WO2009128188A1 - 物理量検出回路、物理量センサ装置 - Google Patents

物理量検出回路、物理量センサ装置 Download PDF

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犬飼文人
貝野陽一
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パナソニック株式会社
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    • G01C19/5607—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces using vibrating tuning forks
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
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    • G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
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    • G01P15/125—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values by capacitive pick-up
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Definitions

  • the present invention relates to a physical quantity detection circuit used for a physical quantity sensor for detecting a physical quantity given from the outside, and a physical quantity sensor device including the same.
  • a physical quantity sensor device includes a physical quantity sensor that outputs a sensor signal according to a physical quantity given from the outside, and a physical quantity detection circuit that detects a physical quantity detected by the physical quantity sensor based on a sensor signal from the physical quantity sensor.
  • Patent Document 1 discloses a signal processing circuit of a biaxial angular velocity / acceleration sensor constituted by a digital circuit.
  • an analog / digital conversion circuit converts a sensor signal from a sensor into a digital sensor signal
  • a sine wave signal generation circuit generates a digital sine wave signal
  • a digital multiplication circuit generates a digital sensor signal and a digital sine signal. Multiply by wave signal.
  • a digital physical quantity signal corresponding to the physical quantity detected by the physical quantity sensor is obtained.
  • Patent Document 1 since the detection process is executed with the noise component superimposed on the digital sensor signal, it is difficult to detect the digital physical quantity signal with high accuracy. Similarly, in Patent Document 2, since a noise component is superimposed on an analog sensor signal, it is difficult to obtain a digital sensor signal with high accuracy.
  • an object of the present invention is to accurately detect a digital physical quantity signal by attenuating a noise component of the digital sensor signal.
  • the physical quantity detection circuit is a physical quantity detection circuit used in a physical quantity sensor that outputs a sensor signal according to a physical quantity given from the outside, and converts the sensor signal into a digital sensor signal.
  • An analog / digital conversion circuit, a digital filter for attenuating a frequency component higher than a predetermined cutoff frequency among the digital sensor signals obtained by the analog / digital conversion circuit, and a sine of the digital sensor signal that has passed through the digital filter A multiplication circuit that multiplies a digital detection signal corresponding to the wave signal to detect a digital physical quantity signal corresponding to the physical quantity.
  • the detection accuracy of the digital physical quantity signal can be improved by attenuating the noise component of the digital sensor signal before the detection process is executed.
  • the physical quantity detection circuit further includes a downsampling processing circuit interposed between the digital filter and the multiplication circuit, and the analog / digital conversion circuit oversamples the sensor signal to perform the digital sensor signal.
  • the down-sampling processing circuit reduces the sampling frequency of the digital sensor signal from the digital filter and supplies it to the multiplication circuit.
  • the storage area for storing the sine wave data can be reduced and the processing load of the multiplication circuit can be reduced. can do.
  • the sampling frequency of the digital physical quantity signal is also reduced, when a digital filter is provided in the subsequent stage of the multiplication circuit, the circuit scale and power consumption of the digital filter can be reduced.
  • the physical quantity detection circuit includes an interpolation filter that increases a sampling frequency of the digital physical quantity signal from the multiplication circuit, and a digital / analog conversion that converts the digital physical quantity signal from the interpolation filter into an analog physical quantity signal.
  • the physical quantity detection circuit can output an analog physical quantity signal.
  • the circuit scale of the analog low-pass filter can be reduced.
  • the tap coefficient of the digital filter can be changed.
  • the phase of the digital sensor signal can be adjusted by changing the tap coefficient of the digital filter.
  • the phase shift between the digital sensor signal and the digital detection signal can be corrected, so that the detection accuracy of the digital physical quantity signal can be improved.
  • digital physical quantity signals can be detected with high accuracy.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a physical quantity sensor device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the physical quantity detection circuit shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the physical quantity sensor device according to the second embodiment.
  • FIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of the physical quantity detection circuit shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the physical quantity sensor device according to the third embodiment.
  • FIG. 6 is a frequency distribution diagram for explaining an analog physical quantity signal obtained by the digital / analog converter shown in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of the physical quantity sensor device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the frequency characteristics and phase characteristics of the digital filter shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a modification of the physical quantity sensor.
  • FIG. 1 shows a configuration of a physical quantity sensor device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • This physical quantity sensor device includes a physical quantity sensor 10, a drive circuit 11, and a physical quantity detection circuit 12.
  • the physical quantity sensor 10 is supplied with a drive signal Sdrv having a predetermined frequency from the drive circuit 11 and outputs a sensor signal S10 according to a physical quantity (for example, angular velocity, acceleration, etc.) given from the outside.
  • the frequency of the sensor signal S10 corresponds to the frequency of the drive signal Sdrv.
  • the center frequency (carrier frequency) of the sensor signal S10 corresponds to the frequency of the drive signal Sdrv.
  • the physical quantity sensor 10 is a tuning fork type angular velocity sensor.
  • the physical quantity sensor 10 includes a tuning fork main body 10a, a driving piezoelectric element Pdrv, a vibration detecting piezoelectric element Posc, and angular velocity detecting piezoelectric elements PDa and PDb.
  • the tuning fork main body 10a has a pair of tuning fork pieces that are twisted at right angles at the center, a connecting part that connects each end of the tuning fork piece, and a support pin that is provided on the connecting part so as to be a rotating shaft.
  • the drive piezoelectric element Pdrv vibrates one tuning fork piece according to the frequency and amplitude of the drive signal Sdrv from the drive circuit 11. As a result, the two tuning fork pieces resonate with each other.
  • the drive circuit 11 supplies a drive signal Sdrv to the physical quantity sensor 10.
  • the drive circuit 11 adjusts the frequency and amplitude of the drive signal Sdrv according to the vibration signal Sosc from the physical quantity sensor 10.
  • the monitor amplifier 11a converts the vibration signal Sosc from the physical quantity sensor 10 into a voltage
  • the automatic gain control amplifier (AGC) 11b amplifies or attenuates the output of the monitor amplifier 11a.
  • the self amplification gain is changed so that the voltage supplied to 11c becomes a constant value.
  • the drive amplifier 11c controls the frequency and amplitude of the drive signal Sdrv according to the output of the automatic gain control amplifier 11b.
  • the maximum vibration amplitude and vibration frequency of the physical quantity sensor 10 are kept constant by adjusting the drive signal Sdrv according to the vibration signal Sosc.
  • the physical quantity detection circuit 12 detects the physical quantity detected by the physical quantity sensor 10 based on the sensor signal S10 from the physical quantity sensor 10.
  • the physical quantity detection circuit 12 includes a waveform shaping circuit 101, a multiplication circuit 102, an input amplifier 103, an analog / digital converter (A / D) 104, a digital filter 100, a detection signal generator 105, and a multiplier 106. And a digital filter 107.
  • the waveform shaping circuit 101 converts the drive signal Sdrv into a square wave and outputs it as a reference clock CKref.
  • the waveform shaping circuit 101 includes a comparator and an inverter.
  • the frequency of the reference clock CKref is substantially the same as the frequency of the drive signal Sdrv (that is, the frequency of the sensor signal S10).
  • the multiplier circuit 102 multiplies the reference clock CKref from the waveform shaping circuit 101 to generate an operation clock CKa having a frequency higher than the frequency of the reference clock CKref (here, a frequency that is twice or more the frequency of the reference clock CKref).
  • the multiplier circuit 102 is configured by a PLL (Phase Locked Loop).
  • the input amplifier 103 converts the sensor signal S10 from the physical quantity sensor 10 into a voltage and outputs it as an analog sensor signal Ssnc.
  • the analog / digital converter 104 samples the analog sensor signal Ssnc in synchronization with the operation clock CKa from the multiplier circuit 102, and converts the sampled analog value (amplitude value) into a digital value. That is, the analog / digital converter 104 oversamples the analog sensor signal Ssnc. In this way, the analog sensor signal Ssnc is converted into a digital sensor signal Dsnc composed of a plurality of digital values.
  • the digital filter 100 operates in synchronization with the operation clock CKa from the multiplier circuit 102, attenuates a frequency component higher than a predetermined cut-off frequency in the digital sensor signal Dsnc from the analog / digital converter 104, and has a low frequency.
  • the component is output as a digital sensor signal Dps.
  • the digital filter 100 is an IIR (Infinite Impulse Response) type digital filter or an FIR (Finite Impulse Response) type digital filter.
  • the frequency characteristics (for example, cutoff frequency) and phase characteristics of the digital filter 100 are determined by the tap coefficient of the digital filter 100.
  • the detection signal generator 105 operates in synchronization with the operation clock CKa from the multiplier circuit 102, and responds to a sine wave signal in response to a transition edge (in this case, a rising edge) of the reference clock CKref from the waveform shaping circuit 101.
  • the digital detection signal Ddet to be generated is generated.
  • the digital detection signal Ddet is composed of a plurality of sine wave data.
  • Each of the plurality of sine wave data is a plurality of analog values (amplitude values) obtained by sampling a sine wave signal (for example, drive signal Sdrv) having a predetermined frequency in synchronization with a predetermined clock (for example, operation clock CKa). (See FIG. 2).
  • the plurality of sine wave data indicate ideal amplitude values expressed by a sine function.
  • Multiplier 106 multiplies digital sensor signal Dps from digital filter 100 by digital detection signal Ddet generated by detection signal generator 105. Thereby, the digital physical quantity signal Dphy (signal corresponding to the physical quantity detected by the physical quantity sensor 10) is detected.
  • the digital filter 107 operates in synchronization with the operation clock CKa from the multiplier circuit 102, and passes only the low frequency component of the digital physical quantity signal Dphy detected by the multiplier 106 for noise removal or the like as the digital physical quantity signal D12.
  • the waveform shaping circuit 101 converts the drive signal Sdrv into the reference clock CKref, and the multiplication circuit 102 generates the operation clock CKa based on the reference clock CKref.
  • the analog / digital converter 104 converts the analog sensor signal Ssnc into digital values P0, P1, P2,... In synchronization with the operation clock CKa.
  • the digital filter 100 performs a filtering process on the digital sensor signal Dsnc and converts the digital values P0, P1, P2,... Of the digital sensor signal Dsnc into digital values Q0, Q1, Q2,. In this way, the noise component of the digital sensor signal Dsnc is attenuated.
  • the detection signal generator 105 sequentially outputs sine wave data D0, D1, D2,... In response to the transition edge of the reference clock CKref.
  • the multiplier 106 multiplies the digital values Q0, Q1, Q2,... By sine wave data D0, D1, D2,.
  • the detection accuracy of the digital physical quantity signal can be improved by attenuating the noise component of the digital sensor signal Dsnc before the detection process is executed.
  • FIG. 3 shows a configuration of a physical quantity sensor device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • This physical quantity sensor device includes a physical quantity detection circuit 22 instead of the physical quantity detection circuit 12 shown in FIG.
  • the physical quantity detection circuit 22 includes a frequency dividing circuit 102b and a downsampling processing circuit 200 in addition to the configuration shown in FIG.
  • Other configurations are the same as those in FIG.
  • the frequency divider circuit 102b divides the operation clock CKa from the multiplier circuit 102 and generates an operation clock CKb having a frequency lower than the frequency of the operation clock CKa.
  • the down-sampling processing circuit 200 operates in synchronization with the operation clock CKa from the multiplication circuit 102, performs down-sampling processing (such as thinning out digital values) on the digital sensor signal Dps from the digital filter 100, and operates as an operation clock.
  • the digital sensor signal Dps corresponding to CKa is converted into a digital sensor signal Ddc corresponding to the operation clock CKb. That is, the downsampling processing circuit 200 decreases the sampling frequency of the digital sensor signal Dps.
  • the detection signal generator 105 and the digital filter 107 operate in synchronization with the operation clock CKb from the frequency dividing circuit 102b.
  • the multiplier 106 multiplies the digital sensor signal Ddc from the downsampling processing circuit 200 by the digital detection signal Ddet.
  • the downsampling processing circuit 200 generates a digital sensor signal Ddc by thinning out digital values Q1, Q3, Q5,... From the digital sensor signal Dps that has passed through the digital filter 100.
  • the detection signal generator 105 sequentially outputs the sine wave data D0, D2, D4,... In response to the transition edge of the reference clock CKref.
  • Multiplier 106 multiplies digital values Q0, Q2, Q4,... By sine wave data D0, D2, D4,.
  • the sampling frequency of the digital sensor signal Dps by the downsampling processing circuit 200, the sampling frequency of the digital physical quantity signal Dphy supplied to the digital filter 107 can also be reduced. Thereby, the circuit scale and power consumption of the digital filter 107 can be reduced as compared with the physical quantity detection circuit 12 shown in FIG.
  • the storage area for storing the sine wave data (for example, a memory not shown) can be reduced, and multiplication can be performed.
  • the processing burden on the device 106 can be reduced.
  • FIG. 5 shows a configuration of a physical quantity sensor device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • This physical quantity sensor device includes a physical quantity detection circuit 32 instead of the physical quantity detection circuit 22 shown in FIG.
  • the physical quantity detection circuit 32 includes an interpolation filter 301, a digital / analog converter (D / A) 302, and an analog low-pass filter 303 in addition to the configuration shown in FIG.
  • Other configurations are the same as those in FIG.
  • the interpolation filter 301 operates in synchronization with the operation clock CKa from the multiplier circuit 102, and performs interpolation processing (digital value interpolation, linear approximation, etc.) on the digital physical quantity signal D12 from the digital filter 107,
  • the digital physical quantity signal D12 corresponding to the operation clock CKb is converted into a digital physical quantity signal corresponding to the operation clock CKa. That is, the interpolation filter 301 increases the sampling frequency of the digital physical quantity signal D12.
  • the upsampling ratio in the interpolation filter 301 corresponds to the downsampling ratio in the downsampling processing circuit 200. For example, when the downsampling ratio is “128: 2”, the upsampling ratio is “2: 128”.
  • the digital / analog converter 302 operates in synchronization with the operation clock CKa, and converts the digital physical quantity signal from the interpolation filter 301 into an analog physical quantity signal Sphy.
  • the analog low-pass filter 303 attenuates a frequency component higher than a predetermined cutoff frequency in the analog physical quantity signal Sphy from the digital / analog converter 302, and outputs the low frequency component as an analog physical quantity signal S32.
  • the analog physical quantity signal Sphy obtained by the digital / analog converter 302 includes an image signal having a frequency that is an integral multiple of the sampling frequency fsp of the digital physical quantity signal supplied to the digital / analog converter 302. It is. Therefore, the smaller the difference between the cutoff frequency fca of the analog low-pass filter 303 and the sampling frequency fsp of the digital physical quantity signal supplied to the digital / analog converter 302, the steeper the attenuation characteristic of the analog low-pass filter 303 (analog low-pass filter). In order to increase the attenuation slope of the filter 303), it is necessary to increase the order of the analog low-pass filter 303. On the other hand, in the physical quantity detection circuit 32 according to this embodiment, since the sampling frequency fsp of the digital physical quantity signal is increased by the interpolation filter 301, the burden on the analog low-pass filter 303 can be reduced. Circuit scale can be reduced.
  • the circuit scale of the analog low-pass filter 303 can be reduced.
  • the upsampling ratio in the interpolation filter 301 may not correspond to the downsampling ratio in the downsampling processing circuit 200. Further, the physical quantity detection circuit 32 may not include the downsampling processing circuit 200.
  • FIG. 7 shows a configuration of a physical quantity sensor device according to Embodiment 4 of the present invention.
  • This physical quantity sensor device includes a physical quantity detection circuit 42 instead of the physical quantity detection circuit 22 shown in FIG.
  • the physical quantity detection circuit 42 includes a digital filter 400 instead of the digital filter 100 shown in FIG.
  • Other configurations are the same as those in FIG.
  • the digital filter 400 operates in synchronization with the operation clock CKa from the multiplier circuit 102, attenuates a frequency component higher than a predetermined cut-off frequency in the digital sensor signal Dsnc from the analog / digital converter 104, and has a low frequency.
  • the component is output as a digital sensor signal Dps.
  • the tap coefficient of the digital filter 400 can be changed by the external control CTRL. That is, the frequency characteristic and phase characteristic of the digital filter 400 can be changed by the external control CTRL.
  • the characteristic change of the digital filter 400 shown in FIG. 7 will be described with reference to FIG. “Fref” indicates the frequency of the reference clock CKref (that is, the center frequency of the sensor signal S10).
  • the tap coefficient of the digital filter 400 is changed so that the cutoff frequency of the digital filter 400 increases from “fc0” to “fc1”
  • the phase advance amount in the digital filter 400 decreases from “Z0” to “Z1”.
  • the phase advance amount in the digital filter 400 also changes in accordance with the change in the tap coefficient of the digital filter 400.
  • the phase of the digital sensor signal Dps can be adjusted by changing the phase advance amount in the digital filter 400. Therefore, since the phase shift between the digital sensor signal Dps and the digital detection signal Ddet can be corrected, the detection accuracy of the digital physical quantity signal can be improved.
  • the physical quantity detection circuit 42 may not include the downsampling processing circuit 200.
  • the physical quantity detection circuit 42 may further include the interpolation filter 301, the digital / analog converter 302, and the analog low-pass filter 303 shown in FIG.
  • the digital filters 100, 107, and 400 may be digital low-pass filters or digital band-pass filters.
  • the physical quantity sensor 10 is not limited to the tuning fork type, but may be a cylindrical type, a regular triangular prism type, a regular quadrangular prism type, a ring type, or other shapes. As shown in FIG. 9, the physical quantity sensor 10 may be a capacitive acceleration sensor.
  • the physical quantity sensor 10 includes a fixed portion 10b, a movable portion 10c, movable electrodes Pma and Pmb, detection electrodes Pfa and Pfb, and a differential amplifier 10d.
  • the movable part 10c is connected to the fixed part 10b so as to be displaced according to the acceleration.
  • the movable electrodes Pma and Pmb are disposed on the movable portion 10c.
  • the detection electrodes Pfa and Pfb are disposed on the fixed portion 10b so as to face the movable electrodes Pma and Pmb, respectively. That is, the capacitive element Ca is configured by the movable electrode Pma and the detection electrode Pfa, and the capacitive element Cb is configured by the movable electrode Pmb and the detection electrode Pfb. Further, the drive signals Sdrv from the oscillation circuit 11d are supplied to the capacitive elements Ca and Cb, respectively.
  • the differential amplifier 10d outputs a sensor signal S10 corresponding to the difference in the amount of charge generated at each of the detection electrodes Pfa and Pfb.
  • a physical quantity sensor for example, a tuning fork type angular velocity sensor, a capacitive acceleration sensor, etc.
  • a mobile body a mobile phone, a digital camera, a game machine, etc. It is suitable for.

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Abstract

　物理量検出回路(12)は、外部から与えられた物理量に応じてセンサ信号を出力する物理量センサ(10)に用いられる。物理量検出回路(12)において、アナログ／デジタル変換器(104)は、アナログセンサ信号(Ssnc)をデジタルセンサ信号(Dsnc)に変換する。デジタルフィルタ(100)は、デジタルセンサ信号(Dsnc)のうち所定のカットオフ周波数よりも高い周波数成分を減衰させる。乗算器(106)は、デジタルフィルタ(100)を通過したデジタルセンサ信号(Dps)にデジタル検波信号(Ddet)を乗算することにより、デジタル物理量信号(Dphy)が検波される。

Description

物理量検出回路、物理量センサ装置
　この発明は、外部から与えられた物理量を検知する物理量センサに用いられる物理量検出回路およびそれを備える物理量センサ装置に関する。
　従来より、物理量（例えば、角速度や加速度など）を検出可能な物理量センサ装置は、デジタルカメラの手ぶれ検出，移動体（航空機，自動車，ロボット，船舶など）の姿勢制御，ミサイルや宇宙船の誘導などの多種多様な技術分野において利用されている。一般的に、物理量センサ装置は、外部から与えられた物理量に応じてセンサ信号を出力する物理量センサと、物理量センサからのセンサ信号に基づいて物理量センサが検知した物理量を検出する物理量検出回路とを備える。
　近年、回路の微細化技術の発展により、物理量検出回路のデジタル化が進みつつある。特許文献１には、デジタル回路によって構成された２軸角速度・加速度センサの信号処理回路が開示されている。この信号処理回路では、アナログ／デジタル変換回路がセンサからセンサ信号をデジタルセンサ信号に変換する一方で、正弦波信号発生回路がデジタル正弦波信号を生成し、デジタル乗算回路がデジタルセンサ信号とデジタル正弦波信号とを乗算する。これにより、物理量センサが検知した物理量に対応するデジタル物理量信号が得られる。また、特許文献２に開示された容量性センサ装置では、サンプリング周波数をアナログセンサ信号の搬送周波数の１／ｎ（ｎは整数）としてアナログセンサ信号をアンダーサンプリングした後に、アナログ／デジタル変換を実行することにより、デジタル物理量信号を得ている。
特許２７２８３００号公報 特表２００４－５２６９４２号公報
　しかしながら、特許文献１では、デジタルセンサ信号にノイズ成分が重畳されたまま検波処理を実行しているので、デジタル物理量信号を精度良く検出することが困難であった。同様に、特許文献２においても、アナログセンサ信号にノイズ成分が重畳されているので、デジタルセンサ信号を精度良く取得することが困難であった。
　そこで、この発明は、デジタルセンサ信号のノイズ成分を減衰させることによりデジタル物理量信号を精度良く検波することを目的とする。
　この発明の１つの局面に従うと、物理量検出回路は、外部から与えられた物理量に応じてセンサ信号を出力する物理量センサに用いられる物理量検出回路であって、上記センサ信号をデジタルセンサ信号に変換するアナログ／デジタル変換回路と、上記アナログ／デジタル変換回路によって得られたデジタルセンサ信号のうち所定のカットオフ周波数よりも高い周波数成分を減衰させるデジタルフィルタと、上記デジタルフィルタを通過したデジタルセンサ信号に正弦波信号に対応するデジタル検波信号を乗算して上記物理量に対応するデジタル物理量信号を検波する乗算回路とを備える。上記物理量検出回路では、検波処理が実行される前にデジタルセンサ信号のノイズ成分を減衰させることによりデジタル物理量信号の検波精度を向上させることができる。
　好ましくは、上記物理量検出回路は、上記デジタルフィルタと上記乗算回路との間に介在するダウンサンプリング処理回路をさらに備え、上記アナログ／デジタル変換回路は、上記センサ信号をオーバーサンプリングして上記デジタルセンサ信号に変換し、上記ダウンサンプリング処理回路は、上記デジタルフィルタからのデジタルセンサ信号のサンプリング周波数を減少させて上記乗算回路へ供給する。上記物理量検出回路では、デジタル検波信号を構成する正弦波データの個数を少なくすることができるので、正弦波データを格納するための記憶領域を縮小することができるとともに、乗算回路の処理負担を軽減することができる。また、デジタル物理量信号のサンプリング周波数も減少するので、乗算回路の後段にデジタルフィルタを設ける場合、そのデジタルフィルタの回路規模および消費電力を低減することができる。
　好ましくは、上記物理量検出回路は、上記乗算回路からのデジタル物理量信号のサンプリング周波数を増加させるインターポレーションフィルタと、上記インターポレーションフィルタからのデジタル物理量信号をアナログ物理量信号に変換するデジタル／アナログ変換回路と、上記デジタル／アナログ変換回路によって得られたアナログ物理量信号のうち所定のカットオフ周波数よりも高い周波数成分を減衰させるアナログローパスフィルタとをさらに備える。上記物理量検出回路では、アナログ物理量信号を出力することができる。さらに、インターポレーションフィルタを設けることにより、アナログローパスフィルタの回路規模を低減することができる。
　好ましくは、上記デジタルフィルタのタップ係数は、変更可能である。上記物理量検出回路では、デジタルフィルタのタップ係数を変更することによってデジタルセンサ信号の位相を調整することができる。これにより、デジタルセンサ信号とデジタル検波信号との位相ずれを補正することができるので、デジタル物理量信号の検波精度を向上させることができる。
　以上のように、デジタル物理量信号を精度良く検波することができる。
図１は、実施形態１による物理量センサ装置の構成例を示す図である。 図２は、図１に示した物理量検出回路による動作について説明するためのタイミングチャートである。 図３は、実施形態２による物理量センサ装置の構成例を示す図である。 図４は、図３に示した物理量検出回路による動作について説明するためのタイミングチャートである。 図５は、実施形態３による物理量センサ装置の構成例を示す図である。 図６は、図５に示したデジタル／アナログ変換器によって得られるアナログ物理量信号について説明するための周波数分布図である。 図７は、実施形態４による物理量センサ装置の構成例を示す図である。 図８は、図７に示したデジタルフィルタの周波数特性および位相特性について説明するための図である。 図９は、物理量センサの変形例を示す図である。
符号の説明
　１０　　物理量センサ
　１１　　駆動回路
　１２，２２，３２，４２　　物理量検出回路
　１０１　　波形整形回路
　１０２　　逓倍回路
　１０３　　入力アンプ
　１０４　　アナログ／デジタル変換器
　１０５　　検波信号生成器
　１０６　　乗算器
　１０７　　デジタルフィルタ
　１００　　デジタルフィルタ
　１０２ｂ　　分周回路
　２００　　ダウンサンプリング処理回路
　３０１　　インターポレーションフィルタ
　３０２　　デジタル／アナログ変換器
　３０３　　アナログローパスフィルタ
　４００　　デジタルフィルタ
　以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。
　（実施形態１）
　図１は、この発明の実施形態１による物理量センサ装置の構成を示す。この物理量センサ装置は、物理量センサ１０と、駆動回路１１と、物理量検出回路１２とを備える。
　　〔物理量センサ〕
　物理量センサ１０は、所定周波数を有する駆動信号Ｓｄｒｖが駆動回路１１から供給されるとともに、外部から与えられた物理量（例えば、角速度，加速度など）に応じてセンサ信号Ｓ１０を出力する。センサ信号Ｓ１０の周波数は、駆動信号Ｓｄｒｖの周波数に対応する。例えば、センサ信号Ｓ１０の中心周波数（搬送周波数）は、駆動信号Ｓｄｒｖの周波数に相当する。なお、ここでは、物理量センサ１０は、音叉型角速度センサであるものとする。物理量センサ１０は、音叉本体１０ａと、駆動圧電素子Ｐｄｒｖと、振動検出圧電素子Ｐｏｓｃと、角速度検出圧電素子ＰＤａ，ＰＤｂとを有する。音叉本体１０ａは、それぞれが中央部で直角にねじられた一対の音叉片と、音叉片の各々の一端を連結する連結部と、回転軸となるように連結部に設けられた支持ピンとを有する。駆動圧電素子Ｐｄｒｖは、駆動回路１１からの駆動信号Ｓｄｒｖの周波数および振幅に応じて一方の音叉片を振動させる。これにより、２つの音叉片が互いに共振する。この音叉振動によって、振動検出圧電素子Ｐｏｓｃには電荷が発生する（すなわち、振動信号Ｓｏｓｃが発生する）。また、回転角速度が発生すると、角速度検出圧電素子ＰＤａ，ＰＤｂには回転角速度（コリオリ力）に応じた電荷が発生する（すなわち、センサ信号Ｓ１０が発生する）。
　　〔駆動回路〕
　駆動回路１１は、駆動信号Ｓｄｒｖを物理量センサ１０に供給する。また、駆動回路１１は、物理量センサ１０からの振動信号Ｓｏｓｃに応じて駆動信号Ｓｄｒｖの周波数および振幅を調整する。駆動回路１１では、モニタアンプ１１ａは、物理量センサ１０からの振動信号Ｓｏｓｃを電圧に変換し、自動利得制御増幅器（ＡＧＣ）１１ｂは、モニタアンプ１１ａの出力を増幅または減衰させるものであり、駆動アンプ１１ｃに供給される電圧が一定値になるように自己の増幅利得を変化させる。駆動アンプ１１ｃは、自動利得制御増幅器１１ｂの出力に応じて駆動信号Ｓｄｒｖの周波数および振幅を制御する。このように、振動信号Ｓｏｓｃに応じて駆動信号Ｓｄｒｖが調整されることにより、物理量センサ１０の最大振動振幅および振動周波数が一定に保たれる。
　　〔物理量検出回路〕
　物理量検出回路１２は、物理量センサ１０からのセンサ信号Ｓ１０に基づいて物理量センサ１０が検知した物理量を検出する。物理量検出回路１２は、波形整形回路１０１と、逓倍回路１０２と、入力アンプ１０３と、アナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０４と、デジタルフィルタ１００と、検波信号生成器１０５と、乗算器１０６と、デジタルフィルタ１０７とを含む。
　波形整形回路１０１は、駆動信号Ｓｄｒｖを方形波に変換し、基準クロックＣＫｒｅｆとして出力する。例えば、波形整形回路１０１は、コンパレータやインバータによって構成される。基準クロックＣＫｒｅｆの周波数は、駆動信号Ｓｄｒｖの周波数（すなわち、センサ信号Ｓ１０の周波数）と実質的に同一である。逓倍回路１０２は、波形整形回路１０１からの基準クロックＣＫｒｅｆを逓倍し、基準クロックＣＫｒｅｆの周波数よりも高い周波数（ここでは、基準クロックＣＫｒｅｆの周波数の２倍以上の周波数）を有する動作クロックＣＫａを生成する。例えば、逓倍回路１０２はＰＬＬ（Phase Locked Loop）によって構成される。
　入力アンプ１０３は、物理量センサ１０からのセンサ信号Ｓ１０を電圧に変換し、アナログセンサ信号Ｓｓｎｃとして出力する。アナログ／デジタル変換器１０４は、逓倍回路１０２からの動作クロックＣＫａに同期してアナログセンサ信号Ｓｓｎｃをサンプリングし、サンプリングしたアナログ値（振幅値）をデジタル値に変換する。すなわち、アナログ／デジタル変換器１０４は、アナログセンサ信号Ｓｓｎｃをオーバーサンプリングする。このようにして、アナログセンサ信号Ｓｓｎｃは、複数のデジタル値によって構成されたデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに変換される。
　デジタルフィルタ１００は、逓倍回路１０２からの動作クロックＣＫａに同期して動作し、アナログ／デジタル変換器１０４からのデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃのうち所定のカットオフ周波数よりも高い周波数成分を減衰させ、低周波数成分をデジタルセンサ信号Ｄｐｓとして出力する。例えば、デジタルフィルタ１００は、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）型デジタルフィルタや、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）型デジタルフィルタである。デジタルフィルタ１００の周波数特性（例えば、カットオフ周波数）および位相特性は、デジタルフィルタ１００のタップ係数によって定められる。
　検波信号生成器１０５は、逓倍回路１０２からの動作クロックＣＫａに同期して動作し、波形整形回路１０１からの基準クロックＣＫｒｅｆの遷移エッジ（ここでは、立ち上がりエッジ）に応答して正弦波信号に対応するデジタル検波信号Ｄｄｅｔを生成する。デジタル検波信号Ｄｄｅｔは、複数の正弦波データによって構成される。複数の正弦波データは、それぞれ、所定クロック（例えば、動作クロックＣＫａ）に同期して所定周波数の正弦波信号（例えば、駆動信号Ｓｄｒｖ）をサンプリングすることによって得られる複数のアナログ値（振幅値）に対応する（図２参照）。例えば、複数の正弦波データは、正弦関数で表現される理想的な振幅値を示す。
　乗算器１０６は、デジタルフィルタ１００からのデジタルセンサ信号Ｄｐｓに検波信号生成器１０５によって生成されたデジタル検波信号Ｄｄｅｔを乗算する。これにより、デジタル物理量信号Ｄｐｈｙ（物理量センサ１０が検知した物理量に対応する信号）が検波される。デジタルフィルタ１０７は、逓倍回路１０２からの動作クロックＣＫａに同期して動作し、ノイズ除去等のために乗算器１０６によって検波されたデジタル物理量信号Ｄｐｈｙのうち低周波数成分のみをデジタル物理量信号Ｄ１２として通過させる。
　　〔動作〕
　次に、図２を参照しつつ、図１に示した物理量検出回路１２による動作について説明する。
　波形整形回路１０１は、駆動信号Ｓｄｒｖを基準クロックＣＫｒｅｆに変換し、逓倍回路１０２は、基準クロックＣＫｒｅｆに基づいて動作クロックＣＫａを生成する。アナログ／デジタル変換器１０４は、動作クロックＣＫａに同期してアナログセンサ信号Ｓｓｎｃをデジタル値Ｐ０，Ｐ１，Ｐ２，・・・・に変換する。デジタルフィルタ１００は、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃにフィルタリング処理を施し、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃのデジタル値Ｐ０，Ｐ１，Ｐ２，・・・・をデジタル値Ｑ０，Ｑ１，Ｑ２，・・・・に変換する。このようにして、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃのノイズ成分を減衰させる。検波信号生成器１０５は、基準クロックＣＫｒｅｆの遷移エッジに応答して正弦波データＤ０，Ｄ１，Ｄ２，・・・を順番に出力する。乗算器１０６は、デジタル値Ｑ０，Ｑ１，Ｑ２，・・・・に正弦波データＤ０，Ｄ１，Ｄ２，・・・・を乗算する。
　以上のように、検波処理が実行される前にデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃのノイズ成分を減衰させることにより、デジタル物理量信号の検波精度を向上させることができる。
　（実施形態２）
　一般的に、デジタルフィルタのカットオフ周波数とデジタルフィルタに供給されるデジタル信号のサンプリング周波数との差が大きい程、デジタルフィルタを構成するタップの数を多くする必要がある。そのため、デジタルフィルタに供給されるデジタル信号のサンプリング周波数を低くすることが好ましい。
　図３は、この発明の実施形態２による物理量センサ装置の構成を示す。この物理量センサ装置は、図１に示した物理量検出回路１２に代えて、物理量検出回路２２を備える。物理量検出回路２２は、図１に示した構成に加えて、分周回路１０２ｂと、ダウンサンプリング処理回路２００とを備える。その他の構成は、図１と同様である。
　分周回路１０２ｂは、逓倍回路１０２からの動作クロックＣＫａを分周し、動作クロックＣＫａの周波数よりも低い周波数を有する動作クロックＣＫｂを生成する。ダウンサンプリング処理回路２００は、逓倍回路１０２からの動作クロックＣＫａに同期して動作し、デジタルフィルタ１００からのデジタルセンサ信号Ｄｐｓに対してダウンサンプリング処理（デジタル値の間引きなど）を実行し、動作クロックＣＫａに対応するデジタルセンサ信号Ｄｐｓを動作クロックＣＫｂに対応するデジタルセンサ信号Ｄｄｃに変換する。すなわち、ダウンサンプリング処理回路２００は、デジタルセンサ信号Ｄｐｓのサンプリング周波数を減少させる。検波信号生成器１０５およびデジタルフィルタ１０７は、分周回路１０２ｂからの動作クロックＣＫｂに同期して動作する。乗算器１０６は、ダウンサンプリング処理回路２００からのデジタルセンサ信号Ｄｄｃにデジタル検波信号Ｄｄｅｔを乗算する。
　例えば、図４のように、ダウンサンプリング処理回路２００は、デジタルフィルタ１００を通過したデジタルセンサ信号Ｄｐｓからデジタル値Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５，・・・・を間引きして、デジタルセンサ信号Ｄｄｃを生成する。検波信号生成器１０５は、基準クロックＣＫｒｅｆの遷移エッジに応答して、正弦波データＤ０，Ｄ２，Ｄ４，・・・・を順番に出力する。乗算器１０６は、デジタル値Ｑ０，Ｑ２，Ｑ４，・・・・に正弦波データＤ０，Ｄ２，Ｄ４，・・・・を乗算する。
　以上のように、ダウンサンプリング処理回路２００によってデジタルセンサ信号Ｄｐｓのサンプリング周波数を減少させることにより、デジタルフィルタ１０７に供給されるデジタル物理量信号Ｄｐｈｙのサンプリング周波数も減少させることができる。これにより、図１に示した物理量検出回路１２よりも、デジタルフィルタ１０７の回路規模および消費電力を低減することができる。
　さらに、デジタル検波信号Ｄｄｅｔを構成する正弦波データの個数を少なくすることができるので、正弦波データを格納するための記憶領域（例えば、図示されていないメモリ）を縮小することができるとともに、乗算器１０６の処理負担を軽減することができる。
　（実施形態３）
　図５は、この発明の実施形態３による物理量センサ装置の構成を示す。この物理量センサ装置は、図３に示した物理量検出回路２２に代えて、物理量検出回路３２を備える。物理量検出回路３２は、図３に示した構成に加えて、インターポレーションフィルタ３０１と、デジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）３０２と、アナログローパスフィルタ３０３とを含む。その他の構成は、図３と同様である。
　インターポレーションフィルタ３０１は、逓倍回路１０２からの動作クロックＣＫａに同期して動作し、デジタルフィルタ１０７からのデジタル物理量信号Ｄ１２にインターポレーション処理（デジタル値の補間や直線近似など）を実行し、動作クロックＣＫｂに対応するデジタル物理量信号Ｄ１２を動作クロックＣＫａに対応するデジタル物理量信号に変換する。すなわち、インターポレーションフィルタ３０１は、デジタル物理量信号Ｄ１２のサンプリング周波数を増加させる。なお、ここでは、インターポレーションフィルタ３０１におけるアップサンプリング比は、ダウンサンプリング処理回路２００におけるダウンサンプリング比に対応するものとする。例えば、ダウンサンプリング比が“１２８：２”である場合、アップサンプリング比は“２：１２８”である。
　デジタル／アナログ変換器３０２は、動作クロックＣＫａに同期して動作し、インターポレーションフィルタ３０１からのデジタル物理量信号をアナログ物理量信号Ｓｐｈｙに変換する。アナログローパスフィルタ３０３は、デジタル／アナログ変換器３０２からのアナログ物理量信号Ｓｐｈｙのうち所定のカットオフ周波数よりも高い周波数成分を減衰させ、低周波成分をアナログ物理量信号Ｓ３２として出力する。
　図６のように、デジタル／アナログ変換器３０２によって得られるアナログ物理量信号Ｓｐｈｙには、デジタル／アナログ変換器３０２に供給されるデジタル物理量信号のサンプリング周波数ｆｓｐの整数倍の周波数を有するイメージ信号が含まれている。そのため、アナログローパスフィルタ３０３のカットオフ周波数ｆｃａとデジタル／アナログ変換器３０２に供給されるデジタル物理量信号のサンプリング周波数ｆｓｐとの差が小さい程、アナログローパスフィルタ３０３の減衰特性を急峻にする（アナログローパスフィルタ３０３の減衰傾度を大きくする）ためにアナログローパスフィルタ３０３の次数を高くする必要がある。一方、この実施形態による物理量検出回路３２では、インターポレーションフィルタ３０１によってデジタル物理量信号のサンプリング周波数ｆｓｐを増加させるので、アナログローパスフィルタ３０３の負担を軽減することができ、その結果、アナログローパスフィルタ３０３の回路規模を低減することができる。
　以上のように、デジタル物理量信号Ｄ１２だけでなくアナログ物理量信号Ｓ３２も出力することができる。さらに、インターポレーションフィルタ３０１を設けることにより、アナログローパスフィルタ３０３の回路規模を低減することができる。
　なお、インターポレーションフィルタ３０１におけるアップサンプリング比は、ダウンサンプリング処理回路２００におけるダウンサンプリング比に対応していなくても良い。
また、物理量検出回路３２は、ダウンサンプリング処理回路２００を備えていなくても良い。
　（実施形態４）
　図７は、この発明の実施形態４による物理量センサ装置の構成を示す。この物理量センサ装置は、図３に示した物理量検出回路２２に代えて、物理量検出回路４２を備える。物理量検出回路４２は、図３に示したデジタルフィルタ１００に代えて、デジタルフィルタ４００を含む。その他の構成は、図３と同様である。
　デジタルフィルタ４００は、逓倍回路１０２からの動作クロックＣＫａに同期して動作し、アナログ／デジタル変換器１０４からのデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃのうち所定のカットオフ周波数よりも高い周波数成分を減衰させ、低周波数成分をデジタルセンサ信号Ｄｐｓとして出力する。また、デジタルフィルタ４００のタップ係数は、外部制御ＣＴＲＬによって変更可能である。すなわち、デジタルフィルタ４００の周波数特性および位相特性は、外部制御ＣＴＲＬによって変更可能である。
　次に、図８を参照しつつ、図７に示したデジタルフィルタ４００の特性変化について説明する。なお、“ｆｒｅｆ”は、基準クロックＣＫｒｅｆの周波数（すなわち、センサ信号Ｓ１０の中心周波数）を示す。デジタルフィルタ４００のカットオフ周波数が“ｆｃ０”から“ｆｃ１”に増加するようにデジタルフィルタ４００のタップ係数を変更すると、デジタルフィルタ４００における位相進み量は、“Ｚ０”から“Ｚ１”に減少する。このように、デジタルフィルタ４００のタップ係数の変化に応じて、デジタルフィルタ４００における位相進み量も変化する。
　以上のように、デジタルフィルタ４００における位相進み量を変更することによって、デジタルセンサ信号Ｄｐｓの位相を調整することができる。これにより、デジタルセンサ信号Ｄｐｓとデジタル検波信号Ｄｄｅｔとの位相ずれを補正することができるので、デジタル物理量信号の検波精度を向上させることができる。
　なお、物理量検出回路４２は、ダウンサンプリング処理回路２００を備えていなくても良い。また、物理量検出回路４２は、図５に示したインターポレーションフィルタ３０１，デジタル／アナログ変換器３０２，アナログローパスフィルタ３０３をさらに備えていても良い。
　（その他の実施形態）
　なお、以上の各実施形態において、デジタルフィルタ１００，１０７，４００は、デジタルローパスフィルタであっても良いし、デジタルバンドパスフィルタであっても良い。
　また、物理量センサ１０は、音叉型に限らず、円柱型，正三角柱型，正四角柱型，リング型や、その他の形状であっても良い。また、図９のように、物理量センサ１０は、静電容量式加速度センサであっても良い。物理量センサ１０は、固定部１０ｂと、可動部１０ｃと、可動電極Ｐｍａ，Ｐｍｂと、検出電極Ｐｆａ，Ｐｆｂと、差動増幅器１０ｄとを有する。可動部１０ｃは、加速度に応じて変位するように固定部１０ｂに連結される。可動電極Ｐｍａ，Ｐｍｂは、可動部１０ｃに配置される。検出電極Ｐｆａ，Ｐｆｂは、それぞれ、可動電極Ｐｍａ，Ｐｍｂに対向するように、固定部１０ｂに配置される。すなわち、可動電極Ｐｍａ，検出電極Ｐｆａによって容量素子Ｃａが構成され、可動電極Ｐｍｂ，検出電極Ｐｆｂによって容量素子Ｃｂが構成される。また、容量素子Ｃａ，Ｃｂには、それぞれ、発振回路１１ｄからの駆動信号Ｓｄｒｖが供給される。差動増幅器１０ｄは、検出電極Ｐｆａ，Ｐｆｂのそれぞれに発生する電荷量の差に対応するセンサ信号Ｓ１０を出力する。加速度が発生すると、可動部１０ｃの変位に起因して容量素子Ｃａの静電容量および容量素子Ｃｂの静電容量のうち一方が増加し他方が減少する。これにより、検出電極Ｐｆａ，Ｐｆｂのそれぞれにおける電荷量に差が生じ、この差に対応するセンサ信号Ｓ１０が出力される。
　この発明は、デジタル物理量信号を精度良く検波することができるので、移動体，携帯電話，デジタルカメラ，ゲーム機などに用いられる物理量センサ（例えば、音叉型角速度センサや静電容量式加速度センサなど）に好適である。

Claims (6)

  1. 　外部から与えられた物理量に応じてセンサ信号を出力する物理量センサに用いられる物理量検出回路であって、
    　前記センサ信号をデジタルセンサ信号に変換するアナログ／デジタル変換回路と、
    　前記アナログ／デジタル変換回路によって得られたデジタルセンサ信号のうち所定のカットオフ周波数よりも高い周波数成分を減衰させるデジタルフィルタと、
    　前記デジタルフィルタを通過したデジタルセンサ信号に正弦波信号に対応するデジタル検波信号を乗算して前記物理量に対応するデジタル物理量信号を検波する乗算回路とを備える
    ことを特徴とする物理量検出回路。
  2. 　請求項１において、
    　前記デジタルフィルタと前記乗算回路との間に介在するダウンサンプリング処理回路をさらに備え、
    　前記アナログ／デジタル変換回路は、前記センサ信号をオーバーサンプリングして前記デジタルセンサ信号に変換し、
    　前記ダウンサンプリング処理回路は、前記デジタルフィルタからのデジタルセンサ信号のサンプリング周波数を減少させて前記乗算回路へ供給する
    ことを特徴とする物理量検出回路。
  3. 　請求項１において、
    　前記乗算回路からのデジタル物理量信号のサンプリング周波数を増加させるインターポレーションフィルタと、
    　前記インターポレーションフィルタからのデジタル物理量信号をアナログ物理量信号に変換するデジタル／アナログ変換回路と、
    　前記デジタル／アナログ変換回路によって得られたアナログ物理量信号のうち所定のカットオフ周波数よりも高い周波数成分を減衰させるアナログローパスフィルタとをさらに備える
    ことを特徴とする物理量検出回路。
  4. 　請求項２において、
    　前記乗算回路からのデジタル物理量信号のサンプリング周波数を増加させるインターポレーションフィルタと、
    　前記インターポレーションフィルタからのデジタル物理量信号をアナログ物理量信号に変換するデジタル／アナログ変換回路と、
    　前記デジタル／アナログ変換回路によって得られたアナログ物理量信号のうち所定のカットオフ周波数よりも高い周波数成分を減衰させるアナログローパスフィルタとをさらに備える
    ことを特徴とする物理量検出回路。
  5. 　請求項１，２，３，４のいずれか１項において、
    　前記デジタルフィルタのタップ係数は、変更可能である
    ことを特徴とする物理量検出回路。
  6. 　請求項１，２，３，４のいずれか１項に記載の物理量検出回路と、
    　前記物理量センサと、
    　所定周波数を有する駆動信号を前記物理量センサに供給する駆動回路とを備え、
    　前記センサ信号の周波数は、前記駆動信号の周波数に対応する
    ことを特徴とする物理量センサ装置。
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