JP2018191370A - 電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】突入電流を抑制しつつ、回路損失や製造コストを低減できる電源装置を提供すること。【解決手段】電源装置は、半導体リレー４０と、参照電圧生成部５１及び制御部５８を有するプリチャージ部５０を備えている。半導体リレーは、負荷である電力変換部２０に電力を供給するバッテリ２と、電力変換部よりもバッテリ側において電力変換部２０と並列に接続された平滑コンデンサ３２と、の間に設けられている。参照電圧生成部は、イグニッションスイッチ４のオンにともなって半導体リレーをオンさせるに先立ち、平滑コンデンサをプリチャージする期間において、電圧値が徐々に上昇する参照電圧Ｖｒを生成する。制御部５８は、プリチャージ期間において、平滑コンデンサの両端電圧である充電電圧Ｖｃが、参照電圧に応じた所定電圧となるように、半導体リレーを制御する。【選択図】図１

Description

この明細書における開示は、電源装置に関する。
従来、リレーを通じて直流電源からインバータなどの負荷に電力を供給する際、負荷に並列に接続された平滑コンデンサに予め電荷を蓄積し、その後にリレーをオンさせることで、突入電流を抑制する技術が知られている。
たとえば特許文献１の電源装置は、リレーに対して並列に接続されたプリチャージ回路を備えている。プリチャージ回路は、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチを含んでいる。この電源装置では、リレーをオンさせる前に、平滑コンデンサがプリチャージ回路を通じて予め充電される。
特許第５１２７３８７号明細書
プリチャージ回路を備える構成の場合、短時間で大容量のコンデンサをプリチャージするために、プリチャージ回路を流れる電流を増やす必要がある。このため、電流容量の大きい半導体スイッチを採用しなければならず、たとえば製造コストが高くなってしまう。
また、直流電源とリレーとの間に電流検出用の抵抗を配置し、リレーを定電流制御することでプリチャージする構成も知られている。しかしながら、主経路に抵抗を配置するため、回路損失が大きくなってしまう。
本開示はこのような課題に鑑みてなされたものであり、突入電流を抑制しつつ、回路損失や製造コストを低減できる電源装置を提供することを目的とする。
本開示は、上記目的を達成するために以下の技術的手段を採用する。なお、括弧内の符号は、ひとつの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、技術的範囲を限定するものではない。
本開示のひとつである電源装置は、
負荷（２０）に電力を供給する直流電源（２）と、負荷よりも直流電源側において負荷と並列に接続された平滑コンデンサ（３２）と、の間に設けられた半導体リレー（４０）と、
半導体リレーをオンさせる前の平滑コンデンサに電荷を蓄えるプリチャージ期間において、電圧値が徐々に上昇する参照電圧を生成する参照電圧生成部（５１）と、
プリチャージ期間において、平滑コンデンサの両端電圧が、参照電圧に応じた所定電圧となるように、半導体リレーを制御する制御部（５８）と、
を備える。
この電源装置によれば、プリチャージ期間において、参照電圧の上昇にともない、平滑コンデンサの両端電圧も上昇する。すなわち、半導体リレーをオンさせて直流電源から負荷に電力を供給する前に、平滑コンデンサをプリチャージし、これにより突入電流を抑制することができる。
また、半導体スイッチを含むプリチャージ回路が不要となるため、短時間で大容量の平滑コンデンサをプリチャージする場合でも、製造コストを低減することができる。また、定電流制御に用いる電流検出用の抵抗を半導体リレーと直列に設けなくともよいため、回路損失を低減することもできる。
このように、突入電流を抑制しつつ、回路損失や製造コストを低減することができる。
第１実施形態に係るプリチャージ部を備えた電力変換装置の概略構成を示す図である。 電力変換装置の起動時の動作を示すタイミングチャートである。 変形例を示す図である。 第２実施形態に係るプリチャージ部を備えた電力変換装置の概略構成を示す図である。 コンパレータ出力に応じた制御パターンを示す図である。 電力変換装置の起動時の動作を示すタイミングチャートである。 第３実施形態に係るプリチャージ部のうち。参照電圧生成部を示す図である。 プリチャージ期間における参照電圧の変化を示す図である。 第４実施形態に係るプリチャージ部を備えた電力変換装置の概略構成を示す図である。 マイコンが実行する処理を示すフローチャートである。
図面を参照しながら、複数の実施形態を説明する。複数の実施形態において、機能的に及び／又は構造的に対応する部分には同一の参照符号を付与する。
（第１実施形態）
先ず、図１に基づき、本実施形態に係るプリチャージ部を備えた電力変換装置の概略構成について説明する。この電力変換装置は、たとえば電気自動車やハイブリッド車等の車両に搭載される。
図１に示すように、電力変換装置１０は、バッテリ２から供給される電力を変換し、モータ３に出力する。これによりモータ３が駆動し、車両を走行させる。バッテリ２が、直流電源に相当する。電力変換装置１０は、外部接続端子として、電源端子１１，１２及びＩＧＳ端子１３を備えている。
電源端子１１は、バッテリ２の正極側（高電位側）に接続される＋Ｂ端子である。電源端子１２は、バッテリ２の負極側（低電位側）に接続されるグランド（ＧＮＤ）端子である。ＩＧＳ端子１３は、バッテリ２の正極に接続されたイグニッションスイッチ４のオンオフ状態に応じた電力変換装置１０の動作を決める信号が入力される端子である。以下、ＩＧＳ端子１３に入力される信号を、単にイグニッションスイッチ４のオンオフ状態に応じた信号と示す。イグニッションスイッチ４は、メインスイッチとも称される。イグニッションスイッチ４は、バッテリ２の正極に接続された高電位電源ラインにおいて、バッテリ２と電源端子１１との間に設けられている。
電力変換装置１０に対して上位のＥＣＵである例えばエンジンＥＣＵ５には、イグニッションスイッチ４のオンオフ状態を示す信号が入力される。エンジンＥＣＵ５は、電力変換装置１０のＩＧＳ端子１３に対して、イグニッションスイッチ４のオンオフ状態に応じた信号を出力する。
電力変換装置１０は、電力変換部２０、フィルタ３０、半導体リレー４０、及びプリチャージ部５０を備えている。プリチャージ部５０が、上記した電源端子１１，１２及びＩＧＳ端子１３を実質的に備えている。
電力変換部２０は、バッテリ２から供給された電力（直流）を変換する。電力変換部２０として、たとえばインバータやコンバータを採用することができる。電力変換部２０は、高電位電源ラインと、バッテリ２の負極に接続された低電位電源ライン、すなわちグランドラインとの間に設けられている。本実施形態では、電力変換部２０として三相インバータを採用しており、三相出力線がモータ３の対応するコイルと電気的に接続されている。電力変換部２０（インバータ）が、負荷に相当する。
フィルタ３０は、インダクタ３１及び平滑コンデンサ３２を有している。インダクタ３１（コイル）は、平滑コンデンサ３２とともにＬＣフィルタを構成している。平滑コンデンサ３２は、負荷である電力変換部２０に対して並列に接続されている。平滑コンデンサ３２は、電力変換部２０よりもバッテリ２側において、高電位電源ラインと低電位電源ラインとの間に設けられている。
本実施形態では、２つの平滑コンデンサ３２とひとつのインダクタ３１とにより、フィルタ３０が構成されている。後述する半導体リレー４０がオフからオンに切り替えられると、バッテリ２と平滑コンデンサ３２の両方から電力変換部２０に電力が供給される。特に平滑コンデンサ３２から、電力変換部２０に対して瞬間的に大電力が供給される。電力変換部２０に供給できる瞬間最大電力は静電容量に比例するため、平滑コンデンサ３２として静電容量が大きいものが採用される。本実施形態では、平滑コンデンサ３２のトータルの静電容量Ｃｓが、１０００μＦとされている。
半導体リレー４０は、バッテリ２と平滑コンデンサ３２を含むフィルタ３０との間に設けられている。半導体リレー４０は、高電位電源ライン及び低電位電源ラインの少なくとも一方に設けられる。本実施形態では、半導体リレー４０としてｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴを採用しており、この半導体リレー４０が、高電位電源ラインにおいて、電源端子１１とフィルタ３０との間に設けられている。ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴのドレインがフィルタ３０に接続され、ソースが電源端子１１に接続されている。そして、ソースとゲートが、抵抗４１を介して接続されている。ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴと昇圧回路を組み合わせて、半導体リレー４０としてもよい。
半導体リレー４０は、イグニッションスイッチ４のオンにともなって、オフからオンに切り替えられる。これにより、バッテリ２から平滑コンデンサ３２及び電力変換部２０に電力が供給可能となる。また、半導体リレー４０は、イグニッションスイッチ４のオンにともなって半導体リレー４０をオンさせる前のプリチャージ期間において、平滑コンデンサ３２に電荷を蓄積させるために制御される。
プリチャージ部５０は、バッテリ２と電力変換部２０及びフィルタ３０との間に設けられている。プリチャージ部５０は、イグニッションスイッチ４のオンにともなって半導体リレー４０をオンに切り替えるに先立って、平滑コンデンサ３２をプリチャージする。プリチャージ部５０は、上記した半導体リレー４０に加えて、参照電圧生成部５１及び制御部５８を有している。電源装置は、半導体リレー４０及びプリチャージ部５０を備えて構成される。
参照電圧生成部５１は、平滑コンデンサ３２をプリチャージする際に、平滑コンデンサ３２の両端電圧である充電電圧Ｖｃと比較される参照電圧Ｖｒを生成する。本実施形態では、参照電圧生成部５１が、定電流回路５２及び参照コンデンサ５３を有している。
定電流回路５２は、参照コンデンサ５３を充電するための一定の電流Ｉｒを生成する。本実施形態では、定電流回路５２が、定電流源５２０及びスイッチ５２１を有している。定電流源５２０は、バッテリ２から供給される電源電圧によらず、一定の電流Ｉｒを供給する。
スイッチ５２１は、高電位電源ラインと低電位電源ラインとの間で、定電流源５２０を高電位側として直列に接続されている。本実施形態では、スイッチ５２１として、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴを採用している。ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴのドレインが定電流源５２０に接続され、ソースが低電位電源ライン（グランド）に接続されている。スイッチ５２１のゲートは、後述する制御回路５８１（ＩＣ）に接続されている。
参照コンデンサ５３は、スイッチ５２１に対して並列に接続されている。スイッチ５２１は、参照コンデンサ５３よりも後述するオペアンプ５８２に近い側で、定電流源５２０に接続されている。参照コンデンサ５３の静電容量Ｃｒは、平滑コンデンサ３２の静電容量Ｃｓよりも十分に小さくされている。参照コンデンサ５３として、たとえば静電容量Ｃｒが１μＦのものを採用している。
このように構成される参照電圧生成部５１において、スイッチ５２１がオンされると、高電位電源ラインと低電位電源ラインとの間に、定電流源５２０及びスイッチ５２１の電流経路が形成される。このため、参照コンデンサ５３は充電されない。一方、スイッチ５２１がオフされると、参照コンデンサ５３が充電される。
制御部５８は、ＩＧＳ端子１３を通じたエンジンＥＣＵ５からの信号に基づいて、半導体リレー４０を制御する。また、制御部５８（後述する制御回路５８１）は、電力変換部２０を構成するスイッチのオンオフも制御する。制御部５８は、スイッチ５８０、制御回路５８１、及びオペアンプ５８２を有している。図１では、便宜上、制御回路５８１による電力変換部２０の制御を白抜き矢印で示している。
スイッチ５８０は、半導体リレー４０のオンオフを制御するために、半導体リレー４０を構成するＭＯＳＦＥＴのゲートと低電位電源ラインとの間に設けられている。本実施形態では、スイッチ５８０として、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴを採用している。ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴのドレインが、抵抗５８３を介して半導体リレー４０のゲートに接続され、ソースが低電位電源ラインに接続されている。また、スイッチ５８０のゲートは、制御回路５８１に接続されている。スイッチ５８０のオンにより、半導体リレー４０のゲートが低電位電源ラインと電気的に接続され、半導体リレー４０がオンされる。制御回路５８１の詳細については後述する。
オペアンプ５８２の入力端子のうち、反転入力端子（−）には、参照コンデンサ５３の両端電圧である参照電圧Ｖｒが入力される。反転入力端子は、定電流源５２０及び参照コンデンサ５３の接続点と接続されている。すなわち、スイッチ５２１のドレインと接続されている。一方、非反転入力端子（＋）には、平滑コンデンサ３２の充電電圧Ｖｃが入力される。非反転入力端子は、高電位電源ラインにおける半導体リレー４０とフィルタ３０との間の部分、すなわち平滑コンデンサ３２の正極側の電極と接続されている。オペアンプ５８２の出力端子は、半導体リレー４０のゲートと接続されている。このため、オペアンプ５８２の出力により、半導体リレー４０が制御される。
次に、図１及び図２に基づき、平滑コンデンサ３２のプリチャージについて説明する。
上記したように、エンジンＥＣＵ５は、電力変換装置１０のＩＧＳ端子１３に対して、イグニッションスイッチ４のオンオフ状態に応じた信号を出力する。たとえば、イグニッションスイッチ４がオンされているときにはＨレベルの信号を出力し、オフされているときにはＬレベルの信号を出力する。ここで、制御回路５８１からスイッチ５８０のゲートに出力される信号をリレー制御信号と示す。また、制御回路５８１からスイッチ５２１のゲートに出力される信号を充電信号と示す。
制御回路５８１に、ＩＧＳ端子１３を通じてＬレベルの信号が入力されると、制御回路５８１は、リレー制御信号としてＬレベルの信号を出力し、充電信号としてＨレベルの信号を出力する。これにより、スイッチ５８０はオフされる。また、スイッチ５２１がオンされ、定電流源５２０及びスイッチ５２１の電流経路が形成される。このため、参照コンデンサ５３に電荷が蓄積されない。以上により、半導体リレー４０はオンせず、平滑コンデンサ３２に電荷が蓄積されない。
制御回路５８１に、ＩＧＳ端子１３を通じてＨレベルの信号が入力されると、先ず制御回路５８１は、リレー制御信号としてＬレベルの信号を出力するとともに、充電信号としてＬレベルの信号を出力する。スイッチ５８０は、オフ状態で維持される。一方、スイッチ５２１は、オンからオフに切り替わる。充電信号として出力されるＬレベルの信号が、プリチャージの開始を指示する信号である。
スイッチ５２１がオフ状態に切り替わると、図２に示すように、参照コンデンサ５３の充電が開始される。参照コンデンサ５３は一定値の電流Ｉｒにより充電されるため、参照電圧Ｖｒは一定の傾きで上昇する。なお、傾きとは、単位時間当たりの電圧変化量である。
参照電圧Ｖｒと充電電圧Ｖｃの差分が正方向に大きいと、半導体リレー４０のドレイン−ソース間抵抗が小さくなり、充電電圧Ｖｃが上昇する。充電電圧Ｖｃの上昇により参照電圧Ｖｒと充電電圧Ｖｃの差が小さくなると、オペアンプ５１２は半導体リレー４０のゲートを絞る。このように、オペアンプ５８２は、反転入力端子に入力される参照電圧Ｖｒと非反転入力端子に入力される充電電圧Ｖｃとが等しくなるように、半導体リレー４０のゲート電圧を制御する。したがって、平滑コンデンサ３２の充電電圧Ｖｃも、参照電圧Ｖｒと同じ傾きで徐々に高くなる。プリチャージ期間において、平滑コンデンサ３２を充電するプリチャージ電流Ｉｐは、参照コンデンサ５３を充電する電流Ｉｒ×（Ｃｓ／Ｃｒ）に比例した値を有する。
充電電圧Ｖｃが、電源端子１１に入力される電源電圧に達すると、制御回路５８１は、充電信号としてＨレベルの信号を出力する。これにより、平滑コンデンサ３２のプリチャージが完了となる。充電電圧Ｖｃと同じタイミングで、参照電圧Ｖｒも電源電圧に達する。すなわち、参照電圧Ｖｒ及び充電電圧Ｖｃがともに電源電圧と同じ値となる。なお、電源電圧よりも低い所定電圧を閾値とし、充電電圧Ｖｃ又は参照電圧Ｖｒが閾値に達すると、プリチャージ完了としてもよい。
プリチャージが完了してから所定時間が経過すると、制御回路５８１は、リレー制御信号としてＨレベルの信号を出力する。これにより、スイッチ５８０がオン状態となり、半導体リレー４０がオンされる。以上のように、本実施形態によれば、半導体リレー４０をオンさせる前のプリチャージ期間において、平滑コンデンサ３２に電荷を蓄積することができる。
次に、上記した電源装置及び電力変換装置１０の効果について説明する。
本実施形態では、プリチャージ期間において、参照電圧生成部５１により、電圧値が徐々に上昇する参照電圧Ｖｒが生成される。そして、平滑コンデンサ３２の充電電圧Ｖｃが参照電圧Ｖｒと等しくなるように半導体リレー４０が制御され、これにより平滑コンデンサ３２がプリチャージされる。したがって、突入電流を抑制することができる。
また、従来のような半導体スイッチを含むプリチャージ回路、すなわち半導体リレーに対するバイパス回路が不要となる。したがって、プリチャージ回路のように電流容量の大きい半導体スイッチを採用しなくても、短時間で大容量の平滑コンデンサ３２をプリチャージすることができる。このため、プリチャージ回路を備える従来の構成に較べて、製造コストを低減し、体格の増大を抑制することができる。
また、従来の定電流制御で用いる電流検出用の抵抗が不要となる。電流検出用の抵抗を、主経路、すなわち半導体リレーと直列に設けなくともよいため、抵抗による損失が無い分、回路損失を低減することができる。
以上により、本実施形態のプリチャージ部５０及び該プリチャージ部５０を備えた電力変換装置１０によれば、電源投入時の突入電流を抑制しつつ、回路損失や製造コストを低減することができる。
さらに本実施形態では、参照電圧Ｖｒが、プリチャージ期間のすべてにおいて、一定傾きを有して線形変化する。これにより、プリチャージ電流Ｉｐを一定にすることができる。したがって、外部接続端子のコネクタ、たとえば電源端子１１のコネクタや、イグニッションスイッチ４などに過大な電流が流れて、溶着が生じるのを抑制することができる。
本実施形態では、定電流源５２０及びスイッチ５２１を含む定電流回路５２と、参照コンデンサ５３を有して、参照電圧生成部５１が構成されている。このように、参照電圧生成部５１としてアナログ回路を採用することで、傾きが一定の参照電圧Ｖｒを生成しつつ、簡素な構成とし、製造コストを低減することができる。特に本実施形態では、参照コンデンサ５３をひとつのみ有しているため、構成をより簡素化することができる。
本実施形態では、平滑コンデンサ３２を充電するプリチャージ電流Ｉｐが、参照コンデンサ５３を充電する電流Ｉｒ×（Ｃｓ／Ｃｒ）に比例する。参照コンデンサ５３の静電容量Ｃｒは、平滑コンデンサ３２の静電容量Ｃｓに較べて極めて小さい。したがって、電流Ｉｒに対してプリチャージ電流Ｉｐを大きくし、これによりプリチャージ時間を短縮することができる。
図３は、変形例を示している。この変形例では、充電電圧Ｖｃを抵抗分圧された電圧が、参照電圧Ｖｒと等しくなるように、半導体リレー４０が制御される。図３では、定電流回路５２やオペアンプ５８２の具体的な構成例を示している。
参照電圧生成部５１の定電流源５２０は、スイッチ５２０ａ，５２０ｂ及び抵抗５２０ｃ，５２０ｄを有して構成されている。図３では、スイッチ５２０ａとしてｐｎｐバイポーラトランジスタを採用し、スイッチ５２０ｂとしてｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴを採用している。スイッチ５２０ａのエミッタが高電位電源ラインに接続され、コレクタが抵抗５２０ｃを介してスイッチ５２１のドレインに接続されている。一方、スイッチ５２０ｂのドレインは参照コンデンサ５３の正極側の電極に接続され、ソースが抵抗５２０ｄを介してスイッチ５２０ａのエミッタに接続されている。
また、制御部５８のオペアンプ５８２が、スイッチ５８２ａ，５８２ｂ及び抵抗５８２ｃ，５８２ｄを有して構成されている。図３では、スイッチ５８２ａ，５８２ｂとしてｎｐｎバイポーラトランジスタを採用している。スイッチ５８２ａのベースが、定電流源５２０と参照コンデンサ５３との接続点に接続されている。また、スイッチ５８２ａのエミッタが抵抗５８２ｃを介して低電位接続ラインに接続され、コレクタが抵抗５８２ｄを介して半導体リレー４０のゲートに接続されている。一方、スイッチ５８２ｂのベースが、高電位電源ラインと低電位電源ラインとの間で直列に接続された抵抗５８４，５８５の接続点に接続されている。また、スイッチ５８２ｂのエミッタがスイッチ５８２ａのエミッタに接続され、コレクタが高電位電源ラインにおける半導体リレー４０よりもバッテリ２側の部分に接続されている。
また、参照コンデンサ５３が、スイッチ５２１よりもオペアンプ５８２側で定電流源５２０に接続されている。このような構成において、充電信号がＬレベルからＨレベルに切り替わることでスイッチ５２１がオンすると、スイッチ５２０ａにコレクタ電流が流れてスイッチ５２０ｂがオンし、電流Ｉｒにより、参照コンデンサ５３が充電される。参照コンデンサ５３の充電により参照電圧Ｖｒが上昇し、スイッチ５８２ａにコレクタ電流が流れて半導体リレー４０がオンする。これにより、平滑コンデンサ３２が充電される。
平滑コンデンサ３２の充電により充電電圧Ｖｃが上昇すると、抵抗分圧されてなる電圧Ｖｃｄも上昇し、スイッチ５８２ｂにコレクタ電流が流れる。スイッチ５８２ｂにコレクタ電流が流れると、スイッチ５８２ａ，５８２ｂと抵抗５８２ｃとの接続点の電位が低下する。これにより、スイッチ５８２ａのベース−エミッタ間電圧（ＶＢＥ）が小さくなり、スイッチ５８２ａのコレクタ電流が減少して半導体リレー４０のゲートが絞られる。
このようにして、電圧Ｖｃｄが参照電圧Ｖｒと等しくなるように制御される。電圧Ｖｃｄは、抵抗５８４，５８５の接続点の電位であり、充電電圧Ｖｃを抵抗分圧してなる。したがって、充電電圧Ｖｃは、参照電圧Ｖｒに応じた所定電圧となる。また、プリチャージ電流Ｉｐは次式で示される。
Figure 2018191370
たとえば抵抗５８４の抵抗値Ｒ１と抵抗５８５の抵抗値Ｒ２がともに等しい１０ｋΩ、上記したように平滑コンデンサ３２の静電容量Ｃｓが１０００μＦ、参照コンデンサ５３の静電容量Ｃｒが１μＦの場合、プリチャージ電流Ｉｐ＝２０００×Ｉｒとなる。
また、上記した変形例では、参照電圧生成部５１を構成する定電流源５２０のスイッチ５２０ａとして、ｐｎｐバイポーラトランジスタを採用しており、ｐｎ接合の特性から、参照電圧Ｖｒが負の温度を有する。半導体リレー４０は温度が高くなると許容電流が小さくなるが、変形例によれば、温度の上昇にともなって参照電圧Ｖｒ、すなわちプリチャージ電流Ｉｐを小さくできる。したがって、定格の小さな半導体リレー４０を採用することができる。
（第２実施形態）
本実施形態は、先行実施形態を参照できる。このため、先行実施形態に示した電源装置及び電力変換装置１０と共通する部分についての説明は省略する。
図４に示すように、本実施形態では、互いに並列に接続された参照コンデンサ５３を複数有し、容量切替部５４により、参照コンデンサ５３のトータルの静電容量Ｃｒが切り替え可能に構成されている。換言すれば、参照電圧Ｖｒの傾きが多段に設定可能に構成されている。
参照電圧生成部５１は、参照コンデンサ５３として、第１コンデンサ５３０、第２コンデンサ５３１、及び第３コンデンサ５３２を有している。本実施形態では、第１コンデンサ５３０の静電容量Ｃ１、第２コンデンサ５３１の静電容量Ｃ２、第３コンデンサ５３２の静電容量Ｃ３の比が、Ｃ１：Ｃ２：Ｃ３＝１：１：２とされている。
参照電圧生成部５１は、容量切替部５４を有している。容量切替部５４は、選択部５４０、第１スイッチ５４１、第２スイッチ５４２、第１コンパレータ５４３、及び第２コンパレータ５４４を有している。
選択部５４０は、第１コンパレータ５４３及び第２コンパレータ５４４の出力に基づいて、第１スイッチ５４１及び第２スイッチ５４２のオンオフを制御する。すなわち、静電容量Ｃｒに影響を及ぼす参照コンデンサ５３を選択する。選択部５４０は、第２コンデンサ５３１及び第３コンデンサ５３２が低電位電源ラインと接続されるか否かを選択する。
本実施形態において、選択部５４０は、制御回路５８１の一部として構成されている。先行実施形態で示した制御回路５８１の機能は、本実施形態の制御回路５８１において、リレー制御部５８６として構成されている。なお、選択部５４０を、制御回路５８１とは別に設けることもできる。
第１スイッチ５４１は、第２コンデンサ５３１と低電位電源ラインとの間に設けられている。第２スイッチ５４２は、第３コンデンサ５３２と低電位電源ラインとの間に設けられている。本実施形態では、第１スイッチ５４１及び第２スイッチ５４２としてｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴを採用している。第１スイッチ５４１のドレインが第２コンデンサ５３１に接続され、ソースがグランドに接続されている。同じく、第２スイッチ５４２のドレインが第３コンデンサ５３２に接続され、ソースがグランドに接続されている。それぞれのゲートは、制御回路５８１に接続されており、選択部５４０から制御信号が入力される。なお、第１コンデンサ５３０及びスイッチ５２１は、先行実施形態と同じ配置とされている。
第１コンパレータ５４３の反転入力端子（−）には、第１閾値電圧Ｖｔｈ１が入力される。非反転入力端子（＋）には、参照コンデンサ５３と定電流源５２０との接続点の電圧、すなわち参照電圧Ｖｒが入力される。第２コンパレータ５４４の反転入力端子（−）には、第２閾値電圧Ｖｔｈ２が入力される。非反転入力端子（＋）には、参照電圧Ｖｒが入力される。第２閾値電圧Ｖｔｈ２は、第１閾値電圧Ｖｔｈ１よりも高い値が設定されている。
第１コンパレータ５４３は、参照電圧Ｖｒが第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満の場合にＬレベルの信号を出力し、第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上の場合にＨレベルの信号を出力する。第２コンパレータ５４４は、参照電圧Ｖｒが第２閾値電圧Ｖｔｈ２未満の場合にＬレベルの信号を出力し、第２閾値電圧Ｖｔｈ２以上の場合にＨレベルの信号を出力する。
図５は、第１コンパレータ５４３及び第２コンパレータ５４４による比較結果と選択部５４０による制御パターンを示している。上記したように、静電容量の比がＣ１：Ｃ２：Ｃ３＝１：１：２とされているため、図５において便宜上、静電容量をＣ１＝Ｃ２＝１Ｃ、Ｃ３＝２Ｃとしている。
第１コンパレータ５４３及び第２コンパレータ５４４の出力がいずれもＬレベルの場合、すなわち参照電圧Ｖｒが低い側の第１閾値電圧Ｖｔｈ１にも到達していない場合、制御回路５８１の選択部５４０は、第１スイッチ５４１及び第２スイッチ５４２のそれぞれにＨレベルの信号を出力する。これにより、第１スイッチ５４１及び第２スイッチ５４２がいずれもオンされ、第１コンデンサ５３０だけでなく、第２コンデンサ５３１及び第３コンデンサ５３２も低電位電源ライン（グランド）に接続される。すべての参照コンデンサ５３が接続されるため、静電容量Ｃｒ（総容量）は４Ｃとなる。
充電により参照電圧Ｖｒが上昇し、第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上、第２閾値電圧Ｖｔｈ２未満になると、第１コンパレータ５４３の出力がＨレベル、第２コンパレータ５４４の出力がＬレベルとなる。この場合、選択部５４０は、第１スイッチ５４１にＨレベルの信号、第２スイッチ５４２にＬレベルの信号を出力する。これにより、第１スイッチ５４１がオン、第２スイッチ５４２がオフされ、第１コンデンサ５３０及び第２コンデンサ５３１が接続状態、第３コンデンサ５３２が切断状態となる。第１コンデンサ５３０及び第２コンデンサ５３１のみが電流Ｉｒにより充電可能となるため、静電容量Ｃｒは２Ｃとなる。
充電により参照電圧Ｖｒがさらに上昇し、第２閾値電圧Ｖｔｈ２以上になると、第１コンパレータ５４３及び第２コンパレータ５４４の出力がいずれもＨレベルとなる。この場合、選択部５４０は、第１スイッチ５４１及び第２スイッチ５４２のそれぞれにＬレベルの信号を出力する。これにより、第１スイッチ５４１及び第２スイッチ５４２がいずれもオフされ、第１コンデンサ５３０が接続状態、第２コンデンサ５３１及び第３コンデンサ５３２が切断状態となる。第１コンデンサ５３０のみが電流Ｉｒにより充電可能となるため、静電容量Ｃｒは１Ｃとなる。
図６は、プリチャージ期間の動作を示している。先行実施形態に示したように、時刻ｔ０において、イグニッションスイッチ４がオンされたことを示す信号が入力されると、制御回路５８１（リレー制御部５８６）は、リレー制御信号としてＬレベルの信号、充電信号としてＬレベルの信号を出力する。これにより、スイッチ５８０はオフ状態とされ、スイッチ５２１は、オンからオフに切り替わる。また、参照電圧Ｖｒが第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満であるため、制御回路５８１（選択部５４０）は、第１スイッチ５４１及び第２スイッチ５４２の制御信号としていずれもＨレベルの信号を出力する。これにより、第１スイッチ５４１及び第２スイッチ５４２はオン状態とされ、第１コンデンサ５３０、第２コンデンサ５３１、及び第３コンデンサ５３２がすべて接続状態とされる。
このため、参照コンデンサ５３の静電容量Ｃｒは４Ｃとなる。静電容量Ｃｒが４Ｃとなる制御パターンＡの場合、参照コンデンサ５３の参照電圧Ｖｒは、一定の傾きであり、且つ、制御パターンの中で最も小さな傾きで上昇する。また、プリチャージ電流Ｉｐも、一定値であり、且つ、制御パターンの中で最も小さな値となる。
充電により参照電圧Ｖｒが上昇し、時刻ｔ１において第１閾値電圧Ｖｔｈ１に到達すると、上記したように第１コンパレータ５４３の出力がＬレベルからＨレベルの信号に切り替わり、選択部５４０は、第２スイッチ５４２の制御信号をＨレベルからＬレベルの信号に切り替える。これにより、第１コンデンサ５３０及び第２コンデンサ５３１は接続状態が維持され、第３コンデンサ５３２が切断状態とされる。このため、参照コンデンサ５３の静電容量Ｃｒは２Ｃとなる。静電容量Ｃｒが２Ｃとなる制御パターンＢの場合、参照コンデンサ５３の参照電圧Ｖｒは、一定の傾きであり、且つ、制御パターンの中で中間の傾きで上昇する。また、プリチャージ電流Ｉｐも、一定値であり、且つ、制御パターンの中で中間の値となる。
充電によりさらに参照電圧Ｖｒが上昇し、時刻ｔ２において第２閾値電圧Ｖｔｈ２に到達すると、上記したように第２コンパレータ５４４の出力もＬレベルからＨレベルの信号に切り替わり、選択部５４０は、第１スイッチ５４１の制御信号をＨレベルからＬレベルの信号に切り替える。これにより、第１コンデンサ５３０のみ接続状態が維持され、第２コンデンサ５３１及び第３コンデンサ５３２が切断状態とされる。このため、参照コンデンサ５３の静電容量Ｃｒは１Ｃとなる。静電容量Ｃｒが１Ｃとなる制御パターンＣの場合、参照コンデンサ５３の参照電圧Ｖｒは、一定の傾きであり、且つ、制御パターンの中で最も大きな傾きで上昇する。また、プリチャージ電流Ｉｐも、一定値であり、且つ、制御パターンの中で最も大きな値となる。
なお、参照電圧Ｖｒの傾きが切り替わるタイミング、すなわちプリチャージ電流Ｉｐの値が切り替わるタイミングである時刻ｔ０，ｔ１，ｔ２のそれぞれにおいて、リレー損失は大きくなる。ここで、半導体リレー４０（リレーＭＯＳＦＥＴ）のドレイン−ソース間電圧（ＶＤＳ）は、電源電圧から充電電圧Ｖｃを減算した値となる。リレー損失とは、半導体リレー４０に流れるプリチャージ電流Ｉｐとドレイン−ソース間電圧との乗算値である。本実施形態では、リレー損失が、半導体リレー４０として許容できる許容損失よりも低い値である狙い値Ｐｄ以下となるように、参照コンデンサ５３のそれぞれの静電容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３、第１閾値電圧Ｖｔｈ１、及び第２閾値電圧Ｖｔｈ２が設定されている。
第１閾値電圧Ｖｔｈ１は、静電容量Ｃｒが４Ｃに設定されてから、リレー損失が狙い値Ｐｄの１／２となる時点で傾きが切り替わるように設定されている。また、第２閾値電圧Ｖｔｈ２は、静電容量Ｃｒを２Ｃに切り替えてから、リレー損失が狙い値Ｐｄの１／２となる時点で傾きが切り替わるように設定されている。このため、参照電圧Ｖｒの傾きを多段で切り替えても、リレー損失が狙い値Ｐｄを上回ることはない。
次に、上記した電源装置及び電力変換装置１０の効果について説明する。
本実施形態のプリチャージ部５０及び該プリチャージ部５０を備えた電力変換装置１０も、先行実施形態と同等の効果を奏することができる。すなわち、電源投入時の突入電流を抑制しつつ、回路損失や製造コストを低減することができる。また、参照電圧Ｖｒが、プリチャージ期間において、線形変化する。これにより、プリチャージ電流Ｉｐを一定（傾きをゼロ）にすることができる。
また、参照電圧Ｖｒの傾きを多段に切り替えることができる。これにより、リレー損失を低減しつつ、平滑コンデンサ３２のプリチャージ時間を短縮することができる。
また、参照電圧Ｖｒの傾きを切り替えるものの、プリチャージ期間中、時刻ｔ０〜ｔ１の期間、時刻ｔ１〜ｔ２の期間、時刻ｔ２以降の期間の各小期間において、期間内の傾きは一定である。これにより、各小期間において、プリチャージ電流Ｉｐを一定にすることができる。
また、参照電圧Ｖｒの傾きは、プリチャージ期間の開始から小期間が開始するまでの時間が長いほど大きくなるように制御する。これによれば、さらにプリチャージ時間を短くしつつ、半導体リレー４０として許容できる許容損失を低減することができる。
本実施形態では、第１コンパレータ５４３及び第２コンパレータ５４４を用いて参照電圧Ｖｒを切り替える例を示したが、これに限定されない。たとえばＡ／Ｄコンバータを採用することもできる。
（第３実施形態）
本実施形態は、先行実施形態を参照できる。このため、先行実施形態に示した電源装置及び電力変換装置１０と共通する部分についての説明は省略する。
図７に示すように、本実施形態では、参照電圧生成部５１が、カウンタ５５及びＤ／Ａコンバータ５６を有して構成されている。
イグニッションスイッチ４がオンされたことを示す信号が入力されると、制御回路５８１は、カウンタ５５に対してカウント開始を指示する信号を出力する。カウンタ５５は、制御回路５８１からの信号をトリガとしてカウントを開始するデジタル回路である。カウンタ５５は、所定周期で所定値ずつカウントアップする。そして、カウント値をＤ／Ａコンバータ５６（ＤＡＣ）に出力する。本実施形態では、１０ｂｉｔのカウンタ５５を採用しており、カウントの周期が１ｍｓ、カウントアップ値が１とされている。周期及びカウントアップ値は、予め記憶されている。
図８は、上記した参照電圧生成部５１により、プリチャージ期間において生成される参照電圧Ｖｒを示している。Ｄ／Ａコンバータ５６は、カウンタ５５の出力に応じた参照電圧Ｖｒを生成し、先行実施形態に示したように、オペアンプ５８２の反転入力端子に出力する。
このように本実施形態によっても、傾きが一定の参照電圧Ｖｒを生成することができる。これにより、プリチャージ電流Ｉｐを一定にすることができる。また、カウンタ５５の設定値である周期及びカウントアップ値を変更することで、参照電圧Ｖｒ、ひいては充電電圧Ｖｃの傾きを変更することができる。すなわち、プリチャージ電流Ｉｐの値を変更することができる。
（第４実施形態）
本実施形態は、先行実施形態を参照できる。このため、先行実施形態に示した電源装置及び電力変換装置１０と共通する部分についての説明は省略する。
図９に示すように、本実施形態では、プリチャージ部５０が、マイコン５９を用いて構成されている。マイコン５９は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、レジスタ、及びＩ／Ｏポートなどを備えて構成されたマイクロコンピュータである。マイコン５９において、ＣＰＵが、ＲＡＭやレジスタの一時記憶機能を利用しつつ、ＲＯＭに予め記憶された制御プログラム、バスを介して取得した各種情報などに応じて所定の処理を実行する。また、この処理で得られた信号を、バスに出力したりする。このようにして、マイコン５９は、各種機能を実行する。
マイコン５９は、機能部として、参照電圧Ｖｒを生成して出力する参照電圧生成部５１、及び、スイッチ５８０、ひいては半導体リレー４０を制御するリレー制御部５８６を有している。このリレー制御部５８６、スイッチ５８０、及びオペアンプ５８２を有して、制御部５８が構成されている。また、本実施形態では、第２実施形態同様、参照電圧Ｖｒの傾きを多段に切り替えるように構成されている。
マイコン５９は５つのポートＰ０〜Ｐ４を有している。ポートＰ０からオペアンプ５８２の反転入力端子に対して、参照電圧Ｖｒが出力される。オペアンプ５８２の非反転入力端子には、平滑コンデンサ３２の充電電圧Ｖｃを抵抗５８４，５８５により分圧した電圧Ｖｃｄが入力される。本実施形態においても、抵抗５８４，５８５が互いに等しい値とされている。ポートＰ１には、電圧Ｖｃｄ（＝Ｖｃ／２）が入力される。
ポートＰ２には、バッテリ２から供給される電源電圧Ｖ０を抵抗５８７，５８８により分圧した電圧が入力される。本実施形態では、抵抗５８７，５８８が互いに等しい値とされている。ポートＰ３からスイッチ５８０のゲートに対して、リレー制御信号が出力される。また、ポートＰ４には、ＩＧＳ端子１３を通じてエンジンＥＣＵ５からイグニッションスイッチ４の状態に応じた信号が入力される。
次に、図１０に基づき、マイコン５９が実行する処理について説明する。マイコン５９は、電力変換装置１０への電源投入時（起動時）において、以下の処理を実行する。
マイコン５９は、先ず、半導体リレー４０のオン指令が入力されたか否かを判定する（ステップＳ１０）。具体的には、エンジンＥＣＵ５の出力する信号が、イグニッションスイッチ４のオフ状態を示すＬレベルの信号から、オン状態を示すＨレベルの信号に切り替わり、これによりＨレベルの信号がポートＰ４に入力されたか否かを判定する。オン指令が入力されるまで、マイコン５９はステップＳ１０の処理を繰り返す。
オン指令が入力されたと判定すると、次いでマイコン５９は、電源電圧Ｖ０の初期値Ｖ０ｓを取得する（ステップＳ１２）。具体的には、ポートＰ２への入力から、電源電圧Ｖ０の初期値Ｖ０ｓを取得し、メモリに記憶する。
次いで、マイコン５９は、参照電圧Ｖｒを設定する（ステップＳ１４）。マイコン５９は、参照電圧Ｖｒの前回値Ｖｒ０と、設定されている傾きに応じた変化量ΔＶｒとにより、参照電圧Ｖｒ＝Ｖｒ０＋ΔＶｒを設定する。ステップＳ１２に続いて参照電圧Ｖｒを設定する場合、前回値Ｖｒ０として初期値であるゼロ（０）が設定され、傾きとして初期値が設定される。傾きの初期値とは、たとえば第２実施形態で示したが傾き最小の値である。変化量は、この傾きに後述する所定時間を乗算したものである。
マイコン５９は、ステップＳ１４で参照電圧Ｖｒを設定してから所定時間待機（ステップＳ１６）し、次いで充電電圧Ｖｃが電源電圧Ｖ０と等しいか否かを判定する（ステップＳ１８）。本実施形態では、抵抗５８４，５８５がともに等しく、抵抗５８７，５８８がともに等しいため、ポートＰ１とポートＰ２の入力が等しいか否かを判定する。
ステップＳ１８において、充電電圧Ｖｃが電源電圧Ｖ０と等しいと判定すると、マイコン５９は、ポートＰ３から出力するリレー制御信号を、Ｈレベルに切り替える（ステップＳ２０）。これにより、スイッチ５８０がオン状態となり、半導体リレー４０がオンされる。以上により、一連の処理を終了する。
一方、ステップＳ１８において、充電電圧Ｖｃが電源電圧Ｖ０が等しくないと判定すると、マイコン５９は、リレー損失が狙い値Ｐｄの１／２以下であるか否かを判定する（ステップＳ２２）。ここで、先行実施形態の図６に示したように、プリチャージ電流Ｉｐは、参照電圧Ｖｒに比例する。ステップＳ２２では、ポートＰ１を通じて取得した充電電圧Ｖｃを、ステップＳ１２で取得した初期値Ｖ０ｓから減算し、半導体リレー４０のドレイン−ソース間電圧（＝Ｖ０ｓ−Ｖｃ）を算出する。そして、所定時間待機後の参照電圧Ｖｒをドレイン−ソース間電圧に乗算し、リレー損失とする。なお、ここでの狙い値Ｐｄは、参照電圧Ｖｒとプリチャージ電流Ｉｐとの比例関係を考慮した値とされている。
ステップＳ２２において、リレー損失が狙い値Ｐｄの１／２よりも大きいと判定すると、特に処置をせず、ステップＳ１４に戻り、ステップＳ１４以降の処理を実行する。ステップＳ１４では、参照電圧Ｖｒを設定するに当たり、前回と同じ傾きを用いる。また、先にステップＳ１４で設定した参照電圧Ｖｒを前回値Ｖｒ０として用いる。
ステップＳ２２において、リレー損失が狙い値Ｐｄの１／２以下であると判定すると、マイコン５９は、参照電圧Ｖｒの傾きを変更する（ステップＳ２４）。たとえば第２実施形態同様、３段階の傾きを設定可能な場合、傾きとして１段階大きいものを設定する。最小値が設定されていれば中間値を、中間値が設定されていれば最大値を新たに設定する。なお、設定されている傾きを所定倍（たとえば２倍）する処理を実行することで、傾きを変更してもよい。
ステップＳ２４の処理実行後、ステップＳ１４に戻り、ステップＳ１４以降の処理を実行する。ステップＳ１４では、参照電圧Ｖｒを設定するに当たり、ステップＳ２４で設定された傾きを用いる。また、先にステップＳ１４で設定した参照電圧Ｖｒを前回値Ｖｒ０として用いる。
以上のように、マイコン５９を用いた構成によっても、先行実施形態と同等の効果を奏することができる。
なお、第２実施形態（図６参照）で示したように、リレー損失と参照電圧Ｖｒの傾きは比例する。したがって、上記したリレー損失に基づいて、傾きを設定することもできる。
マイコン５９を用いる構成において、参照電圧Ｖｒを多段に切り替える例を示したが、これに限定されない。第１実施形態で示したように、プリチャージ期間のすべてにおいて、参照電圧Ｖｒを同じ傾きとしてもよい。
この明細書の開示は、例示された実施形態に制限されない。開示は、例示された実施形態と、それらに基づく当業者による変形態様を包含する。たとえば、開示は、実施形態において示された要素の組み合わせに限定されない。開示は、多様な組み合わせによって実施可能である。開示される技術的範囲は、実施形態の記載に限定されない。開示されるいくつかの技術的範囲は、特許請求の範囲の記載によって示され、さらに特許請求の範囲の記載と均等の意味及び範囲内でのすべての変更を含むものと解されるべきである。
先行実施形態では、参照電圧Ｖｒの変化が線形の例を示したが、これに限定されない。プリチャージ期間において、参照電圧Ｖｒは徐々に上昇すればよい。たとえば変化が曲線となるような参照電圧Ｖｒを生成してもよい。
２…バッテリ、３…モータ、４…イグニッションスイッチ、５…エンジンＥＣＵ、１０…電力変換装置、１１，１２…電源端子、１３…ＩＧＳ端子、２０…電力変換部、３０…フィルタ、３００…インダクタ、３０１…平滑コンデンサ、４０…半導体リレー、４１…抵抗、５０…プリチャージ部、５１…参照電圧生成部、５２…定電流回路、５２０…定電流源、５２０ａ，５２０ｂ…スイッチ、５２０ｃ，５２０ｄ…抵抗、５２１…スイッチ、５３…参照コンデンサ、５３１…第１コンデンサ、５３２…第２コンデンサ、５３３…第３コンデンサ、５４…容量切替部、５４０…選択部、５４１…第１スイッチ、５４２…第２スイッチ、５４３…第１コンパレータ、５４４…第２コンパレータ、５５…カウンタ、５６…Ｄ／Ａコンバータ、５８…制御部、５８０…スイッチ、５８１…制御回路、５８２…オペアンプ、５８２ａ，５８２ｂ…スイッチ、５８２ｃ，５８２ｄ…抵抗、５８３，５８４，５８５…抵抗、５８６…リレー制御部、５８７，５８８…抵抗、５９…マイコン

Claims (8)

  1. 負荷（２０）に電力を供給する直流電源（２）と、前記負荷よりも前記直流電源側において前記負荷と並列に接続された平滑コンデンサ（３２）と、の間に設けられた半導体リレー（４０）と、
    前記半導体リレーをオンさせる前の前記平滑コンデンサに電荷を蓄えるプリチャージ期間において、電圧値が徐々に上昇する参照電圧を生成する参照電圧生成部（５１）と、
    前記プリチャージ期間において、前記平滑コンデンサの両端電圧が、前記参照電圧に応じた所定電圧となるように、前記半導体リレーを制御する制御部（５８）と、
    を備える電源装置。
  2. 前記参照電圧生成部は、電圧値が線形変化する前記参照電圧を生成する請求項１に記載の電源装置。
  3. 前記参照電圧生成部は、前記プリチャージ期間のすべてにおいて、単位時間当たりの電圧変化量である傾きが同じ前記参照電圧を生成する請求項２に記載の電源装置。
  4. 前記プリチャージ期間が複数の小期間からなり、
    前記参照電圧生成部は、前記小期間ごとに単位時間当たりの電圧変化量である傾きが異なり、且つ、それぞれの前記小期間内において前記傾きが一定の前記参照電圧を生成する請求項２に記載の電源装置。
  5. 前記参照電圧生成部は、前記プリチャージ期間の開始から前記小期間が開始するまでの時間が長いほど前記傾きが大きくなるように、前記参照電圧を生成する請求項４に記載の電源装置。
  6. 前記参照電圧生成部は、定電流を出力する定電流回路（５２）と、前記定電流により、前記参照電圧を生成する参照コンデンサ（５３）と、を有する請求項２〜５いずれか１項に記載の電源装置。
  7. 前記参照電圧生成部は、所定周期で所定値カウントアップするカウンタ（５５）と、前記カウンタのカウント値に応じた電圧を前記参照電圧として出力するＤ／Ａコンバータ（５６）と、を有する請求項２〜５いずれか１項に記載の電源装置。
  8. 前記参照電圧が、負の温度特性を有する請求項６又は請求項７に記載の電源装置。
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