリガ回路２７の出力電圧ｆ
がトランジスタ５６のペースに供給される基準電圧源６
８の基準電圧よシも高いときに社、定電流源５２からト
ランジスタ５６を介してコンデンサ２６に電流が流れ込
み、コンデンサ２６は充電される。

また、シュミット・トリガ回路２７の出力電圧ｆが基準
電圧源５６０基準電圧よシも低いときには、定電流源５
２からトランジスタ５７．６５を介して電流が流れ、こ
れと同一値電流がトランジスタ６３とカレント・ミラー
回路ｔ−ｉ成するトランジスタ６２に流れ、コンデンサ
２６は放電する。

また、シュミット・　トリガ回路２７の出力電圧ｆはコ
ンデンサ２６の充放電によって生ずる電圧でレベル反転
するから、三角波発振器５は自励発振し、出力端子３３
に連続した三角波ａが得られる。

コンデンサ２６で生じた三角波ａは、三角波発生器４０
レベルシフト回路２８におけるトランジスタ６０のペー
スに供給される。

ＰＮＰ形のトランジスタ５８のコレクタとＮＰＮ形のト
ランジスタ６４のコレクタとが接続され、ＰＮＰ形のト
ランジスタ５９のコレクタとＮＰＮ形のトランジスタ６
５のコレクタとが接続され、さらに、トランジスタ６４
．６５がカレント・ミラー回路をなすことによシ、高利
得増幅器を構成している。この高利得増幅器におけるト
ランジスタ５８のベースにはレベルシフト回路２８の出
力が供給され、また、トランジスタ５９．６５の接続点
に得られる高利得増幅器の出力はコンデンサ３０とレベ
ルシフト回路２９（おけるトランジスタ６１のベースに
供給される。レベルシフト回路２９の出力は、第６図に
おける移相器３２と同様の構成の移相器３２で移相さ九
た後、高利得増幅器におけるトランジスＪ１５９のペー
スに供給される。

かかる構成によシ、コンデンサ６０に接続された出力端
子３４に連続し次三角波すが得られる。

ここで、定電流源５２．５４の電流値を等しく。

し、かつ、コンデンサ２６．５０の容量値を等しくする
ことにより、三角波発生器５で得らｎる三角波ａと同一
振幅、同一周波数で所望の位相差だけ位相がずｎ次三角
波すが得られる。

この回路構成においては、トランジスタでな、対をとっ
たときの特性が非常によく一致するし、まｆＣｌ　　こ
れらトランジスタは対構成をなしているから、温度によ
る影響が小さいという優れた効果を奏する。

以上、２個の電源回路について本発明の詳細な説明した
が、３以上の電源回路からなる場合についても同様であ
る。この場合、全ての電源回路における三角波の位相を
互いに異ならせる必要はなく、互いの相互干渉が少ない
電源回路については、三角波の位相を一致させることが
できる。すなわち、Ｍ個（但し、Ｍ≧２）の電源回路か
らなる場合、互いに相互干渉が少ない電源回路をまとめ
て群となし、Ｎ個（但し、Ｎ５Ｍ）の群の間で互いに三
角波の位相を異ならせればよい。これＫよって群内の電
源回路は共通の三角波を用いることができ、マルチ電源
システムの構成を簡略化できる。

なお、上記実施例では、安定化電源回路２に対する三角
波発振器４かもの三角波すを位相シフトしたが、可変電
源回路３に対する三角波発振器５からの三角波ａを位相
シフトするようにしてもよく、また、三角波発振器４．
５の代υに他の弛張発振器を用いてもよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、共通の供給電源
電圧をスイッチングするようにし友スイッチングレギュ
レータからなる複数のｔ源回路間の、スイッチングノイ
ズによる和瓦の影響を低減し、各電源回路からかかるス
イッチングノイズによって変動され々い出力電圧が得ら
れるという優れ次効果を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるマルチ電源システムの一実施例を
示すブロック図、第２図は第１図の要部の出力を示す波
形図、第３図は第１図の三角波発振器の一具体例を示す
ブロック図、第４図は第３図のシュミット・トリガ回路
の特性図、第５図は第３図のシーミツト・トリガ回路の
入出力を示す波形図、第６図は第３図の回路構成の一具
体例を示す回路図、第７図は第３図の回路構成の他の具
体例を示す回路図である。１・・・供給電源、２・・・安定化を源回路、３・・・
可変電源回路、４．５・・・三角波発振器、６．７・・
・比較器、８，９・・・ス４ツチング手段、１０．１１
・・・ダイオード、１２．１３・・・コイル、１４．１
５・・・コンデンサ、１６．１７・・・負荷、１８・・
・出力電圧検出器、１９．２０・・・誤差増幅器、　　
２１．　２２・・・基準電圧源。

Claims

【特許請求の範囲】

供給電源電圧を共通にしたＭ個（但し、Ｍ≧２）の電源
回路からなり、該電源回路は、夫々、弛張発振器と、該
弛張発振器の出力を一方の入力とする比較手段と、該比
較手段の出力によって該供給電源電圧をスイッチングす
るスイッチング手段と、該スイッチング手段の出力を平
滑して負荷の電源電圧を形成する平滑手段と、該平滑手
段の出力に比例し前記比較手段の他方の入力となる制御
信号を出力する制御信号発生手段とからなるスイッチン
グレギュレータであって、前記電源回路をＮ群（但し、
Ｎ≦Ｍ）に区分し、各群間で前記弛張発振器の出力の位
相を異ならせたことを特徴とするマルチ電源システム。