WO2015072090A1 - 物理量検出回路、物理量センサ及び電子機器 - Google Patents

物理量検出回路、物理量センサ及び電子機器 Download PDF

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英之 村上
孝士 川井
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • G—PHYSICS
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    • G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
    • G01P15/08—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values
    • G01P15/097—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values by vibratory elements

Definitions

  • the present invention relates to a physical quantity detection circuit used for a physical quantity sensor that detects a physical quantity given from the outside, and a physical quantity sensor and an electronic device provided with the circuit.
  • a physical quantity sensor capable of detecting a physical quantity has various effects such as camera shake detection of a digital camera, attitude control of a mobile body (aircraft, car, robot, ship etc.), guidance of missiles and spacecraft Used in various technical fields.
  • a physical quantity sensor includes a physical quantity sensor element that outputs a sensor signal according to a physical quantity given from the outside, and a physical quantity detection circuit that extracts a physical quantity signal from a sensor signal using a detection signal.
  • a physical quantity detection circuit that extracts a physical quantity signal from a sensor signal using a detection signal.
  • Patent Document 1 discloses a signal processing circuit of a biaxial angular velocity sensor constituted by a digital circuit.
  • an analog / digital conversion circuit converts a sensor signal to a digital sensor signal from a sensor
  • a sine wave signal generation circuit generates a digital sine wave signal
  • a digital multiplier is a digital sensor signal and a digital sine signal. Multiply with the wave signal.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the processing of the analog / digital conversion circuit in this physical quantity sensor.
  • the analog / digital conversion circuit samples the sensor signal every sampling cycle in synchronization with the sampling clock, and analog values (amplitude values) A0, A1, A2,... Of the sampled sensor signal are digital values P0, P1,. Convert to P2,.
  • Patent No. 2728300 gazette
  • the physical quantity sensor is used together with a physical quantity sensor element that outputs a sensor signal according to the physical quantity.
  • the physical quantity detection circuit used for the physical quantity sensor includes a signal generation unit that generates a detection signal, and a multiplier that multiplies the sensor signal and the detection signal.
  • the signal generation unit generates a detection signal by converting a first phase of a predetermined signal having a frequency corresponding to the frequency of the sensor signal into a second phase and calculating an amplitude value corresponding to the second phase.
  • This physical quantity sensor can improve the accuracy of phase adjustment while suppressing an increase in sampling frequency.
  • FIG. 1 is a block diagram of a physical quantity sensor according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram of a physical quantity sensor element and a drive circuit of the physical quantity sensor according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram of a sine wave generation unit of the physical quantity sensor according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a block diagram of another sine wave generation unit of the physical quantity sensor according to the embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram of another physical quantity sensor according to the embodiment.
  • FIG. 6 is a block diagram of still another physical quantity sensor according to the embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram of still another physical quantity sensor according to the embodiment.
  • FIG. 8 is a block diagram of still another physical quantity sensor according to the embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram of still another physical quantity sensor according to the embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram of another sine wave generating unit of the physical quantity sensor shown in FIG.
  • FIG. 11 is a block diagram of still another physical quantity sensor according to the embodiment.
  • FIG. 12 is a block diagram of an electronic device equipped with the physical quantity sensor according to the embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the processing of the analog / digital conversion circuit in the conventional physical quantity sensor.
  • FIG. 1 is a block diagram of the physical quantity sensor 1 according to the first embodiment.
  • the physical quantity sensor 1 includes a physical quantity sensor element 10, a drive circuit 11, and a physical quantity detection circuit 12.
  • a drive signal Sdrv having a predetermined frequency is supplied from the drive circuit 11 and vibrates, and the sensor signal is vibrated according to a physical quantity (for example, angular velocity, acceleration, etc.) given from the outside in a vibrating state.
  • the frequency of the sensor signal S10 corresponds to the frequency of the drive signal Sdrv.
  • the center frequency of the sensor signal S10 corresponds to the frequency of the drive signal Sdrv.
  • the physical quantity sensor element 10 is a tuning fork type angular velocity sensor.
  • the drive circuit 11 supplies a drive signal Sdrv to the physical quantity sensor element 10.
  • the physical quantity sensor element 10 vibrates in response to the drive signal Sdrv, and outputs a vibration signal Sosc corresponding to the vibration. Further, the drive circuit 11 adjusts the frequency and the amplitude of the drive signal Sdrv in accordance with the vibration signal Sosc from the physical quantity sensor element 10. The physical quantity detection circuit 12 detects a physical quantity based on the sensor signal S10 from the physical quantity sensor element 10.
  • the drive circuit 11 will be described below.
  • FIG. 2 is a block diagram of the physical quantity sensor element 10 and the drive circuit 11.
  • the physical quantity sensor element 10 includes a tuning fork main body 10a, a driving piezoelectric element Pdrv, a vibration detecting piezoelectric element Posc, and angular velocity detecting piezoelectric elements PDa and PDb.
  • the driving piezoelectric element Pdrv, the vibration detecting piezoelectric element Posc, and the angular velocity detecting piezoelectric elements PDa and PDb are provided in the tuning fork main body 10a.
  • the driving piezoelectric element Pdrv vibrates the tuning fork main body 10 a in accordance with the frequency and the amplitude of the driving signal Sdrv from the driving circuit 11.
  • the drive circuit 11 includes a monitor amplifier 11a, an automatic gain control amplifier (AGC) 11b, and a drive amplifier 11c.
  • the monitor amplifier 11a converts the vibration signal Sosc, which is the charge (current) from the physical quantity sensor element 10, into a voltage and supplies it as a signal Smon to the AGC 11b.
  • the AGC 11 b amplifies the signal Smon and supplies a signal Sagc, which is a voltage, to the drive amplifier 11 c.
  • the AGC 11 b changes the amplification gain for amplifying the signal Smon so that the voltage of the signal Sagc supplied to the drive amplifier 11 c has a constant value.
  • the drive amplifier 11c controls the frequency and amplitude of the drive signal Sdrv in accordance with the signal Sagc output from the automatic gain control amplifier 11b. As described above, by adjusting the drive signal Sdrv in accordance with the vibration signal Sosc, the maximum vibration amplitude and the vibration frequency of the physical quantity sensor element 10 are kept constant.
  • the physical quantity detection circuit 12 will be described below.
  • the physical quantity detection circuit 12 includes a waveform shaping circuit 101, a multiplication circuit 102, a signal generation unit 100, an input amplifier 103, an analog / digital converter (ADC) 105, and a multiplier 115. , Digital filter 120 and the like.
  • ADC analog / digital converter
  • the waveform shaping circuit 101 converts the vibration signal Sosc into a square wave and outputs the square wave as a reference clock CKref.
  • the waveform shaping circuit 101 is configured by a comparator or an inverter.
  • the frequency of the reference clock CKref is substantially the same as the frequency of the drive signal Sdrv, that is, the frequency of the sensor signal S10.
  • the multiplying circuit 102 multiplies the reference clock CKref from the waveform shaping circuit 101 to generate a multiplied clock CKx having a frequency higher than that of the reference clock CKref.
  • the multiplier circuit 102 is configured by a PLL (Phase Locked Loop).
  • the input amplifier 103 converts the sensor signal S10 from the physical quantity sensor element 10 into a voltage and outputs it as an analog sensor signal Asnc.
  • the sensor signal S10 includes various unnecessary signals.
  • the direction of the drive vibration driven and vibrated by the drive signal Sdrv and the direction of the deflection according to the applied physical quantity (angular velocity etc.) to be detected are perpendicular to each other. It does not affect without interference.
  • the drive vibration interferes with the deflection according to the physical quantity, and an unnecessary signal which is an unnecessary signal for detection of the physical quantity is mixed in the sensor signal S10.
  • the mechanical coupling cancellation unit (MCC) 104 adds a mechanical coupling (MC) signal obtained by phase-adjusting the drive signal Sdrv to the analog sensor signal Asnc, thereby canceling at least a part of unnecessary signals included in the analog sensor signal Asnc. And suppress unnecessary signals.
  • the analog-to-digital converter 105 samples the analog sensor signal Asnc in synchronization with the sampling clock CKsp, and converts an amplitude value, which is a sampled analog value, into a digital value. Thereby, the analog sensor signal Asnc is converted into a digital sensor signal Dsnc constituted by a plurality of digital values.
  • the amplitude of the unnecessary signal included in the sensor signal S10 may be extremely larger than the amplitude of the signal corresponding to the physical quantity to be detected. In this case, the dynamic range of the analog / digital converter 105 for the signal corresponding to the physical quantity can be increased by canceling the unnecessary signal included in the analog sensor signal Asnc input to the analog / digital converter 105. It is possible to detect physical quantities with high accuracy.
  • the signal generation unit 100 includes a sine wave generation unit 106, a temperature detector 107, a low pass filter (LPF) 108, an analog / digital converter (ADC) 109, and a memory 110.
  • LPF low pass filter
  • ADC analog / digital converter
  • the temperature detector 107 detects a temperature and outputs temperature information corresponding to the detected temperature.
  • the temperature information is filtered by low pass filter 108 and then converted to digital values by analog to digital converter 109.
  • the temperature information converted into the digital value is input to the sine wave generation unit 106 at regular intervals.
  • the memory 110 holds a correction amount according to the temperature information.
  • the temperature detector 107, the low pass filter 108, the analog / digital converter 109, and the memory 110 constitute a correction amount generation unit 111.
  • FIG. 3 is a block diagram of the sine wave generation unit 106.
  • the sine wave generation unit 106 includes a phase calculation unit 106 a and a sine wave generation unit 106 d, and is connected to the correction amount generation unit 111.
  • the phase calculation unit 106 a calculates the phase ⁇ 1 based on the multiplied clock CKx obtained from the multiplication circuit 102. Furthermore, the phase calculation unit 106a acquires the correction coefficients a1, a2, and a3 corresponding to the temperature information Td obtained by the temperature detector 107 from the memory 110, and calculates the phase ⁇ 1 based on the acquired correction coefficients a1, a2, and a3. The converted phase ⁇ 2 is calculated. In the embodiment, the phase calculation unit 106a calculates the correction amount Ad and the phase ⁇ 2 according to the following equation using the phase ⁇ 1, the temperature information Td, and the correction coefficients a1, a2, and a3. The phase calculation unit 106a inputs the calculated phase ⁇ 2 to the sine wave generation unit 106d.
  • the sine wave generation unit 106d generates a detection signal Ddet which is a sine wave by calculating an amplitude value corresponding to the input phase ⁇ 2.
  • a calculation method for generating a sine wave by giving a certain phase for example, a CORDIC operation can be used.
  • the signal generation unit 100 converts the phase ⁇ 1 of the predetermined signal having a frequency corresponding to the frequency of the sensor signal S10 into the phase ⁇ 2, and calculates the amplitude value corresponding to the phase ⁇ 2 to obtain the detection signal Ddet. Operate to generate.
  • the predetermined signal is the vibration signal Sosc.
  • FIG. 4 is a block diagram of another sine wave generation unit 206 according to the embodiment.
  • the sine wave generation unit 206 includes a sine wave generation unit 206 d instead of the sine wave generation unit 106 d of the sine wave generation unit 106.
  • the sine wave generation unit 206d includes a phase calculation unit 106a, an address calculation unit 106b, a memory unit 106c, and a waveform generation unit 306d.
  • the phase calculation unit 106 a calculates the phase ⁇ 2 from the phase ⁇ 1 based on the multiplied clock CKx obtained from the multiplication circuit 102. Furthermore, the correction amount Ad corresponding to the temperature information Td obtained by the temperature detector 107 is acquired from the memory 110, and the phase ⁇ 1 is converted based on the acquired correction amount Ad to obtain ⁇ 2, thereby calculating the phase ⁇ 2. . Then, the phase calculation unit 106a outputs the calculated phase ⁇ 2 to the address calculation unit 106b.
  • the address calculation unit 106 b holds an address corresponding to the phase.
  • Table 1 shows the values of the phases held by the address calculation unit 106 b and the addresses corresponding to those values.
  • the address calculation unit 106b selects an address corresponding to the phase ⁇ 2 input from the phase calculation unit 106a, and outputs the selected address to the memory unit 106c. More specifically, the address calculation unit 106b determines that the address ad1 corresponding to the value of the closest phase smaller than the phase ⁇ 2 among the values of the phase shown in Table 1 and the closest phase larger than the phase ⁇ 2 The address ad2 corresponding to the value is selected and output to the memory unit 106c. For example, when the phase calculation unit 106 a calculates the phase ⁇ 2 to 0.06 (rad), the address calculation unit 106 b determines that the phase value smaller than 0.06 (rad) among the phase values shown in Table 1 is the closest phase value. And the address “3” corresponding to the value of the phase which is larger than 0.06 (rad) and closest to the phase is selected and output to the memory unit 106 c.
  • the address calculation unit 106 b outputs the addresses ad 1 and ad 2 to the memory unit 106 c and, at the same time, outputs the address ad 0 corresponding to the phase ⁇ 2 to the waveform generation unit 306 d. More specifically, as shown in Table 1, the address is proportional to the phase, that is, by linearly holding the relationship between the phase and the address, the address ad0 corresponding to the phase ⁇ 2 corresponds to a phase corresponding to a certain address. To the next address using the phase step Ph which is the increment of the phase corresponding to the next address.
  • the memory unit 106 c holds address values and data of amplitude values corresponding to those values.
  • Table 2 shows the values of the addresses held by the memory unit 106c and data corresponding to them.
  • the memory unit 106c outputs data data1 and data2 corresponding to the addresses ad1 and ad2 input from the address calculation unit 106b to the waveform generation unit 306d. For example, when the selected address "2" "3" is input, the memory unit 106c generates the waveform 0.0049 corresponding to the address "2" and the data 0.0074 corresponding to the address "3". Output to the unit 306 d.
  • the waveform generation unit 306d detects the detection signal Ddet, which is a sine wave, based on the addresses ad0, ad1, and ad2 input from the address calculation unit 106b and the data data1 and data2 input from the memory unit 106c. For example, it can be calculated by the following equation 3.
  • the multiplier 115 multiplies the digital sensor signal Dsnc from the analog / digital converter 105 by the detection signal Ddet generated by the sine wave generation unit 106 (206). Thereby, the physical quantity signal corresponding to the physical quantity detected by the physical quantity sensor element 10 is detected.
  • the digital filter 120 passes only low frequency components of the physical quantity signal detected by the multiplier 115 as noise detection and the like as the digital detection signal Dphy.
  • the physical quantity sensor element 10 in each of the above embodiments is not limited to the tuning fork type, and may be a cylindrical type, a regular triangular prism type, a regular square prism type, a ring type, or any other shape.
  • FIG. 5 is a block diagram of another physical quantity sensor 201 according to the embodiment.
  • the physical quantity sensor 201 includes a physical quantity sensor element 210 instead of the physical quantity sensor element 10 of the physical quantity sensor 1 shown in FIGS. 1 and 2.
  • the physical quantity sensor element 210 is a capacitive acceleration sensor.
  • the physical quantity sensor element 210 includes a fixed unit 10b, a movable unit 10c, movable electrodes Pma1 and Pmb1, detection electrodes Pfa and Pfb, and a differential amplifier.
  • the movable portion 10c is coupled to the fixed portion 10b so as to be displaced according to the acceleration.
  • the movable electrodes Pma1 and Pmb1 are disposed on the movable portion 10c.
  • the detection electrodes Pfa and Pfb are disposed on the fixed portion 10b so as to face the movable electrodes Pma1 and Pmb1, respectively.
  • a capacitive element Ca is formed by the movable electrode Pma1 and the detection electrode Pfa which face each other, and a capacitive element Cb is formed by the movable electrode Pmb1 and the detection electrode Pfb which face each other.
  • the drive signals Sdrv from the drive circuit 11 are supplied to the capacitive elements Ca and Cb, respectively.
  • the differential amplifier outputs a sensor signal S10 corresponding to the difference between the amounts of charge generated in the detection electrodes Pfa and Pfb.
  • a sensor signal S10 corresponding to this difference is output.
  • FIG. 6 is a block diagram of another physical quantity sensor 301 according to the embodiment.
  • the physical quantity sensor 301 includes a physical quantity sensor element 310 instead of the physical quantity sensor element 10 of the physical quantity sensor 1 shown in FIGS. 1 and 2.
  • the physical quantity sensor element 310 is a capacitive angular velocity sensor.
  • the physical quantity sensor element 310 has a movable portion 10c, drive electrodes Pma2 and Pmb2, and detection electrodes Pfa and Pfb.
  • the movable portion 10c and the drive electrodes Pma2 and Pmb2 are arranged in the direction 301a such that the movable portion 10c is located between the drive electrodes Pma2 and Pmb2.
  • the movable portion 10c and the detection electrodes Pfa and Pfb are arranged in a direction 301b perpendicular to the direction 301a such that the movable portion 10c is located between the detection electrodes Pfa and Pfb.
  • the detection electrode Pfa and the movable portion 10c form a capacitive element Ca having a capacitance.
  • the detection electrode Pfb and the movable portion 10c form a capacitive element Cb having a capacitance.
  • the movable portion 10c By supplying the drive signal Sdrv from the drive circuit 11, the movable portion 10c performs drive vibration that vibrates in the direction 301a.
  • the drive signal Sdrv When rotation is applied to the physical quantity sensor element 310 in a state where driving vibration is performed, detection vibration that vibrates in the direction 301 b according to the Coriolis force caused by the rotation is performed on the movable portion 10 c.
  • One of the capacitance of the capacitive element Ca and the capacitance of the capacitive element Cb increases while the other decreases due to the detection vibration. As a result, a difference occurs in the amount of charge in each of the detection electrodes Pfa and Pfb, and a sensor signal S10 corresponding to this difference is output.
  • FIG. 7 is a block diagram of still another physical quantity sensor 401 according to the embodiment.
  • the physical quantity sensor 401 includes a downsampling processor 120 a provided downstream of the analog / digital converter 105.
  • the downsampling processing unit 120a has a decimation filter.
  • the downsampling processing unit 120a reduces the sampling frequency of the digital sensor signal Dsnc by decimating the digital value from the digital sensor signal Dsnc. Thereby, the sampling frequency of the digital detection signal Dphy supplied to the digital filter 120 can also be reduced, and the circuit size and power consumption of the digital filter 120 can be reduced.
  • FIG. 8 is a block diagram of still another physical quantity sensor 501 according to the embodiment.
  • the drive circuit 11 includes a band pass filter (BPF) 11d provided between the monitor amplifier 11a and the automatic gain control amplifier (AGC) 11b.
  • BPF band pass filter
  • AGC automatic gain control amplifier
  • the drive signal Sdrv input to the waveform shaping circuit 101 may be acquired from the front stage or the rear stage of the band pass filter 11d.
  • FIG. 9 is a block diagram of still another physical quantity sensor 601 according to the embodiment.
  • the same parts as those of the physical quantity sensor 1 shown in FIG. as described above, although the MCC 104 suppresses unnecessary signals included in the analog sensor signal Asnc, part of the unnecessary signals may remain in the analog sensor signal Asnc. In this case, unnecessary signals remain and are included in the digital sensor signal Dsnc.
  • the physical quantity sensor 601 shown in FIG. 9 suppresses unnecessary signals included in the digital sensor signal Dsnc.
  • the physical quantity sensor 601 further includes an unnecessary signal cancellation unit 151 provided between the ADC 105 and the multiplier 115.
  • the sine wave generation unit 106 of the signal generation unit 100 generates the digital cancellation signal Du based on the vibration signal Sosc which is a predetermined signal, and the unnecessary signal cancellation unit 151 adds the digital cancellation signal Du to the digital sensor signal Dsnc At least a part of the unnecessary signal included in the sensor signal Dsnc is canceled to suppress the unnecessary signal.
  • the sine wave generation unit 106 can generate the detection signal Ddet itself supplied to the multiplier 115 or a signal obtained by shifting the phase of the detection signal Ddet as the digital cancellation signal Duc.
  • FIG. 10 is a block diagram of another sine wave generation unit 306 of the physical quantity sensor 601 shown in FIG.
  • the sine wave generation unit 306 further includes a waveform generation unit 406d in addition to the sine wave generation unit 106 (206) shown in FIG. 3 (FIG. 4).
  • the waveform generation unit 406 d generates a digital cancellation signal Du based on the phase ⁇ 2 output from the phase calculation unit 106 a and outputs the digital cancellation signal Du to the multiplier 115.
  • the sine wave generation unit 306 can make the waveform of the digital cancellation signal Duc different in phase, frequency, and waveform from the sine wave of the detection signal Ddet, and the unnecessary signal included in the digital sensor signal Dsnc output from the ADC 105 It can be effectively suppressed.
  • FIG. 11 is a block diagram of still another physical quantity sensor 701 according to the embodiment.
  • the physical quantity sensor 701 further includes a cancellation signal generation unit 606 that generates a digital cancellation signal Du based on the temperature information Td obtained from the correction amount generation unit 111 and the correction coefficient.
  • the correction factor supplied to the cancellation signal generation unit 606 may be different from the correction factors a1, a2, a3 supplied to the sine wave generation unit 106 (206).
  • the cancel signal generation unit 606 can make the frequency, phase, and waveform of the digital cancel signal Duc different from those of the detection signal Ddet, and the unnecessary signal included in the digital sensor signal Dsnc output from the ADC 105 can be more effectively It can be suppressed.
  • FIG. 12 is a block diagram of an electronic device 70 equipped with the physical quantity sensor 1 (401, 501, 601, 701) in the embodiment.
  • the physical quantity sensor 1 (401, 501, 601, 701) is an angular velocity sensor.
  • the electronic device 70 is, for example, a digital camera, and includes a physical quantity sensor 1 (401, 501, 601, 701), a display unit 71, a processing unit 72 such as a CPU, a memory 73, and an operation unit 74. There is.
  • the physical quantity sensor 1 (401, 501, 601, 701) includes a physical quantity sensor element 10, a drive circuit 11, and a physical quantity detection circuit 12, as shown in FIG.
  • the physical quantity sensor 1 has excellent characteristics such as small size, low power consumption, and high accuracy. Therefore, when the electronic device 70 is, for example, a video camera or a digital still camera, the electronic device 70 incorporating the physical quantity sensor 1 (401, 501, 601, 701) can be downsized, reduced in power consumption, or increased. Processing such as camera shake correction is possible.
  • the electronic device 70 may be a car navigation system, a vehicle, an aircraft, or a robot other than a digital camera.
  • the physical quantity detection circuit according to the present invention can improve the accuracy of phase adjustment while suppressing an increase in sampling frequency. Therefore, a physical quantity sensor (for example, tuning fork type used in mobile objects, mobile phones, digital cameras, game machines, etc.) It is useful for an angular velocity sensor, an electrostatic capacitance type acceleration sensor, etc.).

Abstract

　物理量センサは、物理量に応じたセンサ信号を出力する物理量センサ素子と共に用いられる。その物理量検出回路は、検波信号を生成する信号生成ユニットと、センサ信号と検波信号とを乗算する乗算器とを備える。信号生成ユニットは、センサ信号の周波数に対応する周波数を有する所定信号の第１の位相を第２の位相に変換し、第２の位相に対応する振幅値を算出することで検波信号を生成するように動作する。この物理量センサは、サンプリング周波数の増加を抑制しつつ位相調整の精度を向上できる。

Description

物理量検出回路、物理量センサ及び電子機器
　本発明は、外部から与えられた物理量を検知する物理量センサに用いられる物理量検出回路およびそれを備える物理量センサ、電子機器に関する。
　従来、物理量（例えば、角速度や加速度など）を検出可能な物理量センサは、デジタルカメラの手ぶれ検出、移動体（航空機、自動車、ロボット、船舶など）の姿勢制御、ミサイルや宇宙船の誘導などの多様な技術分野において利用されている。
　一般的に、物理量センサは、外部から与えられた物理量に応じてセンサ信号を出力する物理量センサ素子と、検波信号を用いてセンサ信号から物理量信号を抽出する物理量検出回路とを備える。このような物理量検出回路では、製造ばらつき（抵抗やコンデンサの拡散ばらつき等）や周辺環境の変動（例えば、温度変化など）が原因となって、センサ信号と検波信号との間に意図しない位相ずれが発生することもある。そのため、センサ信号と検波信号とが同期するようにセンサ信号と検波信号との位相関係を調整することが重要である。
　近年、回路の微細化技術の発展により、物理量検出回路のデジタル化が進みつつある。特許第２７２８３００号公報（特許文献１）には、デジタル回路によって構成された２軸角速度・センサの信号処理回路が開示されている。この信号処理回路では、アナログ／デジタル変換回路がセンサからセンサ信号をデジタルセンサ信号に変換する一方で、正弦波信号発生回路がデジタル正弦波信号を生成し、デジタル乗算器がデジタルセンサ信号とデジタル正弦波信号とを乗算する。
　図１３はこの物理量センサにおけるアナログ／デジタル変換回路の処理を説明する図である。アナログ／デジタル変換回路は、サンプリングクロックに同期してサンプリング周期毎にセンサ信号をサンプリングし、サンプリングしたセンサ信号のアナログ値（振幅値）Ａ０、Ａ１、Ａ２、・・・をデジタル値Ｐ０、Ｐ１、Ｐ２、・・・・に変換する。
特許第２７２８３００号公報
　物理量センサは、物理量に応じたセンサ信号を出力する物理量センサ素子と共に用いられる。その物理量センサに用いられる物理量検出回路は、検波信号を生成する信号生成ユニットと、センサ信号と検波信号とを乗算する乗算器とを備える。信号生成ユニットは、センサ信号の周波数に対応する周波数を有する所定信号の第１の位相を第２の位相に変換し、第２の位相に対応する振幅値を算出することで検波信号を生成するように動作する。
　この物理量センサは、サンプリング周波数の増加を抑制しつつ位相調整の精度を向上できる。
図１は実施の形態に係る物理量センサのブロック図である。 図２は実施の形態に係る物理量センサの物理量センサ素子と駆動回路のブロック図である。 図３は実施の形態に係る物理量センサの正弦波生成ユニットのブロック図である。 図４は実施の形態に係る物理量センサの他の正弦波生成ユニットのブロック図である。 図５は実施の形態に係る他の物理量センサのブロック図である。 図６は実施の形態に係るさらに他の物理量センサのブロック図である。 図７は実施の形態に係るさらに他の物理量センサのブロック図である。 図８は実施の形態に係るさらに他の物理量センサのブロック図である。 図９は実施の形態に係るさらに他の物理量センサのブロック図である。 図１０は図９に示す物理量センサの他の正弦波生成ユニットのブロック図である。 図１１は実施の形態に係るさらに他の物理量センサのブロック図である。 図１２は実施の形態に係る物理量センサを搭載した電子機器のブロック図である。 図１３は従来の物理量センサにおけるアナログ／デジタル変換回路の処理を説明する図である。
　図１は実施の形態１に係る物理量センサ１のブロック図である。物理量センサ１は、物理量センサ素子１０と、駆動回路１１と、物理量検出回路１２とを備える。
　物理量センサ素子１０は、所定周波数を有する駆動信号Ｓｄｒｖが駆動回路１１から供給されて振動するとともに、振動している状態で外部から与えられた物理量（例えば、角速度、加速度など）に応じてセンサ信号Ｓ１０を出力する。センサ信号Ｓ１０の周波数は駆動信号Ｓｄｒｖの周波数に対応する。例えば、センサ信号Ｓ１０の中心周波数は駆動信号Ｓｄｒｖの周波数に相当する。なお、実施の形態では、物理量センサ素子１０は音叉型角速度センサである。駆動回路１１は、駆動信号Ｓｄｒｖを物理量センサ素子１０に供給する。物理量センサ素子１０は駆動信号Ｓｄｒｖにより振動して、振動に応じた振動信号Ｓｏｓｃを出力する。また、駆動回路１１は、物理量センサ素子１０からの振動信号Ｓｏｓｃに応じて駆動信号Ｓｄｒｖの周波数および振幅を調整する。物理量検出回路１２は、物理量センサ素子１０からのセンサ信号Ｓ１０に基づいて物理量を検出する。
　以下、駆動回路１１について説明する。
　図２は物理量センサ素子１０と駆動回路１１のブロック図である。物理量センサ素子１０は、音叉本体１０ａと、駆動用圧電素子Ｐｄｒｖと、振動検出用圧電素子Ｐｏｓｃと、角速度検出用圧電素子ＰＤａ、ＰＤｂとを有する。駆動用圧電素子Ｐｄｒｖと振動検出用圧電素子Ｐｏｓｃと角速度検出用圧電素子ＰＤａ、ＰＤｂは音叉本体１０ａに設けられている。駆動用圧電素子Ｐｄｒｖは、駆動回路１１からの駆動信号Ｓｄｒｖの周波数および振幅に応じて音叉本体１０ａを振動させる。この振動によって、振動検出用圧電素子Ｐｏｓｃには電荷が発生し、振動信号Ｓｏｓｃが発生する。音叉本体１０ａが振動している状態で音叉本体１０ａに回転角速度が発生すると、回転角速度に起因するコリオリ力に応じて音叉本体１０ａが撓む。角速度検出用圧電素子ＰＤａ、ＰＤｂには回転角速度に起因するコリオリ力に応じた撓みによって電荷が発生すし、センサ信号Ｓ１０が発生する。
　図１と図２に示すように、駆動回路１１はモニタアンプ１１ａと自動利得制御増幅器（ＡＧＣ）１１ｂと駆動アンプ１１ｃとを備える。モニタアンプ１１ａは、物理量センサ素子１０からの電荷（電流）である振動信号Ｓｏｓｃを電圧に変換して信号ＳｍｏｎとしてＡＧＣ１１ｂに供給する。ＡＧＣ１１ｂは、信号Ｓｍｏｎを増幅して、駆動アンプ１１ｃに電圧である信号Ｓａｇｃを供給する。ＡＧＣ１１ｂは、駆動アンプ１１ｃに供給される信号Ｓａｇｃの電圧が一定値になるように、信号Ｓｍｏｎを増幅する増幅利得を変化させる。駆動アンプ１１ｃは、自動利得制御増幅器１１ｂから出力される信号Ｓａｇｃに応じて駆動信号Ｓｄｒｖの周波数および振幅を制御する。このように、振動信号Ｓｏｓｃに応じて駆動信号Ｓｄｒｖが調整されることにより、物理量センサ素子１０の最大振動振幅および振動周波数が一定に保たれる。
　以下、物理量検出回路１２について説明する。
　図１に示すように、物理量検出回路１２は、波形整形回路１０１と、逓倍回路１０２と、信号生成ユニット１００と、入力アンプ１０３と、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１０５と、乗算器１１５と、デジタルフィルタ１２０とを含む。
　波形整形回路１０１は、振動信号Ｓｏｓｃを方形波に変換し、基準クロックＣＫｒｅｆとして出力する。例えば、波形整形回路１０１は、コンパレータやインバータによって構成される。基準クロックＣＫｒｅｆの周波数は、駆動信号Ｓｄｒｖの周波数、すなわち、センサ信号Ｓ１０の周波数と実質的に同一である。
　逓倍回路１０２は、波形整形回路１０１からの基準クロックＣＫｒｅｆを逓倍し、基準クロックＣＫｒｅｆの周波数よりも高い周波数を有する逓倍クロックＣＫｘを生成する。例えば、逓倍回路１０２はＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）によって構成される。
　入力アンプ１０３は、物理量センサ素子１０からのセンサ信号Ｓ１０を電圧に変換し、アナログセンサ信号Ａｓｎｃとして出力する。センサ信号Ｓ１０は様々な不要信号が含まれる。例えば、物理量センサ素子１０では、駆動信号Ｓｄｒｖによる駆動されて振動する駆動振動の方向と、検出する印加された物理量（角速度等）に応じた撓みの方向は互いに直角であり、理想的には互いに干渉せずに影響しない。しかし、現実には物理量センサ素子１０の製造誤差等により、駆動振動が物理量に応じた撓みに干渉して、センサ信号Ｓ１０に物理量の検出に不要な信号である不要信号を混入させる。機械結合キャンセル部（ＭＣＣ）１０４は、駆動信号Ｓｄｒｖを位相調整した機械結合（ＭＣ）信号をアナログセンサ信号Ａｓｎｃに加算し、これにより、アナログセンサ信号Ａｓｎｃに含まれる不要信号の少なくとも一部を相殺して不要信号を抑える。
　アナログ／デジタル変換器１０５は、サンプリングクロックＣＫｓｐに同期してアナログセンサ信号Ａｓｎｃをサンプリングし、サンプリングしたアナログ値である振幅値をデジタル値に変換する。これにより、アナログセンサ信号Ａｓｎｃは、複数のデジタル値によって構成されたデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに変換される。センサ信号Ｓ１０に含まれる不要信号の振幅は、検出する物理量に対応する信号の振幅より極度に大きい場合がある。この場合には、アナログ／デジタル変換器１０５に入力されるアナログセンサ信号Ａｓｎｃに含まれる不要信号を相殺することで、物理量に対応する信号に対するアナログ／デジタル変換器１０５のダイナミックレンジを大きくすることができ、高精度に物理量を検出することができる。
　信号生成ユニット１００は、正弦波生成ユニット１０６と、温度検出器１０７と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０８と、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１０９と、メモリ１１０とを有する。
　温度検出器１０７は温度を検出し、検出した温度に対応する温度情報を出力する。温度情報はローパスフィルタ１０８で濾波され、その後、アナログ／デジタル変換器１０９によりデジタル値に変換される。デジタル値に変換された温度情報は一定周期ごとに正弦波生成ユニット１０６へと入力される。また、メモリ１１０は、温度情報に応じた補正量を保持している。温度検出器１０７と、ローパスフィルタ１０８と、アナログ／デジタル変換器１０９と、メモリ１１０とは補正量生成部１１１を構成する。
　図３は、正弦波生成ユニット１０６のブロック図である。
　正弦波生成ユニット１０６は、位相算出部１０６ａと、正弦波生成部１０６ｄとを有し、補正量生成部１１１に接続される。
　位相算出部１０６ａは、逓倍回路１０２から得られる逓倍クロックＣＫｘに基づいて位相φ１を算出する。更に、位相算出部１０６ａは温度検出器１０７により得られた温度情報Ｔｄに対応する補正係数ａ１、ａ２、ａ３をメモリ１１０から取得し、取得した補正係数ａ１、ａ２、ａ３に基づいて位相φ１を変換した位相φ２を算出する。実施の形態では、位相算出部１０６ａは位相φ１と温度情報Ｔｄと補正係数ａ１、ａ２、ａ３により補正量Ａｄと位相φ２を以下の式で算出する。位相算出部１０６ａは算出した位相φ２を正弦波生成部１０６ｄに入力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　正弦波生成部１０６ｄは、入力された位相φ２に対応する振幅値を算出することで正弦波である検波信号Ｄｄｅｔを生成する。ここで、ある位相を与えることで正弦波を発生させる計算方法としては、例えば、ＣＯＲＤＩＣ演算などを用いることが出来る。
　上述のように、信号生成ユニット１００は、センサ信号Ｓ１０の周波数に対応する周波数を有する所定信号の位相φ１を位相φ２に変換し、位相φ２に対応する振幅値を算出することで検波信号Ｄｄｅｔを生成するように動作する。実施の形態では、所定信号は振動信号Ｓｏｓｃである。
　図４は、実施の形態に係る他の正弦波生成ユニット２０６のブロック図である。図４において、図３に示す正弦波生成ユニット１０６と同じ部分には同じ参照番号を付す。正弦波生成ユニット２０６は、正弦波生成ユニット１０６の正弦波生成部１０６ｄの代わりに正弦波生成部２０６ｄを備える。
　正弦波生成部２０６ｄは、位相算出部１０６ａと、アドレス算出部１０６ｂと、メモリ部１０６ｃと、波形生成部３０６ｄとを有する。
　位相算出部１０６ａは、逓倍回路１０２から得られる逓倍クロックＣＫｘに基づいて位相φ１により位相φ２を算出する。更に、温度検出器１０７により得られた温度情報Ｔｄに対応する補正量Ａｄをメモリ１１０から取得し、取得した補正量Ａｄに基づいて位相φ１を変換してφ２を得ることで位相φ２を算出する。そして、位相算出部１０６ａは、算出した位相φ２をアドレス算出部１０６ｂに出力する。
　アドレス算出部１０６ｂは、位相に対応するアドレスが保持されている。表１はアドレス算出部１０６ｂが保持する位相の値と、それらの値に対応するアドレスを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　アドレス算出部１０６ｂは位相算出部１０６ａから入力される位相φ２に対応するアドレスを選択し、選択されたアドレスをメモリ部１０６ｃに出力する。より詳細には、アドレス算出部１０６ｂは、保持している表１に示す位相の値のうち位相φ２より小さくて最も近い位相の値に対応するアドレスａｄ１と、位相φ２より大きくて最も近い位相の値に対応するアドレスａｄ２とを選択してメモリ部１０６ｃに出力する。例えば、位相算出部１０６ａが位相φ２を０．０６（ｒａｄ）と算出した場合、アドレス算出部１０６ｂは、表１に示す位相の値のうち０．０６（ｒａｄ）より小さくて最も近い位相の値に対応するアドレス「２」と、０．０６（ｒａｄ）より大きくて最も近い位相の値に対応するアドレス「３」とを選択し、メモリ部１０６ｃに出力する。
　また、アドレス算出部１０６ｂは、アドレスａｄ１、ａｄ２をメモリ部１０６ｃに出力する同時に、位相φ２に対応するアドレスａｄ０を波形生成部３０６ｄに出力する。より詳細には、表１に示すように、アドレスが位相に比例する、すなわち位相とアドレスの関係を線形に保持しておくことで、位相φ２に対応するアドレスａｄ０を或るアドレスに対応する位相からその次のアドレスに対応する位相の増分である位相ステップＰｈを用いて数２により算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　表１に示すアドレスに対する位相の増分である位相ステップＰｈは２π／２５６である。したがって、例えば、位相φ２が０．０６（ｒａｄ）である場合、ａｄ０＝０．０６×（２５６／２π）＝２．４４４６と算出される。
　メモリ部１０６ｃは、アドレスの値と、それらの値に対応する振幅値のデータを保持する。表２はメモリ部１０６ｃが保持するアドレスの値と、それらに対応するデータを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　メモリ部１０６ｃは、アドレス算出部１０６ｂから入力されるアドレスａｄ１、ａｄ２に応じたデータｄａｔａ１、ｄａｔａ２を波形生成部３０６ｄに出力する。例えば、選択したアドレス「２」「３」が入力された場合、メモリ部１０６ｃは、アドレス「２」に対応するデータ０．００４９と、アドレス「３」に対応するデータ０．００７４とを波形生成部３０６ｄに出力する。
　波形生成部３０６ｄは、アドレス算出部１０６ｂから入力されるアドレスａｄ０、ａｄ１、ａｄ２と、メモリ部１０６ｃから入力されるデータｄａｔａ１、ｄａｔａ２に基づいて、正弦波である検波信号Ｄｄｅｔを。例えば、以下の数３により算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　乗算器１１５は、アナログ／デジタル変換器１０５からのデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに正弦波生成ユニット１０６（２０６）によって生成された検波信号Ｄｄｅｔを乗算する。これにより、物理量センサ素子１０によって検知された物理量に対応する物理量信号が検波される。
　デジタルフィルタ１２０は、ノイズ除去等のために乗算器１１５によって検波された物理量信号のうち低周波数成分のみをデジタル検出信号Ｄｐｈｙとして通過させる。
　以上の構成により、任意の位相の正弦波信号を計算により算出することが可能であるため、アナログ的もしくはクロック信号に依存するような実時間方向での検波信号や物理量信号の調整では実現不可能な高精度な検波信号の位相の調整が、クロック周波数を増大させることなく計算により実現できる。そして、その位相算出の計算に温度などの環境パラメータを含めて算出することにより、適切に調整された位相の正弦波信号を検波信号として用いて被検波信号と乗算して検波を行うことができ、消費電力や回路規模を増大することなく、高精度・低コストの物理量センサ１を実現することが可能となる。
　特許文献１に開示された信号処理回路では、アナログ／デジタル変換回路によって得られたデータ（デジタル値）を正確に処理するためには、デジタルセンサ信号のデータ単位でデジタルセンサ信号とデジタル正弦波信号との位相関係を調整する必要がある。すなわち、位相調整の分解能（最小単位）をアナログ／デジタル変換回路のサンプリング周期よりも小さくすることができない。そのため、位相調整の精度を向上させるためにはアナログ／デジタル変換回路のサンプリング周波数を高くしなければならないが、サンプリング周波数を高くする程、回路規模および消費電力が増大してしまう。
　なお、以上の各実施の形態における物理量センサ素子１０は、音叉型に限らず、円柱型、正三角柱型、正四角柱型、リング型や、その他の形状であっても良い。
　図５は実施の形態に係る他の物理量センサ２０１のブロック図である。図５において、図１と図２に示す物理量センサ１と同じ部分には同じ参照番号を付す。物理量センサ２０１は、図１と図２に示す物理量センサ１の物理量センサ素子１０の代わりに物理量センサ素子２１０を備える。物理量センサ素子２１０は静電容量式加速度センサである。物理量センサ素子２１０は、固定部１０ｂと、可動部１０ｃと、可動電極Ｐｍａ１、Ｐｍｂ１と、検出電極Ｐｆａ、Ｐｆｂと、差動増幅器とを有する。可動部１０ｃは、加速度に応じて変位するように固定部１０ｂに連結される。可動電極Ｐｍａ１、Ｐｍｂ１は可動部１０ｃに配置される。検出電極Ｐｆａ、Ｐｆｂは、それぞれ、可動電極Ｐｍａ１、Ｐｍｂ１に対向するように、固定部１０ｂに配置される。互いに対向する可動電極Ｐｍａ１と検出電極Ｐｆａによって容量素子Ｃａが構成され、互いに対向する可動電極Ｐｍｂ１と検出電極Ｐｆｂによって容量素子Ｃｂが構成される。また、容量素子Ｃａ、Ｃｂには、それぞれ、駆動回路１１からの駆動信号Ｓｄｒｖが供給される。差動増幅器は、検出電極Ｐｆａ、Ｐｆｂのそれぞれに発生する電荷量の差に対応するセンサ信号Ｓ１０を出力する。加速度が物理量センサ素子２１０に発生すると、可動部１０ｃの変位に起因して容量素子Ｃａの静電容量および容量素子Ｃｂの静電容量のうち一方が増加し他方が減少する。これにより、検出電極Ｐｆａ、Ｐｆｂのそれぞれにおける電荷量に差が生じ、この差に対応するセンサ信号Ｓ１０が出力される。
　図６は実施の形態に係る他の物理量センサ３０１のブロック図である。図６において、図１と図２に示す物理量センサ１と同じ部分には同じ参照番号を付す。物理量センサ３０１は、図１と図２に示す物理量センサ１の物理量センサ素子１０の代わりに物理量センサ素子３１０を備える。物理量センサ素子３１０は静電容量式角速度センサである。物理量センサ素子３１０は、可動部１０ｃと駆動電極Ｐｍａ２、Ｐｍｂ２と検出電極Ｐｆａ、Ｐｆｂとを有する。可動部１０ｃが駆動電極Ｐｍａ２、Ｐｍｂ２の間に位置するように、可動部１０ｃと駆動電極Ｐｍａ２、Ｐｍｂ２は方向３０１ａに配列される。可動部１０ｃが検出電極Ｐｆａ、Ｐｆｂの間に位置するように、可動部１０ｃと検出電極Ｐｆａ、Ｐｆｂは方向３０１ａと直角の方向３０１ｂに配列される。検出電極Ｐｆａと可動部１０ｃは静電容量を有する容量素子Ｃａを形成する。検出電極Ｐｆｂと可動部１０ｃは静電容量を有する容量素子Ｃｂを形成する。駆動回路１１からの駆動信号Ｓｄｒｖが供給されることで可動部１０ｃが、方向３０１ａに振動する駆動振動を行う。駆動振動を行っている状態で物理量センサ素子３１０に回転が加わることにより、可動部１０ｃにこの回転に起因するコリオリ力に応じて方向３０１ｂに振動する検出振動を行う。検出振動に起因して容量素子Ｃａの静電容量および容量素子Ｃｂの静電容量のうち一方が増加し他方が減少する。これにより、検出電極Ｐｆａ、Ｐｆｂのそれぞれにおける電荷量に差が生じ、この差に対応するセンサ信号Ｓ１０が出力される。
　図７は実施の形態に係るさらに他の物理量センサ４０１のブロック図である。図７において、図１に示す物理量センサ１と同じ部分には同じ参照番号を付す。物理量センサ４０１は、アナログ／デジタル変換器１０５の後段に設けられたダウンサンプリング処理部１２０ａを備える。ダウンサンプリング処理部１２０ａはデシメーションフィルタを有する。ダウンサンプリング処理部１２０ａはデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃからデジタル値を間引きすることで、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃのサンプリング周波数を減少させる。これにより、デジタルフィルタ１２０に供給されるデジタル検出信号Ｄｐｈｙのサンプリング周波数も減少させることができ、デジタルフィルタ１２０の回路規模および消費電力を低減することができる。
　図８は実施の形態に係るさらに他の物理量センサ５０１のブロック図である。図８において、図１に示す物理量センサ１と同じ部分には同じ参照番号を付す。物理量センサ５０１では、駆動回路１１は、モニタアンプ１１ａと自動利得制御増幅器（ＡＧＣ）１１ｂとの間に設けられたバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１ｄを備える。波形整形回路１０１に入力される駆動信号Ｓｄｒｖはバンドパスフィルタ１１ｄの前段から取得してもよいし、後段から取得しても良い。
　図９は実施の形態に係るさらに他の物理量センサ６０１のブロック図である。図９において、図１に示す物理量センサ１と同じ部分には同じ参照番号を付す。前述のように、ＭＣＣ１０４は、アナログセンサ信号Ａｓｎｃに含まれる不要信号を抑えるが、不要信号の一部がアナログセンサ信号Ａｓｎｃに残る場合がある。この場合には、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに不要信号が残って含まれる。図９に示す物理量センサ６０１はデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに含まれた不要信号を抑える。物理量センサ６０１は、ＡＤＣ１０５と乗算器１１５との間に設けられた不要信号キャンセル部１５１をさらに備える。所定信号である振動信号Ｓｏｓｃに基づいて信号生成ユニット１００の正弦波生成ユニット１０６はデジタルキャンセル信号Ｄｕｃを生成し、不要信号キャンセル部１５１はデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃにデジタルキャンセル信号Ｄｕｃを加算することでデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに含まれた不要信号の少なくとも一部を相殺して不要信号を抑える。
　正弦波生成ユニット１０６は、乗算器１１５に供給する検波信号Ｄｄｅｔそのもの、または検波信号Ｄｄｅｔの位相をずらして得られた信号をデジタルキャンセル信号Ｄｕｃとして生成することができる。
　図１０は図９に示す物理量センサ６０１の他の正弦波生成ユニット３０６のブロック図である。図１０において、図３（図４）に示す正弦波生成ユニット１０６（２０６）と同じ部分には同じ参照番号を付す。正弦波生成ユニット３０６は、図３（図４）に示す正弦波生成ユニット１０６（２０６）に波形生成部４０６ｄをさらに有する。波形生成部４０６ｄは、位相算出部１０６ａから出力された位相φ２に基づき、デジタルキャンセル信号Ｄｕｃを生成し、乗算器１１５に出力する。正弦波生成ユニット３０６では、デジタルキャンセル信号Ｄｕｃの波形を検波信号Ｄｄｅｔの正弦波と異なる位相、周波数、波形にすることができ、ＡＤＣ１０５から出力されたデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに含まれた不要信号をより効果的に抑えることができる。
　図１１は実施の形態に係るさらに他の物理量センサ７０１のブロック図である。図１１において、図９に示す物理量センサ６０１と同じ部分には同じ参照番号を付す。物理量センサ７０１は、補正量生成部１１１から得られた温度情報Ｔｄや補正係数に基づいてデジタルキャンセル信号Ｄｕｃを生成するキャンセル信号生成ユニット６０６をさらに備える。キャンセル信号生成ユニット６０６に供給された補正係数は、正弦波生成ユニット１０６（２０６）に供給される補正係数ａ１、ａ２、ａ３と異なっていてもよい。キャンセル信号生成ユニット６０６では、デジタルキャンセル信号Ｄｕｃの周波数、位相、波形を検波信号Ｄｄｅｔのそれらと異ならせることができ、ＡＤＣ１０５から出力されたデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに含まれた不要信号をより効果的に抑えることができる。
　図１２は実施の形態における物理量センサ１（４０１、５０１、６０１、７０１）を搭載した電子機器７０のブロック図である。実施の形態において物理量センサ１（４０１、５０１、６０１、７０１）は角速度センサである。電子機器７０は例えば、デジタルカメラであり、物理量センサ１（４０１、５０１、６０１、７０１）と、表示部７１と、ＣＰＵ等の処理部７２と、メモリ７３と、操作部７４とを有している。
　物理量センサ１（４０１、５０１、６０１、７０１）は、図１等に示すように、物理量センサ素子１０、駆動回路１１および物理量検出回路１２を含む。物理量センサ１は、小型であり、消費電力が低く、更には高精度であるという優れた特性をもつ。したがって、物理量センサ１（４０１、５０１、６０１、７０１）を内蔵する電子機器７０は、電子機器７０が、例えばビデオカメラやデジタルスチルカメラである場合、装置の小型化、低消費電力化、あるいは高精度の手振れ補正等の処理が可能である。
　このように、実施の形態における物理量センサ１（４０１、５０１、６０１、７０１）によって電子機器７０の性能が向上する。なお、電子機器７０は、デジタルカメラの他、カーナビゲーションシステムや車両、航空機やロボットであってもよい。
　本発明における物理量検出回路は、サンプリング周波数の増大を抑制しつつ位相調整の精度を向上させることができるので、移動体、携帯電話、デジタルカメラ、ゲーム機などに用いられる物理量センサ（例えば、音叉型角速度センサや静電容量式加速度センサなど）に有用である。
１，２０１，３０１，４０１，５０１，６０１　　物理量センサ
１０　　物理量センサ素子
１１　　駆動回路
１２　　物理量検出回路
７０　　電子機器
１００　　信号生成ユニット
１０５　　アナログ／デジタル変換回路
１０６　　正弦波生成ユニット
１０７　　温度検出器
１１０　　メモリ部
１１１　　補正量生成部
１１５　　乗算器
１５１　　不要信号キャンセル部

Claims (11)

  1. 物理量に応じたセンサ信号を出力する物理量センサ素子と共に用いられる物理量検出回路であって、
    検波信号を生成する信号生成ユニットと、
    前記センサ信号と前記検波信号とを乗算する乗算器と、
    を備え、
    前記信号生成ユニットは、
    　　　前記センサ信号の周波数に対応する周波数を有する所定信号の第１の位相を第２の位相に変換し、
    　　　前記第２の位相に対応する振幅値を算出することで前記検波信号を生成する
    ように動作する、物理量検出回路。
  2. 前記物理量センサ素子は振動を行っている状態で前記物理量に応じて前記センサ信号を出力し、
    前記所定信号は前記センサ素子の前記振動に応じた振動信号である、請求項１に記載の物理量検出回路。
  3. 前記検波信号の波形は正弦波である、請求項１または２に記載の物理量検出回路。
  4. 前記信号生成ユニットは計算により前記第１の位相を前記第２の位相に変換する、請求項３に記載の物理量検出回路。
  5. 前記信号生成ユニットは、補正量生成部と、正弦波生成ユニットと、を有し、
    前記補正量生成部は、温度情報を得る温度検出器と、前記温度情報に対応する補正量を保持するメモリ部とを含み、
    前記正弦波生成ユニットは、前記補正量に基づいて前記第１の位相を前記第２の位相に変換する、請求項１または２に記載の物理量検出回路。
  6. 前記センサ信号をデジタルセンサ信号に変換するアナログ／デジタル変換回路をさらに備え、
    前記乗算器は前記デジタルセンサ信号と前記検波信号とを乗算する、請求項１または２に記載の物理量検出回路。
  7. 前記アナログ／デジタル変換回路と前記乗算器との間に設けられた不要信号キャンセル部をさらに備え、
    前記デジタルセンサ信号は不要信号を含み、
    前記信号生成ユニットは前記所定信号に基づいてキャンセル信号を生成し、
    前記不要信号キャンセル部は前記デジタルセンサ信号に前記キャンセル信号を加算することで前記不要信号を抑える、請求項６に記載の物理量検出回路。
  8. 前記物理量は角速度である、請求項１または２に記載の物理量検出回路。
  9. 物理量に応じたセンサ信号を出力する物理量センサ素子と、
    前記物理量センサ素子に接続された物理量検出回路と、
    を備え、
    前記物理量検出回路は、
    　　　検波信号を生成する信号生成ユニットと、
    　　　前記センサ信号と前記検波信号とを乗算する乗算器と、
    を含み、
    前記信号生成ユニットは、
    　　　前記センサ信号の周波数に対応する周波数を有する所定の信号の第１の位相を第２の位相に変換し、
    　　　前記第２の位相に対応する振幅値を算出することで前記検波信号を生成する
    ように動作する、物理量センサ。
  10. 前記物理量センサ素子は振動を行っている状態で前記物理量に応じて前記センサ信号を出力し、
    前記所定信号は前記センサ素子の前記振動に応じた振動信号である、請求項９に記載の物理量センサ。
  11. 請求項９または１０に記載の物理量センサを備えた電子機器。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021215077A1 (ja) * 2020-04-21 2021-10-28 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 センサシステム、センシング方法及びプログラム

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6197347B2 (ja) * 2013-04-24 2017-09-20 セイコーエプソン株式会社 電子機器及び物理量検出装置
JP6492739B2 (ja) 2015-02-20 2019-04-03 セイコーエプソン株式会社 回路装置、物理量検出装置、電子機器及び移動体
JP6586735B2 (ja) * 2015-02-20 2019-10-09 セイコーエプソン株式会社 回路装置、物理量検出装置、電子機器及び移動体
CN105353695B (zh) * 2015-12-10 2017-09-05 成都理工大学 一种反馈型事件驱动式模拟信号变频采集电路和集采方法
US20190257655A1 (en) * 2016-03-24 2019-08-22 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Composite sensor
JP6982725B2 (ja) * 2017-10-25 2021-12-17 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 センサ
JP6805188B2 (ja) * 2018-01-26 2020-12-23 株式会社東芝 検出器
JP7024566B2 (ja) 2018-04-06 2022-02-24 株式会社デンソー 振動型ジャイロスコープ
US11287443B2 (en) * 2019-02-20 2022-03-29 Invensense, Inc. High performance accelerometer

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0933258A (ja) * 1995-07-19 1997-02-07 Sony Corp 角速度センサ装置、オフセツト誤差除去方法、カメラ一体型ビデオテープレコーダ及び移動体位置認識装置
JPH1038580A (ja) * 1996-07-25 1998-02-13 Toyota Motor Corp 角速度検出装置
JP2002031532A (ja) * 2000-07-18 2002-01-31 Alps Electric Co Ltd 振動型ジャイロスコープ及びその調整方法
JP2008224230A (ja) * 2007-03-08 2008-09-25 Seiko Epson Corp 検出装置、センサ及び電子機器
JP2009281888A (ja) * 2008-05-22 2009-12-03 Panasonic Corp 物理量検出回路およびそれを備える物理量センサ装置、並びに物理量検出方法
JP2010181239A (ja) * 2009-02-04 2010-08-19 Seiko Instruments Inc 振動ジャイロ
JP2011137777A (ja) * 2010-01-04 2011-07-14 Hitachi Automotive Systems Ltd 角速度センサ
JP2012189610A (ja) * 2012-06-04 2012-10-04 Seiko Epson Corp 検出装置、ジャイロセンサ、電子機器及び検出装置の調整方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2728300B2 (ja) 1989-07-22 1998-03-18 三菱プレシジョン株式会社 ２軸角速度・加速度センサの信号処理装置
CN102686976B (zh) * 2009-10-13 2015-03-25 松下电器产业株式会社 角速度传感器

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0933258A (ja) * 1995-07-19 1997-02-07 Sony Corp 角速度センサ装置、オフセツト誤差除去方法、カメラ一体型ビデオテープレコーダ及び移動体位置認識装置
JPH1038580A (ja) * 1996-07-25 1998-02-13 Toyota Motor Corp 角速度検出装置
JP2002031532A (ja) * 2000-07-18 2002-01-31 Alps Electric Co Ltd 振動型ジャイロスコープ及びその調整方法
JP2008224230A (ja) * 2007-03-08 2008-09-25 Seiko Epson Corp 検出装置、センサ及び電子機器
JP2009281888A (ja) * 2008-05-22 2009-12-03 Panasonic Corp 物理量検出回路およびそれを備える物理量センサ装置、並びに物理量検出方法
JP2010181239A (ja) * 2009-02-04 2010-08-19 Seiko Instruments Inc 振動ジャイロ
JP2011137777A (ja) * 2010-01-04 2011-07-14 Hitachi Automotive Systems Ltd 角速度センサ
JP2012189610A (ja) * 2012-06-04 2012-10-04 Seiko Epson Corp 検出装置、ジャイロセンサ、電子機器及び検出装置の調整方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021215077A1 (ja) * 2020-04-21 2021-10-28 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 センサシステム、センシング方法及びプログラム
JP7426598B2 (ja) 2020-04-21 2024-02-02 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 センサシステム、センシング方法及びプログラム

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