JP2018196115A - 電子モジュールおよび自動車ならびにモジュールのスイッチオン過程中の入力電流を制限する方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電子モジュールのスイッチオン過程中の入力電流の制限手段を提供する。【解決手段】自動車に組みこみ可能なモジュール１７は、電圧源１２から入力電流Ｉｓを受信するための電源端子１１と、入力キャパシタンスＣｉｎとを備え、入力キャパシタンスがトランジスタ回路１８を介して電源端子に接続され、トランジスタ回路が、入力電流を少なくとも１つのトランジスタＭ１、Ｍ２の各スイッチング区間１９を介して導通させるように構成されている。さらに、スイッチオン過程中、入力電流を制限するために、少なくとも１つのトランジスタの各制御端子ｇの制御電圧Ｖｇｓを、複数の段階で、各スイッチング区間を阻止する阻止値から、各スイッチング区間の導通抵抗が最小である導通値へ切り換えるように構成された制御装置２０が設けられている。【選択図】図６

Description

本発明は、例えば自動車の発光ダイオードヘッドランプの駆動のために設けることのできる電子モジュールに関する。モジュールは、入力電流を受信するために、電源端子によって電圧源に接続可能である。電源端子に関してモジュールの入力キャパシタンスが作用するので、モジュールのスイッチオン時には入力電流の始動電流強度を制限しなければならない。このために、入力キャパシタンスは、トランジスタ回路を介して電源端子に接続されている。本発明には、本発明の電子モジュールを備えた自動車ならびにスイッチオン過程中の入力電流を制限する方法も属する。

問題点を図１に即していま一度説明する。図１には、電圧源１２、例えば自動車の車載電源ネットワークに接続される電源端子１１を有するモジュール１０が示されている。電圧源１２の給電電圧Ｖｓは、電源端子１１において、モジュール１０のスイッチオン時に、例えばキャパシタによって形成可能な入力キャパシタンスＣｉｎを充電すべき入力電流Ｉｓを駆動または形成できる。モジュール１０の機能ユニット１３内で駆動されるべき固有の負荷または固有の電気部品は、図１では負荷抵抗Ｒｌｏａｄによって表現されている。電流回路はアース電位１４に接続可能である。さらに、図１には、時間ｔに関するグラフとして、入力電流Ｉｓの時間特性が示されている。スイッチオン過程１５では、放電される入力キャパシタンスＣｉｎにより、給電電圧源１２の内部抵抗Ｒｓ、入力キャパシタンスＣｉｎそのものおよび線路の内部抵抗ならびにスイッチオンパルスの立ち上がり時間による制限しかなく、高い始動突入電流１６が生じる。電流強度が１８０Ａを超えて上昇しうることも示されている。

入力電流を切り換える機械的なスイッチング部品（例えばリレー、メカニカルスイッチ）では、高い始動突入電流によって、コンタクト面を破壊しかねないアークの発生が助長される。電子的なスイッチング部品（例えばＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）またはサイリスタ）では、高い始動電流がデータシート上の許容最大値を上回り、（スイッチオンパルスに含まれるエネルギ量に応じて）阻止層またはボンディングワイヤの破壊をもたらしうる危険も存在する。

したがって、特に自動車技術分野、消費分野または産業分野の多くの用途で、始動突入電流１６を電流強度に関して制限することは標準的となっていない。

入力電流の電流強度を制限するためにトランジスタ回路を介して入力キャパシタンスを電源端子に接続する、冒頭に言及した形式のモジュールは、例えば米国特許第６０９４０３６号明細書から公知である。キャパシタには、ここでは、プリチャージ抵抗とこれを橋絡する電界効果トランジスタとから成る並列回路が前置接続されている。キャパシタへの入力電流を制限するために、閉じた電流制御ループを介して電流制御回路により電界効果トランジスタを駆動しなければならない。これは技術的に複雑であり、例えば部品の経時変化および／または加熱に起因するパラメータ変動の影響を受けやすい。

始動電流の低減は、米国特許第５１２２７２４号明細書からも公知である。ここでは、入力キャパシタンスとアース電位との間に電界効果トランジスタが接続されており、電界効果トランジスタのスイッチング区間の電気抵抗がＲＣ素子によって徐々に低減される。スイッチング区間の抵抗の低減速度はＲＣ素子の値によって定められるが、これは電界効果トランジスタのスイッチング特性に適応化されていなければならない。この電界効果トランジスタのスイッチング特性が例えば加熱のために変化する場合、この変化はＲＣ素子によって考慮されない。

本発明の基礎とする課題は、技術的に簡単に実現でき、（例えば温度変化に起因して）使用されるトランジスタ回路に生じるスイッチング特性の変化も考慮できる、電子モジュールのスイッチオン過程中の入力電流の制限手段を提供することである。

この課題は、各独立請求項の対象によって解決される。本発明の有利な各発展形態は、各従属請求項、以下の説明および図に記載されている。

本発明の第１の態様は、電圧源から入力電流を受信するための電源端子と、この電源端子に関して有効な電気入力キャパシタンスとを有し、入力キャパシタンスがトランジスタ回路を介して電源端子に接続されている、電子モジュールに関する。トランジスタ回路は、少なくとも１つのトランジスタの各スイッチング区間を介して入力電流を導通させるように構成されており、かつスイッチオン過程中、入力電流を制限するために、少なくとも１つのトランジスタの各制御端子での制御電圧を、複数の段階で、各スイッチング区間を阻止するかまたは電気的な非導通状態である阻止値から、各スイッチング区間の導通抵抗が最小である導通値へ切り換えるように構成された制御装置が設けられている。

スイッチオン過程中、入力キャパシタンスがまず充電される。この場合、各スイッチング区間の導通抵抗が、電気的な非導通状態から段階的に、導通抵抗が最小となるまで徐々に低減される。最小の導通抵抗はＲｄｓｏｎとも称される。上述したスイッチング区間は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）ではドレイン‐ソース区間である。制御端子はこうした電界効果トランジスタのゲートに相当する。入力電流は、電源端子を介して受信される電流である。上述した制御電圧は、各トランジスタの特にゲート‐ソース電圧である。

本発明の上述した態様により、少なくとも１つのトランジスタを制御する制御電圧が段階的にまたは複数の段階で変化するという利点が得られる。トランジスタは、温度に依存する閾値電圧に達した際にはじめて電気的な阻止状態から電気的な導通状態へ移行する。対応して、少なくとも１つのトランジスタは、段階的に切り換えられる制御電圧が所定の段階に達した際にはじめて電気的に導通する。この場合、少なくとも１つのトランジスタは、（Ｒｄｓｏｎに対して）完全には導通せず、その導通抵抗は最小可能値より大きくなる。ついで、制御電圧をさらに段階的に変化させることにより、導通抵抗が徐々に低下し、これにより入力電流が制限された状態にとどまる。少なくとも１つのトランジスタが例えば温度変化に基づいてそのスイッチング特性を変化させる場合、制御電圧のスイッチオン時にこのスイッチング特性を制御部によって明示的に考慮する必要はない。むしろ、少なくとも１つのトランジスタが別の段階で容易に電気的に導通し、その後この段階からその導通抵抗を１段階ずつ段階的に低下させる。このように、この場合にも、入力電流の制限手段が得られつづける。よって、制御電圧を少なくとも１つのトランジスタの変化した電気的特性に明示的に適応化する必要がない。

特に、制御装置は、帰還結合部なしに（つまり開ループプロセスで）、各スイッチオン過程に対して制御電圧の同じ特性をつねに調整するように構成可能である。これにより、電子モジュールを僅かなスイッチングの複雑さで、ひいては低コストに、準備することができる。

フィードバックループなしまたは帰還結合部なしで済ますため、つまり少なくとも１つのトランジスタに対する純粋な制御部のみを設けるために、制御装置は、好ましくは、少なくとも１つのトランジスタのその時点での動作状態から独立に上記の段階を調整するように構成される。よって、各スイッチオン過程に対して、常に同じ制御電圧の時間特性が得られる。

少なくとも１つのトランジスタの各制御端子での制御電圧を安定に供給するために、制御装置は、好ましくは、少なくとも１つのカレントミラー回路を有する。少なくとも１つのカレントミラー回路は、自身を制御する駆動信号に依存して電気抵抗素子の制御電流を調整するように構成される。この抵抗素子は、少なくとも１つのトランジスタのゲート端子とソース端子との間に接続可能である。これにより、抵抗素子を介して、少なくとも１つのトランジスタに対する制御電圧が降下する。このようにすることで、少なくとも１つのトランジスタを駆動信号によって直接に制御しなくてよくなり、駆動信号が必要となるのは、例えばその時点の温度から独立に少なくとも１つの電気抵抗素子での制御電圧を形成するための制御電流の設定のみとなるという利点が生じる。このことにより特に、温度安定性が得られる。

個々のカレントミラー回路のみを用意する構成も可能である。これを可能にするには、少なくとも１つのトランジスタをＰチャネルＦＥＴ（Ｐチャネル電界効果トランジスタ）とするとよい。これにより、有利には、制御電圧が、電圧源の給電電圧の電圧値よりも低い電圧値を有することができる。例えば、電圧源は１２Ｖまたは２４Ｖまたは４８Ｖの給電電圧を供給可能であるのに対し、制御電圧は１０Ｖ未満の範囲にあってよい。

これに代えて、少なくとも１つのトランジスタをそれぞれＮチャネルＦＥＴ（Ｎチャネル電界効果トランジスタ）として構成することもできる。この場合、適切な制御電圧を形成するために、１つのカスケードとなるように接続された２つのカレントミラー回路が設けられる。つまり、第１のカレントミラー回路により、駆動信号から、少なくとも１つのトランジスタに対する制御電圧を形成するための上述した制御電流を調整する第２のカレントミラー回路に対する調整信号が形成される。

上述した、少なくとも１つの電流制御回路を制御するための駆動信号は、スイッチング論理回路によって形成することができる。スイッチング論理回路は、好ましくはマイクロコントローラによって形成される。これにより、駆動信号の時間特性をマイクロコントローラ用のプログラムモジュールのプログラミングまたは設定によって調整可能であり、好ましくはこれにより変更も可能である。つまり、好ましくは、制御装置が、少なくとも１つのカレントミラー回路に結合されたスイッチング論理回路を有し、このスイッチング論理回路が、制御プログラムを用いて、制御電圧の調整のために駆動信号を設定するように構成される。スイッチング論理回路がマイクロコントローラでない場合、制御プログラムは、固定に設定された回路装置、例えばＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）の形態においてもまたはフリップフロップ回路によっても実現可能である。ソフトウェア制御部が制御プログラムによって設けられることにより、電流制限プロセスをパラメータ化または適応化することができる。

駆動信号は、スイッチング論理回路の、ローパスフィルタ回路を介して導通されるパルス幅変調駆動信号であってよい。ローパスフィルタ回路は、例えば、パルス幅変調の複数のスイッチングサイクルにわたって生じた駆動信号が一定となるようにパルス幅変調のスイッチング周波数に適応化されたキャパシタンスを有するキャパシタを含むことができる。パルス幅変調部に代えて、スイッチング論理回路のディジタルアナログ変換器の出力信号を直接に駆動信号として設定してもよい。パルス幅変調部がディジタルアナログ変換器に比べて技術的に簡単に実現できるのに対して、後者のディジタルアナログ変換器は、ローパスフィルタ回路がないため、駆動信号の時間特性を、ローパスフィルタ回路を介して導通されるパルス幅変調駆動信号よりも迅速に適応化できる。したがって、例えば、ディジタルアナログ変換器を用いて少なくとも１つのトランジスタを阻止状態へ切り換えることにより、モジュールの遮断またはオフ過程を行うことができる。

これに加えてまたはこれに代えて、少なくとも１つのトランジスタのこうした高速遮断のために、駆動信号のリップルを低減させるべく用意されたキャパシタの電極を、スイッチング素子を介してアース電位に接続することができる。スイッチング素子は、例えば、トランジスタ、特に電界効果トランジスタを基礎として実現可能である。キャパシタは、例えばローパスフィルタ回路のキャパシタであってよい。スイッチング素子は、遮断信号に依存して、キャパシタの電極を、キャパシタの放電のためにアース電位に電気的に接続するように構成される。この場合、これにより駆動信号もアース電位の値まで降下するので、その後、少なくとも１つのトランジスタが電気的に阻止状態へ切り換えられる。

入力電流は、個々の唯一のトランジスタのスイッチング区間を介して導通可能である。これにより、入力電流の制限手段を僅かな回路技術的複雑性で、ひいては低コストに製造可能である。ただし、こうした電界効果トランジスタの形態のトランジスタは、いわゆるボディダイオードを有することがある。この場合に、誤った極（アースまたはマイナスをモジュールの電源端子に、プラスをモジュールのアース端子に）への電圧源の接続に対する誤接続防止部を回避するため、好ましくは、直列に接続されたスイッチング区間を有する２つのトランジスタが設けられ、トランジスタの各ボディダイオードの導通方向が反対向きとなるように接続される。このように、スイッチング区間が阻止状態へ切り換えられると、ボディダイオードも反対方向へ動作する。

スイッチオン過程、すなわち入力電流を制限した状態での入力キャパシタンスの充電は、好ましくは複数の段階にわたって行われる。このため、トランジスタ回路の少なくとも１つのトランジスタのスイッチオン特性の変化およびこれにともなう少なくとも１つのトランジスタの閾値電圧の別の段階へのシフトによって、入力キャパシタンスの充電が最後の段階を超えて延長または持続され、これにより（Ｒｄｓｏｎでの）無制限の始動電流が入力キャパシタンスに流れてしまうことがなくなるという利点が得られる。

このことを達成するために、各段階での各持続時間は、好ましくは、１段階にわたってまたは２段階もしくは３段階にわたって少なくとも１つのトランジスタが電気的な阻止状態から電気的な導通状態へ移行し、さらに続いて入力電流が最大値へ上昇して再び降下するよう、入力キャパシタンスの時定数に対応する値を有する。換言すれば、入力電流が最大値へ上昇するまでのスイッチオンは、１段階のみまたは最高で２段階または３段階にわたって持続する。全体として、好ましくは、阻止値と導通値との間に少なくとも５つの中間段階が設けられる。

上述したように、入力キャパシタンスは、１つのキャパシタまたは複数のキャパシタの並列回路によって、その大部分またはその全体を形成可能である。入力キャパシタは、例えば電磁両立性および／または電圧源の給電電圧の変動に対するロバスト性を提供するために、エネルギバッファとして、かつ／または電圧特性および／または電流特性のフィルタとして設けることができる。

少なくとも１つのトランジスタは、好ましくは、電源端子から見てプラス側の線路において（つまりアース電位にない箇所で）、入力キャパシタンスそのものおよびモジュールの他の電子機能部品、すなわちモジュールの別の電子機能部品または別の電子回路の双方の前方に接続されている。これにより、少なくとも１つのトランジスタを用いて、入力キャパシタンスだけでなく他の電子機能部品も、電源端子から電気的に分離することができる。

電子モジュールは、好ましくは自動車において使用されるように構成される。したがって、本発明のさらなる態様は、電圧源と本発明の一実施形態の電子モジュールとを備えた自動車に関する。

電圧源は、例えば、自動車の車載電源ネットワーク、すなわち例えば１２Ｖ車載電源ネットワークまたは２４Ｖ車載電源ネットワークまたは４８Ｖ車載電源ネットワークであってよい。電子モジュールは、例えば自動車ヘッドランプの発光ダイオードを駆動するために設けることができ、これにより例えば発光ダイオードの電流源として機能する。電子モジュールのスイッチオン過程中の入力電流を制限することにより、入力電流の電流強度が閾値を上方超過したことに基づく電圧源またはモジュールの非常遮断が防止されるという利点が得られる。これは、入力電流の制限によってこの閾値を上方超過しなくなるからである。

特に本発明の電子モジュールを駆動することにより、本発明のさらなる態様による、電子モジュールのスイッチオン過程中の入力電流を制限する方法が得られる。この方法では、モジュールの電気入力キャパシタンスがトランジスタ回路を介して電圧源の電源端子に接続されていることが基礎である。スイッチオン過程中、電源端子を介して、電圧源から入力電流が受信される。トランジスタ回路により、入力電流は各スイッチング区間を介して少なくとも１つのトランジスタに導通される。この場合に、制御装置により、入力電流を制限するため、少なくとも１つのトランジスタの各制御端子での制御電圧が、複数の段階で、各スイッチング区間を阻止する阻止値から、各スイッチング区間の導通抵抗が最小である導通値へ、複数の中間段階で切り換えられる。

本発明には、本発明の電子モジュールの発展形態に関連して既に説明した特徴を有する、本発明の方法の発展形態も属する。このため、本発明の方法の対応する発展形態についてここで繰り返しては説明しない。

以下で本発明の実施例を説明する。

スイッチオン時の制限手段なしの電子モジュールを示す概略図である。 本発明のモジュールの一実施形態を示す概略図である。 制御電圧、駆動信号および入力電流の概略的な時間特性を示す図である。 本発明の方法の一実施形態を説明するために示すフローチャートである。 本方法においてトランジスタの種々の動作状態で生じる測定信号を示す図である。 図２のモジュールのスイッチングを示す概略図である。 ２つのカレントミラーを有するモジュールでのスイッチングを示す概略図である。 唯一のトランジスタを有するモジュールでのスイッチングを示す概略図である。 ２つのカレントミラーと電流制限のための唯一のトランジスタとを有するモジュールでのスイッチングを示す概略図である。 高速遮断手段を有するモジュールでのスイッチングを示す概略図である。 ディジタルアナログ変換器を有するモジュールでのスイッチングを示す概略図である。

以下に説明する各実施例は、本発明の好ましい実施形態である。これらの実施例において説明する各実施形態の各要素は、それぞれ、本発明の、相互に独立であると考えるべき個々の特徴であって、各特徴はそれぞれ相互に独立に本発明を構成するので、個々にもまた図示とは異なる組み合わせにおいても本発明の構成要素と見なすことができる。さらに、ここで説明する各実施形態は、上述したさらなる本発明の特徴によって補完することもできる。

図中、同様の機能を有する要素には、それぞれ同じ参照番号を付してある。

図２には、図１に対応して、上述した形式の電圧源１２を接続可能な電源端子１１を有するモジュール１７が示されている。モジュール１７は自動車ＫＦＺ内に組み込むことができる。このモジュールは、例えば制御装置またはその要素であってよい。自動車ＫＦＺは、車両、例えば乗用車または貨物車両であってよい。

入力キャパシタンスＣｉｎおよび（Ｒｌｏａｄによって表される）他の電子機能部品の前方にトランジスタ回路１８が接続されており、つまり、トランジスタ回路１８は、一方の電源端子１１と他方の入力キャパシタンスＣｉｎおよび機能部品Ｒｌｏａｄとの間に電気的に接続されているので、入力電流Ｉｓはトランジスタ回路１８のトランジスタＭ１，Ｍ２のスイッチング区間１９を介して導通される。つまり、トランジスタ回路１８は、モジュール１７の電源端子１１と切り換えるべき全ての電気機能部品１３との間に接続されている。トランジスタＭ１，Ｍ２は、ドレインｄ、ソースｓおよび制御端子／ゲートｇを有する電界効果トランジスタである。制御電圧Ｖｇｓ（ゲート‐ソース電圧）は、制御電流Ｉｃにより抵抗素子Ｒｇを介して形成される。

制御電流Ｉｃは、これを設定するためのカレントミラー回路２１を含む制御装置２０により設定される。スイッチング論理回路２２は、パルス幅変調された出力信号ＰＷＭを切り換え可能な電圧源Ｖｄｄにより形成することができる。パルス幅変調された出力信号ＰＷＭは、ローパスフィルタ回路２３によって平滑化可能であり、またはそのリップルを低減可能である。これにより、ローパスフィルタ回路２３の出力側には、カレントミラー回路２１を制御する駆動信号Ｖｐｗｍが供給される。ローパスフィルタ回路２３は、キャパシタＣｐｗｍを有し、ＲＣ素子を形成するために電気抵抗Ｒｐｗｍも有することができる。

駆動信号Ｖｐｗｍは、カレントミラー回路２１の２つのトランジスタＱ１，Ｑ２の各制御端子に供給可能である。この場合、各トランジスタＱ１，Ｑ２に後置接続された抵抗素子Ｒｅ１，Ｒｅ２により、それぞれ同じ制御電流Ｉｃがアース電位１４へ流れる。

図２には、スイッチオン過程１５において入力電流Ｉｓの駆動信号Ｖｐｗｍを段階的に調整することにより、トランジスタ回路１８なしの場合（図１を参照）よりも小さい最大値１６がどのように調整されるかが示されている。例えば、最大値１６は、トランジスタ回路１８なしの場合に生じる最大値の１０％未満である。

図３には、パルス幅変調ＰＷＭのキーイングレートまたはオンオフ比Ｄを調整することにより、駆動信号Ｖｐｗｍが複数の段階２４’で阻止値２５’（Ｄ＝０％）から導通値２６’（Ｄ＝１００％）へどのように調整され、これにより制御電圧Ｖｇｓが阻止値２５（０Ｖ）から段階的にどのように導通値２６へ複数の段階２４で調整されるかが示されている。

スイッチング閾値または閾値電圧Ｖｇｓｔｈｒに到達する段階２４が達成されるとただちに、スイッチオン過程１５が開始され、つまりトランジスタＭ１，Ｍ２が閾値電圧Ｖｇｓｔｈｒへの到達時に電気的に導通する。この段階２４内または２つの段階２４内で、入力電流Ｉｓは最大値２６に達し、その後再び降下する。つまり、入力電流Ｉｓに対する制限フェーズ２７は、最大で１回または２回または３回、段階持続時間Ｔｓを持続する。

論理回路２２を用いて段階持続時間Ｔｓを調整できるようにするために、図４には、スイッチング論理回路２２が制御プログラム２８を実行できることが示されている。スイッチング論理回路２２は、このために、例えばマイクロコントローラを有することができる。

開始ステップＳ１０から出発して、ステップＳ１１で、段階２４’の数Ｄｎｕｍと段階持続時間Ｔｓとが設定可能となる。ステップＳ１２で、ステップサイズＤｓ＝１００％／Ｄｎｕｍが設定される。ステップＳ１３では、トランジスタ回路の制御が阻止値２５’（Ｄ＝０％）で開始される。ステップＳ１４では、段階持続時間Ｔｓのその時点の段階が維持される。ステップＳ１５では、導通値２６’が達成されたかが検査される。達成されている場合（「＋」の記号で表されている）、ステップＳ１６で方法が停止され、つまり、導通値２６’の維持により導通抵抗が保たれる。導通値２６’がステップＳ１５でまだ達成されない場合（「−」の記号で表されている）、オンオフ比ＤをステップサイズＤｓだけ拡大して（Ｄ＝Ｄ＋Ｄｓ）パルス幅変調ＰＷＭを拡大することにより、ステップＳ１７で次の段階が調整され、ステップＳ１４へ続く。

図５には、３つの異なる温度Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３（Ｔ１＞Ｔ２＞Ｔ３）につき、スイッチオン過程１５が種々の段階２４’でどのように開始されるかが示されている。温度Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３はトランジスタＭ１，Ｍ２で測定されたものである。よって、各温度Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３は、少なくとも１つのトランジスタＭ１，Ｍ２のその時点の動作状態を記述している。

図６には、さらなる説明のために図２のモジュール１７がもう一度示されている。入力電流Ｉｓに対してトランジスタ回路１８によって形成される電子「抵抗」は、図６の実施例では、トランジスタＭ１，Ｍ２としての２つのＰチャネルＭＯＳＦＥＴにより、これらのトランジスタのボディダイオードの導通性を消去するために形成されている。このために、トランジスタＭ１，Ｍ２の２つのソースコンタクトが電気的に接続されている。２つのトランジスタＭ１，Ｍ２の駆動のために、ソース電圧よりも低いゲート電圧が必要である。言い換えれば、ゲートｇの電位はソースコンタクトｓの電位より低くなければならない。したがって、この制御電圧Ｖｇｓは、ソースコンタクトｓが基準値を取る場合、負の符号を有する。

制御電圧Ｖｇｓは、電気抵抗素子Ｒｇと、ソフトウェアによって調整可能な可変の制御電流Ｉｃとを用いて形成される。このために、トランジスタＱ１，Ｑ２から形成されるカレントミラー２１が用いられる。トランジスタＱ１，Ｑ２は、好ましくは、温度変動およびトランジスタのパラメータ変動を消去するために、ダブルトランジスタによって形成されている。同様に、抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２も、ローカルの負のフィードバック素子としてカレントミラー２１を対称化するために、同じ値を有する。

したがって、左脚部においてＲｅ１を通って流れ、右脚部においてＲｅ２を通ってミラー動作する制御電流Ｉｃは、
Ｉｃ＝（Ｖｐｗｍ−Ｖｂｅ）／Ｒｅ１
として生じる。ここで、ＶｂｅはトランジスタＱ１のべース‐エミッタ電圧である。

駆動信号Ｖｐｗｍは、ローパスフィルタ回路２３（Ｒｐｗｍ／Ｃｐｗｍ）によりパルス化されたＰＷＭ電圧源Ｖｄｄ（典型的にマイクロコントローラ出力の５Ｖまたは３．３Ｖが使用される）からオンオフ比Ｄを変化させることによって形成される。これは、
Ｖｐｗｍ＝Ｄ・Ｖｄｄ
として計算される。よって、トランジスタＭ１，Ｍ２の制御電圧Ｖｇｓは、
Ｖｇｓ＝（（Ｄ・Ｖｄｄ−Ｖｂｅ）／Ｒｅ１）・Ｒｇ
であり、オンオフ比Ｄによって設定可能である。

ローパスフィルタまたはローパスフィルタ回路２３の時定数Ｔｐｗｍは、制御電圧Ｖｇｓがオンオフ比ステップの変更（Ｄ＝Ｄ＋Ｄｓ）の後に段階持続時間Ｔｓ内で振動するように選択可能である。すなわち
Ｔｓｅｔ＝６・Ｔｐｗｍ＝６・Ｒｐｗｍ・Ｃｐｗｍ＜０．５Ｔｓ
である。Ｔｓｅｔは、オンオフ比Ｄが変更された後、過渡状態に達するまでの時間である。Ｔｓは、各オンオフ比での持続時間すなわち段階持続時間または動作点である。

段階２４のこうした掃引またはこうした連続処理により、図示の実施形態では、つねにかつあらゆる状況において、トランジスタ回路１８のトランジスタに対し、各電界効果トランジスタがアクティブにすなわち最小導通抵抗Ｒｄｓｏｎよりも大きい導通抵抗で駆動される適切な動作点が見出される。続いて、導通値に達すると、各電界効果トランジスタは、最小導通抵抗によって保証された状態で駆動され、つまり低オーム性の飽和スイッチングモードへ移行する。

これにより、スイッチオン過程１５での突入電流を制限するために、理想的な特性として、図３のグラフが得られる。

図５には、３つの温度Ｔ１＝１５０℃，Ｔ２＝２５℃，Ｔ３＝−４０℃でのシミュレーションが示されている。

電流を印加し、カレントミラー２１により制御電流Ｉｃを監視することで、熱安定性も保証されることが明らかである。各最大値１６につき、最大で２Ａの偏差が生じる。

制御プログラム２８を用いると、電流制限部がコンパクトとなり、非制御の開ループプロセスで置き換えられ、簡単な変更またはパラメータ化により、ステップＳ１１で種々のトランジスタタイプに適応可能である。

図７には、トランジスタ回路１８のトランジスタＭ１，Ｍ２がＮチャネル電界効果トランジスタであるモジュール１７の実施形態が示されている。Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ１，Ｍ２は、同じ入手価格においてＰチャネル電界効果トランジスタに比べ、最小導通抵抗Ｒｄｓｏｎ（チャネル抵抗）が小さいという利点を有する。

トランジスタＭ１，Ｍ２を導通可能にするには、ソースｓでのソース電圧よりも大きなゲートｇでのゲート電圧が必要である。このために、モジュール１７で、電圧源１２によるモジュール１７用の給電電圧Ｖｓよりも大きな第２の給電電圧Ｖｈｉｇｈが形成される。給電電圧Ｖｈｉｇｈは、例えばチャージポンプ（Ｈブリッジドライバ）または例えば自動車ヘッドランプの発光ダイオード照明装置内に用意されるような昇圧コンバータにより、形成可能である。このために、従来技術では、対応する集積回路（ＩＣ）を利用可能である。

電源端子１１の誤接続防止部は、上述したように、トランジスタＭ１，Ｍ２のスイッチング区間１９の直列回路および反対向きに接続されたトランジスタＭ１，Ｍ２のボディダイオードによって用意することができる。このために、２つのトランジスタＭ１，Ｍ２のソースｓを相互接続することができる。

Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ１，Ｍ２を駆動できるようにするために、給電電圧Ｖｓを上回る電圧領域へ制御電流Ｉｃを移行させるトランジスタＱ３，Ｑ４を含む追加のカレントミラー回路２１’が用意される。カレントミラー回路２１，２１’はカスケード接続されており、つまり、カレントミラー回路２１の制御電流Ｉｃによってカレントミラー回路２１’が制御される。

２つのトランジスタＱ３，Ｑ４は、有利にはケーシング内に、つまりダブルトランジスタとして構成されており、これにより上述した利点が得られる。抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ４の対称性により、カレントミラー２１’の平衡化のためのローカルの負のフィードバックが可能となる。

回路の残りの部分は、図６のモジュール１７の回路に対応して構成されているので、参照番号に対応する説明は図６を参照されたい。

図８には、図６の実施形態に対応するモジュール１７の実施形態が示されているが、ここでは、トランジスタ回路１８は、入力電流Ｉｓを導通するスイッチング区間１９を有する唯一のトランジスタＭ１のみを有する。

図９には、入力電流Ｉｓを導通するスイッチング区間１９を有する唯一のトランジスタＭ２のみを有する、図８に対応する回路が示されている。

図１０には、高速遮断のために追加のスイッチング素子Ｍｏｆｆを有するモジュール１７の一部が示されており、このスイッチング素子を介してローパス回路２３のキャパシタＣｐｗｍをアース電位１４に電気的に接続することができる。キャパシタＣｐｗｍは、スイッチング素子Ｍｏｆｆが導通すると、放電抵抗Ｒｏｆｆを介して放電可能となる。これにより、駆動信号Ｖｐｗｍが阻止値２５’へ調整され、これによりトランジスタ回路１８のトランジスタＭ１，Ｍ２（個別のトランジスタの場合、トランジスタ回路１８のトランジスタＭ１またはＭ２）が阻止状態へ切り換えられる。誤接続の場合、こうした阻止状態への切り換えは可能な限り速やかに、つまり、機能部品１３からの電源端子１１の分離をローパスフィルタ回路２３そのものの時定数よりも小さい時定数で行わなければならない。スイッチング素子Ｍｏｆｆなしでは、トランジスタ回路１８のトランジスタＭ１，Ｍ２は、ゲート電圧が閾値電圧Ｖｇｓｔｈを下回る大きさとなるまで電気的な導通状態にとどまり、この状態が設計に応じて１０ｍｓ超続くことがある。遮断過程を加速するには、スイッチング素子Ｍｏｆｆが選択的に保護抵抗または放電抵抗Ｒｏｆｆを介してキャパシタＣｐｗｍの正の電極に接続されるように準備される。これにより、キャパシタＣｐｗｍの放電を加速させることができる。スイッチング素子Ｍｏｆｆはトランジスタとして実現可能である。例えば、このスイッチング素子は、論理回路２２に対しても使用可能なマイクロコントローラが使用される場合、オープンドレインマイクロコントローラＰｉｎまたはマイクロコントローラのオープンドレイン出力として実現可能である。

図１１には、パルス幅変調された出力信号を有する論理回路２２に代えて、ディジタルアナログ変換器ＤＡＣの出力信号Ｖｄａｃを使用可能なモジュール１７の実施形態の一部が示されている。こうした出力信号Ｖｄａｃは、マイクロコントローラのディジタルアナログ変換器によって形成することができる。この場合、ローパスフィルタ回路２３は必要ない。ローパスフィルタ回路２３に代えて、保護抵抗Ｒｄａｃを用意することができる。ディジタルアナログ変換器ＤＡＣにより、後置接続されたローパスフィルタ回路２３によりパルス幅変調信号を使用する場合に比べて、遮断時間も低減可能である。なぜなら、ＰＷＭ ＣｐｗｍのＲＣ回路の時定数が存在しないからである。

モジュールにより次のような利点が得られる。

ソフトウェアによる、入力電流Ｉｓの始動突入電流の振幅のフレキシブルな適応化：複数のモジュールを製造する際に、種々のＦＥＴパラメータ（例えば種々の閾値電圧Ｖｇｓｔｈ）を有する電界効果トランジスタを使用可能である。この場合、制御プログラム２８によるソフトウェアのパラメータ化が可能となり、特に電子回路の適応化よりも時間コストを小さくすることができる。

誤接続防止部としての回路の使用も可能である：駆動を行うマイクロコントローラが固有のダイオードを介して給電される場合（これは実用上たいていの場合がそうである）、ここで提案している回路は、トランジスタ回路を用いる変化形態で、誤接続の場合に２つのトランジスタＭ１，Ｍ２により阻止され、これにより後置接続された機能部品１３の電子回路が保護される。

回路は、漏れ電流のきわめて小さい、ほぼ理想的に分離を行うスイッチである。このスイッチは、例えば漏れ電流によって車両バッテリが空になった自動車で使用される場合、重要である。２つのトランジスタＭ１，Ｍ２を含むトランジスタ回路により、電圧源１２が機能部品１３すなわち負荷から完全に分離される。

トランジスタＭ１，Ｍ２のゲート‐ソース電圧Ｖｇｓは、つねに制限される：この制限のために、通常ゲートｇおよびソースｓをトランジスタＭ１，Ｍ２の誤接続に対して保護するのに必要とされるような保護素子（ツェナーダイオード、ＴＶＳダイオード（過渡電圧抑圧部）またはトランスオーブとも称されるサプレスダイオード）は必要ない。ゲートｇおよびソースｓは、（典型的には２ｋΩより低い）抵抗Ｒｇを介して電気的に接続されており、最大で、制御電流Ｉｃに起因する電圧降下を生じる。

制御電流の正確な印加とトランジスタによるカレントミラー回路への移行：カレントミラー２１，２１’がダブルトランジスタおよび被制御のＶｐｗｍ電圧源を使用することで安定となり、例えばマイクロコントローラによって安定に準備可能となる。その後、これによって印加された制御電流Ｉｃも安定化し、最終的に、入力電流Ｉｓのスイッチオン値の再現可能な最大値１６が導通される。

必要な部品が少数であるため、回路はコスト上効率的かつ経済的であり、これにより、既存のマイクロコントローラを使用可能である。

全体として、本発明により、電子回路モジュールの始動突入電流（インラッシュ電流）を制限する方法および回路をどのように提供できるかの例を示している。

１０，１７ モジュール
１１ 電源端子
１２ 電圧源
１３ 機能部品
１４ アース電位
１５ スイッチオン過程
１６ 最大値
１８ トランジスタ回路
１９ スイッチング区間
２０ 制御装置
２１ カレントミラー
２１’ カレントミラー回路
２２ 論理回路
２３ ローパスフィルタ回路
２４，２４’ 段階
２５，２５’ 阻止値
２６，２６’ 導通値
２７ 制限フェーズ
Ｉｓ 入力電流
Ｍ１，Ｍ２，Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ
ＰＷＭ 出力信号
Ｖｐｗｍ 駆動信号
Ｉｃ 制御電流
Ｖｇｓ 制御電圧
Ｃｐｗｍ キャパシタ
Ｔｓ 段階持続時間
Ｓ１０，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ１５，Ｓ１６，Ｓ１７ ステップ
Ｄ オンオフ比
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ 温度
ＤＡＣ ディジタルアナログ変換器

Claims (16)

1. 電子モジュール（１７）であって、
   電圧源（１２）から入力電流（Ｉｓ）を受信するための電源端子（１１）と、
   前記電源端子（１１）に関して有効な電気入力キャパシタンス（Ｃｉｎ）と、を備え、前記入力キャパシタンス（Ｃｉｎ）は、トランジスタ回路（１８）を介して前記電源端子（１１）に接続されており、
   前記トランジスタ回路（１８）は、前記入力電流（Ｉｓ）を少なくとも１つのトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）の各スイッチング区間（１９）を介して前記入力電流（Ｉｓ）を導通させるように構成されており、
   スイッチオン過程（１５）中、前記入力電流（Ｉｓ）を制限するために、前記少なくとも１つのトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）の各制御端子（ｇ）の制御電圧（Ｖｇｓ）を、複数の段階（２４）で、各スイッチング区間（１９）を阻止する阻止値（２５）から、各スイッチング区間（１９）の導通抵抗が最小である導通値（２６）へ切り換えるように構成された制御装置（２０）が設けられている、
   電子モジュール（１７）。
2. 前記制御装置（２０）は、帰還結合部なしに、各スイッチオン過程（１５）に対して前記制御電圧（Ｖｇｓ）の同じ特性をつねに調整するように構成されている、請求項１記載の電子モジュール（１７）。
3. 前記制御装置（２０）は、前記少なくとも１つのトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）のその時点での動作状態（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）から独立に前記段階（２４）を調整するように構成されている、請求項１または２記載の電子モジュール（１７）。
4. 前記制御装置（２０）は、少なくとも１つのカレントミラー回路（２１，２１’）を有しており、該少なくとも１つのカレントミラー回路（２１，２１’）は、駆動信号（Ｖｐｗｍ，Ｖｄａｃ）に依存して電気抵抗素子（Ｒｇ）の制御電流（Ｉｃ）を調整し、これにより前記抵抗素子（Ｒｇ）を介して、前記少なくとも１つのトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）に対する前記制御電圧（Ｖｇｓ）を降下させるように構成されている、請求項１から３までのいずれか１項記載の電子モジュール（１７）。
5. 個々のカレントミラー回路（２１）が用意されており、前記少なくとも１つのトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）が各１つのＰチャネル電界効果トランジスタである、請求項４記載の電子モジュール（１７）。
6. 前記少なくとも１つのトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）が各１つのＮチャネル電界効果トランジスタであり、１つのカスケードに接続された２つのカレントミラー回路（２１，２１’）が設けられている、請求項４記載の電子モジュール（１７）。
7. 前記制御装置（２０）は、前記少なくとも１つのカレントミラー回路（２１，２１’）に結合されたスイッチング論理回路（２２）を有しており、該スイッチング論理回路（２２）は、制御プログラム（２８）を用いて、前記制御電圧（Ｖｇｓ）の調整のために前記駆動信号（Ｖｐｗｍ，Ｖｄａｃ）を設定するように構成されている、請求項４から６までのいずれか１項記載の電子モジュール（１７）。
8. 前記駆動信号（Ｖｐｗｍ）は、前記スイッチング論理回路（２２）の、ローパスフィルタ回路（２３）を介して導通されるパルス幅変調された出力信号（ＰＷＭ）であるか、または前記スイッチング論理回路（２２）のディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）の出力信号（Ｖｄａｃ）である、請求項７記載の電子モジュール（１７）。
9. 前記少なくとも１つのトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）の高速遮断のために、前記駆動信号（Ｖｐｗｍ）のリップルを低減させるべく用意されたキャパシタ（Ｃｐｗｍ）の電極が、スイッチング素子（Ｍｏｆｆ）を介してアース電位（１４）に接続されており、
   前記スイッチング素子（Ｍｏｆｆ）は、遮断信号に依存して、前記電極を、前記キャパシタ（Ｃｐｗｍ）の放電のために前記アース電位（１４）に電気的に接続するように構成されている、請求項４から８までのいずれか１項記載の電子モジュール（１７）。
10. 前記トランジスタ回路（１８）には、直列に接続されたスイッチング区間（１９）を有する２つのトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）が設けられており、
    該トランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）の各ボディダイオードの導通方向は、反対向きとなるように接続されている、請求項１から９までのいずれか１項記載の電子モジュール（１７）。
11. 各段階（２４）の各持続時間（Ｔｓ）は、１段階（２４）にわたってまたは２段階もしくは３段階（２４）にわたって前記少なくとも１つのトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）が阻止状態から電気的な導通状態へ移行し、さらに前記入力電流（Ｉｓ）が最大値（１６）へ上昇して再び降下するよう、前記入力キャパシタンス（Ｃｉｎ）の時定数に対応する値を有する、請求項１から１０までのいずれか１項記載の電子モジュール（１７）。
12. 前記入力キャパシタンス（Ｃｉｎ）は、その大部分またはその全体が、１つのキャパシタまたは複数のキャパシタの並列回路によって形成されている、請求項１から１１までのいずれか１項記載の電子モジュール（１７）。
13. 前記少なくとも１つのトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）は、前記電源端子（１１）から見たプラス線路において、前記入力キャパシタンス（Ｃｉｎ）および前記モジュール（１７）の別の電子機能部品（Ｒｌｏａｄ）の双方の前方に接続されている、請求項１から１２までのいずれか１項記載の電子モジュール（１７）。
14. 電圧源（１２）と、請求項１から１３までのいずれか１項記載の電子モジュール（１７）と、を備える自動車（ＫＦＺ）。
15. 電子モジュール（１７）のスイッチオン過程（１５）中の入力電流（Ｉｓ）を制限する方法であって、
    前記電子モジュール（１７）の電気入力キャパシタンス（Ｃｉｎ）を、トランジスタ回路（１８）を介して前記電子モジュール（１７）の電源端子（１１）に接続し、
    スイッチオン過程（１５）中、前記電源端子（１１）を介して、電圧源（１２）からの入力電流（Ｉｓ）を受信し、
    前記トランジスタ回路（１８）により、各スイッチング区間（１９）を介して前記入力電流（Ｉｓ）を少なくとも１つのトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）に導通させ、
    制御装置（２０）により、前記入力電流（Ｉｓ）を制限するために、前記少なくとも１つのトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）の各制御端子（ｇ）での制御電圧（Ｖｇｓ）を、複数の段階（２４）で、各スイッチング区間（１９）を阻止する阻止値（２５）から、各スイッチング区間（１９）の導通抵抗が最小である導通値（２６）へ切り換える、方法。
16. 前記制御装置（２０）は、帰還結合部なしに、各スイッチオン過程（１５）に対して制御電圧（Ｖｇｓ）の同じ特性をつねに調整する、請求項１５記載の方法。

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