WO2015166547A1 - 電源開閉装置及びそれを用いたシステム - Google Patents
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Abstract
Description
前記電源開閉装置の電源閉から開への遷移を前記半導体スイッチ手段の出力電圧の漸増により動作させ、前記コンデンサへの充電電流の値を抑制することを特徴とする。
この発明の前記以外の目的、特徴、観点及び効果は、図面を参照する以下のこの発明の詳細から、さらに明らかになるであろう。
図1は、この発明の実施の形態1に係る電源開閉装置を用いたシステムの接続例を示す図であり、図2はその動作波形を示す図である。
図1において、符号100はシステムを示し、このシステム100の動作に必要な電源として、バッテリ10からコネクタ11を介して直流電源が引き込まれている。システム100の主回路12、13によって構成された電源供給ラインには、負荷となる機能回路(以下、負荷という。)14が接続されており、この負荷14の動作時の消費電流の変動に対して主回路12、13の電圧を安定させるために、コンデンサ、即ちリプルコンデンサ15が接続されている。また、負荷14に対して電源の供給、遮断を行うために、主回路12と主回路13の間には電源開閉装置16が設けられている。この電源開閉装置16の開閉、及び電源開閉装置16の動作に必要な昇圧電源17の動作は、マイクロコントローラシステムの動作等を利用した制御手段18によって管理されている。
i=C・ΔV/Δt
となるから、スロープの傾きによって充電電流がコントロールできる。
次に、この発明の実施の形態2に係る電源開閉装置、及びそれを用いたシステムについて説明する。実施の形態1で説明したMOSFET21の電源閉から開への遷移動作において、MOSFET21の出力電圧の増加率を時間と共に大きくなるように設定しても良い。
実施の形態1の構成によれば、システム100の立ち上がり時にはリプルコンデンサ15に対して所定の電圧スロープが印加され、一定の充電電流が流れることで起動時のラッシュ電流の抑制を行うことが期待できるが、充電電流の許容値は電源開閉手段として用いたMOSFET21の損失特性(安全動作領域)によって制限をうけている。
実施の形態1と異なる点は、システム200において、昇圧電源17の動作電源として、バッテリ電源10から降圧動作をしている定電圧電源40及び電源開閉装置41の開閉機能となるMOSFET21の下流から引き込まれた電源を、ダイオード42及び43で切り替えて使用するものとし、また、スロープ波形発生手段20の構成として、カレントミラー回路を利用している点である。
図6において、(a)はスイッチ28の動作状態、(b)はスイッチ手段19の動作状態、(c)は電源開閉装置16の動作状態、(d)は主回路4、5の通過電流をそれぞれ示している。
次に、この発明の実施の形態3に係る電源開閉装置、及びそれを用いたシステムについて説明する。
実施の形態1あるいは実施の形態2においては、半導体スイッチ手段としてはMOSFETを利用するものを説明したが、スイッチの作用により電源閉から開への遷移を出力電圧の漸増により動作させることが出来れば目的は達成できる。従って、採用する素子としてはMOSFETに限定されるものではなく、例えばバイポーラトランジスタを使っても同様な効果を得ることができる。次に、この実施の形態を実現するためのシステムの構成例について説明する。
図7に示す実施の形態3において、実施の形態1あるいは実施の形態2と同一もしくは相当部分については、同一符号を付して詳細説明を省略する。
実施の形態3に係る電源開閉装置70を用いたシステム300においては、スロープ波形発生手段20から出力された電圧は、半導体スイッチ手段としてのバイポーラトランジスタ71のベース制限抵抗72を経てベースに入力される。バイポーラトランジスタ71はベース電圧に応じてコレクタ電圧が変化する。ベース駆動電圧波形を発生するスロープ波形発生手段20の動作は実施の形態2と同様である。電源開閉装置70の動作として、電源開から閉のとき、バイポーラトランジスタ71はコレクタ側の出力電圧の増加率が時間と共に増大し、同様に主回路13の電圧増加率も時間と共に増大する。
次に、この発明の実施の形態4に係る電源開閉装置について説明する。
実施の形態1から実施の形態3においては、電源の開閉を行う半導体スイッチ手段として、バイポーラトランジスタあるいはMOSFETを用いた例について説明した。これらの半導体スイッチ手段を用いると、電源開閉機能はシステムに対して正常な電圧が印加されている場合には電源の開閉の機能が正常に行われるが、対象のシステムに対して、電源の極性が逆接続となるような異常電圧の印加時にはスイッチ素子の耐圧が不足し破壊するか、あるいは半導体の構造上寄生素子を介して逆電圧がシステムの内部に回り込むと言う現象が発生し、システムを保護することは難しい。
図8Aにおいて、符号80Aは実施の形態4に係る電源開閉装置を示し、符号400Aは電源開閉装置80Aを用いたシステムを示している。実施の形態4においては、スイッチ素子としてMOSFET21を使用しており、このMOSFET21に隣接して電源逆接続に対する逆接保護用MOSFET81Aを接続している。電源の極性が正常な接続の状態においては、逆接保護用MOSFET81Aはボディダイオードが順方向の接続となっているため、ゲート・ソース間電圧が0Vであってもボディダイオードの順方向電圧の損失で導通している。スイッチ手段であるMOSFET21と逆接保護用MOSFET81Aのゲートは共通に駆動されているので、起動時はMOSFET21の応答に依存して立ち上がる。また、立ち上がり後はMOSFET21及び逆接保護用MOSFET81Aの両者のゲート・ソース間印加電圧が必要十分に確保されるので逆接保護用MOSFET81Aもオン状態となり、導通する。即ち、実施の形態2と同様な動作が可能である。
次に、この発明の実施の形態5に係る電源開閉装置、及びそれを用いたシステムについて説明する。図9は、実施の形態5に係る電源開閉装置を用いたシステムの動作を説明する図である。実施の形態5は直流電源により動作する負荷として、PWMインバータ回路によるモータ駆動回路を接続したものである。
図9において、符号90はPWMインバータ回路を示し、このPWMインバータ回路90は、所謂、Hブリッジタイプのインバータであって、インバータ出力2端子間の出力は、DCモータ91の回転方向と通電電流の大きさを変化させるものである。従って、適用モータとして、例えば永久磁石界磁式ブラシ付き巻線のDCモータを用いれば、DCモータ91に通電した電流値に応じて出力トルクの制御が可能となる。なお、符号500は実施の形態5に係るシステムを示している。
Claims (6)
- 直流電源により動作する機能回路の負荷電流の変動に対して供給電圧を安定化させるコンデンサを設けた電源供給ラインと、前記電源供給ラインの上流に位置する前記直流電源との間に、前記直流電源の開閉を行う半導体スイッチ手段を設け、前記機能回路に電源の供給、遮断を行う電源開閉装置であって、
前記電源開閉装置の電源閉から開への遷移を前記半導体スイッチ手段の出力電圧の漸増により動作させ、前記コンデンサへの充電電流の値を抑制することを特徴とする電源開閉装置。 - 前記電源開閉装置の電源閉から開への遷移において、前記半導体スイッチ手段の出力電圧の増加率を時間とともに大きくなるように設定したことを特徴とする請求項1に記載の電源開閉装置。
- 前記半導体スイッチ手段をバイポーラトランジスタ、もしくはMOSFETで構成したことを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の電源開閉装置。
- 前記半導体スイッチ手段に隣接して、前記電源の逆接続による回り込み電流を阻止する保護用MOSFETを設けたことを特徴とする請求項3に記載の電源開閉装置。
- 前記機能回路は、モータを駆動するPWMインバータ回路であることを特徴とする請求項1から請求項4の何れか一項に記載の電源開閉装置。
- 請求項1から請求項5の何れか一項に記載の電源開閉装置と、直流電源により動作し、前記電源開閉装置を介して前記直流電源より供給電圧を得て動作する機能回路と、前記機能回路の負荷電流の変動に対して供給電圧を安定化させるコンデンサと、を備えたことを特徴とするシステム。
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