JP2012205360A - 発光素子駆動用のスイッチング電源の制御回路、発光素子の駆動回路、およびそれらを用いた発光装置および電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】調光用パルス信号のデューティ比が小さいと、起動時間が長くなる。
【解決手段】ｇｍアンプ２１は、電流駆動回路８（ＣＳ_ｉ）に生ずる検出電圧Ｖ_ＬＥＤと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差に応じた電流を生成する。フィードバックスイッチＳＷ１は、フィードバックキャパシタＣ_ＦＢが接続されるフィードバック端子ＦＢとｇｍアンプ２１の出力端子との間に設けられ、調光用パルス信号ＰＷＭに応じてオンする。ソフトスタート回路３２は、時間とともに変化するソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳを生成する。クランプ回路４０は、スイッチング電源４の動作開始からある期間、アクティブとなり、フィードバック端子ＦＢに生ずるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを、検出電圧Ｖ_ＬＥＤのレベルにかかわらずソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳと等しくなるように制御する。
【選択図】図２

Description

本発明は、発光装置に関する。

近年、液晶パネルのバックライトや照明機器として、ＬＥＤ（発光ダイオード）をはじめとする発光素子を利用した発光装置が利用される。図１は、本発明者が検討した発光装置の構成例を示す回路図である。ここで説明される発光装置１００３およびその動作は、本出願人が従来技術と認めるものではない。発光装置１００３は、複数（ｎチャンネル）のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎと、スイッチング電源１００４と、電流駆動回路１００８を備える。

各ＬＥＤストリング６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源１００４は、入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧して複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎのアノード側の一端に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。

電流駆動回路１００８は、アナログ調光およびバースト調光（ＰＷＭ調光ともいう）を併用して、ＬＥＤストリング６の輝度を調節する。電流源ＣＳｉ（１≦ｉ≦ｎ）は、対応するＬＥＤストリング６＿ｉのカソード側の一端に接続され、ＬＥＤストリング６＿ｉに、目標輝度に応じた駆動電流Ｉ_ＬＥＤを供給する。駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさにもとづく調光をアナログ調光という。

ＰＷＭコントローラ１００９は、目標輝度に応じたデューティ比を有する調光用パルス信号ＰＷＭ_１〜ＰＷＭ_ｎを生成し、調光用パルス信号ＰＷＭに応じたデューティ比で電流源ＣＳ１〜ＣＳｎを間欠的にオンさせる。これにより、デューティ比に応じたオン期間（点灯期間）Ｔ_ＯＮにのみ、ＬＥＤストリング６に駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れることになり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの時間平均が制御され、輝度が調節される。

スイッチング電源１００４は、出力回路１１０２と、制御ＩＣ１１００を備える。出力回路１１０２は、インダクタＬ１、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１を含む。制御ＩＣ１１００は、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を制御することにより、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを調節する。

制御ＩＣ１１００は、電流源ＣＳの両端間の電圧、つまりＬＥＤストリング６のカソード側の一端の電位（検出電圧という）Ｖ_ＬＥＤが、所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するように、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを安定化させる。

誤差増幅器２２は、複数チャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤｎのうち最も低いひとつ（単に検出電圧Ｖ_ＬＥＤという）と基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。誤差増幅器２２は、トランスコンダクタンスアンプ（ｇｍアンプ）２１、フィードバックスイッチＳＷ１、位相補償用の抵抗Ｒ_ＦＢおよびキャパシタＣ_ＦＢを含む。フィードバックスイッチＳＷ１は、調光用パルス信号ＰＷＭが点灯期間を示すときにオンする。ｇｍアンプ２１は、検出電圧Ｖ_ＬＥＤと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差に応じた電流を生成する。この電流によってキャパシタＣ_ＦＢが充放電され、フィードバック（ＦＢ）端子にフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが発生する。

パルス変調器２０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じたデューティ比を有するパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。ドライバＤＲは、パルス信号Ｓ_ＰＷＭにもとづきスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。ドライバ２８は、バースト調光の点灯期間Ｔ_ＯＮにのみスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングし、消灯期間Ｔ_ＯＦＦにおいてスイッチングを停止する。

特開２００６−１１４３２４号公報 特開２００８−３００２０８号公報 特開２００６−３３９２９８号公報 特開２００８−０６４４７７号公報 特開２００８−２５８４２８号公報 特開２００７−１５８０８３号公報

図１の発光装置１００３の起動動作を検討する。
スタンバイ信号ＳＴＢがローレベルのとき、制御ＩＣ１１００はシャットダウンしており、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは０Ｖとなっている。また起動直後において、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢもゼロである。

スタンバイ信号ＳＴＢがハイレベルとなると、制御ＩＣ１００がシャットダウンから復帰し、スイッチング電源１００４の昇圧動作が開始する。
スイッチングトランジスタＭ１は、バースト調光の点灯期間Ｔ_ＯＮにのみスイッチングするため、調光用パルス信号ＰＷＭのデューティ比が小さい場合、出力キャパシタＣ１に電荷が供給される時間が短くなるため、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの上昇速度が遅くなり、起動時間が長くなる。

加えて起動直後、検出電圧Ｖ_ＬＥＤは基準電圧Ｖ_ＲＥＦより低いため、ｇｍアンプ２１が電流を出力してキャパシタＣ_ＦＢを充電することにより、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが上昇する方向にフィードバックがかかる。ところがｇｍアンプ２１の出力電流は、調光用パルス信号ＰＷＭが点灯期間Ｔ_ＯＮにのみ、キャパシタＣ_ＦＢに供給される。したがって、調光用パルス信号ＰＷＭのデューティ比が小さい場合、キャパシタＣ_ＦＢを充電する時間が短くなるため、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢの上昇速度、つまりＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比の増加速度が遅くなり、結果として起動時間が長くなる。

なお、この課題を本発明の分野における共通の一般知識の範囲として捉えてはならない。さらに言えば、上記検討自体が、本出願人がはじめて想到したものである。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、調光用パルス信号のデューティ比が小さくても短時間で起動可能な、スイッチング電源の制御回路の提供にある。

本発明のある態様は、発光素子の第１端子に駆動電圧を供給するスイッチング電源を制御するとともに、発光素子に流れる駆動電流を生成する制御回路に関する。制御回路は、発光素子の第２端子に接続され、調光用パルス信号に応じた間欠的な駆動電流を発光素子に供給する電流駆動回路と、電流駆動回路の両端間に生ずる検出電圧と所定の基準電圧の誤差に応じた電流を生成するトランスコンダクタンスアンプと、フィードバックキャパシタが接続されるべきフィードバック端子と、フィードバック端子とトランスコンダクタンスアンプの出力端子との間に設けられ、調光用パルス信号に応じてオンするフィードバックスイッチと、時間とともに変化するソフトスタート電圧を生成するソフトスタート回路と、スイッチング電源の動作開始からある期間、アクティブとなり、フィードバック端子に生ずるフィードバック電圧を、検出電圧のレベルにかかわらずソフトスタート電圧と等しくなるように制御するクランプ回路と、フィードバック電圧に応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するパルス変調器と、調光用パルス信号が点灯を指示する期間、パルス信号にもとづきスイッチング電源のスイッチング素子を駆動し、調光用パルス信号が消灯を指示する期間、スイッチング素子をオフするドライバと、を備える。

この態様によると、調光用パルス信号のデューティ比が小さい場合であっても、フィードバック電圧を、ソフトスタート電圧に追従して上昇させることができ、出力電圧を短時間で上昇させることができる。また、スイッチング電源の動作開始からある期間が経過した後に、クランプ回路を非アクティブとしてソフトスタート電圧に応じたフィードバック電圧の制御を解除することにより、検出電圧が基準電圧と近づくようなフィードバック制御に移行させることができる。

フィードバックスイッチは、クランプ回路が非アクティブであり、かつ調光用パルス信号が点灯を指示する期間においてオンしてもよい。

クランプ回路は、その第１端子がフィードバック端子に接続された第１トランジスタと、その第１端子が第１トランジスタの制御端子に接続され、その制御端子にソフトスタート電圧が入力される第１トランジスタと相補的な第２トランジスタと、を含んでもよい。
第１端子は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のソース、バイポーラトランジスタのエミッタであり、第２端子はＦＥＴのドレイン、バイポーラトランジスタのコレクタであり、制御端子は、ＦＥＴのゲート、バイポーラトランジスタのベースであってもよい。

クランプ回路は、クランプ回路が非アクティブの期間に、第１トランジスタの制御端子の電位を、第１トランジスタがオフするレベルに固定するオフ回路をさらに含んでもよい。

クランプ回路は、フィードバック端子と固定電圧端子の間に設けられ、クランプ回路がアクティブの期間にオンするインピーダンス回路をさらに含んでもよい。

クランプ回路は、スイッチング電源の起動開始後、発光素子に流れる駆動電流が所定レベルに達するまでの期間、アクティブとなってもよい。
この場合、発光素子に所定レベルの駆動電流が流れ始めると、通常のフィードバック制御に移行させることができる。

電流駆動回路は、発光素子の第２端子と固定電圧端子の間に設けられた駆動トランジスタおよび電流検出抵抗と、その反転入力端子が駆動トランジスタおよび電流検出抵抗の接続点と接続され、その非反転入力端子に駆動電流を指示する制御電圧が印加された演算増幅器と、を含んでもよい。制御回路は、調光用パルス信号が点灯を指示する期間における駆動トランジスタの制御端子の電位を、所定の電圧レベルと比較することにより、発光素子に流れる駆動電流が所定レベルに達したことを検出する点灯検出回路をさらに備えてもよい。
駆動トランジスタの制御端子の電位は、駆動電流が増大するにしたがい低下する。したがってしきい値レベルを適切に設定することにより、所定レベルの駆動電流が流れはじめたことを好適に検出できる。

電流駆動回路は、駆動トランジスタの制御端子と固定電圧端子の間に設けられ、調光用パルス信号に応じてオン、オフが制御される調光用スイッチをさらに含んでもよい。

点灯検出回路は、そのソースが演算増幅器の上側電源端子に接続され、そのゲートが駆動トランジスタの制御端子に接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴと、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインと演算増幅器の下側電源端子の間に設けられた電流源と、そのゲートが、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、そのソースが下側電源端子に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴと、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインと上側電源端子の間に設けられた負荷と、を含んでもよい。点灯検出回路は、調光用パルス信号が点灯を指示する期間におけるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン電位に応じた信号を、検出結果を示す信号として出力してもよい。
駆動トランジスタの制御端子の電位が低下すると、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートソース間電圧が大きくなる。この態様によれば、ＭＯＳＦＥＴのゲートソース間しきい値電圧を利用することにより駆動電流が流れ始めたことを検出できる。

点灯検出回路は、そのデータ端子にＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン電位が入力され、そのクロック端子に、調光用パルス信号と同期クロック信号の論理積に応じた信号が入力されたフリップフロップをさらに含み、フリップフロップの出力信号を、検出結果を示す信号として出力してもよい。

クランプ回路は、スイッチング電源の起動開始後、スイッチング電源の出力電圧に応じた電圧が、所定のレベルより低い期間、アクティブとなってもよい。

クランプ回路は、スイッチング電源の出力電圧が発光素子が点灯するレベルより低い期間、アクティブとなってもよい。

クランプ回路は、ソフトスタート電圧が所定のしきい値電圧より低い期間、アクティブとなってもよい。

パルス変調器は、所定の周波数を有する三角波または鋸波の周期電圧を生成する発振器と、フィードバック電圧と、周期電圧を比較することによりパルス信号を生成するパルス幅変調用コンパレータと、を含んでもよい。

本発明の別の態様は、発光装置である。この発光装置は、発光素子と、発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を備える。スイッチング電源は、スイッチング素子を含む出力回路と、スイッチング素子を駆動する上述のいずれかの態様の制御回路と、を含む。

本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述の発光装置と、を備える。

本発明のさらに別の態様は、発光素子の駆動回路である。この発光素子の駆動回路は、発光素子の第２端子に接続され、調光用パルス信号に応じた間欠的な駆動電流を発光素子に供給する電流駆動回路と、発光素子が発光可能な状態となったことを検出する点灯検出回路と、を備える。電流駆動回路は、発光素子の前記第２端子と固定電圧端子の間に設けられた駆動トランジスタおよび電流検出抵抗と、その反転入力端子が前記駆動トランジスタおよび電流検出抵抗の接続点と接続され、その非反転入力端子に前記駆動電流を指示する制御電圧が印加された演算増幅器と、を含む。点灯検出回路は、調光用パルス信号が点灯を指示する期間における駆動トランジスタの制御端子の電位を所定の電圧レベルと比較することにより、発光素子に流れる駆動電流が所定レベルに達したことを検出する。

点灯検出回路は、そのソースが演算増幅器の上側電源端子に接続され、そのゲートが駆動トランジスタの制御端子に接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴと、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインと演算増幅器の下側電源端子の間に設けられた電流源と、そのゲートが、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、そのソースが下側電源端子に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴと、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインと上側電源端子の間に設けられた負荷と、を含んでもよい。調光用パルス信号が点灯を指示する期間におけるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン電位に応じた信号を、検出結果を示す信号として出力してもよい。

点灯検出回路は、そのデータ端子にＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン電位が入力され、そのクロック端子に、調光用パルス信号と同期クロック信号の論理積に応じた信号が入力されたフリップフロップをさらに含み、フリップフロップの出力信号を、検出結果を示す信号として出力してもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、調光用パルス信号のデューティ比が小さくても、短時間で起動できる。

本発明者が検討した発光装置の構成例を示す回路図である。 実施の形態に係るスイッチング電源を備える電子機器の構成を示す回路図である。 図２のクランプ回路の構成例を示す回路図である。 点灯検出回路および電流源の構成を示す回路図である。 図２の発光装置の動作を示す波形図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図２は、実施の形態に係るスイッチング電源を備える電子機器の構成を示す回路図である。

電子機器２は、ノートＰＣ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話端末、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）などの電池駆動型の機器であり、発光装置３とＬＣＤ（Liquid Crystal Display）パネル５を備える。発光装置３はＬＣＤパネル５のバックライトとして設けられる。

発光装置３は、発光素子であるＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎと、電流駆動回路８と、スイッチング電源４と、を備える。

各ＬＥＤストリング６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源４は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧（たとえば電池電圧）Ｖ_ＩＮを昇圧して、出力端子Ｐ２に接続される出力ラインに、出力電圧（駆動電圧）Ｖ_ＯＵＴを発生させる。複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれの一端（アノード）は、出力ラインに共通に接続される。

スイッチング電源４は、制御ＩＣ１００および出力回路１０２を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、出力キャパシタＣ１を含む。出力回路１０２のトポロジーは一般的であるため、説明を省略する。またそのトポロジーにさまざまな変形があることが当業者には理解され、本発明において限定されるものではない。

制御ＩＣ１００のスイッチング端子Ｐ４は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続される。制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６の点灯に必要な出力電圧Ｖ_ＯＵＴが得られるように、フィードバックによりスイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を調節する。なおスイッチングトランジスタＭ１は制御ＩＣ１００に内蔵されてもよい。

電流駆動回路８は、複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎの他端（カソード）と接続される。電流駆動回路８は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれに、目標輝度に応じた間欠的な、あるいは直流の駆動電流Ｉ_ＬＥＤ１〜Ｉ_ＬＥＤｎを供給する。具体的には電流駆動回路８は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられた複数の電流源ＣＳ_１〜ＣＳ_ｎと、ＰＷＭコントローラ９を備える。ｉ番目の電流源ＣＳ_ｉは、対応するｉ番目のＬＥＤストリング６＿ｉのカソードと接続されている。電流源ＣＳ_ｉは、ＰＷＭコントローラ９から出力される制御信号ＰＷＭ_ｉに応じて、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉを出力する動作（アクティブ）状態φ_ＯＮと、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉを停止する停止状態φ_ＯＦＦが切りかえ可能に構成される。ＰＷＭコントローラ９は、目標輝度に応じたデューティ比を有する制御信号ＰＷＭ_ｉ〜ＰＷＭ_ｎを生成し、電流源ＣＳ_１〜ＣＳ_ｎに出力する。制御信号ＰＷＭ_ｉがアサート（たとえばハイレベル）される期間（点灯期間Ｔ_ＯＮ）、対応する電流源ＣＳ_ｉは動作状態φ_ＯＮとなり、ＬＥＤストリング６＿ｉは点灯する。制御信号ＰＷＭ_ｉがネゲート（たとえばローレベル）される期間（消灯期間Ｔ_ＯＦＦ）、対応する電流源ＣＳ_ｉは停止状態φ_ＯＦＦとなり、ＬＥＤストリング６＿ｉは消灯する。点灯期間Ｔ_ＯＮと消灯期間Ｔ_ＯＦＦの時間比率を制御することにより、ＬＥＤストリング６＿ｉに流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤの実効値（時間平均値）が制御され、輝度を調節することができる。電流駆動回路８によるＰＷＭ駆動の周波数は数十〜数百Ｈｚである。

電流駆動回路８は、制御ＩＣ１００に集積化される。あるいは、制御ＩＣ１００と電流駆動回路８を別のチップに集積化してもよい。それらは、単一のパッケージ（モジュール）を構成してもよいし、別々のパッケージを構成してもよい。

以上が発光装置３全体の構成である。続いて制御ＩＣ１００の構成を説明する。制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられたＬＥＤ端子ＬＥＤ_１〜ＬＥＤ_ｎを備える。各ＬＥＤ端子ＬＥＤ_ｉは、対応するＬＥＤストリング６＿ｉのカソード端子と接続される。なお、ＬＥＤストリングは複数である必要はなく、１個であってもよい。

制御ＩＣ１００は、主としてパルス生成部１９、ドライバ２８、ソフトスタート回路３２、クランプ回路４０、点灯検出回路６０を備える。

パルス生成部１９は、ＬＥＤストリング６の点灯期間Ｔ_ＯＮにおいて、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じた検出電圧が所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するようにデューティ比が調節されるパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。図２において、検出電圧は、ＬＥＤストリング６のカソード端子に生ずる電圧（ＬＥＤ端子電圧）Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤｎのうち、最も低いひとつであり、以下ではＶ_ＬＥＤと記す。

ドライバ２８は、調光用パルス信号ＰＷＭが点灯を指示する期間Ｔ_ＯＮ、パルス信号Ｓ_ＰＷＭにもとづきスイッチング信号ＳＷＯＵＴを生成し、スイッチングトランジスタＭ１を駆動する。また調光用パルス信号ＰＷＭが消灯を指示する期間Ｔ_ＯＦＦ、スイッチングトランジスタＭ１をオフ状態で固定する。

点灯期間Ｔ_ＯＮにおいて制御ＩＣ１００は、スイッチング電源４の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎの駆動に最適な電圧レベルに調節する。消灯期間Ｔ_ＯＦＦにおいては、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎに供給される駆動電流Ｉ_ＬＥＤ１〜Ｉ_ＬＥＤｎがゼロ、すなわちスイッチング電源４が無負荷状態となる。ドライバ２８は、消灯期間Ｔ_ＯＦＦにおいて制御ＩＣ１００はスイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを停止する。

続いてパルス生成部１９の構成を説明する。パルス生成部１９は、誤差増幅器２２、パルス変調器２０を含む。誤差増幅器２２は、ＬＥＤストリング６の点灯期間において、検出電圧Ｖ_ＬＥＤと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅し、誤差に応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。

誤差増幅器２２は、ｇｍアンプ２１、フィードバックスイッチＳＷ１、位相補償用の抵抗Ｒ_ＦＢおよびキャパシタＣ_ＦＢを含む。制御ＩＣ１００には、ＦＢ端子が設けられ、ＦＢ端子と外部の接地端子の間には、抵抗Ｒ_ＦＢおよびキャパシタＣ_ＦＢが直列に外付けされる。

ｇｍアンプ２１は、電流源ＣＳの両端間に生ずる検出電圧Ｖ_ＬＥＤと所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差に応じた電流を出力（ソースまたはシンク）する。具体的にはｇｍアンプ２１は、複数の反転入力端子（−）と、ひとつの非反転入力端子（＋）を有する。複数の反転入力端子にはそれぞれ、ＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤｎが入力され、非反転入力端子には基準電圧Ｖ_ＲＥＦが入力される。誤差増幅器２２は、最も低いＬＥＤ端子電圧（検出電圧）Ｖ_ＬＥＤと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差に応じた電流を生成する。

フィードバックスイッチＳＷ１は、ＦＢ端子とｇｍアンプ２１の出力端子との間に設けられ、調光用パルス信号ＰＷＭに応じてオンする。調光パルス信号ＰＷＭは、各チャンネルの調光パルス信号ＰＷＭ_１〜ＰＷＭ_ｎの論理和であり、少なくともひとつのチャンネルが点灯期間を示すときに、所定レベル（たとえばハイレベル）となる。

ソフトスタート回路３２は、スタンバイ信号ＳＴＢがスタンバイ状態から通常の動作状態の復帰を指示すると、時間とともに変化するソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳを生成する。また、ソフトスタート回路３２は、ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳがあるしきい値電圧に達するとアサート（ハイレベル）されるソフトスタート完了信号（ＳＳ＿ＥＮＤ信号）を出力する。

点灯検出回路６０は、ＬＥＤストリング６が発光可能な程度まで駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇したことを検出し、検出するとアサート（ハイレベル）されるフラグ信号（ＬＥＤ＿ＯＮ＿ＡＬＬ信号）を出力する。ＬＥＤ＿ＯＮ＿ＡＬＬ信号は、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが少なくともひとつのＬＥＤストリング６を発光可能なレベルより高いときにハイレベル、低いときハイレベルとなる。つまり、ＬＥＤ＿ＯＮ＿ＡＬＬ信号は、少なくともひとつのＬＥＤストリング６が発光可能なときにアサート（ハイレベル）される。

ＯＲゲート５６は、ＬＥＤ＿ＯＮ＿ＡＬＬ信号とＳＳ＿ＥＮＤ信号の論理和をとることにより、ＳＴＡＲＴ＿ＯＫ信号を生成する。つまり、ＳＴＡＲＴ＿ＯＫ信号は、起動直後にローレベルをとり、その後、ソフトスタートが完了するか、いずれかのＬＥＤが点灯するとハイレベルに遷移する。

クランプ回路４０は、スイッチング電源４の起動開始後、言い換えればスタンバイ信号ＳＴＢがスタンバイ状態から動作状態への復帰を指示してからある期間、アクティブとなる。アクティブなクランプ回路４０は、ＦＢ端子に生ずるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを、検出電圧Ｖ_ＬＥＤのレベルにかかわらず、ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳと等しくなるように制御する。クランプ回路４０は、イネーブル端子ＥＮ＃（反転論理）を有し、イネーブル端子ＥＮ＃に入力される信号がローレベルの期間アクティブとなる。本実施の形態において、イネーブル端子ＥＮ＃には、ＳＴＡＲＴ＿ＯＫ信号が入力される。

ＡＮＤゲート２３は、ＳＴＡＲＴ＿ＯＫ信号と調光用パルス信号ＰＷＭの論理積にもとづき、フィードバックスイッチＳＷ１を制御する。これによりフィードバックスイッチＳＷ１は、ＳＴＡＲＴ＿ＯＫ信号がハイレベル、つまりクランプ回路４０が非アクティブであり、かつ調光用パルス信号ＰＷＭが点灯を指示する期間Ｔ_ＯＮにオンする。

パルス変調器２０は、たとえばパルス幅変調器であり、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じたデューティ比を有し、かつ固定された周期を有するパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。具体的にはフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが高いほどパルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比は大きくなる。

たとえばパルス変調器２０は、オシレータ２４、ＰＷＭコンパレータ２６を含む。オシレータ２４は、三角波もしくはのこぎり波の周期電圧Ｖ_ＯＳＣを生成する。ＰＷＭコンパレータ２６はフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを周期電圧Ｖ_ＯＳＣと比較し、比較結果に応じたレベルを有するＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。なお、パルス変調器２０としてパルス周波数変調器などを用いてもよい。ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭの周波数は、電流駆動回路８によるＰＷＭ駆動の周波数に比べて十分に高く、数百ｋＨｚ（たとえば６００ｋＨｚ）である。

図３は、図２のクランプ回路４０の構成例を示す回路図である。クランプ回路４０は、主として、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの第１トランジスタＭ１１と、第１トランジスタＭ１１と相補的な、すなわちＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの第２トランジスタＭ１２と、を備える。第１トランジスタＭ１１の第１端子（ソース）は、ＦＢ端子に接続される。第２トランジスタＭ１２のソースは、第１トランジスタＭ１１の制御端子（ゲート）に接続され、第２トランジスタＭ１２の制御端子（ゲート）には、ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳが入力される。

第１トランジスタＭ１１に対する負荷としてインピーダンス回路５１が設けられる。インピーダンス回路５１は、ＦＢ端子と固定電圧端子（接地端子）の間に設けられる。インピーダンス回路５１は、抵抗１１およびスイッチＭ１３を含む。インバータ５４は、ＳＴＡＲＴ＿ＯＫ信号を反転し、スイッチＭ１３のゲートに入力する。こうしてスイッチＭ１３は、クランプ回路４０がアクティブの期間にオンするよう制御される。

第２トランジスタＭ１２のソースと固定電圧端子（電源端子）の間には、第２トランジスタＭ１２に対する負荷として電流源５２が設けられる。

第１トランジスタＭ１１、第２トランジスタＭ１２それぞれのゲートソース間電圧をＶ_Ｔと書くとき、トランジスタＭ１２のソース電位、すなわちトランジスタＭ１１のゲート電位は、Ｖ_ＳＳ＋Ｖ_Ｔとなる。ＦＢ端子の電位は、トランジスタＭ１１のゲート電位よりもＶ_Ｔ低いため、ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳと等しくなる。

オフ回路５３は、クランプ回路４０が非アクティブの期間に、第１トランジスタＭ１１のゲートの電位を、第１トランジスタＭ１１がオフするレベルに固定する。たとえばオフ回路５３は、第１トランジスタＭ１１のゲートと固定電圧端子（接地端子）の間に設けられ、その制御端子にＳＴＡＲＴ＿ＯＫ信号が入力されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（トランジスタＭ１４）で構成できる。ＳＴＡＲＴ＿ＯＫ信号がハイレベルとなると、トランジスタＭ１４がオンし、第１トランジスタＭ１１がオフする。

クランプ回路４０は、ＬＥＤストリング６に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤが所定レベルより低い期間にアクティブとなり、高い期間に非アクティブとなる。別の観点から見ると、クランプ回路４０は、ＬＥＤストリング６が発光可能となるまでの期間、アクティブとなり、発光可能となった後に非アクティブとなる。

ソフトスタート回路３２は、スタンバイ信号ＳＴＢがハイレベルに遷移すると、クロック信号ＣＬＫに応じてカウントアップするデジタルカウンタ３４と、カウンタ３４のカウント値をアナログ電圧に変換し、ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳを生成するＤ／Ａコンバータ３６を含んでもよい。カウンタ３４は、カウント値ＣＮＴが所定値に達するとハイレベルとなるＳＳ＿ＥＮＤ信号を生成する。ＳＳ＿ＥＮＤ信号は、ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳが所定レベルより低いときローレベル、高いときハイレベルとなる。

ソフトスタート回路３２は、キャパシタおよびキャパシタを充電、あるいは放電する回路の組み合わせで構成してもよい。

続いて点灯検出回路６０によるＬＥＤ＿ＯＮ＿ＡＬＬ信号の生成について説明する。図４は、点灯検出回路６０および電流源ＣＳ_ｉの構成を示す回路図である。図４には、全ｎチャンネルのうち、１チャンネル（第ｉチャンネル）の構成が示される。電流駆動回路８の電流源ＣＳ_ｉは、駆動トランジスタＭ２１、電流検出抵抗Ｒ２１、演算増幅器ＯＡ１、調光用スイッチＭ２２を備える。

接地端子ＬＥＤ＿ＧＮＤは、外部の接地電位と接続される。駆動トランジスタＭ２１および電流検出抵抗Ｒ２１は、ＬＥＤストリング６のカソードであるＬＥＤ端子ＬＥＤ_ｉと接地端子ＬＥＤ＿ＧＮＤの間に順に直列に設けられる。演算増幅器ＯＡ１の反転入力端子は、駆動トランジスタＭ２１および電流検出抵抗Ｒ２１の接続点と接続され、その非反転入力端子には、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉを指示する制御電圧Ｖ_ＤＩＭが印加される。この電流源ＣＳ_ｉによって、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉが生成される。
Ｉ_ＬＥＤｉ＝Ｖ_ＤＩＭ／Ｒ２１

調光用スイッチＭ２２は、駆動トランジスタＭ２１の制御端子（ゲート）と接地端子ＬＥＤ＿ＧＮＤの間に設けられ、調光用パルス信号ＰＷＭ_ｉに応じてオン、オフが制御される。インバータ６３は、調光用パルス信号ＰＷＭ_ｉを反転し、調光用スイッチＭ２２のゲートに入力する。調光用パルス信号ＰＷＭ_ｉがローレベルの期間（消灯期間Ｔ_ＯＦＦ）、調光用スイッチＭ２２がオンし、駆動トランジスタＭ２１のゲートがローレベルとなり、駆動トランジスタＭ２１がオフする。

点灯検出回路６０は、調光用パルス信号ＰＷＭ_ｉが点灯を指示する点灯期間Ｔ_ＯＮにおいて、駆動トランジスタＭ２１のゲートの電位Ｖ_Ｇを所定のレベルＶａと比較することにより、ＬＥＤストリング６_ｉに流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉが所定レベルに達したことを検出する。検出結果を示すＬＥＤ＿ＯＮ_ｉ信号は、Ｖ_Ｇ＞Ｖａのときローレベル、Ｖ_Ｇ＜Ｖａのときハイレベルとなる。

具体的に点灯検出回路６０は、トランジスタＭ３１、電流源６２、抵抗６８、トランジスタＭ３２を含む。ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＭ３１のソースは、演算増幅器ＯＡ１の上側電源端子Ｖ_ＤＤに接続され、そのゲートは駆動トランジスタＭ２１の制御端子（ゲート）に接続される。電流源６２は、トランジスタＭ３１のドレインと演算増幅器ＯＡ１の下側電源端子（ＬＥＤ＿ＧＮＤ）の間に設けられる。トランジスタＭ３２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、そのゲートが、トランジスタＭ３１のドレインに接続され、そのソースが下側電源端子（ＬＥＤ＿ＧＮＤ）に接続される。トランジスタＭ３２のドレインと上側電源端子Ｖ_ＤＤの間には、トランジスタＭ３２に対する負荷として抵抗６８が設けられる。

点灯検出回路６０は、トランジスタＭ３２のドレイン電位Ｖ_{Ｄ＿Ｍ３２}に応じてＬＥＤ＿ＯＮ_ｉ信号を生成する。インバータ６５は、インバータ６３の出力を反転する。インバータ６５の出力信号は、調光用パルス信号ＰＷＭと同じ論理レベルを有する。ＡＮＤゲート６７は、インバータ６５の出力である調光用パルス信号ＰＷＭ_ｉと同期クロックＣＬＫの論理積を生成し、インバータＩＮＶ１は、ＡＮＤゲート６７の出力を反転し、フリップフロップ６９のクロック端子に入力する。インバータＩＮＶ２は、トランジスタＭ３２のドレイン電位Ｖ_{Ｄ＿Ｍ３２}を反転し、フリップフロップ６９のデータ端子（Ｄ）に入力する。フリップフロップ６９の出力が、ＬＥＤ＿ＯＮ_ｉ信号となる。ＬＥＤ＿ＯＮ_ｉ信号は、第ｉチャンネルのＬＥＤストリング６にあるレベルの駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉが流れているとき、言い換えれば、出力電圧Ｖ_ＯＵＴがある電圧レベル以上となっているときにアサート（ハイレベル）される。

ＯＲゲート７１は、全チャンネルのＬＥＤ＿ＯＮ_１〜ＬＥＤ＿ＯＮ_ｎ信号の論理和をとり、ＬＥＤ＿ＯＮ＿ＡＬＬ信号を生成する。

以上が発光装置３の構成である。続いてその動作を説明する。
図５は、図２の発光装置３の動作を示す波形図である。時刻ｔ１にスタンバイ信号ＳＴＢがハイレベルに遷移し、スイッチング電源４の起動が指示される。起動開始とともにソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳが上昇し始める。このときクランプ回路４０はアクティブであり、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢも、ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳに追従して上昇する。これによりパルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比は、ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳに応じて増大していく。

フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが周期電圧Ｖ_ＯＳＣの下限レベルより高くなると（時刻ｔ２）、パルス信号Ｓ_ＰＷＭが生成される。そして調光用パルス信号ＰＷＭ_ｉが点灯期間Ｔ_ＯＮを示す間、ドライバ２８によってスイッチング信号ＳＷＯＵＴが生成され、スイッチングトランジスタＭ１がスイッチングされる。スイッチング信号ＳＷＯＵＴは、調光用パルス信号ＰＷＭ_ｉより高い周波数でパルス変調されているが、図５ではスイッチング信号ＳＷＯＵＴのパルス変調の様子は省略している。

スイッチングトランジスタＭ１がスイッチングする期間と、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇する。なお出力電圧Ｖ_ＯＵＴが低い間は、点灯期間Ｔ_ＯＮであっても駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉが流れない。駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉが流れ始める前において、駆動トランジスタＭ２１のゲート電圧Ｖ_Ｇは、点灯期間Ｔ_ＯＮにおいてハイレベル（Ｖ_ＤＤ）、消灯期間Ｔ_ＯＦＦにおいてローレベル（０Ｖ）を調光用パルス信号ＰＷＭ_ｉと同期して交互に繰り返す。

出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇するに従い、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉが増加していく。駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉの増加にともない、点灯期間Ｔ_ＯＮにおける駆動トランジスタＭ２１のゲート電圧Ｖ_Ｇは低下しはじめる。そして、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉがあるレベルに達すると、ゲート電圧Ｖ_Ｇが所定レベルＶａに低下し、トランジスタＭ３２のドレイン電位Ｖ_{Ｄ＿Ｍ３２}がハイレベルとなる。ハイレベルのドレイン電位Ｖ_{Ｄ＿Ｍ３２}が同期クロックＣＬＫによってフリップフロップ６９に取り込まれ、ＬＥＤ＿ＯＮ_ｉ信号がハイレベルとなる。つまり、あるレベルの駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉが流れ始めたことが検出される（時刻ｔ３）。

ＬＥＤ＿ＯＮ_ｉ信号がハイレベルとなると、クランプ回路４０が非アクティブに切りかえられ、フィードバックスイッチＳＷ１がオンする。これにより検出電圧Ｖ_ＬＥＤに応じたフィードバックが有効となり、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが、検出電圧Ｖ_ＬＥＤと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差に応じたレベルとなる。

以上が発光装置３の起動動作である。
この発光装置３によれば、スタンバイ状態からの復帰時に、調光用パルス信号ＰＷＭのデューティ比が小さい場合であっても、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ、つまりパルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比を、ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳに追従して増大させることができ、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを短時間で上昇させる。また、スイッチング電源４の動作開始からある期間が経過した後に、クランプ回路４０を非アクティブとしてソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳに応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢの制御を解除することにより、検出電圧Ｖ_ＬＥＤが基準電圧Ｖ_ＲＥＦと近づくようなフィードバック制御に移行させることができる。

移行の直前において、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢの電圧レベルは、ソフトスタート電圧Ｖ_ＳＳと等しく、移行後は、検出電圧Ｖ_ＬＥＤと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差に応じて定まる電圧レベルとなる。この回路では、あるレベルの駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れ始めると、フィードバック制御へと移行させるため、２つの電圧レベルを近づけることができる。これにより移行の前後でフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが大きく変動し、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが変動するのを抑制することができる。

またクランプ回路４０の点灯検出回路６０は、駆動トランジスタＭ２１の制御端子の電圧Ｖ_Ｇにもとづいて所定レベルの駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れ始めたことを検出している。これは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じたＯＶＰ電圧Ｖ_ＯＶＰにもとづいて検出する場合に比べて以下の利点を有する。

ＬＥＤストリング６にあるレベルの駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れているときの電圧降下（順方向電圧）Ｖ_Ｆは、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさや、ＬＥＤストリング６に含まれるＬＥＤの個数に応じてさまざまである。したがってＯＶＰ電圧Ｖ_ＯＶＰによって駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが十分なレベルに上昇しているかを検出する場合、ＬＥＤストリング６に応じて、ＯＶＰ電圧Ｖ_ＯＶＰと比較すべきしきい値レベルを最適化する必要がある。駆動トランジスタＭ２１の制御端子の電圧にもとづく検出では、ＬＥＤストリング６に応じてしきい値レベルを変化させる必要がないという利点がある。これは、さまざまなＬＥＤストリング６を駆動する汎用性が求められる制御ＩＣ１００において、きわめて重要なメリットである。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。

ＬＥＤストリング６の種類が予め決められている場合には、ＯＶＰ電圧Ｖ_ＯＶＰにもとづいて、クランプ回路４０のアクティブ、非アクティブを切りかえてもよい。
あるいは、電流検出抵抗Ｒ２１に生ずる電圧降下Ｖ_Ｒ２１にもとづいてアクティブ、非アクティブを切りかえてもよい。

当業者には、ＭＯＳＦＥＴとバイポーラトランジスタを置換しうることが理解される。またＮチャンネルとＰチャンネル、ＮＰＮ型とＰＮＰ型、を適切に入れかえ、電源端子と接地端子を天地反転した変形例も、本発明の範囲に含まれる。

実施の形態ではインダクタを用いた非絶縁型のスイッチング電源を説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のスイッチング電源にも適用可能である。

実施の形態では、発光装置３のアプリケーションとして電子機器を説明したが、用途は特に限定されず、照明などにも利用できる。

また、本実施の形態において、各信号のハイレベル、ローレベルの論理信号の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２…電子機器、３…発光装置、４…スイッチング電源、５…ＬＣＤパネル、６…ＬＥＤストリング、８…電流駆動回路、９…ＰＷＭコントローラ、１００…制御ＩＣ、１０２…出力回路、１９…パルス生成部、２０…パルス変調器、２２…誤差増幅器、２１…ｇｍアンプ、ＳＷ１…フィードバックスイッチ、２４…オシレータ、２６…ＰＷＭコンパレータ、２８…ドライバ、３２…ソフトスタート回路、３４…カウンタ、３６…Ｄ／Ａコンバータ、４０…クランプ回路、Ｍ１１…第１トランジスタ、Ｍ１２…第２トランジスタ、Ｍ１３…第３トランジスタ、Ｍ１４…第４トランジスタ、６０…点灯検出回路、Ｍ２１…駆動トランジスタ、Ｍ２２…調光用スイッチ、Ｒ２１…電流検出抵抗、ＯＡ１…演算増幅器、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、ＰＷＭ…調光用パルス信号。

Claims (21)

1. 発光素子の第１端子に駆動電圧を供給するスイッチング電源を制御するとともに、前記発光素子に流れる駆動電流を生成する制御回路であって、
   前記発光素子の第２端子に接続され、調光用パルス信号に応じた間欠的な駆動電流を前記発光素子に供給する電流駆動回路と、
   前記電流駆動回路の両端間に生ずる検出電圧と所定の基準電圧の誤差に応じた電流を生成するトランスコンダクタンスアンプと、
   フィードバックキャパシタが接続されるべきフィードバック端子と、
   前記フィードバック端子と前記トランスコンダクタンスアンプの出力端子との間に設けられ、前記調光用パルス信号に応じてオンするフィードバックスイッチと、
   時間とともに変化するソフトスタート電圧を生成するソフトスタート回路と、
   前記スイッチング電源の動作開始からある期間、アクティブとなり、前記フィードバック端子に生ずるフィードバック電圧を、前記検出電圧のレベルにかかわらず前記ソフトスタート電圧と等しくなるように制御するクランプ回路と、
   前記フィードバック電圧に応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するパルス変調器と、
   前記調光用パルス信号が点灯を指示する期間、前記パルス信号にもとづき前記スイッチング電源のスイッチング素子を駆動し、前記調光用パルス信号が消灯を指示する期間、前記スイッチング素子をオフするドライバと、
   を備えることを特徴とする制御回路。
2. 前記フィードバックスイッチは、前記クランプ回路が非アクティブであり、かつ前記調光用パルス信号が点灯を指示する期間においてオンすることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
3. 前記クランプ回路は、
   その第１端子が前記フィードバック端子に接続された第１トランジスタと、
   その第１端子が前記第１トランジスタの制御端子に接続され、その制御端子に前記ソフトスタート電圧が入力された、第１トランジスタと相補的な第２トランジスタと、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
4. 前記クランプ回路は、前記クランプ回路が非アクティブの期間に、前記第１トランジスタの制御端子の電位を、前記第１トランジスタがオフするレベルに固定するオフ回路をさらに含む請求項３に記載の制御回路。
5. 前記クランプ回路は、
   前記フィードバック端子と固定電圧端子の間に設けられ、前記クランプ回路がアクティブの期間にオンするインピーダンス回路をさらに含むことを特徴とする請求項３または４に記載の制御回路。
6. 前記クランプ回路は、前記スイッチング電源の起動開始後、前記発光素子に流れる前記駆動電流が所定レベルに達するまでの期間、アクティブとなることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御回路。
7. 前記電流駆動回路は、
   前記発光素子の前記第２端子と固定電圧端子の間に設けられた駆動トランジスタおよび電流検出抵抗と、
   その反転入力端子が前記駆動トランジスタおよび前記電流検出抵抗の接続点と接続され、その非反転入力端子に前記駆動電流を指示する制御電圧が印加された演算増幅器と、
   を含み、
   前記制御回路は、前記調光用パルス信号が点灯を指示する期間における前記駆動トランジスタの制御端子の電位を、所定の電圧レベルと比較することにより、前記発光素子に流れる前記駆動電流が所定レベルに達したことを検出する点灯検出回路をさらに備えることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の制御回路。
8. 前記電流駆動回路は、前記駆動トランジスタの制御端子と前記固定電圧端子の間に設けられ、前記調光用パルス信号に応じてオン、オフが制御される調光用スイッチをさらに含むことを特徴とする請求項７に記載の制御回路。
9. 前記点灯検出回路は、
   そのソースが前記演算増幅器の上側電源端子に接続され、そのゲートが前記駆動トランジスタの制御端子に接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴと、
   前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインと前記演算増幅器の下側電源端子の間に設けられた電流源と、
   そのゲートが、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、そのソースが前記下側電源端子に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴと、
   前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインと前記上側電源端子の間に設けられた負荷と、
   を含み、
   前記調光用パルス信号が点灯を指示する期間における前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン電位に応じた信号を、検出結果を示す信号として出力することを特徴とする請求項７に記載の制御回路。
10. 前記点灯検出回路は、
    そのデータ端子に前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン電位が入力され、そのクロック端子に、前記調光用パルス信号と同期クロック信号の論理積に応じた信号が入力されたフリップフロップをさらに含み、前記フリップフロップの出力信号を、検出結果を示す信号として出力することを特徴とする請求項９に記載の制御回路。
11. 前記クランプ回路は、前記スイッチング電源の起動開始後、前記スイッチング電源の出力電圧に応じた電圧が、所定のレベルより低い期間、アクティブとなることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御回路。
12. 前記クランプ回路は、前記スイッチング電源の出力電圧が前記発光素子が点灯するレベルより低い期間、アクティブとなることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御回路。
13. 前記クランプ回路は、前記ソフトスタート電圧が所定のしきい値電圧より低い期間、アクティブとなることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御回路。
14. 前記パルス変調器は、
    所定の周波数を有する三角波または鋸波の周期電圧を生成する発振器と、
    前記フィードバック電圧と、前記周期電圧を比較することによりパルス信号を生成するパルス幅変調用コンパレータと、
    を含むことを特徴とする請求項１から１３のいずれかに記載の制御回路。
15. 発光素子と、
    前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、
    を備え、前記スイッチング電源は、
    スイッチング素子を含む出力回路と、
    前記スイッチング素子を駆動する請求項１から１４のいずれかに記載の制御回路と、
    を含むことを特徴とする発光装置。
16. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項１５に記載の発光装置と、
    を備えることを特徴とする電子機器。
17. 発光素子の第２端子に接続され、調光用パルス信号に応じた間欠的な駆動電流を前記発光素子に供給する電流駆動回路と、
    前記発光素子が発光可能な状態となったことを検出する点灯検出回路と、
    を備え、
    前記電流駆動回路は、
    前記発光素子の前記第２端子と固定電圧端子の間に設けられた駆動トランジスタおよび電流検出抵抗と、
    その反転入力端子が前記駆動トランジスタおよび前記電流検出抵抗の接続点と接続され、その非反転入力端子に前記駆動電流を指示する制御電圧が印加された演算増幅器と、
    を含み、
    前記点灯検出回路は、前記調光用パルス信号が点灯を指示する期間における前記駆動トランジスタの制御端子の電位を所定の電圧レベルと比較することにより、前記発光素子に流れる前記駆動電流が所定レベルに達したことを検出することを特徴とする発光素子の駆動回路。
18. 前記点灯検出回路は、
    そのソースが前記演算増幅器の上側電源端子に接続され、そのゲートが前記駆動トランジスタの制御端子に接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴと、
    前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインと前記演算増幅器の下側電源端子の間に設けられた電流源と、
    そのゲートが、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、そのソースが前記下側電源端子に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴと、
    前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインと前記上側電源端子の間に設けられた負荷と、
    を含み、
    前記調光用パルス信号が点灯を指示する期間における前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン電位に応じた信号を、検出結果を示す信号として出力することを特徴とする請求項１７に記載の駆動回路。
19. 前記点灯検出回路は、
    そのデータ端子に前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン電位が入力され、そのクロック端子に、前記調光用パルス信号と同期クロック信号の論理積に応じた信号が入力されたフリップフロップをさらに含み、前記フリップフロップの出力信号を、検出結果を示す信号として出力することを特徴とする請求項１８に記載の駆動回路。
20. 発光素子と、
    前記発光素子を駆動する請求項１７から１９のいずれかに記載の駆動回路と、
    を備えることを特徴とする発光装置。
21. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項２０に記載の発光装置と、
    を備えることを特徴とする電子機器。

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