JP6169262B2 - 電源開閉装置及びそれを用いたシステム - Google Patents

Description

この発明は、電源開閉装置に係り、特には負荷となる機能回路に近接して配置され、負荷電流の変動に対し電源の電圧を安定化させることを意図したコンデンサを有する電源ラインと、前記電源との間の電気的な接続の開閉を行う電源開閉装置、及びそれを用いたシステムに関するものである。

この種の電源の開閉装置は、たとえばモータを駆動するためのＰＷＭインバータ回路において、主回路の動作停止時の電源遮断と主回路の動作時における電源供給を行うための切り替えを意図して構成されるものである。

ここで、ＰＷＭインバータ回路が電源から取り込んだ電力をＰＷＭスイッチングによって適切に制御し、モータ駆動に必要な電力を供給する動作を行う際、ＰＷＭインバータ回路の動作に伴い、ＰＷＭインバータ回路の消費電流はスイッチング周波数とスイッチングデューティに依存した脈動電流となる。この脈動電流は、電源回路の配線に伴う寄生インダクタンスや配線抵抗の影響を受けて脈動電圧を引き起こし、ＰＷＭインバータ回路への供給電圧を擾乱することになる。そこで、ＰＷＭインバータ回路等の大電力の負荷回路の動作の安定化のために、負荷回路への供給電圧の変動を抑えることを意図して、電源供給回路には電解コンデンサ等を用いた比較的大きな容量のコンデンサ、所謂、リプルコンデンサを備えることが一般に広く行われている。

一方、ＰＷＭインバータ回路等の大電力の負荷回路の動作を開始するためには、それに先立ち前記の電源開閉装置を開から閉の遷移を行うことにより、負荷回路への電源の供給を確立しておき、定格電圧を印加しておくことが動作の安定のために望ましい。そのために、電源開閉装置を開から閉に操作し、その後に負荷回路の動作を開始する手順を踏む。

また、電源開閉装置としては、一般的な手法として、たとえばメカニカルリレーを用いる方法がある。メカニカルリレーに内蔵されたソレノイドの駆動によって主回路に供給する電源経路の接点を閉じることにより、電源の開閉動作において開から閉の遷移を達成する。

ところが、メカニカルリレーの接点を閉じて電源を投入する動作の場合、リレー接点閉と同時に主回路の電圧が急峻に立ち上がる結果、前記リプルコンデンサに対して突流電流が流れる現象が発生する。この突流電流のピーク値は、ＰＷＭインバータ回路が動作中の通常の消費電流最大値の更に数倍から数十倍に及ぶものであって、電源電圧の瞬間的な低下を引き起こす。その結果、ＰＷＭインバータ回路等の大電流の負荷回路自身の動作のみならず、同じ電源に接続された他の機器の動作の安定性も損ねる恐れがある。

また同時に、非常に大きな突流電流がリレーの接点を通過することになる結果、リレー接点の許容電流値をオーバすることによる接点の過熱や、接点閉動作時は接点の機械的なバウンスが生じ、接点間の大きな電圧によるアークの発生が生じることによる接点の表面状態の荒れの加速、といった問題が懸念される。

前記のような問題を解決するために、例えば特開２００４−１３５３８９号公報（特許文献１）に開示されているような手法が提案されている。特許文献１に開示された手法においては、モータ駆動回路（負荷）の変動に対し、電源の電圧を安定化させることを意図した安定化電源用コンデンサ（リプルコンデンサ）を有する電源ラインと、電源の間の電気的な接続の開閉を行うリレー回路の他、電源とリプルコンデンサの間に第１の抵抗と、この第１の抵抗よりも抵抗値の小さい第２の抵抗を備えたプリチャージ回路を設けている。

そして、リレー回路を閉じる前に前記プリチャージ回路の第１の抵抗、その後第２の抵抗を介してリプルコンデンサの充電を行っている。その結果、リプルコンデンサと第１または第２の抵抗により定まる時定数により、リプルコンデンサへの充電動作がなされる。その後、リレー回路を閉じた際の接点間電位差が少ない状態となり、突流電流が緩和されている。

特開２００４−１３５３８９号公報

前記のように、負荷となる機能回路に近接して配置され、負荷電流の変動に対し電源の電圧を安定化させることを意図したリプルコンデンサを有する電源ラインと、電源の間の電気的な接続の開閉を行うことを意図し、電源開閉手段を設けた構成において電源を投入する場合、電源開閉手段が開から閉の遷移の際になんらかの対策を講じない限り、リプルコンデンサへの充電作用による過渡的な突流大電流の発生が避けられない。

そのために、特許文献１のように、一般的には予備充電を実施して突流電流の大きさを抑制するような手法が用いられている。しかしこの手法によれば予備充電機能を発揮するために、プリチャージ回路、即ち補助回路の追加が必要となり、回路実装スペースの確保や追加のコストが必要である。

また、予備充電を行うための追加の起動シーケンスが発生し、必要十分な充電動作を行うためには、予備充電の完了までの追加時間をシステム起動時間として見ておく必要がある。

予備充電の時間を実用的な長さに収めるためには、プリチャージ回路の電流供給能力をコンデンサの容量とシステム起動までの許容時間の兼ね合いにより見合った性能にする必要があり、回路の実装規模やコストに大きく影響するものとなる。

また、特許文献１に開示された手法では、電源とリプルコンデンサの間に第１の抵抗と、この第１の抵抗よりも抵抗値の小さい第２の抵抗を備えることにより、コンデンサの容量に見合った電流供給能力を維持し、高速な予備充電動作を行うが、２つの時定数を使い分けるようにプリチャージ回路を構成した結果、回路規模が大きなものとなっている。

この発明は、前記のような問題点を解決するために成されたもので、電源開閉装置全体として回路規模を小さく抑え、小型コンパクトで低廉な電源開閉装置、及びそれを用いたシステムの提供を目的とするものである。

前記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、直流電源により動作する機能回路の負荷電流の変動に対して供給電圧を安定化させるコンデンサを設けた電源供給ラインと、前記電源供給ラインの上流に位置する前記直流電源との間に、前記直流電源の開閉を行う半導体スイッチ手段を設け、前記機能回路に電源の供給、遮断を行う電源開閉装置であって、
前記半導体スイッチ手段を直列に接続された２個のスイッチ手段で構成し、両者には互いに電流の流れる向きに対して異なる方向に回り込み電流を阻止するダイオードを並列接続するとともに、
前記電源開閉装置の開から閉への遷移の際に、前記半導体スイッチ手段の出力電圧を制御し、前記コンデンサへの充電電流の値を抑制するスロープ波形発生手段を備え、前記出力電圧の増加率を時間とともに大きくなるように設定したことを特徴とする。

また、請求項２に係る発明は、前記電源供給ラインに並列に昇圧電源を備え、前記電源開閉装置の開から閉の間に所定電圧まで昇圧を行い、前記スロープ波形発生手段は、前記昇圧電源から電力を前記半導体スイッチ手段に供給するようにしたことを特徴とする。

また、請求項３に係る発明は、前記半導体スイッチ手段をバイポーラトランジスタ、もしくはＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とする。

また、請求項４に係る発明は、前記機能回路がモータを駆動するＰＷＭインバータ回路であることを特徴とする。

また、請求項５に係る発明は、直流電源により動作する機能回路と、前記機能回路の負荷電流の変動に対して供給電圧を安定化させるコンデンサと、前記電源開閉装置と、を備えたシステムであることを特徴とする。

請求項１に係る電源開閉装置によれば、電源の起動時には電源開閉装置の開閉手段である半導体スイッチ手段が出力電圧漸増により動作状態に移行する。その結果、電源開閉装置の負荷側に設けたリプルコンデンサに対する電源立ち上がり時の充電電流が、電源電圧の漸増勾配に応じて適切に制御される。この動作によってリプルコンデンサへの急激な充電電流（ラッシュ電流）の抑制ができる。従って、リプルコンデンサへの予備充電を行うプリチャージ回路は不要となると共に起動シーケンスも簡素化することができる。

また、請求項２に係る電源開閉装置によれば、電源開閉装置の出力電圧漸増の動作を、半導体スイッチ手段の定格内で適切にコントロールすることによって、電源起動時のラッシュ電流の抑制を達成しつつ、高速な起動を実現できる。

また、請求項３に係る電源開閉装置によれば、半導体スイッチ手段として一般に容易に入手可能なバイポーラトランジスタ、あるいはＭＯＳＦＥＴを適用できることから電源開閉装置の構成は容易に実現できる。

また、請求項４に係る電源開閉装置によれば、半導体スイッチ手段の定格電流容量とリプルコンデンサの搭載容量を電源開閉装置の容量に対して概ね比例するような選定とすることにより、出力の大小によらず出力電圧漸増の勾配は基本的に同じ傾きで設定できる。従って、適用する電源開閉装置の規模の大小を問わず立ち上がり時間は同等に保つことができ、電源開閉装置の定格として広範に応用可能なものとなり、大小様々な定格を持つモータ駆動用の各々のインバータ回路に対して、同一の立ち上げシーケンスにて汎用的な設計にて動作させることができる。

また、請求項５に係るシステムによれば、電源開閉装置の負荷側に設けたリプルコンデンサに対する電源立ち上がり時の充電電流が、電源電圧の漸増勾配に応じて適切に制御でき、この動作によってリプルコンデンサへの急激な充電電流（ラッシュ電流）の抑制を電源開閉装置の設置のみで実現できる。
この発明の前記以外の目的、特徴、観点及び効果は、図面を参照する以下のこの発明の詳細から、さらに明らかになるであろう。

この発明の実施の形態１に係る電源開閉装置を用いたシステムの接続例を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電源開閉装置を用いたシステムの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係る電源開閉装置を用いたシステムにおいて電源の開閉を行う半導体スイッチ手段の安全動作領域を説明する図である。 この発明の実施の形態２に係る電源開閉装置を用いたシステムの接続例を示す図である。 この発明の実施の形態２に係る電源開閉装置を動作させるための昇圧電源の構成例を示す図である。 この発明の実施の形態２に係る電源開閉装置を用いたシステムの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態３に係る電源開閉装置を用いたシステムの接続例を示す図である。 この発明の実施の形態４に係る電源開閉装置を用いたシステムの接続例を示す図である。 この発明の実施の形態４に係る電源開閉装置の他の実施の形態を用いたシステムの接続例を示す図である。 この発明の実施の形態５に係る電源開閉装置を用いたシステムの接続例を示す図である。 この発明の実施の形態５に係る電源開閉装置を用いたシステムの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態５に係る電源開閉装置を用いたシステムの動作を説明する図である。

以下、この発明に係る電源開閉装置、及びそれを用いたシステムの好適な実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電源開閉装置を用いたシステムの接続例を示す図であり、図２はその動作波形を示す図である。
図１において、符号１００はシステムを示し、このシステム１００の動作に必要な電源として、バッテリ１０からコネクタ１１を介して直流電源が引き込まれている。システム１００の主回路１２、１３によって構成された電源供給ラインには、負荷となる機能回路（以下、負荷という。）１４が接続されており、この負荷１４の動作時の消費電流の変動に対して主回路１２、１３の電圧を安定させるために、コンデンサ、即ちリプルコンデンサ１５が接続されている。また、負荷１４に対して電源の供給、遮断を行うために、主回路１２と主回路１３の間には電源開閉装置１６が設けられている。この電源開閉装置１６の開閉、及び電源開閉装置１６の動作に必要な昇圧電源１７の動作は、マイクロコントローラシステムの動作等を利用した制御手段１８によって管理されている。

電源開閉装置１６は、制御手段１８により制御されるスイッチ手段１９と、後述の動作を行うスロープ波形発生手段２０と、主回路１２と主回路１３の間に設けられ、後述の動作を行うエンハンスメントタイプのＭＯＳＦＥＴ２１と、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート・ソース間に接続されるツェナーダイオード２２と、ツェナーダイオード２２に並列接続された抵抗２３を備えている。

また、スロープ波形発生手段２０は、昇圧電源１７とスイッチ手段１９との間に接続される定電流源２４と、定電流源２４に並列接続されるコンデンサ２５と抵抗２６の直列接続体と、定電流源２４の出力側とツェナーダイオード２２との間に接続されるダイオード２７を備えている。なお、符号２８はバッテリ１０に接続されたスイッチを示している。

次に、このシステム１００における電源起動時の動作を図１及び図２により説明する。図２において、（ａ）はスイッチ２８の動作状態、（ｂ）はスイッチ手段１９の動作状態、（ｃ）は電源開閉装置１６の動作状態、（ｄ）は主回路４、５の通過電流をそれぞれ示している。

図２（ａ）に示すように、バッテリ１０に接続されたスイッチ２８をオンにすると、制御手段１８が起動する。制御手段１８は、図２（ｂ）に示すように、起動後、初期状態として電源開閉装置１６の内部に設けられたスイッチ手段１９を閉としたのち、図２（ｃ）に示すように昇圧電源１７の作動を開始させる。昇圧電源１７の機能は、バッテリ１０から取り込んで得られるシステム１００の動作電源電圧に対してより高い電圧を得ることである。この昇圧された電圧は、スロープ波形発生手段２０に供給される。ここで、スロープ波形発生手段２０を構成するコンデンサ２５の保持電圧は、初期状態としてスイッチ手段１９が閉じていることにより、昇圧電源１７の出力電圧を保持している。

次に、電源開閉装置１６の動作を開から閉に遷移して負荷１４に電源を供給するために、制御手段１８は電源開閉装置１６の内部に設けられたスイッチ手段１９の動作を閉から開に切り替える。その結果、図２（ｃ）に示すように、スロープ波形発生手段２０の内部に設けられた定電流源２４の出力電流は、スイッチ手段１９の動作が開となることによりコンデンサ２５に流れ込み、コンデンサ２５の両端間の保持電圧をスロープ状に低下させる動作となる。

昇圧電源１７の出力電圧Ｖａが安定していれば、結果として定電流源２４の出力側の電圧Ｖｂが０Ｖからスロープ状に電圧Ｖａに向かって上昇していく動作が得られる。電圧Ｖｂはダイオード２７を介して、エンハンスメントタイプのＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに印加される。ＭＯＳＦＥＴ２１は、ゲートに印加された電圧Ｖｂがスロープ状に立ち上がる結果、所謂、ソースフォロワー動作となって、ゲートに印加された電圧よりもＭＯＳＦＥＴ２１のゲート閾値電圧分低くオフセットした電圧がソース側、即ち主回路１３の結線上に現れる。つまり、ＭＯＳＦＥＴ２１のソース側の電位はスロープ状に立ち上がる動作となる。

結果的に、リプルコンデンサ１５の容量をＣ［Ｆ］、主回路１３の電圧スロープをΔＶ［Ｖ］／Δｔ［ｓ］とすれば、充電電流ｉ［Ａ］は
ｉ＝Ｃ・ΔＶ／Δｔ
となるから、スロープの傾きによって充電電流がコントロールできる。

図２（ｄ）に示すように、やがてＭＯＳＦＥＴ２１のゲート電圧が、十分に高くなりＭＯＳＦＥＴ２１が完全なオン状態となれば、電源開閉装置１６の立ち上がり動作は完了し、バッテリ１０の電圧にほぼ等しい電圧を主回路１３の結線上に得る。その後、制御手段１８の指示により主回路１３より電源を得て負荷１４は所定の動作が可能となる。負荷１４の動作時に、負荷電流の変動が生じてもリプルコンデンサ１５の作用によって瞬時的な電流変動に応答する動作となる。その際、電源開閉装置１６のＭＯＳＦＥＴ２１はオン状態にあるため、バッテリ１０からの電流の供給を継続する。

なお、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート・ソース間に接続されたツェナーダイオード２２は、電源開閉装置１６の立ち上がり後、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート印加電圧が過大となり、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートを破壊しないように保護のため用意されたものであって、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート電圧特性をもとにツェナー電圧を選定すればよい。ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート印加電圧は定電流源２４から出力され、ツェナーダイオード２２でクランプされた電圧が最終的なＭＯＳＦＥＴ２１のゲート駆動電圧となり、電源開閉装置１６の定常の閉動作時、つまりシステム１００の通常動作中の状態となる。

次に、電源開閉装置１６がオフとなる場合の動作について説明する。図２（ｂ）に示すように、制御手段１８がスイッチ手段１９を開から閉に遷移させることによって、電圧Ｖｂが０となる。その結果、ダイオード２７が遮断し、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに残留した電荷が抵抗２３を介して放電することによって、図２（ｃ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ２１はオフ、即ち、電源開閉装置１６のオフ動作となる。電源開閉装置１６のオフ動作後はリプルコンデンサ１５の電荷は、負荷１４のリークパス等により消費され徐々に放電するが、必要に応じてブリーダー抵抗を追加するなどして積極的に放電してもよい。

以上のように、実施の形態１に係る電源開閉装置１６、及びそれを用いたシステム１００によれば、電源の起動時には電源開閉装置１６の開閉手段であるＭＯＳＦＥＴ２１が出力電圧漸増により動作状態に移行する。その結果、電源開閉装置１６の負荷側に設けたリプルコンデンサ１５に対する電源立ち上がり時の充電電流が、電源電圧の漸増勾配に応じて適切に制御される。このような動作によって従来の技術で問題となったリプルコンデンサ１５への急激な充電電流（ラッシュ電流）の抑制について、電源開閉装置１６の設置のみで実現できるため、リプルコンデンサ１５への予備充電を行うプリチャージ回路は不要となると共に、起動シーケンスも簡素化することができる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２に係る電源開閉装置、及びそれを用いたシステムについて説明する。実施の形態１で説明したＭＯＳＦＥＴ２１の電源開から閉への遷移動作において、ＭＯＳＦＥＴ２１の出力電圧の増加率を時間と共に大きくなるように設定しても良い。
実施の形態１の構成によれば、システム１００の立ち上がり時にはリプルコンデンサ１５に対して所定の電圧スロープが印加され、一定の充電電流が流れることで起動時のラッシュ電流の抑制を行うことが期待できるが、充電電流の許容値は電源開閉手段として用いたＭＯＳＦＥＴ２１の損失特性（安全動作領域）によって制限をうけている。

この様子を図３に示す。例えば、半導体スイッチ手段としてＭＯＳＦＥＴを使用した場合、通電電流値、ドレイン・ソース間の電圧、通電時間に応じて素子の動作可能時間が異なり、通電可能な領域に制約がある。ドレイン・ソース間の電圧が高くなると、素子の耐圧による制限の他、素子の発熱時の寄生素子の誤動作による破壊を考慮した２次降伏制限、ドレイン損失による素子の温度上昇の制約による制限等を考慮し、時間、周囲温度及び実装条件等による安全動作領域の規定がなされている。実施の形態１のようなスロープ状の立ち上がりによって、リプルコンデンサ１５に一定の充電電流を通電する場合、充電電流の軌跡としては図３のＬａのようなものとなる。つまり、充電電流の設定条件によっては、立ち上がり初期には、ドレイン・ソース間電圧が高く、通電時間に制約のある領域での動作が必要となってしまう。

そこで、この点を改善するために、ＭＯＳＦＥＴのドレイン出力電圧の増加率を時間と共に大きくなるように設定すればよい。その結果、図３のＬｂのような軌跡にて充電動作となり、立ち上がり初期にはＦＥＴの定格に余裕があり、徐々に充電を進めてドレイン・ソース間の電圧差が小さくなれば充電電流を増やす動作となるので、ＦＥＴの動作として余裕を確保しつつ、トータルの充電時間の短縮が可能となる。

これを実現するためのシステムの構成例を図４に示す。図４は、この発明の実施の形態２に係る電源開閉装置を用いたシステムの接続例を示す図である。なお、実施の形態１と同一もしくは相当部分には同一符号を付すことにより、その説明を省略する。
実施の形態１と異なる点は、システム２００において、昇圧電源１７の動作電源として、バッテリ電源１０から降圧動作をしている定電圧電源４０及び電源開閉装置４１の開閉機能となるＭＯＳＦＥＴ２１の下流から引き込まれた電源を、ダイオード４２及び４３で切り替えて使用するものとし、また、スロープ波形発生手段２０の構成として、カレントミラー回路を利用している点である。

昇圧電源１７としては、例えば図５に示すようなチャージポンプ回路が利用できる。図５の構成例においては、ダイオードやスイッチの電圧損失を無視すれば、入力電圧の２倍の出力電圧が得られるものである。昇圧電源１７の動作立ち上がり時には定電圧電源４０の出力（たとえば５ｖ）の２倍の電圧をスロープ波形発生手段２０の動作電源として得ることができる。

次に、動作について説明する。図６は、実施の形態２に係る電源開閉装置４１を用いたシステム２００の動作を説明する図である。
図６において、（ａ）はスイッチ２８の動作状態、（ｂ）はスイッチ手段１９の動作状態、（ｃ）は電源開閉装置１６の動作状態、（ｄ）は主回路１２、１３の通過電流をそれぞれ示している。

昇圧電源１７の出力に対して、スロープ波形発生手段２０を構成する抵抗４４には主に抵抗４４の値と昇圧電源１７の出力電圧によって決まる電流が流れる。スイッチ手段１９を開くことによって、抵抗４４を流れる電流値によりコンデンサ４５を充電し、図６（ｃ）に示すように、コンデンサ４５の下端に現れる電圧ＶｂはＮＰＮトランジスタ４６、ダイオード２７を介してＭＯＳＦＥＴ２１のゲート電圧を徐々に上昇させる。

ＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン（主回路１３）には、ゲート閾値電圧分オフセットした電圧が現れ、リプルコンデンサ１５を充電する。同時に、主回路１３の電圧はダイオード４３を介して昇圧電源１７の動作電源として供給されているので、定電圧電源４０の出力よりも主回路１３の電圧が高くなれば、主回路１３から昇圧電源１７に電力が供給される。その結果、昇圧電源１７の出力電圧はさらに上昇する。

結果としてスロープ波形発生手段２０を構成するコンデンサ４５の充電電流が増加し、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート駆動電圧の増加率は時間と共に増大し、同様に主回路１３の電圧増加率も時間と共に増大する。即ち、リプルコンデンサ１５の充電電流は時間と共に増加し、スイッチ閉、つまりＭＯＳＦＥＴ２１の通過電流軌跡は図３のＬｂのような動作となることから、安全動作領域内で十分な動作マージンを確保しつつ、高速なリプルコンデンサ１５への充電動作による起動が可能となる。

以上のように、実施の形態２に係る電源開閉装置４１、及びそれを用いたシステム２００は、電源の開閉を行うＭＯＳＦＥＴ２１の電源開から閉への遷移動作において、ＭＯＳＦＥＴ２１の出力電圧の増加率を時間と共に大きくなるように設定したので、実施の形態１による効果と共に、ＭＯＳＦＥＴ２１の遷移動作の許容範囲内で高速な起動が行える効果を奏する。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３に係る電源開閉装置、及びそれを用いたシステムについて説明する。
実施の形態１あるいは実施の形態２においては、半導体スイッチ手段としてはＭＯＳＦＥＴを利用するものを説明したが、スイッチの作用により電源開から閉への遷移を出力電圧の漸増により動作させることが出来れば目的は達成できる。従って、採用する素子としてはＭＯＳＦＥＴに限定されるものではなく、例えばバイポーラトランジスタを使っても同様な効果を得ることができる。次に、この実施の形態を実現するためのシステムの構成例について説明する。

図７は、実施の形態３に係る電源開閉装置を用いたシステムの接続例を示す図である。
図７に示す実施の形態３において、実施の形態１あるいは実施の形態２と同一もしくは相当部分については、同一符号を付して詳細説明を省略する。
実施の形態３に係る電源開閉装置７０を用いたシステム３００においては、スロープ波形発生手段２０から出力された電圧は、半導体スイッチ手段としてのバイポーラトランジスタ７１のベース制限抵抗７２を経てベースに入力される。バイポーラトランジスタ７１はベース電圧に応じてコレクタ電圧が変化する。ベース駆動電圧波形を発生するスロープ波形発生手段２０の動作は実施の形態２と同様である。電源開閉装置７０の動作として、電源開から閉のとき、バイポーラトランジスタ７１はコレクタ側の出力電圧の増加率が時間と共に増大し、同様に主回路１３の電圧増加率も時間と共に増大する。

即ち、リプルコンデンサ１５の充電電流は時間と共に増加し、スイッチ閉時には実施の形態２のＭＯＳＦＥＴをスイッチ素子と使った場合と同様に、安全動作領域内で十分な動作マージンを確保しつつ、高速なリプルコンデンサ１５への充電動作による起動が可能となる。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４に係る電源開閉装置について説明する。
実施の形態１から実施の形態３においては、電源の開閉を行う半導体スイッチ手段として、バイポーラトランジスタあるいはＭＯＳＦＥＴを用いた例について説明した。これらの半導体スイッチ手段を用いると、電源開閉機能はシステムに対して正常な電圧が印加されている場合には電源の開閉の機能が正常に行われるが、対象のシステムに対して、電源の極性が逆接続となるような異常電圧の印加時にはスイッチ素子の耐圧が不足し破壊するか、あるいは半導体の構造上寄生素子を介して逆電圧がシステムの内部に回り込むと言う現象が発生し、システムを保護することは難しい。

このような問題を解決するためには、電源の開閉を行う半導体スイッチ手段と隣り合わせに、電源を逆接続した際の電流の回り込みを阻止するためのＭＯＳＦＥＴを設ければよい。次に、この実施の形態を実現するシステムの構成例について説明する。

図８Ａは、実施の形態４に係る電源開閉装置を用いたシステムの接続例を示す図である。
図８Ａにおいて、符号８０Ａは実施の形態４に係る電源開閉装置を示し、符号４００Ａは電源開閉装置８０Ａを用いたシステムを示している。実施の形態４においては、スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴ２１を使用しており、このＭＯＳＦＥＴ２１に隣接して電源逆接続に対する逆接保護用ＭＯＳＦＥＴ８１Ａを接続している。電源の極性が正常な接続の状態においては、逆接保護用ＭＯＳＦＥＴ８１Ａはボディダイオードが順方向の接続となっているため、ゲート・ソース間電圧が０Ｖであってもボディダイオードの順方向電圧の損失で導通している。スイッチ手段であるＭＯＳＦＥＴ２１と逆接保護用ＭＯＳＦＥＴ８１Ａのゲートは共通に駆動されているので、起動時はＭＯＳＦＥＴ２１の応答に依存して立ち上がる。また、立ち上がり後はＭＯＳＦＥＴ２１及び逆接保護用ＭＯＳＦＥＴ８１Ａの両者のゲート・ソース間印加電圧が必要十分に確保されるので逆接保護用ＭＯＳＦＥＴ８１Ａもオン状態となり、導通する。即ち、実施の形態２と同様な動作が可能である。

次に、電源が誤接続され逆極性となった場合は、昇圧電源１７の動作電源がダイオード４２及び４３で阻止されており供給されないため得ることができず、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート駆動電圧は０Ｖのままとなる。また、逆接保護用ＭＯＳＦＥＴ８１Ａは、ボディダイオードが逆バイアスとなるため、電源開閉装置８０Ａよりシステム４００Ａの内部の回路に対して逆極性の電源の回り込みを阻止することができる。

なお、前記実施の形態の説明においては、電源開閉装置８０Ａについて、電源極性が逆接続時の挙動に着目して動作を説明したものであるが、定電圧電源４０、制御手段１８については電源極性が逆接続への耐性を確保するために、各機能ブロックに対して必要に応じて保護用のダイオードの追加等の対策を講じることにより、システム全体として電源逆極性接続への耐性が確保されるべきであることは当然である。

図８Ｂは、実施の形態４の異なる実施形態を示すもので、図８Ｂにおいて、符号８０Ｂは電源開閉装置を示し、符号４００Ｂは電源開閉装置８０Ｂを用いたシステムを示している。この図８Ｂに示す実施の形態は、スイッチ素子をバイポーラトランジスタ８１Ｂとした構成例である。

バイポーラトランジスタ８１Ｂのベース駆動と逆接保護用ＭＯＳＦＥＴ８１Ａのゲートに対して、ベース駆動用の直列抵抗８２を用いることで共通の駆動信号で駆動し、図８Ａと同様の動作を実現している。その他の構成並びに動作については図８Ａの場合と同様であり説明は割愛する。

以上のように、実施の形態４に係る電源開閉装置８０Ａ及び８０Ｂは、開閉手段である半導体スイッチ手段として、一般に容易に入手可能なＭＯＳＦＥＴ２１あるいはバイポーラトランジスタ８１Ｂを適用したので容易な構成で実現することができる。

また、電源の開閉を行うＭＯＳＦＥＴ２１あるいはバイポーラトランジスタ８１Ｂに隣接して、電源を逆接続した際の電流の回り込みを阻止する逆接保護用ＭＯＳＦＥＴ８１Ａを設けたので、電源逆極性となる誤接続時にも、負荷１４への電流の回り込みが阻止でき、機能的にもメカニカルリレーと同様な電源逆接続に対する保護特性を実現することも可能である。

実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５に係る電源開閉装置、及びそれを用いたシステムについて説明する。図９は、実施の形態５に係る電源開閉装置を用いたシステムの動作を説明する図である。実施の形態５は直流電源により動作する負荷として、ＰＷＭインバータ回路によるモータ駆動回路を接続したものである。
図９において、符号９０はＰＷＭインバータ回路を示し、このＰＷＭインバータ回路９０は、所謂、Ｈブリッジタイプのインバータであって、インバータ出力２端子間の出力は、ＤＣモータ９１の回転方向と通電電流の大きさを変化させるものである。従って、適用モータとして、例えば永久磁石界磁式ブラシ付き巻線のＤＣモータを用いれば、ＤＣモータ９１に通電した電流値に応じて出力トルクの制御が可能となる。なお、符号５００は実施の形態５に係るシステムを示している。

このような特性から、具体的な応用例としては自動車の操舵系において運転者の操舵力を軽減するために、操舵力を検出するトルクセンサの検出トルクに応じてステアリング系に付加するアシストトルクをモータ通電電流の制御によって適切にコントロールし、運転性の向上に寄与する電動パワーステアリング装置等が考えられる。

ところで、図９の構成は、実施の形態４における図８Ａの負荷１４をＰＷＭインバータ回路９０として構成したものであって、電源開閉装置８０Ａは実施の形態４での説明と同様な起動処置を行い、負荷であるＰＷＭインバータ回路９０に対しての電源の供給を開始する。

電源が立ち上がったのちに、制御手段１８はＰＷＭインバータ回路９０を構成するＦＥＴ９２、９３、９４、及び９５の各々のゲート・ソース間に、ＦＥＴドライバ手段９６を介することにより、ＤＣモータ９１に通電すべき電流の方向と大きさに応じて可聴周波数上限以上の周波数に選ばれた適切なＰＷＭデューティを与える。その結果、実際に流れたモータ駆動電流を電流検出器９７と増幅器９８からなる電流検出手段９９を用いて制御手段１８にフィードバックすることによって、所望の通電電流、通電方向によってＤＣモータ９１を駆動することを実現する。

ここで、ＰＷＭインバータ回路９０での電流の流れを考える。ＰＷＭの力行時、即ち、電源からＤＣモータ９１に電流が流れるとき、図１０ＡのＰＷＭパターンＰにおいては、ＦＥＴ９２がオン→ＤＣモータ９１がオン→ＦＥＴ９５がオンとなってＧＮＤに戻る。この時、スイッチングの切り替わりにおける急峻な電源電流の変動に追従するために、リップルコンデンサ１５からの瞬時の電流供給が行われる。

次に、ＰＷＭデューティがオフのタイミングとなって、モータ駆動電流が回生状態で持続している場合について、図１０Ｂで考えると、前記図１０ＡでオンしていたＦＥＴ９２、及び９５がオフとなり、反対にＦＥＴ９３、９４がオンとなる結果、電流はＤＣモータ９１のインダクタンス成分により一定方向を維持し、ＧＮＤ→ＦＥＴ９４→ＤＣモータ９１→ＦＥＴ９３→電源へと流れるため、主回路１３に電流が還流する結果となる。

この電流の脈動に対してはリップルコンデンサ１５が変動分を吸収し、電源電流の変動を抑圧することを意図してリップルコンデンサ１５として比較的大容量の値を採用することが一般的である。従って、本実施の形態のように電源開閉装置８０Ａにラッシュ電流を抑制する機能を有することによって、電源投入時の突流電流の大きさを軽減することが大きな効果を奏する。

また、リップルコンデンサ１５としては大容量を得るために、一般にアルミ電解コンデンサ等の有極性の素子が採用されることが多い。加えてＰＷＭインバータ回路９０を構成するＦＥＴ９２、９３、あるいはＦＥＴ９４、９５の対によるインバータアームは、ＦＥＴの寄生ダイオードの存在により、逆バイアスに対してはショート状態となってしまうため、電源の逆接続に対して電源開閉装置８０Ａによって保護がなされることは、ＰＷＭインバータ回路９０の破壊防止のための有効な手段となり得るものである。

なお、本実施の形態においては、ＰＷＭインバータ回路９０として単純なＨブリッジの構成をもとに説明したが、ＰＷＭインバータ回路９０の構成としてはこれに限定されるものではなく、例えば三相ブリッジインバータや、それ以上の多相のブリッジ回路においても、スイッチングに伴うリップル電流の処置や、逆接続にまつわる保護の必要性等、本実施の形態と同様な課題に対して、電源開閉装置８０Ａを適用し効果を挙げ得ることは言うまでもない。

以上、この発明の実施の形態１から実施の形態５に係る電源開閉装置及びそれを用いたシステムについて説明したが、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (5)

1. 直流電源により動作する機能回路の負荷電流の変動に対して供給電圧を安定化させるコンデンサを設けた電源供給ラインと、前記電源供給ラインの上流に位置する前記直流電源との間に、前記直流電源の開閉を行う半導体スイッチ手段を設け、前記機能回路に電源の供給、遮断を行う電源開閉装置であって、
   前記半導体スイッチ手段を直列に接続された２個のスイッチ手段で構成し、両者には互いに電流の流れる向きに対して異なる方向に回り込み電流を阻止するダイオードを並列接続するとともに、
   前記電源開閉装置の開から閉への遷移の際に、前記半導体スイッチ手段の出力電圧を制御し、前記コンデンサへの充電電流の値を抑制するスロープ波形発生手段を備え、前記出力電圧の増加率を時間とともに大きくなるように設定したことを特徴とする電源開閉装置。
2. 前記電源供給ラインに並列に昇圧電源を備え、前記電源開閉装置の開から閉の間に所定電圧まで昇圧を行い、前記スロープ波形発生手段は、前記昇圧電源から電力を前記半導体スイッチ手段に供給するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電源開閉装置。
3. 前記半導体スイッチ手段をバイポーラトランジスタ、もしくはＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源開閉装置。
4. 前記機能回路は、モータを駆動するＰＷＭインバータ回路であることを特徴とする請求項１から請求項３の何れか一項に記載の電源開閉装置。
5. 請求項１から請求項４の何れか一項に記載の電源開閉装置と、直流電源により動作し、前記電源開閉装置を介して前記直流電源より供給電圧を得て動作する機能回路と、前記機能回路の負荷電流の変動に対して供給電圧を安定化させるコンデンサと、を備えたことを特徴とするシステム。

Images