WO2020213404A1 - 電力変換器 - Google Patents

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WO2020213404A1
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electrode side
lower arm
negative electrode
terminal
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彰 徳舛
庸佑 渡邉
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株式会社デンソー
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Definitions

  • This disclosure relates to power converters.
  • Patent Document 1 As a power converter, for example, as seen in Patent Document 1, an inverter having an upper and lower arm switches corresponding to each phase is known.
  • the lower arm switch of each phase constituting the power converter has a first terminal, a second terminal, and a gate.
  • the lower arm switch is turned on to allow current to flow between the first terminal and the second terminal when the potential difference (gate voltage) of the gate with respect to the second terminal becomes equal to or higher than the threshold voltage, and the gate voltage is the threshold voltage. When it becomes less than, it is in an off state that blocks the flow of current from the first terminal to the second terminal.
  • the gate voltage can be equal to or higher than the threshold voltage by supplying an electric charge to the gate through, for example, the parasitic capacitance of the lower arm switch.
  • self-turn-on occurs, which is a phenomenon in which the lower arm switch is erroneously switched to the on state even though the lower arm switch is desired to be kept in the off state.
  • the main purpose of this disclosure is to provide a power converter that can simplify the configuration.
  • the present disclosure relates to power converters equipped with upper and lower arm switches corresponding to each phase.
  • the lower arm switch of each phase has a first terminal, a second terminal, and a gate, and when the potential difference of the gate with respect to the second terminal becomes equal to or more than a threshold voltage, the lower arm switch is between the first terminal and the second terminal. It is turned on to allow the flow of current, and when the potential difference becomes less than the threshold voltage, it is turned off to prevent the flow of current from the first terminal to the second terminal.
  • a voltage generation circuit in which the positive electrode side is connected to the second terminal of the lower arm switch of only one of the lower arm switches of each phase.
  • the negative electrode side path which is an electric path connected to the negative electrode side of the voltage generation circuit, Of the lower arm switches of each phase, a capacitor in which the first end side is connected to the second terminal of the remaining lower arm switch to which the voltage generation circuit is not connected and the second end side is connected to the negative electrode side path.
  • a voltage generation circuit is provided for the lower arm switch of only one of the lower arm switches of each phase. Therefore, the configuration of the power converter can be simplified as compared with the configuration in which the voltage generation circuit is individually provided for the lower arm switch of each phase.
  • the negative electrode side path is connected to the negative electrode side of the voltage generation circuit. Therefore, among the lower arm switches of each phase, the negative gate side path and the remaining lower arm switch are configured to supply a negative gate voltage to the gate of the remaining lower arm switch to which the voltage generation circuit is not connected. This can be realized by a capacitor that connects the second terminal of the above and the path on the negative electrode side.
  • the gate of the lower arm switch of each phase is provided by a simple configuration such as a voltage generation circuit provided for the lower arm switch of only one phase, a capacitor as a passive element, and a negative electrode side path. Can be supplied with a negative gate voltage.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of the control system according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing the drive ICs of the upper and lower arms and their peripheral configurations.
  • FIG. 3 is a diagram showing the drive ICs of the upper and lower arms and their peripheral configurations according to the comparative example.
  • FIG. 4 is a diagram showing the drive IC of the lower arm and its peripheral configuration according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing a drive IC of the lower arm and its peripheral configuration according to the third embodiment.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a procedure for determining an abnormality in the capacitor voltage.
  • FIG. 7 is a diagram showing the drive IC of the lower arm and its peripheral configuration according to the fourth embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing the drive IC of the lower arm and its peripheral configuration according to the fifth embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing an equivalent circuit of a negative voltage power supply, a negative electrode side inductor, and their peripheral configurations.
  • FIG. 10 is a diagram showing the drive IC of the lower arm and its peripheral configuration according to the sixth embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram showing the drive IC of the lower arm and its peripheral configuration according to the seventh embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing the drive IC of the lower arm and its peripheral configuration according to the eighth embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing an arrangement mode of a negative voltage power supply on a circuit board.
  • FIG. 14 is a diagram showing the drive IC of the lower arm and its peripheral configuration according to the ninth embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram showing an arrangement mode of a negative voltage power supply on a circuit board.
  • FIG. 16 is a diagram showing the drive ICs of the upper and lower arms and their peripheral configurations according to other embodiments.
  • the control system includes a DC power supply 10, a DCDC converter 20 and an inverter 30 as power converters, a rotary electric machine 40, and a control device 50.
  • the DC power supply 10 is, for example, a storage battery having a terminal voltage of 100 V or more.
  • the DC power supply 10 is, for example, a secondary battery such as a lithium ion storage battery or a nickel hydrogen storage battery.
  • the rotary electric machine 40 is, for example, an in-vehicle main engine. In this embodiment, a three-phase rotary electric machine 40 is used.
  • the rotary electric machine 40 includes a U-phase winding 41U, a V-phase winding 41V, and a W-phase winding 41W.
  • As the rotary electric machine 40 for example, a permanent magnet synchronous machine can be used.
  • the DCDC converter 20 includes a capacitor 21, a reactor 22, an upper arm boost switch Scp, and a lower arm boost switch Scn.
  • each step-up switch Scp, Scn is an N-channel MOSFET as a SiC device.
  • a body diode is formed in each step-up switch Scp and Scn.
  • the DCDC converter 20 has a function of boosting and outputting the output voltage of the DC power supply 10 by driving the step-up switches Scpp and Scn.
  • the upper arm boost switch Scp and the lower arm boost switch Scn are modularized to form a boost module MC.
  • the booster module MC has a flat rectangular parallelepiped shape, and includes a drain terminal TD, a source terminal TS, and a connection terminal TA.
  • the drain of the upper arm boost switch Scp (corresponding to the first terminal) is connected to the drain terminal TD
  • the source of the lower arm boost switch Scn (corresponding to the second terminal) is connected to the source terminal TS.
  • the source of the upper arm boost switch Scp and the drain of the lower arm boost switch Scn are connected to the connection terminal TA.
  • the first end of the reactor 22 is connected to the connection terminal TA of the booster module MC.
  • a positive electrode terminal of the DC power supply 10 is connected to the second end of the reactor 22.
  • a positive electrode side conductive member 23p is connected to the drain terminal TD of the booster module MC.
  • a negative electrode side conductive member 23n is connected to the source terminal TS of the booster module MC.
  • the negative electrode terminal of the DC power supply 10 is connected to the negative electrode side conductive member 23n.
  • the inverter 30 includes U-phase upper and lower arm switches SUp, SUn, V-phase upper and lower arm switches SVp, SVn and W-phase upper and lower arm switches SWp and SWn.
  • each switch SUp, Sun, SVp, SVn, SWp, SWn is an N-channel MOSFET as a SiC device.
  • Body diodes are formed in each switch SUp, SUn, SVp, SVn, SWp, and SWn.
  • the U-phase upper and lower arm switches SUP and SUn are modularized to form a U-phase module MU.
  • the V-phase upper and lower arm switches SVp and SVn are modularized to form a V-phase module MV.
  • the W-phase upper and lower arm switches SWp and SWn are modularized to form a W-phase module MW.
  • each phase module MU, MV, and MU has the same configuration as the booster module MC. Therefore, detailed description of each phase module MU, MV, MU will be omitted.
  • each module MC, MU, MV, MW the drain terminal is indicated by a common reference numeral TD for convenience, but in reality, each module MC, MU, MV, MW is provided with an individual drain terminal. There is. The same applies to the source terminal TS and the connection terminal TA.
  • a positive electrode side conductive member 23p is connected to the drain terminal TD of each phase module MU, MV, MW, and a negative electrode side conductive member 23n is connected to the source terminal TS of each phase module MU, MV, MU.
  • Each of the conductive members 23p and 23n has a long shape, and in this embodiment, it is composed of a bus bar.
  • the source terminal TS of the U-phase module MU, the source terminal TS of the V-phase module MV, the source terminal TS of the W-phase module MW, and the source terminal TS of the booster module MC are connected to the negative electrode side conductive member 23n in this order from one end side. Has been done.
  • the drain terminal TD of the U-phase module MU, the drain terminal TD of the V-phase module MV, the drain terminal TD of the W-phase module MW, and the drain terminal TD of the booster module MC are connected to the positive electrode side conductive member 23p in this order from one end side. Has been done.
  • the first end of the U-phase winding 41U is connected to the connection terminal TA of the U-phase module MU.
  • the first end of the V-phase winding 41V is connected to the connection terminal TA of the V-phase module MV.
  • the first end of the W-phase winding 41W is connected to the connection terminal TA of the W-phase module MU.
  • the second ends of the phase windings 41U, 41V, 41W are connected at a neutral point.
  • the control device 50 drives the DCDC converter 20 and the inverter 30 in order to control the control amount of the rotary electric machine 40 to the command value thereof.
  • the control amount is, for example, torque.
  • the control device 50 sends the drive signals of the step-up switches Scp and Scn to the drive ICs individually provided for the step-up switches Scp and Scp. Output.
  • the control device 50 outputs drive signals of the switches SUP to SWn to drive ICs individually provided for the switches SUP to SWn in order to drive the switches SUP to SWn of the inverter 30 on and off.
  • the control device 50 generates a drive signal corresponding to each drive IC by, for example, PWM processing based on a magnitude comparison between a three-phase command voltage whose phase is 120 ° out of phase with each other due to an electric angle and a carrier signal such as a triangular wave.
  • the drive signal takes either an on command instructing the on drive of the switch or an off command instructing the off drive.
  • the drive signal on the upper arm side and the drive signal on the corresponding lower arm side are alternately turned on commands. Therefore, in each phase, the upper arm switch and the lower arm switch are alternately turned on.
  • the function provided by the control device 50 can be provided, for example, by software recorded in a physical memory device, a computer that executes the software, hardware, or a combination thereof.
  • the inverter 30 will be further described with reference to FIG. First, the upper arm of the inverter 30 will be described.
  • Drive ICs 60U, 60V, 60W are individually provided for the U, V, and W phase upper arm switches SUP, SVp, and SWp. Power is supplied to each of the drive ICs 60U, 60V, and 60W from an individually provided insulated power source.
  • the anode of the diode 62U is connected to the first end of the secondary coil 61U of the transformer constituting the insulated power supply.
  • the first end of the smoothing capacitor 63U and the power supply terminal of the drive IC 60U are connected to the cathode of the diode 62U.
  • the second end of the smoothing capacitor 63U and the ground terminal of the drive IC 60U are connected to the second end of the secondary coil 61U.
  • the positive electrode terminal of the negative voltage power supply 64U and the first end of the capacitor 65U are connected to the source of the U phase upper arm switch SUP.
  • the ground terminal of the drive IC 60U is connected to the negative electrode terminal of the negative voltage power supply 64U and the second end of the capacitor 65U.
  • the power supply voltage VP power supply voltage VP which is the voltage of the secondary coil 61U is applied to the gate of the U phase upper arm switch SUP. For example, 20V) is supplied.
  • the gate voltage of the U-phase upper arm switch SUP becomes equal to or higher than the threshold voltage Vth, and the U-phase upper arm switch SUP is switched to the ON state.
  • the drive IC 60U determines that the drive signal is an off command, the drive IC 60U supplies "VP-VN" to the gate of the U-phase upper arm switch SUP.
  • VN is a value lower than the power supply voltage VP (for example, 4V), and is a target value of the output voltage of the negative voltage power supply 64U.
  • a drive IC 60V, a secondary coil 61V constituting an isolated power supply, a diode 62V, a smoothing capacitor 63V, a negative voltage power supply 64V, and a capacitor 65V are provided.
  • a drive IC 60W, a secondary coil 61W constituting an isolated power supply, a diode 62W, a smoothing capacitor 63W, a negative voltage power supply 64W, and a capacitor 65W are provided.
  • the configurations of the V and W phases are the same as those of the U phase, detailed description thereof will be omitted.
  • Drive ICs 70U, 70V, 70W are individually provided for the U, V, and W phase lower arm switches SUn, SVn, and SWn. Power is supplied to each drive IC 70U, 70V, 70W from a common insulated power source. Specifically, the anode of the diode 72 is connected to the first end of the secondary coil 71 of the transformer constituting the insulated power supply. A positive electrode side path 80p is connected to the cathode of the diode 72. A negative electrode side path 80n is connected to the second end of the secondary coil 71.
  • the first end of the U phase smoothing capacitor 63U and the power supply terminal of the U phase drive IC 70U are connected to the positive electrode side path 80p.
  • the second end of the U-phase smoothing capacitor 73U and the ground terminal of the U-phase drive IC 70U are connected to the negative electrode side path 80n.
  • the positive electrode terminal of the negative voltage power supply 74 as a voltage generation circuit and the first end of the U-phase capacitor 75U are connected to the source of the U-phase lower arm switch SUn.
  • a negative electrode side path 80n is connected to the negative electrode terminal of the negative voltage power supply 74 and the second end of the U-phase capacitor 75U.
  • the first end of the V phase smoothing capacitor 63V and the power supply terminal of the V phase drive IC 70V are connected to the positive electrode side path 80p.
  • the second end of the V-phase smoothing capacitor 73V and the ground terminal of the V-phase drive IC 70V are connected to the negative electrode side path 80n.
  • the negative voltage power supply is not connected to the source of the V-phase lower arm switch SVn, but the first end of the V-phase capacitor 75V is connected.
  • a negative electrode side path 80n is connected to the second end of the V-phase capacitor 75V.
  • the first end of the W phase smoothing capacitor 63W and the power supply terminal of the W phase drive IC 70W are connected to the positive electrode side path 80p.
  • the second end of the W-phase smoothing capacitor 73W and the ground terminal of the W-phase drive IC 70W are connected to the negative electrode side path 80n.
  • the negative voltage power supply is not connected to the source of the W phase lower arm switch SWn, but the first end of the W phase capacitor 75W is connected.
  • a negative electrode side path 80n is connected to the second end of the W-phase capacitor 75W.
  • power is supplied from the common secondary coil 71 to the power supply terminals of the drive ICs 70U, 70V, and 70W. Therefore, in each phase, it is possible to reduce the variation in the voltage supplied to the gate when the lower arm switch is driven on.
  • the positive electrode side path 80p and the negative electrode side path 80n are formed as wiring patterns on the circuit board included in the inverter 30.
  • Each drive IC 60U, 60V, 60W, 70U, 70V, 70W, each smoothing capacitor 63U, 63V, 63W, 73U, 73V, 73W, each negative voltage power supply 64U, 64V, 64W, 74, and each capacitor 65U, 65V, 65W, 75U, 75V and 75W are provided on the circuit board.
  • the negative voltage power supply 74 is provided only for the U-phase lower arm switch Sun among the U, V, and W phase lower arm switches SUn, SVn, and SWn. Therefore, the configuration of the inverter 30 can be simplified as compared with the configuration in which a negative voltage power supply is individually provided for each of the U, V, and W phase lower arm switches SUn, SVn, and SWn.
  • the negative electrode side path 80n is connected to the negative electrode terminal of the negative voltage power supply 74. Therefore, the negative voltage power supply 74 and the negative electrode side path 80n are configured to supply the negative gate voltage "-VN" to the gates of the V and W phase lower arm switches SVn and SWn to which the negative voltage power supply 74 is not connected. It can be realized by a simple configuration such as V and W phase capacitors 75V and 75W.
  • the current wraparound occurs because a common insulated power supply is used as the power supply for each phase.
  • the output voltage of the V-phase negative voltage power supply 74V is lower than the output voltage of the U and W phase negative voltage power supplies 74U and 74W, so that the current wraparound as shown by the broken line arrow in the figure occurs. An example of doing this is shown. In this case, the load of the U, W phase negative voltage power supplies 74U, 74W becomes higher than the load assumed at the time of design.
  • the U, W phase negative voltage power supplies 74U, 74W may be overheated, and the reliability of the U, W phase negative voltage power supplies 74U, 74W may decrease.
  • the negative voltage power supply 74 is provided only in the U phase as a configuration for supplying the negative voltage, and only the capacitors 75V and 75W, which are passive elements, are provided in the V and W phases. It is provided. Therefore, the occurrence of the above problem described in the comparative example can be prevented.
  • FIG. 4 a negative voltage power supply 74 is built in the U-phase drive IC 70U.
  • FIG. 4 the same components as those shown in FIG. 2 above are designated by the same reference numerals for convenience. Further, FIG. 4 shows only the configuration of the lower arm among the upper and lower arms.
  • FIG. 5 shows the configuration of the lower arm of the inverter 30.
  • the same components as those shown in FIG. 4 above are designated by the same reference numerals for convenience.
  • the output voltage of the negative voltage power supply 74 may deviate significantly from the target voltage VN.
  • the voltages of the V and W phase capacitors 75V and 75W also deviate significantly from the target voltage VN, and there is a concern that the occurrence of self-turn-on cannot be properly suppressed. Therefore, the V and W phase drive ICs 70V and 70W have a function of monitoring the voltage of the V and W phase capacitors 75V and 75W, and based on the monitoring result, the voltage of the V and W phase capacitors 75V and 75W is the target voltage VN. Determine if there is any abnormality that deviates from the deviation.
  • FIG. 6 shows a flowchart of the abnormality determination process executed by the V-phase drive IC 70V.
  • step S10 the voltage VVD of the V-phase capacitor 75V is detected.
  • step S11 it is determined whether or not the detected voltage VVD is included in a predetermined range (VN- ⁇ to VN + ⁇ ) including the target voltage VN.
  • step S11 When it is determined in step S11 that the detected voltage VVD is included in the predetermined range, it is determined that the voltage of the V-phase capacitor 75V is normal.
  • step S11 determines whether or not the detected voltage VVD is out of the predetermined range. If it is determined in step S11 that the detected voltage VVD is out of the predetermined range, the process proceeds to step S13, and whether or not the detected voltage VVD is below the lower limit value “VN- ⁇ ” (for example, 3V) in the predetermined range. Is determined. If it is determined in step S13 that the detected voltage VVD is below the lower limit value "VN- ⁇ ", the process proceeds to step S14, and a low voltage abnormality occurs in which the voltage of the V-phase capacitor 75V becomes lower than the target voltage VN. Judge that there is.
  • VN- ⁇ for example, 3V
  • an instruction to raise the target voltage VN of the negative voltage power supply 74 may be transmitted to the U-phase drive IC 70U.
  • the amount of increase in the target voltage VN may be set to, for example, "VN-VVD".
  • the voltage of the V-phase capacitor 75V can be brought close to the target voltage VN.
  • step S13 If a negative determination is made in step S13, it is determined that the detection voltage VVD exceeds the upper limit value "VN + ⁇ " (for example, 5V) in the predetermined range, and the process proceeds to step S15.
  • step S15 it is determined that a high voltage abnormality has occurred in which the voltage of the V-phase capacitor 75V becomes higher than the target voltage VN.
  • an instruction to lower the target voltage VN of the negative voltage power supply 74 may be transmitted to the U-phase drive IC 70U.
  • the amount of decrease in the target voltage VN may be set to, for example, "VVD-VN".
  • VVD-VN the amount of decrease in the target voltage VN
  • the voltage of the V-phase capacitor 75V can be brought close to the target voltage VN.
  • the U-phase drive IC70U having a built-in negative voltage power supply 74 is detected by the V-phase drive IC70V that does not have a built-in negative voltage power supply 74.
  • the voltage of the V-phase capacitor 75V or the voltage of the W-phase capacitor 75W detected by the W-phase drive IC 70W that does not have a built-in negative voltage power supply 74 is acquired, and the acquired voltage is fed back to the target voltage VN. 74 may be operated.
  • V-phase drive IC 70V determines that the detected voltage VVD is lower than "VN- ⁇ " and close to 0, it may be determined that a short-circuit failure of the V-phase capacitor 75V has occurred.
  • FIG. 7 shows only the configuration of the lower arm among the upper and lower arms.
  • the secondary side coil 71 shown in FIG. 2 above is referred to as a first secondary side coil 71A
  • the diode 72 is referred to as a first diode 72A.
  • the first end of the U-phase capacitor 75U and the source of the U-phase lower arm switch Sun are connected to the first end (positive electrode side) of the second secondary coil 71B constituting the insulated power supply.
  • a negative electrode side path 80n is connected to the second end (negative electrode side) of the second secondary coil 71B and the second end of the first secondary coil 71A.
  • a second diode 72B is provided between the second end of the second secondary side coil 71B and the ground terminal of the U-phase drive IC 70U.
  • the second end of the U-phase capacitor 75U is connected to the cathode of the second diode 72B.
  • the second secondary coil 71B and the second diode 72B form a voltage generation circuit.
  • the insulated power supply is configured so that the polarity on the second end side of the first secondary coil 71A and the polarity on the first end side of the second secondary coil 71B are the same. There is. Further, the output voltage VN (for example, 4V) of the second secondary coil 71B is lower than the output voltage (power supply voltage VP) of the first secondary coil 71A. The "-VN" generated by the second secondary coil 71B becomes the negative voltage supplied to the gate.
  • VN for example, 4V
  • a negative voltage power supply can be realized with a simple configuration.
  • FIG. 8 shows only the configuration of the lower arm among the upper and lower arms.
  • a first negative electrode side inductor 91 is provided between the connection point (PX) with the negative voltage power supply 74 and the connection point with the V-phase smoothing capacitor 73V in the negative electrode side path 80n.
  • a second negative electrode side inductor 92 is provided between the connection point with the V-phase smoothing capacitor 73V and the connection point with the W-phase smoothing capacitor 73W in the negative electrode side path 80n.
  • FIG. 9 shows an equivalent circuit of a closed circuit including the negative voltage power supply 74, PA, the negative electrode side conductive member 23n, PB, the V phase capacitor 75V, the negative electrode side path 80n, and PX of FIG.
  • 90 indicates an inductance component of the negative electrode side conductive member 23n.
  • VL indicates a counter electromotive voltage generated in the negative electrode side conductive member 23n when the current I from the winding of the rotary electric machine 40 flows through the negative electrode side conductive member 23n.
  • the output voltage of the negative voltage power supply 74 is controlled to the target voltage VN with reference to the potential of the PX.
  • a counter electromotive voltage VL is generated in the negative electrode side conductive member 23n.
  • the above-mentioned wraparound current can be reduced.
  • a first positive electrode side inductor 101 is provided between the connection point with the power supply terminal of the U-phase drive IC 70U and the connection point with the V-phase smoothing capacitor 73V in the positive electrode side path 80p.
  • a second positive electrode side inductor 102 is provided between the connection point with the V-phase smoothing capacitor 73V and the connection point with the W-phase smoothing capacitor 73W in the positive electrode side path 80p.
  • the voltage of the V-phase smoothing capacitor 73V can be stabilized. As a result, it is possible to suppress a decrease in the gate voltage when the U-phase lower arm switch Sun is turned on, and suppress an increase in switching loss. Further, according to the second positive electrode side inductor 102, the voltage of the W phase smoothing capacitor 73W can be stabilized. As a result, it is possible to suppress an increase in switching loss when the W phase lower arm switch SWn is turned on.
  • the seventh embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the fifth and sixth embodiments.
  • the inductor of the negative electrode side path 80n and the inductor of the positive electrode side path 80p are configured as one component (common inductor).
  • the same configurations as those shown in FIGS. 8 and 10 are designated by the same reference numerals for convenience.
  • the set of the first negative electrode side inductor 111 and the first positive electrode side inductor 112 are magnetically coupled to form the first common inductor 110.
  • the polarity of the second end side of the V-phase smoothing capacitor 73V on both ends of the first negative electrode side inductor 111 and the polarity of the first end side of the secondary coil 71 on both ends of the first positive electrode side inductor 112 are the same.
  • the first common inductor 110 is configured so as to be.
  • a set of the second negative electrode side inductor 121 and the second positive electrode side inductor 122 are magnetically coupled to form a second common inductor 120.
  • the polarity on the second end side of the W-phase smoothing capacitor 73W on both ends of the second negative electrode side inductor 121 and the polarity on the power supply terminal side of the V-phase drive IC 70V on both ends of the second positive electrode side inductor 122 are the same.
  • the second common inductor 120 is configured.
  • the number of parts of the inverter 30 can be reduced.
  • the amount of voltage drop generated in the first positive electrode side inductor 112 is reduced when a current is supplied to the V-phase smoothing capacitor 73V from the first end side of the secondary side coil 71. it can. As a result, the current can be accurately supplied from the first end side of the secondary coil 71 to the V-phase smoothing capacitor 73V, and the decrease in the gate voltage when the V-phase lower arm switch SVn is switched to the ON state can be suppressed.
  • the amount of voltage drop generated in the second positive electrode side inductor 122 is reduced when a current is supplied to the W phase smoothing capacitor 73W from the first end side of the secondary side coil 71. it can. As a result, it is possible to suppress a decrease in the gate voltage when the W phase lower arm switch SWn is switched to the ON state.
  • FIG. 12 shows only the configuration of the lower arm among the upper and lower arms.
  • FIG. 13A shows a front view of the board surface of the circuit board of the inverter 30.
  • the circuit board is provided with U, V, W phase connection portions TUn, TVn, TWn to which the gates of the U, V, W phase lower arm switches SUn, SVn, SWn are connected.
  • the connection portions TUn, TVn, and TWn are provided on the circuit board so as to be arranged in a row.
  • U, V, W phase drive ICs 70U, 70V, 70W are provided in a row in the vicinity of the U, V, W phase connection portions TUn, TVn, and TWn in the circuit board.
  • the circuit board is also provided with a transformer 140 having a secondary coil 71.
  • a negative voltage power supply 74 is provided between the V-phase connection portion TVn and the W-phase connection portion TWn in the circuit board.
  • a drive IC 70c, a smoothing capacitor 73c, and a capacitor 75c are provided as a configuration corresponding to the lower arm boost switch Scn.
  • FIG. 15A shows a front view of the board surface of the circuit board of the inverter 30.
  • the same components as those shown in FIG. 13 above are designated by the same reference numerals for convenience.
  • the circuit board is provided with a boost connection portion Tcn to which the gate of the lower arm boost switch Scn is connected.
  • a drive IC 70c for driving the lower arm boost switch Scn is provided near the boost connection portion Tcn.
  • a negative voltage power supply 74 is provided between the V-phase connection portion TVn and the W-phase connection portion TWn in the circuit board.
  • each phase not only one module is configured by combining the upper and lower arm switches, but one module may be configured by each of the upper and lower arm switches.
  • each capacitor 66U, 66V, 66W, 76U, 76V, 76W may be provided for gate charge supply when the switch is switched to the on state. This is a configuration adopted because each capacitor 63U, 63V, 63W, 73U, 73V, 73W is far from the gate of each switch SUP, SVp, SWp, SUn, SVn, SWn. Note that, in FIG. 16, the same components as those shown in FIG. 2 above are designated by the same reference numerals for convenience. In addition, the charge supply path from the capacitor 76U to the gate is indicated by a broken line arrow near the U-phase lower arm switch Sun.

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Abstract

電力変換器（２０，３０）は、各相に対応する上，下アームスイッチ（ＳＵｐ～Ｓｃｎ）を備えている。各相の前記下アームスイッチ（ＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎ，Ｓｃｎ）は、第１端子、第２端子及びゲートを有している。電力変換器は、各相の下アームスイッチのうち、いずれか１相のみの下アームスイッチ（ＳＵｎ，ＳＶｎ）の第２端子に正極側が接続された電圧生成回路（７４，７１Ｂ，７２Ｂ）と、電圧生成回路の負極側に接続された電気経路である負極側経路（８０ｎ）と、各相の下アームスイッチのうち、電圧生成回路が接続されていない残りの下アームスイッチ（ＳＶｎ，ＳＷｎ，Ｓｃｎ）の第２端子に第１端側が接続され、第２端側が負極側経路に接続されたコンデンサ（７５Ｖ，７５Ｗ，７５ｃ）とを備えている。

Description

電力変換器 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１９年４月１６日に出願された日本出願番号２０１９－０７７９３６号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、電力変換器に関する。
　電力変換器としては、例えば特許文献１に見られるように、各相に対応する上，下アームスイッチを備えるインバータが知られている。
特開２００８－６１２９０号公報
　電力変換器を構成する各相の下アームスイッチは、第１端子、第２端子及びゲートを有している。下アームスイッチは、第２端子に対するゲートの電位差（ゲート電圧）が閾値電圧以上になることにより第１端子及び第２端子の間の電流の流通を許容するオン状態とされ、ゲート電圧が閾値電圧未満になることにより第１端子から第２端子への電流の流通を阻止するオフ状態とされる。
　ここで、下アームスイッチがオフ状態とされている場合において、例えば下アームスイッチの寄生容量を介してゲートに電荷が供給されることにより、ゲート電圧が閾値電圧以上になり得る。この場合、下アームスイッチをオフ状態に維持したいにもかかわらず、下アームスイッチが誤ってオン状態に切り替えられしまう現象であるセルフターンオンが発生する。
　セルフターンオンの発生を抑制するために、負のゲート電圧を下アームスイッチのゲートに供給する電圧生成回路を、各相の下アームスイッチに個別に設けることも考えられる。ただし、この場合、電圧生成回路が相数分必要となるため、電力変換器の構成が複雑化する懸念がある。
　本開示は、構成の簡素化を図ることができる電力変換器を提供することを主たる目的とする。
　本開示は、各相に対応する上，下アームスイッチを備える電力変換器において、
　各相の前記下アームスイッチは、第１端子、第２端子及びゲートを有し、前記第２端子に対する前記ゲートの電位差が閾値電圧以上になることにより前記第１端子及び前記第２端子の間の電流の流通を許容するオン状態とされ、前記電位差が前記閾値電圧未満になることにより前記第１端子から前記第２端子への電流の流通を阻止するオフ状態とされ、
　各相の前記下アームスイッチのうち、いずれか１相のみの下アームスイッチの前記第２端子に正極側が接続された電圧生成回路と、
　前記電圧生成回路の負極側に接続された電気経路である負極側経路と、
　各相の前記下アームスイッチのうち、前記電圧生成回路が接続されていない残りの下アームスイッチの前記第２端子に第１端側が接続され、第２端側が前記負極側経路に接続されたコンデンサと、を備える。
　本開示では、各相の下アームスイッチのうち、いずれか１相のみの下アームスイッチに対して電圧生成回路が設けられている。このため、各相の下アームスイッチに対して個別に電圧生成回路が設けられる構成と比較して、電力変換器の構成の簡素化を図ることができる。
　ここで、本開示では、電圧生成回路の負極側に負極側経路が接続されている。このため、各相の下アームスイッチのうち、電圧生成回路が接続されていない残りの下アームスイッチのゲートに負のゲート電圧を供給するための構成を、負極側経路と、残りの下アームスイッチの第２端子と負極側経路とを接続するコンデンサとにより実現できる。
　このように、本開示では、いずれか１相のみの下アームスイッチに対して設けられた電圧生成回路、受動素子としてのコンデンサ及び負極側経路といった簡素な構成により、各相の下アームスイッチのゲートに負のゲート電圧を供給することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態に係る制御システムの全体構成図であり、 図２は、上，下アームのドライブＩＣ及びその周辺構成を示す図であり、 図３は、比較例に係る上，下アームのドライブＩＣ及びその周辺構成を示す図であり、 図４は、第２実施形態に係る下アームのドライブＩＣ及びその周辺構成を示す図であり、 図５は、第３実施形態に係る下アームのドライブＩＣ及びその周辺構成を示す図であり、 図６は、コンデンサ電圧の異常判定処理の手順を示すフローチャートであり、 図７は、第４実施形態に係る下アームのドライブＩＣ及びその周辺構成を示す図であり、 図８は、第５実施形態に係る下アームのドライブＩＣ及びその周辺構成を示す図であり、 図９は、負電圧電源、負極側インダクタ及びそれらの周辺構成の等価回路を示す図であり、 図１０は、第６実施形態に係る下アームのドライブＩＣ及びその周辺構成を示す図であり、 図１１は、第７実施形態に係る下アームのドライブＩＣ及びその周辺構成を示す図であり、 図１２は、第８実施形態に係る下アームのドライブＩＣ及びその周辺構成を示す図であり、 図１３は、回路基板における負電圧電源の配置態様を示す図であり、 図１４は、第９実施形態に係る下アームのドライブＩＣ及びその周辺構成を示す図であり、 図１５は、回路基板における負電圧電源の配置態様を示す図であり、 図１６は、その他の実施形態に係る上，下アームのドライブＩＣ及びその周辺構成を示す図である。
　＜第１実施形態＞
　以下、本開示に係る電力変換器を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
　図１に示すように、制御システムは、直流電源１０と、電力変換器としてのＤＣＤＣコンバータ２０及びインバータ３０と、回転電機４０と、制御装置５０とを備えている。直流電源１０は、例えば百Ｖ以上となる端子電圧を有する蓄電池である。直流電源１０は、例えば、リチウムイオン蓄電池やニッケル水素蓄電池等の２次電池である。
　回転電機４０は、例えば車載主機である。本実施形態では、回転電機４０として、３相のものが用いられている。回転電機４０は、Ｕ相巻線４１Ｕ、Ｖ相巻線４１Ｖ及びＷ相巻線４１Ｗを備えている。回転電機４０としては、例えば、永久磁石同期機を用いることができる。
　ＤＣＤＣコンバータ２０は、コンデンサ２１、リアクトル２２、上アーム昇圧スイッチＳｃｐ及び下アーム昇圧スイッチＳｃｎを備えている。本実施形態において、各昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎは、ＳｉＣデバイスとしてのＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。各昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎには、ボディダイオードが形成されている。ＤＣＤＣコンバータ２０は、各昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎの駆動により、直流電源１０の出力電圧を昇圧して出力する機能を有する。
　上アーム昇圧スイッチＳｃｐ及び下アーム昇圧スイッチＳｃｎは、モジュール化されて昇圧モジュールＭＣを構成している。昇圧モジュールＭＣは、扁平な直方体形状をなしており、ドレイン端子ＴＤ、ソース端子ＴＳ及び接続端子ＴＡを備えている。ドレイン端子ＴＤには、上アーム昇圧スイッチＳｃｐのドレイン（第１端子に相当）が接続され、ソース端子ＴＳには、下アーム昇圧スイッチＳｃｎのソース（第２端子に相当）が接続されている。接続端子ＴＡには、上アーム昇圧スイッチＳｃｐのソースと、下アーム昇圧スイッチＳｃｎのドレインとが接続されている。
　昇圧モジュールＭＣの接続端子ＴＡには、リアクトル２２の第１端が接続されている。リアクトル２２の第２端には、直流電源１０の正極端子が接続されている。昇圧モジュールＭＣのドレイン端子ＴＤには、正極側導電部材２３ｐが接続されている。昇圧モジュールＭＣのソース端子ＴＳには、負極側導電部材２３ｎが接続されている。負極側導電部材２３ｎには、直流電源１０の負極端子が接続されている。
　インバータ３０は、Ｕ相上，下アームスイッチＳＵｐ，ＳＵｎ、Ｖ相上，下アームスイッチＳＶｐ，ＳＶｎ及びＷ相上，下アームスイッチＳＷｐ，ＳＷｎを備えている。本実施形態において、各スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎは、ＳｉＣデバイスとしてのＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。各スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎには、ボディダイオードが形成されている。
　Ｕ相上，下アームスイッチＳＵｐ，ＳＵｎは、モジュール化されてＵ相モジュールＭＵを構成している。Ｖ相上，下アームスイッチＳＶｐ，ＳＶｎは、モジュール化されてＶ相モジュールＭＶを構成している。Ｗ相上，下アームスイッチＳＷｐ，ＳＷｎは、モジュール化されてＷ相モジュールＭＷを構成している。本実施形態において、各相モジュールＭＵ，ＭＶ，ＭＵは、昇圧モジュールＭＣと同じ構成とされている。このため、各相モジュールＭＵ，ＭＶ，ＭＵの詳細な説明を省略する。また、各モジュールＭＣ，ＭＵ，ＭＶ，ＭＷにおいて、便宜上、ドレイン端子を共通の符号ＴＤで示しているが、実際には、各モジュールＭＣ，ＭＵ，ＭＶ，ＭＷに個別のドレイン端子が設けられている。ソース端子ＴＳ，接続端子ＴＡについても同様である。
　各相モジュールＭＵ，ＭＶ，ＭＷのドレイン端子ＴＤには、正極側導電部材２３ｐが接続され、各相モジュールＭＵ，ＭＶ，ＭＵのソース端子ＴＳには、負極側導電部材２３ｎが接続されている。各導電部材２３ｐ，２３ｎは、長尺状をなしており、本実施形態ではバスバーで構成されている。負極側導電部材２３ｎには、その一端側から順に、Ｕ相モジュールＭＵのソース端子ＴＳ、Ｖ相モジュールＭＶのソース端子ＴＳ、Ｗ相モジュールＭＷのソース端子ＴＳ、昇圧モジュールＭＣのソース端子ＴＳが接続されている。正極側導電部材２３ｐには、その一端側から順に、Ｕ相モジュールＭＵのドレイン端子ＴＤ、Ｖ相モジュールＭＶのドレイン端子ＴＤ、Ｗ相モジュールＭＷのドレイン端子ＴＤ、昇圧モジュールＭＣのドレイン端子ＴＤが接続されている。
　Ｕ相モジュールＭＵの接続端子ＴＡには、Ｕ相巻線４１Ｕの第１端が接続されている。Ｖ相モジュールＭＶの接続端子ＴＡには、Ｖ相巻線４１Ｖの第１端が接続されている。Ｗ相モジュールＭＵの接続端子ＴＡには、Ｗ相巻線４１Ｗの第１端が接続されている。各相巻線４１Ｕ，４１Ｖ，４１Ｗの第２端は、中性点で接続されている。
　制御装置５０は、回転電機４０の制御量をその指令値に制御すべく、ＤＣＤＣコンバータ２０及びインバータ３０を駆動する。制御量は、例えばトルクである。制御装置５０は、ＤＣＤＣコンバータ２０の出力電圧をその目標値に制御すべく、各昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎの駆動信号を、各昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｐに対して個別に設けられたドライブＩＣに対して出力する。
　制御装置５０は、インバータ３０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフ駆動すべく、各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎの駆動信号を、各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎに対して個別に設けられたドライブＩＣに対して出力する。制御装置５０は、例えば、電気角で互いに位相が１２０°ずれた３相指令電圧と三角波等のキャリア信号との大小比較に基づくＰＷＭ処理により、各ドライブＩＣに対応する駆動信号を生成する。
　駆動信号は、スイッチのオン駆動を指示するオン指令と、オフ駆動を指示するオフ指令とのいずれかをとる。各相及びＤＣＤＣコンバータ２０において、上アーム側の駆動信号と、対応する下アーム側の駆動信号とは、交互にオン指令とされる。このため、各相において、上アームスイッチと、下アームスイッチとは交互にオン状態とされる。なお、制御装置５０が提供する機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。
　続いて、図２を用いて、インバータ３０についてさらに説明する。まず、インバータ３０の上アームについて説明する。
　Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐに対して個別にドライブＩＣ６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗが設けられている。各ドライブＩＣ６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗには、個別に設けられた絶縁電源から電力が供給される。Ｕ相について説明すると、絶縁電源を構成するトランスの２次側コイル６１Ｕの第１端には、ダイオード６２Ｕのアノードが接続されている。ダイオード６２Ｕのカソードには、平滑コンデンサ６３Ｕの第１端と、ドライブＩＣ６０Ｕの電源端子とが接続されている。２次側コイル６１Ｕの第２端には、平滑コンデンサ６３Ｕの第２端と、ドライブＩＣ６０Ｕのグランド端子とが接続されている。
　Ｕ相上アームスイッチＳＵｐのソースには、負電圧電源６４Ｕの正極端子と、コンデンサ６５Ｕの第１端とが接続されている。負電圧電源６４Ｕの負極端子と、コンデンサ６５Ｕの第２端とには、ドライブＩＣ６０Ｕのグランド端子が接続されている。
　ドライブＩＣ６０Ｕは、制御装置５０から出力された駆動信号がオン指令になっていると判定している場合、Ｕ相上アームスイッチＳＵｐのゲートに、２次側コイル６１Ｕの電圧である電源電圧ＶＰ（例えば２０Ｖ）を供給する。これにより、Ｕ相上アームスイッチＳＵｐのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上となり、Ｕ相上アームスイッチＳＵｐがオン状態に切り替えられる。ドライブＩＣ６０Ｕは、駆動信号がオフ指令になっていると判定している場合、Ｕ相上アームスイッチＳＵｐのゲートに「ＶＰ－ＶＮ」を供給する。ＶＮは、電源電圧ＶＰよりも低い値（例えば４Ｖ）であり、負電圧電源６４Ｕの出力電圧の目標値である。「ＶＰ－ＶＮ」がゲートに供給されることにより、Ｕ相上アームスイッチＳＵｐのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ未満となり、Ｕ相上アームスイッチＳＵｐがオフ状態に切り替えられる。
　なお、Ｖ相についても、Ｕ相と同様に、ドライブＩＣ６０Ｖ、絶縁電源を構成する２次側コイル６１Ｖ、ダイオード６２Ｖ、平滑コンデンサ６３Ｖ、負電圧電源６４Ｖ及びコンデンサ６５Ｖが設けられている。また、Ｗ相についても、Ｕ相と同様に、ドライブＩＣ６０Ｗ、絶縁電源を構成する２次側コイル６１Ｗ、ダイオード６２Ｗ、平滑コンデンサ６３Ｗ、負電圧電源６４Ｗ及びコンデンサ６５Ｗが設けられている。ただし、Ｖ，Ｗ相の構成は、Ｕ相と同様であるため、その詳細な説明を省略する。
　続いて、インバータ３０の下アームについて説明する。
　Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎに対して個別にドライブＩＣ７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗが設けられている。各ドライブＩＣ７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗには、共通の絶縁電源から電力が供給される。詳しくは、絶縁電源を構成するトランスの２次側コイル７１の第１端には、ダイオード７２のアノードが接続されている。ダイオード７２のカソードには、正極側経路８０ｐが接続されている。２次側コイル７１の第２端には、負極側経路８０ｎが接続されている。
　Ｕ相について説明すると、正極側経路８０ｐには、Ｕ相平滑コンデンサ６３Ｕの第１端と、Ｕ相ドライブＩＣ７０Ｕの電源端子とが接続されている。負極側経路８０ｎには、Ｕ相平滑コンデンサ７３Ｕの第２端と、Ｕ相ドライブＩＣ７０Ｕのグランド端子とが接続されている。
　Ｕ相下アームスイッチＳＵｎのソースには、電圧生成回路としての負電圧電源７４の正極端子と、Ｕ相コンデンサ７５Ｕの第１端とが接続されている。負電圧電源７４の負極端子と、Ｕ相コンデンサ７５Ｕの第２端とには、負極側経路８０ｎが接続されている。
　Ｖ相について説明すると、正極側経路８０ｐには、Ｖ相平滑コンデンサ６３Ｖの第１端と、Ｖ相ドライブＩＣ７０Ｖの電源端子とが接続されている。負極側経路８０ｎには、Ｖ相平滑コンデンサ７３Ｖの第２端と、Ｖ相ドライブＩＣ７０Ｖのグランド端子とが接続されている。
　Ｖ相下アームスイッチＳＶｎのソースには、負電圧電源は接続されておらず、Ｖ相コンデンサ７５Ｖの第１端が接続されている。Ｖ相コンデンサ７５Ｖの第２端には、負極側経路８０ｎが接続されている。
　Ｗ相について説明すると、正極側経路８０ｐには、Ｗ相平滑コンデンサ６３Ｗの第１端と、Ｗ相ドライブＩＣ７０Ｗの電源端子とが接続されている。負極側経路８０ｎには、Ｗ相平滑コンデンサ７３Ｗの第２端と、Ｗ相ドライブＩＣ７０Ｗのグランド端子とが接続されている。
　Ｗ相下アームスイッチＳＷｎのソースには、Ｖ相と同様に負電圧電源は接続されておらず、Ｗ相コンデンサ７５Ｗの第１端が接続されている。Ｗ相コンデンサ７５Ｗの第２端には、負極側経路８０ｎが接続されている。
　本実施形態では、共通の２次側コイル７１から各ドライブＩＣ７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗの電源端子へと電力が供給される。このため、各相において、下アームスイッチをオン駆動する場合にゲートに供給する電圧のばらつきを低減できる。
　なお、本実施形態において、正極側経路８０ｐ及び負極側経路８０ｎは、インバータ３０が備える回路基板に配線パターンとして形成されている。各ドライブＩＣ６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗ，７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗ、各平滑コンデンサ６３Ｕ，６３Ｖ，６３Ｗ，７３Ｕ，７３Ｖ，７３Ｗ，各負電圧電源６４Ｕ，６４Ｖ，６４Ｗ，７４、及び各コンデンサ６５Ｕ，６５Ｖ，６５Ｗ，７５Ｕ，７５Ｖ，７５Ｗは、上記回路基板に設けられている。
　以上説明したように、本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのうち、Ｕ相下アームスイッチＳＵｎのみに対して負電圧電源７４が設けられている。このため、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎそれぞれに対して個別に負電圧電源が設けられる構成と比較して、インバータ３０の構成の簡素化を図ることができる。
　本実施形態では、負電圧電源７４の負極端子に負極側経路８０ｎが接続されている。このため、負電圧電源７４が接続されていないＶ，Ｗ相下アームスイッチＳＶｎ，ＳＷｎのゲートに負のゲート電圧「－ＶＮ」を供給するための構成を、負電圧電源７４、負極側経路８０ｎ及びＶ，Ｗ相コンデンサ７５Ｖ，７５Ｗといった簡素な構成により実現することができる。
　これに対し、図３に示す比較例のように、各相に個別にＵ，Ｖ，Ｗ相負電圧電源７４Ｕ，７４Ｖ，７４Ｗが設けられる構成では、構成が複雑化してしまう。
　また、比較例では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相負電圧電源７４Ｕ，７４Ｖ，７４Ｗのうち、いずれかの出力電圧が他の出力電圧に対して低くなった場合に電流の回り込みが発生してしまう。電流の回り込みは、各相の電源として共通の絶縁電源を用いたために発生する。図３には、Ｖ相負電圧電源７４Ｖの出力電圧がＵ，Ｗ相負電圧電源７４Ｕ，７４Ｗの出力電圧よりも低くなることにより、図中破線の矢印にて示すような電流の回り込みが発生している例を示す。この場合、Ｕ，Ｗ相負電圧電源７４Ｕ，７４Ｗの負荷が、設計時に想定した負荷よりも高くなる。その結果、例えばＵ，Ｗ相負電圧電源７４Ｕ，７４Ｗが過熱状態となり、Ｕ，Ｗ相負電圧電源７４Ｕ，７４Ｗの信頼性が低下するといった問題が発生し得る。これに対し、本実施形態では、負電圧を供給するための構成として、Ｕ相にのみ負電圧電源７４が設けられており、Ｖ，Ｗ相には、受動素子であるコンデンサ７５Ｖ，７５Ｗのみが設けられている。このため、比較例で説明した上記問題の発生を防止できる。
　＜第２実施形態＞
　以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図４に示すように、負電圧電源７４がＵ相ドライブＩＣ７０Ｕに内蔵されている。図４において、先の図２に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。また、図４には、上，下アームのうち下アームの構成のみ示している。
　＜第３実施形態＞
　以下、第３実施形態について、第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、下アームの各相のドライブＩＣ７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗのうち、負電圧電源７４が内蔵されていないＶ，Ｗ相ドライブＩＣ７０Ｖ，７０Ｗが、Ｖ，Ｗ相コンデンサ７５Ｖ，７５Ｗの電圧を監視する機能を有している。図５に、インバータ３０の下アームの構成を示す。図５において、先の図４に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
　何らかの要因により、負電圧電源７４の出力電圧が目標電圧ＶＮから大きくずれ得る。この場合、Ｖ，Ｗ相コンデンサ７５Ｖ，７５Ｗの電圧も目標電圧ＶＮから大きくずれ、セルフターンオンの発生を適正に抑制できなくなる懸念がある。そこで、Ｖ，Ｗ相ドライブＩＣ７０Ｖ，７０Ｗは、Ｖ，Ｗ相コンデンサ７５Ｖ，７５Ｗの電圧の監視機能を有し、その監視結果に基づいて、Ｖ，Ｗ相コンデンサ７５Ｖ，７５Ｗの電圧が目標電圧ＶＮからずれる異常の有無を判定する。
　Ｖ，Ｗ相のうちＶ相を例にして、Ｖ相コンデンサ７５Ｖの電圧の異常判定処理について説明する。図６に、Ｖ相ドライブＩＣ７０Ｖにより実行される異常判定処理のフローチャートを示す。
　ステップＳ１０では、Ｖ相コンデンサ７５Ｖの電圧ＶＶＤを検出する。ステップＳ１１では、検出電圧ＶＶＤが、目標電圧ＶＮを含む所定範囲（ＶＮ－α～ＶＮ＋α）に含まれているか否かを判定する。
　ステップＳ１１において検出電圧ＶＶＤが所定範囲に含まれていると判定した場合には、Ｖ相コンデンサ７５Ｖの電圧が正常であると判定する。
　一方、ステップＳ１１において検出電圧ＶＶＤが所定範囲外であると判定した場合には、ステップＳ１３に進み、検出電圧ＶＶＤが、所定範囲の下限値「ＶＮ－α」（例えば３Ｖ）を下回っているか否かを判定する。ステップＳ１３において検出電圧ＶＶＤが下限値「ＶＮ－α」を下回っていると判定した場合、ステップＳ１４に進み、Ｖ相コンデンサ７５Ｖの電圧が目標電圧ＶＮに対して低くなる低電圧異常が発生していると判定する。
　なお、ステップＳ１４の処理とあわせて、Ｕ相ドライブＩＣ７０Ｕに対して、負電圧電源７４の目標電圧ＶＮを上昇させる指示を送信してもよい。この場合、Ｕ相ドライブＩＣ７０Ｕにおいて、目標電圧ＶＮの上昇量が、例えば「ＶＮ－ＶＶＤ」に設定されてもよい。これにより、Ｖ相コンデンサ７５Ｖの電圧を目標電圧ＶＮに近づけることができる。
　ステップＳ１３において否定判定した場合には、検出電圧ＶＶＤが、所定範囲の上限値「ＶＮ＋α」（例えば５Ｖ）を上回っていると判定し、ステップＳ１５に進む。ステップＳ１５では、Ｖ相コンデンサ７５Ｖの電圧が目標電圧ＶＮに対して高くなる高電圧異常が発生していると判定する。
　なお、ステップＳ１５の処理とあわせて、Ｕ相ドライブＩＣ７０Ｕに対して、負電圧電源７４の目標電圧ＶＮを低下させる指示を送信してもよい。この場合、Ｕ相ドライブＩＣ７０Ｕにおいて、目標電圧ＶＮの低下量が、例えば「ＶＶＤ－ＶＮ」に設定されてもよい。これにより、Ｖ相コンデンサ７５Ｖの電圧を目標電圧ＶＮに近づけることができる。
　以上説明した本実施形態によれば、Ｖ，Ｗ相コンデンサ７５Ｖ，７５Ｗの電圧の異常が発生しているか否かを的確に判定することができる。
　＜第３実施形態の変形例＞
　・負電圧電源７４を内蔵しているＵ相ドライブＩＣ７０Ｕは、Ｕ相コンデンサ７５Ｕの検出機能に異常が発生したと判定した場合、負電圧電源７４を内蔵していないＶ相ドライブＩＣ７０Ｖにより検出されたＶ相コンデンサ７５Ｖの電圧、又は負電圧電源７４を内蔵していないＷ相ドライブＩＣ７０Ｗにより検出されたＷ相コンデンサ７５Ｗの電圧を取得し、取得した電圧を目標電圧ＶＮにフィードバック制御すべく負電圧電源７４を操作してもよい。
　・Ｖ相ドライブＩＣ７０Ｖは、検出電圧ＶＶＤが、「ＶＮ－α」よりも低く、０に近いと判定した場合、Ｖ相コンデンサ７５Ｖのショート故障が発生していると判定してもよい。
　＜第４実施形態＞
　以下、第４実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図７に示すように、負電圧電源の構成を変更する。なお、図７において、先の図２に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。図７には、上，下アームのうち下アームの構成のみ示している。また、本実施形態では、先の図２に示した２次側コイル７１を、第１の２次側コイル７１Ａと称し、ダイオード７２を第１のダイオード７２Ａと称すこととする。
　絶縁電源を構成する第２の２次側コイル７１Ｂの第１端（正極側）には、Ｕ相コンデンサ７５Ｕの第１端と、Ｕ相下アームスイッチＳＵｎのソースとが接続されている。第２の２次側コイル７１Ｂの第２端（負極側）と、第１の２次側コイル７１Ａの第２端とには、負極側経路８０ｎが接続されている。負極側経路８０ｎにおいて、第２の２次側コイル７１Ｂの第２端とＵ相ドライブＩＣ７０Ｕのグランド端子との間には、第２のダイオード７２Ｂが設けられている。第２のダイオード７２Ｂのカソードには、Ｕ相コンデンサ７５Ｕの第２端が接続されている。なお、本実施形態において、第２の２次側コイル７１Ｂ及び第２のダイオード７２Ｂが電圧生成回路を構成する。
　本実施形態では、第１の２次側コイル７１Ａの第２端側の極性と、第２の２次側コイル７１Ｂの第１端側の極性とが同じになるように絶縁電源が構成されている。また、第１の２次側コイル７１Ａの出力電圧（電源電圧ＶＰ）よりも、第２の２次側コイル７１Ｂの出力電圧ＶＮ（例えば４Ｖ）の方が低い。第２の２次側コイル７１Ｂにより生成される「－ＶＮ」が、ゲートに供給される負電圧となる。
　以上説明した本実施形態によれば、負電圧電源を簡素な構成で実現することができる。
　＜第５実施形態＞
　以下、第５実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図８に示すように、負極側経路８０ｎにインダクタが設けられている。図８において、先の図２に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。また、図８には、上，下アームのうち下アームの構成のみ示している。
　負極側経路８０ｎのうち、負電圧電源７４との接続点（ＰＸ）及びＶ相平滑コンデンサ７３Ｖとの接続点の間には、第１負極側インダクタ９１が設けられている。負極側経路８０ｎのうち、Ｖ相平滑コンデンサ７３Ｖとの接続点及びＷ相平滑コンデンサ７３Ｗとの接続点の間には、第２負極側インダクタ９２が設けられている。
　図９を用いて、第１負極側インダクタ９１を例にして、負極側インダクタが設けられる理由について説明する。図９において、ＰＡは負電圧電源７４の正極端子側を示し、ＰＢはＶ相コンデンサ７５Ｖの第１端側を示す。図９は、図８の負電圧電源７４、ＰＡ、負極側導電部材２３ｎ、ＰＢ、Ｖ相コンデンサ７５Ｖ、負極側経路８０ｎ及びＰＸを含む閉回路の等価回路を示す。
　図９において、９０は、負極側導電部材２３ｎのインダクタンス成分を示す。また、図９において、ＶＬは、負極側導電部材２３ｎに回転電機４０の巻線からの電流Ｉが流れる場合において、負極側導電部材２３ｎに発生する逆起電圧を示す。インダクタンス成分９０のインダクタンスをＬとする場合、「ＶＬ＝Ｌ×ｄＩ／ｄｔ」となる。
　まず、第１負極側インダクタ９１が設けられない場合について説明する。負電圧電源７４の出力電圧は、ＰＸの電位を基準に目標電圧ＶＮに制御される。ここで、負極側導電部材２３ｎに電流が流れると、負極側導電部材２３ｎに逆起電圧ＶＬが発生する。この場合、Ｖ相コンデンサ７５Ｖの電圧ＶＢは、ＰＸの電位を基準に定まるため、「ＶＢ＝ＶＮ－ＶＬ」となり、ＶＢがＶＮよりも低くなってしまう。この場合、Ｖ相下アームスイッチＳＶｎのゲートに適正な負電圧を供給できなくなり得る。
　続いて、第１負極側インダクタ９１が設けられる場合について説明する。この場合、負極側導電部材２３ｎに逆起電圧ＶＬが発生したとしても、第１負極側インダクタ９１において、Ｖ相コンデンサ７５Ｖ側の電位が、ＰＸ側の電位よりも高くなるような電圧が発生する。これにより、Ｖ相コンデンサ７５Ｖの電圧ＶＢの低下を抑制でき、ひいてはＶ相下アームスイッチＳＶｎのセルフターンオンの発生を抑制できる。
　また、第１負極側インダクタ９１によれば、上述した回り込み電流を低減することもできる。
　＜第６実施形態＞
　以下、第６実施形態について、第５実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１０に示すように、正極側経路８０ｐにもインダクタが設けられている。図１０において、先の図８に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
　正極側経路８０ｐのうち、Ｕ相ドライブＩＣ７０Ｕの電源端子との接続点及びＶ相平滑コンデンサ７３Ｖとの接続点の間には、第１正極側インダクタ１０１が設けられている。正極側経路８０ｐのうち、Ｖ相平滑コンデンサ７３Ｖとの接続点及びＷ相平滑コンデンサ７３Ｗとの接続点の間には、第２正極側インダクタ１０２が設けられている。
　第１正極側インダクタ１０１によれば、Ｖ相平滑コンデンサ７３Ｖの電圧を安定させることができる。これにより、Ｕ相下アームスイッチＳＵｎをオン状態とする場合におけるゲート電圧の低下を抑制し、スイッチング損失が増加することを抑制できる。また、第２正極側インダクタ１０２によれば、Ｗ相平滑コンデンサ７３Ｗの電圧を安定させることができる。これにより、Ｗ相下アームスイッチＳＷｎをオン状態とする場合のスイッチング損失が増加することを抑制できる。
　＜第７実施形態＞
　以下、第７実施形態について、第５，第６実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１１に示すように、負極側経路８０ｎのインダクタと、正極側経路８０ｐのインダクタとが一部品（コモンインダクタ）として構成されている。図１１において、先の図８，図１０に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
　一組の第１負極側インダクタ１１１及び第１正極側インダクタ１１２は、磁気結合して第１コモンインダクタ１１０として構成されている。第１負極側インダクタ１１１の両端のうちＶ相平滑コンデンサ７３Ｖの第２端側の極性と、第１正極側インダクタ１１２の両端のうち２次側コイル７１の第１端側の極性とが同じになるように、第１コモンインダクタ１１０が構成されている。
　一組の第２負極側インダクタ１２１及び第２正極側インダクタ１２２は、磁気結合して第２コモンインダクタ１２０として構成されている。第２負極側インダクタ１２１の両端のうちＷ相平滑コンデンサ７３Ｗの第２端側の極性と、第２正極側インダクタ１２２の両端のうちＶ相ドライブＩＣ７０Ｖの電源端子側の極性とが同じになるように、第２コモンインダクタ１２０が構成されている。
　各コモンインダクタ１１０，１２０が設けられる構成によれば、インバータ３０の部品数を削減することができる。
　また、第１コモンインダクタ１１０によれば、２次側コイル７１の第１端側からＶ相平滑コンデンサ７３Ｖに電流が供給される場合において、第１正極側インダクタ１１２で発生する電圧降下量を低減できる。これにより、２次側コイル７１の第１端側からＶ相平滑コンデンサ７３Ｖへの電流供給を的確に実施でき、Ｖ相下アームスイッチＳＶｎをオン状態に切り替える場合のゲート電圧の低下を抑制できる。
　また、第２コモンインダクタ１２０によれば、２次側コイル７１の第１端側からＷ相平滑コンデンサ７３Ｗに電流が供給される場合において、第２正極側インダクタ１２２で発生する電圧降下量を低減できる。これにより、Ｗ相下アームスイッチＳＷｎをオン状態に切り替える場合のゲート電圧の低下を抑制できる。
　＜第８実施形態＞
　以下、第８実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１２に示すように、Ｕ相に代えて、Ｖ相に負電圧電源７４が設けられている。図１２において、先の図２に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。また、図１２には、上，下アームのうち下アームの構成のみ示している。
　図１３（ａ）に、インバータ３０の回路基板の板面の正面図を示す。
　回路基板には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのゲートが接続されるＵ，Ｖ，Ｗ相接続部ＴＵｎ，ＴＶｎ，ＴＷｎが設けられている。各接続部ＴＵｎ，ＴＶｎ，ＴＷｎは、一列に並ぶように回路基板に設けられている。回路基板のうち、Ｕ，Ｖ，Ｗ相接続部ＴＵｎ，ＴＶｎ，ＴＷｎ付近には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相ドライブＩＣ７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗが一列に並ぶように設けられている。なお、回路基板には、２次側コイル７１を備えるトランス１４０も設けられている。
　回路基板のうち、Ｖ相接続部ＴＶｎとＷ相接続部ＴＷｎとの間には、負電圧電源７４が設けられている。
　以上説明した本実施形態によれば、負電圧電源７４の負極端子からＶ相ドライブＩＣ７０Ｖのグランド端子までの電気経路の長さ、負電圧電源７４の負極端子からＵ相ドライブＩＣ７０Ｕのグランド端子までの電気経路の長さ、及び負電圧電源７４の負極端子からＷ相ドライブＩＣ７０Ｗのグランド端子までの電気経路の長さそれぞれが大きく相違することを回避できる。これにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのゲートに供給する負電圧の低下を抑制できる。
　＜第８実施形態の変形例＞
　第２実施形態のように、Ｖ相ドライブＩＣ７０Ｖに負電圧電源７４が内蔵されている場合、負電圧電源７４は、図１３（ｂ）に示す位置に配置されることとなる。
　＜第９実施形態＞
　以下、第９実施形態について、第８実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１４に示すように、下アーム昇圧スイッチＳｃｎの負電圧電源も共通化する。図１４において、先の図１２に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
　図１４に示すように、下アーム昇圧スイッチＳｃｎに対応する構成として、ドライブＩＣ７０ｃ、平滑コンデンサ７３ｃ及びコンデンサ７５ｃが設けられている。
　図１５（ａ）に、インバータ３０の回路基板の板面の正面図を示す。図１５において、先の図１３に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
　回路基板には、下アーム昇圧スイッチＳｃｎのゲートが接続される昇圧接続部Ｔｃｎが設けられている。回路基板のうち、昇圧接続部Ｔｃｎ付近には、下アーム昇圧スイッチＳｃｎを駆動するドライブＩＣ７０ｃが設けられている。回路基板のうち、Ｖ相接続部ＴＶｎとＷ相接続部ＴＷｎとの間には、負電圧電源７４が設けられている。
　以上説明した本実施形態によれば、第１，第８実施形態と同様の効果を奏することができる。
　＜第９実施形態の変形例＞
　第２実施形態のように、Ｖ相ドライブＩＣ７０Ｖに負電圧電源７４が内蔵されている場合、負電圧電源７４は、図１５（ｂ）に示す位置に配置されることとなる。
　＜その他の実施形態＞
　なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
　・各相において、上，下アームスイッチをあわせて１つのモジュールが構成されていることに限らず、上，下アームスイッチそれぞれで１つのモジュールが構成されていてもよい。
　・図１６に示すように、スイッチをオン状態に切り替える場合のゲート電荷供給用に各コンデンサ６６Ｕ，６６Ｖ，６６Ｗ，７６Ｕ，７６Ｖ，７６Ｗが備えられていてもよい。これは、各コンデンサ６３Ｕ，６３Ｖ，６３Ｗ，７３Ｕ，７３Ｖ，７３Ｗが各スイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐ，ＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのゲートから遠いために採用される構成である。なお、図１６において、先の図２に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。また、Ｕ相下アームスイッチＳＵｎ付近に、破線の矢印にて、コンデンサ７６Ｕからゲートへの電荷供給経路を示す。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (7)

  1. 　各相に対応する上，下アームスイッチ（ＳＵｐ～Ｓｃｎ）を備える電力変換器（２０，３０）において、
    　各相の前記下アームスイッチ（ＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎ，Ｓｃｎ）は、第１端子、第２端子及びゲートを有し、前記第２端子に対する前記ゲートの電位差が閾値電圧以上になることにより前記第１端子及び前記第２端子の間の電流の流通を許容するオン状態とされ、前記電位差が前記閾値電圧未満になることにより前記第１端子から前記第２端子への電流の流通を阻止するオフ状態とされ、
    　各相の前記下アームスイッチのうち、いずれか１相のみの下アームスイッチ（ＳＵｎ，ＳＶｎ）の前記第２端子に正極側が接続された電圧生成回路（７４，７１Ｂ，７２Ｂ）と、
    　前記電圧生成回路の負極側に接続された電気経路である負極側経路（８０ｎ）と、
    　各相の前記下アームスイッチのうち、前記電圧生成回路が接続されていない残りの下アームスイッチ（ＳＶｎ，ＳＷｎ，Ｓｃｎ）の前記第２端子に第１端側が接続され、第２端側が前記負極側経路に接続されたコンデンサ（７５Ｖ，７５Ｗ，７５ｃ）と、を備える電力変換器。
  2. 　前記負極側経路のうち、前記電圧生成回路（７４）の負極側との接続点、及び前記コンデンサ（７５Ｖ，７５Ｗ）の第２端との接続点の間に設けられた負極側インダクタ（９１，９２）を備える請求項１に記載の電力変換器。
  3. 　電源（７１，７１Ａ）の正極側に接続された電気経路である正極側経路（８０ｐ）を備え、
    　前記負極側経路は、前記電源の負極側に接続され、
    　各相の前記下アームスイッチに対応して個別に設けられるとともに、前記正極側経路、前記負極側経路及び前記下アームスイッチのゲートそれぞれに接続され、前記正極側経路を介して前記電源から供給される電力により前記下アームスイッチをオンオフ駆動するドライブＩＣ（７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗ）を備え、
    　前記正極側経路のうち、前記各ドライブＩＣとの接続点の間に設けられた正極側インダクタ（１１２，１２２）を備え、
    　前記ドライブＩＣを介して接続された一組の前記正極側インダクタ及び前記負極側インダクタ（１１１，１２１）が磁気結合し、一組のこれら各インダクタが一部品として構成されている請求項２に記載の電力変換器。
  4. 　絶縁電源を構成するトランスの２次側コイル（７１，７１Ａ）と、
    　前記２次側コイルの第１端に接続された正極側経路（８０ｐ）と、を備え、
    　前記負極側経路は、前記２次側コイルの第２端に接続されている請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換器。
  5. 　前記２次側コイルを第１の２次側コイル（７１Ａ）とし、
    　前記トランスの２次側コイルであって、前記電圧生成回路を構成する第２の２次側コイル（７１Ｂ）を備え、
    　前記第２の２次側コイルの正極側に前記第２端子が接続されており、
    　前記第２の２次側コイルの負極側に前記負極側経路が接続されている請求項４に記載の電力変換器。
  6. 　各相の前記下アームスイッチのゲートが接続される接続部（ＴＵｎ～Ｔｃｎ）を有する回路基板を備え、
    　前記各接続部は、一列に並ぶように前記回路基板に設けられており、
    　前記回路基板のうち、前記各接続部が並ぶ方向において、両端に位置する前記接続部の間に前記電圧生成回路が設けられている請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換器。
  7. 　各相の前記下アームスイッチに対応して個別に設けられるとともに前記下アームスイッチのゲートに接続され、前記下アームスイッチをオンオフ駆動するドライブＩＣ（７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗ）を備え、
    　前記各ドライブＩＣのうち、前記電圧生成回路が接続された下アームスイッチ（ＳＵｐ）をオンオフ駆動するドライブＩＣ（７０Ｕ）は、前記電圧生成回路を内蔵し、
    　前記電圧生成回路を内蔵する前記ドライブＩＣは、前記電圧生成回路の出力電圧を目標電圧（ＶＮ）に制御し、
    　前記各ドライブＩＣのうち、前記電圧生成回路を内蔵する前記ドライブＩＣ以外のドライブＩＣ（７０Ｖ，７０Ｗ）は、自身の駆動対象となる下アームスイッチ（ＳＶｎ，ＳＷｎ）に接続された前記コンデンサ（７５Ｖ，７５Ｗ）の電圧を監視し、その監視結果に基づいて、前記コンデンサの電圧が前記目標電圧からずれる異常が発生しているか否かを判定する請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換器。
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