WO2013128982A1 - インダイレクトマトリックスコンバータ - Google Patents

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WO2013128982A1
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capacitor
inverter
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power supply
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紀雄 鍵村
俊彰 佐藤
晋一 石関
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ダイキン工業株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to an indirect matrix converter, and more particularly to detection of a current flowing through a DC link.
  • a current source converter having reverse blocking and a voltage source inverter are connected to each other via a DC link.
  • a clamp circuit is provided in the DC link in order to absorb the regenerative current from the inverter.
  • the clamp circuit has the same configuration as a DC snubber, for example.
  • Patent Document 1 is disclosed as a technique related to the present invention.
  • Patent Document 1 does not describe current detection. On the other hand, it has been desired to improve the accuracy of current detection.
  • an object of the present invention is to provide an indirect matrix converter that can improve the accuracy of current detection.
  • an AC voltage is input, the AC voltage is converted into a DC voltage, and a positive first power line (LH) and a negative second power line are converted.
  • An inverter (3) that converts the voltage into an inductive load (8), and an inverter-side current detector that detects a current flowing through the first or second power line between the inverter and the snubber circuit Part (4).
  • a second aspect of the indirect matrix converter according to the present invention is the indirect matrix converter according to the first aspect, provided between the first and second power supply lines (LH, LL), A second capacitor (C11) having a capacitance larger than that of the capacitor (C1), and connected in series with the second capacitor between the first and second power supply lines; A clamp circuit (5) having a second diode (D11) including an anode on the first power supply line side in a series path; and provided between the clamp circuit and the converter (1), A converter-side current detection unit (6) for detecting a current flowing through the power supply line, and one end of a series connection body of the capacitor and the diode (D1) between the clamp circuit and the inverter. of The other end is connected to the second power supply line on the converter side with respect to the converter-side current detection unit.
  • a third aspect of the indirect matrix converter according to the present invention is the indirect matrix converter according to the second aspect, in which the converter-side current detection unit (6) is connected to the converter (5) from the clamp circuit (5). Only the current flowing through the second power supply line (LL) along the direction toward 1) is detected.
  • a fourth aspect of the indirect matrix converter according to the present invention is the indirect matrix converter according to the first aspect, wherein the other end of the snubber circuit (2) is connected to the converter side current detector (6) and the inverter side. Connected between the current detectors (4).
  • a fifth aspect of the indirect matrix converter according to the present invention is the indirect matrix converter according to any one of the first to fourth aspects, wherein the snubber circuit (2) is in parallel with the capacitor (C1). A resistor (R1) connected is further provided.
  • the inverter-side current detection unit detects the current flowing through the first or second power supply line between the snubber circuit and the inverter circuit. Therefore, the inverter side current detection unit does not detect the current flowing from the converter to the converter through the first electric wire, the snubber circuit, and the second power supply line. Since such a current does not flow through the inverter, only the current flowing from the inverter (3) to the inductive load (8) can be accurately compared with the case where an inverter-side current detection unit is provided between the converter and the snubber circuit. Can be detected.
  • the clamp circuit and the snubber circuit are output from the converter by increasing the DC voltage output from the converter due to, for example, fluctuations in the AC voltage input to the converter.
  • a relatively large current can flow through the.
  • Such a current flows mainly to the clamp circuit rather than the snubber circuit having a small electrostatic capacity. Since the current flowing through the clamp circuit is detected by the converter-side current detection unit, it can be detected that a large current has flowed through the converter. Therefore, the overcurrent of the converter can be detected.
  • the series connection body of the capacitor and the diode is connected to the second power supply line (LL) on the converter side than the capacitor side current detection unit. Therefore, the converter-side current detection unit can detect the current while avoiding this noise component. Therefore, the current flowing through the converter can be detected with high accuracy.
  • the series connection body of the capacitor and the diode is connected to the first power line (LH) between the clamp circuit and the inverter.
  • LH first power line
  • the said series connection body is connected to the 1st power supply line by the inverter side more, the wiring inductance between an inverter and a snubber can be reduced.
  • a voltage increase caused by the current and the wiring inductance can be suppressed.
  • noise generation due to inverter switching can be reduced.
  • the current flowing through the converter can be detected with higher accuracy.
  • the capacitor can be discharged through the resistor. Therefore, an increase in the voltage of the capacitor can be suppressed, and consequently, an excessive DC voltage can be suppressed from being applied to the inverter.
  • the indirect matrix converter includes a current source converter 1, a snubber circuit 2, a voltage source inverter 3, and an inverter-side current detection unit 4.
  • the converter 1 inputs an AC voltage via AC lines Pr, Ps, Pt, for example.
  • Converter 1 converts the AC voltage into a DC voltage, and applies the DC voltage between power supply lines LH and LL.
  • the potential applied to the power supply line LH is higher than the potential applied to the power supply line LL.
  • the three-phase converter 1 connected to the three AC lines Pr, Ps, and Pt is illustrated, but the present invention is not limited to this.
  • the converter 1 may be, for example, a single phase converter or a converter larger than three phases.
  • the converter 1 includes, for example, diodes Dr1, Dr2, Ds1, Ds2, Dt1, Dt2 and switching elements Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2.
  • Switching elements Sx1, Sx2 are, for example, insulated gate bipolar transistors.
  • Diode Dx1 and switching element Sx1 are connected in series between AC line Px and power supply line LH.
  • the diode Dx1 is arranged with its cathode facing the power supply line LH. That is, the diodes Dr1, Ds1, and Dt1 prevent current from flowing from the power supply line LH to the AC lines Pr, Ps, and Pt via the switching elements Sr1, Ss1, and St1, respectively.
  • the diode Dx2 and the switching element Sx2 are connected in series between the AC line Px and the power supply line LL.
  • the diode Dx2 is arranged with its anode facing the power supply line LL side. That is, the diodes Dr2, Ds2, and Dt2 prevent current from flowing from the AC lines Pr, Ps, and Pt to the power supply line LL via the switching elements Sr2, Ss2, and St2, respectively.
  • switching elements Sx1, Sx2 are appropriately controlled by a control unit (not shown).
  • the switching elements Sx1 and Sx2 are controlled based on the AC voltage applied to the AC line Px.
  • the converter 1 can convert the alternating voltage applied to AC line Pr, Ps, Pt into a DC voltage, and can apply this between the power supply lines LH and LL. Since such control is a known technique, detailed description thereof is omitted.
  • switching elements Sx1 and Sx2 and the diodes Dx1 and Dx2 are provided in the illustration of FIG. 1, this is not necessarily limited thereto.
  • a reverse blocking type switching element eg, RB-IGBT ( Reverse blocking insulated gate bipolar transistor) etc.
  • RB-IGBT Reverse blocking insulated gate bipolar transistor
  • the snubber circuit 2 is provided between the converter 1 and the inverter 3 and includes a diode D1 and a capacitor C1.
  • the capacitor C1 is a ceramic capacitor, for example, and is provided between the power supply lines LH and LL.
  • the diode D1 is connected in series with the capacitor C1 between the power supply lines LH and LL, and has an anode on the power supply line LH side. The diode D1 prevents the capacitor C1 from discharging toward the power supply line LH.
  • the inverter 3 is a three-phase inverter, for example, which converts a DC voltage between the power lines LH and LL into an AC voltage and applies it to the inductive load 8.
  • the inverter 3 includes switching elements Su1, Sv1, Sw1, Su2, Sv2, Sw2, and diodes Du1, Dv1, Dw1, Du2, Dv2, Dw2, for example.
  • the switching elements Sy1, Sy2 (y represents u, v, w) are, for example, insulated gate bipolar transistors.
  • the switching elements Sy1 and Sy2 are connected in series between the power supply lines LH and LL.
  • the AC line Py is drawn from a connection point connecting the switching elements Sy1 and Sy2.
  • the diodes Dy1 and Dy2 are connected in parallel to the switching elements Sy1 and Sy2, respectively, and their anodes are provided toward the power supply line LL side.
  • switching elements Sy1, Sy2 are appropriately controlled by a control unit (not shown).
  • the inverter 3 can convert the DC voltage between the power lines LH and LL into an AC voltage and apply it to the AC lines Pu, Pv and Pw. Since such control is a known technique, detailed description thereof is omitted.
  • the inductive load 8 is a motor, for example, and is driven according to the AC voltage applied from the inverter 3.
  • a filter 7 is provided on the input side of the converter 1.
  • the filter 7 includes a reactor provided in each of the AC lines Pr, Ps, and Pt and a capacitor provided between the AC lines Pr, Ps, and Pt.
  • the capacitors are provided between the reactor and the converter 1, and in the example of FIG. 1, these capacitors are connected to each other by star connection.
  • the filter 7 suppresses the current and voltage of harmonic components due to switching of the converter 1, for example. As a result, the waveform of the input current can be smoothed.
  • the filter 7 is not an essential requirement.
  • the capacitor C1 is provided between the power supply lines LH and LL, the capacitor C1 functions as a snubber capacitor having a small electrostatic capacity and does not function as a smoothing capacitor.
  • the current from the converter 1 flows to the inverter 3 via the power line LH, and flows from the inverter 3 to the converter 1 via the power line LL. Therefore, in normal operation of the inductive load 8, ideally no current flows through the snubber circuit 2, and the current flowing through the converter 1 and the current flowing through the inverter 3 are equal to each other.
  • the inverter-side current detection unit 4 detects the current flowing through the power line LH or the power line LL between the snubber circuit 2 and the inverter 3.
  • the inverter-side current detection unit 4 detects the current of the power supply line LL.
  • a shunt resistor is shown as a component belonging to the inverter-side current detection unit 4. However, it is not always necessary to use a shunt resistor, and the current may be detected by an arbitrary method.
  • the inverter-side current detection unit 4 detects the current flowing through the power supply line LH or the power supply line LL between the snubber circuit 2 and the inverter 3, the converter 1 passes through the power supply line LH, the snubber circuit 2 and the power supply line LL. The current flowing to the converter 1 is not detected. Since this current does not pass through the inverter 3, the inverter-side current detection unit 4 is compared with the case where the inverter-side current detection unit 4 detects the current flowing through the power supply lines LH and LL between the converter 1 and the snubber circuit 2. The current flowing through the inverter 3 can be detected with high accuracy.
  • the current detected by the inverter-side current detection unit 4 can be detected as line currents iu, iv, iw flowing through the AC lines Pu, Pv, Pw based on the switching pattern of the inverter 3. Since detection of such a line current is a known technique, a detailed description thereof will be omitted, but an example will be briefly described. For example, in the switching pattern in which the switching elements Su1, Sv2, and Sw2 are conducted, the line current iu flows from the power line LH through the switching element Su1 through the AC line Pu, and the current branched in the inductive load 8 is the AC lines Pv, Pw. To the power line LL via the switching elements Sv2 and Sw2.
  • the current flowing through the power supply line LL matches the line current iu. Therefore, the current detected by the inverter-side current detection unit 4 when this switching pattern is adopted can be detected as the line current iu. The same applies to the line currents iv and iw.
  • the line current can be detected with high accuracy.
  • Such a line current can be used to control the inverter. Therefore, detecting the current (iu, iv, iw) flowing through the inductive load 8 with high accuracy contributes to appropriate control of the inverter.
  • the indirect matrix converter of FIG. 2 further includes a clamp circuit 5 and a converter-side current detector 6 as compared with the indirect matrix converter of FIG.
  • the clamp circuit 5 includes a diode D11 and a capacitor C11.
  • the capacitor C11 is provided between the power supply lines LH and LL, and has a larger capacitance than the capacitance of the capacitor C1. Further, the impedance of the capacitor C11 in the harmonic region is larger than the impedance of the capacitor C1 in the harmonic region.
  • the capacitor C11 is, for example, an electrolytic capacitor, and the capacitor C1 is, for example, a film capacitor.
  • the diode D11 is connected in series with the capacitor C11 between the power supply lines LH and LL, and has an anode on the power supply line LH side in the series path with the capacitor C11.
  • the diode D11 prevents the capacitor C11 from discharging to the power supply line LH side.
  • the converter-side current detector 6 detects the current flowing through the power supply line LL between the converter 1 and the clamp circuit 5.
  • a shunt resistor is shown as a component belonging to the converter-side current detection unit 6.
  • the current may be detected by an arbitrary method.
  • One end of the series connection body of the diode D1 and the capacitor C1 belonging to the snubber circuit 2 is connected between the clamp circuit 5 and the inverter 3 to the power supply line LH. According to this, the wiring inductance between the one end and the inverter 3 can be reduced as compared with the structure in which the one end is connected to the power supply line LH on the converter 1 side of the clamp circuit 5.
  • the rate of increase (di / dt) with respect to time for powering and regenerative current is highest when at least any two of the AC lines Pu, Pv, and Pw are short-circuited.
  • the voltage rise (L ⁇ di / dt) due to the regenerative current and the wiring inductance becomes the highest.
  • the wiring inductance is reduced as described above, and the snubber circuit 2 can absorb instantaneous overcurrent more than the clamp circuit 5. Therefore, it is easier to suppress this voltage increase.
  • converter-side current detection unit 6 detects a current flowing through power supply line LL between snubber circuit 2 and clamp circuit 5. Therefore, converter-side current detection unit 6 does not detect the current flowing through power supply line LL to the converter 1 side via snubber circuit 2.
  • the converter-side current detection unit 6 can detect the regenerative current. However, ideally, no current flows through the converter 1 when a regenerative current flows. This is because the voltage across the capacitors C1 and C11 is higher than the maximum value of the AC voltage (line voltage) input to the converter 1. Therefore, it can be determined that the current flowing through the converter is zero as the converter-side current detection unit 6 detects the regenerative current.
  • the converter-side current detection unit 6 may detect only the current flowing through the power supply line LL along the direction from the clamp circuit 5 to the converter 1. As a result, no regenerative current is detected as the current flowing through the converter 1.
  • the converter 1 relatively passes through the power supply line LH, the clamp circuit 5, the snubber circuit 2, and the power supply line LL.
  • a large current can flow.
  • the capacitance of the capacitor C11 belonging to the clamp circuit 5 is larger than the capacitance belonging to the snubber circuit 2, for example, 10 times or more. Therefore, such a current mainly passes through the clamp circuit 5. Therefore, the converter-side current detection unit 6 can detect the current flowing through the clamp circuit 5 without detecting the current flowing through the snubber circuit 2. Therefore, it can be detected that a large current has occurred in converter 1.
  • the impedance in the harmonic component of the capacitor C1 is smaller than the impedance in the harmonic component of the capacitor C11.
  • the impedance in a harmonic component here is an impedance in a harmonic component higher than the minimum value of the switching frequency of the inverter 3, for example.
  • the impedance may be in a higher harmonic component than the frequency of the carrier.
  • harmonic components such as noise caused by switching of the inverter 3 (hereinafter referred to as noise current) are generated by the clamp circuit 5. Rather than the snubber circuit 2. More specifically, due to switching of the inverter 3, a current corresponding to the inductance component of the power supply line LH between the filter 7 and the inverter 3 flows through the snubber circuit 2 as switching noise.
  • noise current may flow from the filter 7, the converter 1 and the power supply line LH to the power supply line LL, the converter 1 and the filter 7 through the snubber circuit 2, or from the inverter 3 and the power supply line LH through the snubber circuit 2. In some cases, a noise current flows to the power supply line LL and the inverter 3.
  • a converter 1 and a clamp circuit 5 are provided between the filter 7 and the snubber circuit 2 on the power supply line LH side. Therefore, the inductance component between the filter 7 and the snubber circuit 2 is larger than the inductance component between the snubber circuit 2 and the inverter 3. Therefore, the noise current flowing into the snubber circuit 2 from the clamp circuit 5 side is larger than the noise current flowing into the snubber circuit 2 from the inverter 3 side.
  • the snubber circuit 2 is connected to the DC line LL between the converter 1 and the converter-side current detector 6. Therefore, the noise current flowing into the snubber circuit 2 from the inverter 3 side flows through the converter side current detection unit 6, but the noise current flowing into the snubber circuit 2 from the clamp circuit 5 side does not flow through the converter side current detection unit 6. As described above, since the noise current is relatively small from the inverter 3 side, the converter-side current detection unit 6 can detect the current flowing through the converter 1 with relatively high accuracy.
  • the snubber circuit 2 further includes a resistor R1.
  • the resistor R1 is connected in parallel with the capacitor C1. Therefore, the capacitor C1 can be discharged via the resistor R1. Therefore, an increase in the voltage of the capacitor C1 can be suppressed, and the absorption capacity of the high frequency current is improved.
  • a current flows from the converter 1 through the power line LH to the snubber circuit 2.
  • the converter 1 applies a DC voltage between the power supply lines LH and LL as follows, this current tends to flow periodically. That is, converter 1 alternately switches the largest maximum phase line voltage and the next largest intermediate phase line voltage among the input line voltages, and outputs the result as a DC voltage. Therefore, when the DC voltage is switched from the intermediate phase line voltage to the maximum phase line voltage, the DC voltage increases relatively steeply. Therefore, the DC voltage tends to exceed the voltage of the capacitor C1 at the time of switching, and thus this current easily flows.
  • the inverter-side current detection unit 4 can detect the current flowing through the inverter 3 with high accuracy. This content is also applied to the case where the snubber circuit 2 has the resistor R1 in the first embodiment.
  • the clamp circuit 5 illustrated in FIG. 3 further includes a capacitor C12 and diodes D12 and D13 as compared with the clamp circuit 5 of FIG.
  • Diode D11 and capacitors C11 and C12 are connected in series between power supply lines LH and LL.
  • the diode D11 has an anode on the power supply line LH side, and is provided between the capacitors C11 and C12.
  • the capacitor C11 is provided on the power supply line LH side with respect to the diode D11.
  • the diode D13 is provided between the connection point between the capacitor C11 and the diode D11 and the power supply line LL.
  • the diode D13 has an anode on the power supply line LL side.
  • the diode D12 is provided between a connection point between the capacitor C12 and the diode D11 and the power supply line LH.
  • the diode D12 has a cathode on the power supply line LH side.
  • the 3 further includes switch elements S11 and S12, a resistor R11, and a diode D14.
  • the switch element S11 is connected in parallel with the diode D11.
  • the resistor R11 is connected in series with the diode D11 between the capacitors C11 and C12 in the series path of the capacitors C11 and C12 and the diode D11.
  • a series body of the diode D11 and the resistor R11 is sandwiched between the diodes D12 and D13.
  • the switch element S12 is an insulated gate bipolar transistor, for example, and is connected in parallel with the resistor R11.
  • the capacitors C11 and C12 are charged while being connected in series with each other, and discharged while being connected in parallel with each other.
  • the capacitors C ⁇ b> 11 and C ⁇ b> 12 can charge and discharge according to the load power factor of the inductive load 8.
  • the DC voltage increases if the load power factor decreases. Therefore, also in the clamp circuit 5 of FIG. 3, if the switching elements S11 and S12 are turned on when the regenerative current is larger than the predetermined value Iref1, the capacitors C11 and C12 can be discharged when the powering current flows. Therefore, an increase in DC voltage can be suppressed.
  • inrush current flowing through the capacitors C11 and C12 can be reduced when charging the capacitors C11 and C12.
  • the AC voltage applied to the AC lines Pr, Ps, Pt drops instantaneously and the AC voltage is recovered thereafter, an inrush current can flow to the capacitors C11, C12.
  • the current can also be reduced.
  • the switch element S12 may be turned on when the regenerative current is larger than the predetermined value Iref1.
  • the diode D14 has an anode on the power supply line LL side in the charging path of the capacitors C11 and C12. This is because it is assumed that the switch element S12 does not flow current in the forward direction of the diode D14. That is, in order for the capacitors C11 and C12 to function as smoothing capacitors, it is necessary to charge and discharge the capacitors C11 and C12 in both directions. However, in the illustration of FIG. 3, since the switch element S12 conducts only in one direction, the diode D14 can conduct in the opposite direction. Therefore, for example, if the switch element S12 is a bidirectional switch, the diode D14 is unnecessary.
  • the switch element S12 may be made non-conductive. This is due to the following reason. That is, as described in Patent Document 1, for example, the DC voltage from the converter 1 may exceed the voltage across a pair of capacitors C11 and C12 due to fluctuations in the AC voltage of the AC lines Pr, Ps, and Pt. In this case, a large current flows through the capacitors C11 and C12, and there is a possibility that the overcurrent is stopped. However, the resistor R11 can reduce such a current.
  • the snubber circuit 2 may be connected to the power supply line LL between the inverter-side current detection circuit 4 and the converter-side current detection circuit 6. Even in this case, the current flowing from the converter 1 to the snubber circuit 2 does not flow through the inverter-side current detection unit 4 as in the first embodiment. Therefore, the same effect as that of the first embodiment can be brought about. Moreover, the regenerative current from the inverter 3 flows avoiding the converter-side current detection circuit 6. Therefore, for example, heat generation of the shunt resistor of the converter-side current detection circuit 6 due to the regenerative current can be suppressed. Further, the increase of the DC voltage when the regenerative current flows can be suppressed by the amount of the shunt resistance and the amount of the inductance component between the inverter side current detection unit 4 and the converter side current detection unit 6.

Landscapes

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  • Rectifiers (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Abstract

　本発明は、電流検出の精度を向上できるインダイレクトマトリックスコンバータである。コンバータ（１）は交流電圧を入力し、交流電圧を直流電圧に変換して、正極側の電源線（ＬＨ）と負極側の電源線（ＬＬ）との間に直流電圧を印加する。スナバ回路（２）は、電源線（ＬＨ，ＬＬ）の間に設けられるコンデンサ（Ｃ１）と、電源線（ＬＨ，ＬＬ）の間でコンデンサ（Ｃ１）と直列に接続され、コンデンサ（Ｃ１）との直列経路において正極側の電源線（ＬＨ）側にアノードを含むダイオード（Ｄ１）とを有する。インバータ（３）は直流電圧を交流電圧に変換して誘導性負荷（８）に印加する。インバータ側電流検出部（４）はインバータ（３）とスナバ回路（２）との間で正極側の電源線（ＬＨ）または負極側の電源線（ＬＬ）を流れる電流を検出する。

Description

インダイレクトマトリックスコンバータ
　本発明は、インダイレクトマトリックスコンバータに関し、特に直流リンクを流れる電流の検出に関する。
　インダイレクトマトリックスコンバータでは、例えば逆阻止を有する電流形コンバータと、電圧形インバータとが直流リンクを介して互いに接続される。かかるインダイレクトマトリックスコンバータではインバータからの回生電流を吸収すべく、直流リンクにクランプ回路が設けられる。クランプ回路は例えばＤＣスナバと同じ構成を有する。
　なお本発明に関連する技術として特許文献１が開示されている。
特開２０１１－１５６０４号公報
　特許文献１では電流検出についての記載はない。一方で、従来から電流検出の精度の向上が望まれている。
　そこで、本発明の目的は、電流検出の精度を向上できるインダイレクトマトリックスコンバータを提供する。
　本発明にかかるインダイレクトマトリックスコンバータの第１の態様は、交流電圧を入力し、前記交流電圧を直流電圧に変換して、正極側の第１の電源線(LH)と負極側の第２の電源線(LL)との間に前記直流電圧を印加するコンバータ(1)と、前記第１及び前記第２の電源線の間に設けられるコンデンサ(C1)と、前記第１及び前記第２の電源線の間で前記コンデンサと直列に接続され、前記コンデンサとの直列経路において前記第１の電源線側にアノードを含むダイオード(D1)とを有するスナバ回路(2)と、前記直流電圧を交流電圧に変換して誘導性負荷(8)に印加するインバータ(3)と、前記インバータと前記スナバ回路との間で前記第１又は前記第２の電源線を流れる電流を検出するインバータ側電流検出部(4)とを備える。
　本発明にかかるインダイレクトマトリックスコンバータの第２の態様は、第１の態様にかかるインダイレクトマトリックスコンバータであって、前記第１及び前記第２の電源線(LH,LL)の間に設けられ、前記コンデンサ(C1)よりも大きい静電容量を有する第２コンデンサ(C11)と、前記第１及び前記第２の電源線の間で前記第２コンデンサと直列に接続され、前記第２コンデンサとの直列経路において前記第１の電源線側にアノードを含む第２ダイオード(D11)とを有するクランプ回路(5)と、前記クランプ回路と前記コンバータ(1)との間に設けられ、前記第２の電源線を流れる電流を検出するコンバータ側電流検出部(6)とを更に備え、前記コンデンサと前記ダイオード(D1)との直列接続体の一端は前記クランプ回路と前記インバータとの間で前記第１の電源線と接続され、他端は前記コンバータ側電流検出部よりも前記コンバータ側で前記第２の電源線と接続される。
　本発明にかかるインダイレクトマトリックスコンバータの第３の態様は、第２の態様にかかるインダイレクトマトリックスコンバータであって、前記コンバータ側電流検出部(6)は、前記クランプ回路(5)から前記コンバータ(1)に向かう方向に沿って前記第２の電源線(LL)を流れる電流のみを検出する。
　本発明にかかるインダイレクトマトリックスコンバータの第４の態様は、第１の態様にかかるインダイレクトマトリックスコンバータであって、前記スナバ回路(2)の他端はコンバータ側電流検出部(6)とインバータ側電流検出部(4)の間に接続される。
　本発明にかかるインダイレクトマトリックスコンバータの第５の態様は、第１から第４の何れか一つの態様にかかるインダイレクトマトリックスコンバータであって、前記スナバ回路(2)は前記コンデンサ(C1)に並列接続された抵抗(R1)を更に備える。
　本発明にかかるインダイレクトマトリックスコンバータの第１及び第４の態様によれば、インバータ側電流検出部は、スナバ回路とインバータ回路と間で第１又は第２の電源線を流れる電流を検出する。よって、インバータ側電流検出部はコンバータから第１の電線線、スナバ回路、第２の電源線を流れてコンバータへと流れる電流を検出しない。このような電流はインバータを流れないので、コンバータとスナバ回路との間にインバータ側電流検出部を設ける場合に比べて、インバータ（３）から誘導性負荷（８）に流れる電流のみを高い精度で検出することができる。
　本発明にかかるインダイレクトマトリックスコンバータの第２の態様によれば、例えばコンバータに入力される交流電圧の変動に起因してコンバータが出力する直流電圧が増大することによって、コンバータからクランプ回路及びスナバ回路に比較的大きな電流が流れ得る。かかる電流は主として静電容量の小さいスナバ回路よりもクランプ回路に流れる。クランプ回路を流れる当該電流はコンバータ側電流検出部によって検出されるので、コンバータに大きな電流が流れたことを検出することができる。したがって、コンバータの過電流を検出することができる。
　一方、スナバ回路にはコンバータのスイッチングなどに起因するノイズ成分が流れるところ、コンデンサとダイオードとの直列接続体はコンデンサ側電流検出部よりもコンバータ側で第２の電源線（LL）と接続されるので、コンバータ側電流検出部はこのノイズ成分を避けて電流を検出することができる。よってコンバータを流れる電流を高い精度で検出できる。
　他方、コンデンサとダイオードとの直列接続体はクランプ回路とインバータとの間で第１の電源線（LH）に接続される。このように当該直列接続体はよりインバータ側で第１の電源線に接続されるので、インバータとスナバとの間の配線インダクタンスを低減できる。これにより、例えば誘導性負荷において短絡が生じ、これに伴ってインバータからスナバ回路に電流が流れる場合の、当該電流と配線インダクタンスとに起因する電圧上昇を抑制できる。また、インバータのスイッチングによるノイズ発生も低減出来る。
　本発明にかかるインダイレクトマトリックスコンバータの第３の態様によれば、インバータからスナバ回路を経由して流れる回生電流を検出しないので、コンバータを流れる電流をさらに高い精度で検出できる。
　本発明にかかるインダイレクトマトリックスコンバータの第５の態様によれば、コンデンサが抵抗を介して放電することができる。よってコンデンサの電圧の増大を抑制でき、ひいてはインバータに過大な直流電圧が印加されることを抑制できる。
　この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。
電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。
　第１の実施の形態．
　図１に示すように、本インダイレクトマトリックスコンバータは電流形コンバータ１とスナバ回路２と電圧形インバータ３とインバータ側電流検出部４とを備えている。コンバータ１は例えば交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔを介して交流電圧を入力する。コンバータ１は当該交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧を電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加する。ここでは電源線ＬＨに印加される電位は電源線ＬＬに印加される電位よりも高い。なお図１では、３つの交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔと接続される三相のコンバータ１が例示されているものの、これに限らない。コンバータ１は例えば単相のコンバータであってもよく、三相よりも大きいコンバータであってもよい。
　図１の例示ではコンバータ１は例えばダイオードＤｒ１，Ｄｒ２，Ｄｓ１，Ｄｓ２，Ｄｔ１，Ｄｔ２とスイッチング素子Ｓｒ１，Ｓｒ２，Ｓｓ１，Ｓｓ２，Ｓｔ１，Ｓｔ２とを有している。
　スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２（以下、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する）は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタなどである。ダイオードＤｘ１とスイッチング素子Ｓｘ１とは交流線Ｐｘと電源線ＬＨとの間で互いに直列に接続される。ダイオードＤｘ１は、そのカソードを電源線ＬＨ側に向けて配置される。即ち、ダイオードＤｒ１，Ｄｓ１，Ｄｔ１はそれぞれ電源線ＬＨから交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔへとスイッチング素子Ｓｒ１，Ｓｓ１，Ｓｔ１を介して電流が流れることを防止する。
　ダイオードＤｘ２とスイッチング素子Ｓｘ２とは交流線Ｐｘと電源線ＬＬとの間で互いに直列に接続される。ダイオードＤｘ２は、そのアノードを電源線ＬＬ側に向けて配置される。即ち、ダイオードＤｒ２，Ｄｓ２，Ｄｔ２はそれぞれ交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから電源線ＬＬへとスイッチング素子Ｓｒ２，Ｓｓ２，Ｓｔ２を介して電流が流れることを防止する。
　これらのスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２は不図示の制御部によって適切に制御される。例えばスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２は交流線Ｐｘに印加される交流電圧に基づいて制御される。これにより、コンバータ１は交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される交流電圧を直流電圧に変換して、これを電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加することができる。このような制御は公知な技術であるので詳細な説明は省略する。
　なお、図１の例示ではスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２とダイオードＤｘ１，Ｄｘ２とが設けられているものの、必ずしもこれに限らない。例えばダイオードＤｘ１とスイッチング素子Ｓｘ２との一組の替わりに、及び／又はダイオードＤｘ２とスイッチング素子Ｓｘ２との一組の替わりに、逆電圧の耐性に優れた逆阻止型スイッチング素子（例えばＲＢ－ＩＧＢＴ（リバースブロッキング絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）など）が採用されてもよい。
　スナバ回路２はコンバータ１とインバータ３との間に設けられ、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とを備えている。コンデンサＣ１は例えばセラミックコンデンサであって、電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられている。ダイオードＤ１は電源線ＬＨ，ＬＬの間でコンデンサＣ１と直列に接続され、電源線ＬＨ側にアノードを有する。ダイオードＤ１はコンデンサＣ１が電源線ＬＨ側へと放電することを防止する。
　インバータ３は例えば三相インバータであって、電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して、これを誘導性負荷８へと印加する。インバータ３は例えばスイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１，Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２とダイオードＤｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１，Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２とを備える。スイッチング素子Ｓｙ１，Ｓｙ２（ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する）は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタなどである。スイッチング素子Ｓｙ１,Ｓｙ２は電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されている。交流線Ｐｙはスイッチング素子Ｓｙ１，Ｓｙ２を接続する接続点から引き出される。ダイオードＤｙ１，Ｄｙ２はそれぞれスイッチング素子Ｓｙ１，Ｓｙ２に並列に接続され、そのアノードを電源線ＬＬ側に向けて設けられる。
　これらのスイッチング素子Ｓｙ１，Ｓｙ２は不図示の制御部によって適宜に制御される。この制御によってインバータ３は電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換し、これを交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加することができる。このような制御は公知な技術であるので詳細な説明は省略する。
　誘導性負荷８は例えばモータであって、インバータ３から印加される交流電圧に応じて駆動される。
　図１の例示では、コンバータ１の入力側にフィルタ７が設けられる。例えばフィルタ７は交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々に設けられるリアクトルと、交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの相互間に設けられるコンデンサとを備える。コンデンサはリアクトルとコンバータ１との間に設けられ、図１の例示では、これらのコンデンサがスター結線で互いに接続されている。このフィルタ７は、例えばコンバータ１のスイッチングによる高調波成分の電流・電圧を抑制する。これによって、入力電流の波形を滑らかにすることができる。一方で、交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔを流れる入力電流が高調波成分を多く含むことが許容されるのであれば、フィルタ７は必須の要件ではない。
　本インダイレクトマトリックスコンバータにおいて、電源線ＬＨ，ＬＬの間にはコンデンサＣ１が設けられるものの、コンデンサＣ１は静電容量の小さいスナバコンデンサとして機能し、平滑コンデンサとしては機能しない。誘導性負荷８の通常運転においては、コンバータ１からの電流は電源線ＬＨを経由してインバータ３へと流れ、インバータ３から電源線ＬＬを経由してコンバータ１へと流れる。したがって誘導性負荷８の通常運転において理想的にはスナバ回路２には電流が流れずに、コンバータ１を流れる電流とインバータ３を流れる電流とが互いに等しい。
　一方、例えば次のような場合にはスナバ回路２に電流が流れる。即ち、例えばインバータ３からの回生電流が生じた場合などである。この回生電流はダイオードＤｘ１，Ｄｘ２によって阻止されてコンバータ１を流れることができずにスナバ回路２を電源線ＬＨからＬＬへと向って流れる。また例えばコンバータ１に入力される交流電圧の変動に起因してコンバータ１が出力する直流電圧がコンデンサＣ１の両端電圧を超える場合がある。このような場合にはコンバータ１からスナバ回路２へと電流が流れる。また例えばインバータ３のスイッチングに起因したノイズ電流もスナバ回路２を流れ得る。
　さて本実施の形態では、インバータ側電流検出部４はスナバ回路２とインバータ３との間で電源線ＬＨ又は電源線ＬＬを流れる電流を検出する。図１の例示では、インバータ側電流検出部４は電源線ＬＬの電流を検出する。また図１の例示では、インバータ側電流検出部４に属する構成要素としてシャント抵抗が示されている。しかしながら、必ずしもシャント抵抗を用いる必要はなく、任意の方法で電流を検出すればよい。
　インバータ側電流検出部４はスナバ回路２とインバータ３との間で電源線ＬＨ又は電源線ＬＬを流れる電流を検出するので、コンバータ１から電源線ＬＨ、スナバ回路２及び電源線ＬＬを経由してコンバータ１へと流れる電流を検出しない。この電流はインバータ３を経由しないので、インバータ側電流検出部４がコンバータ１とスナバ回路２との間において電源線ＬＨ，ＬＬを流れる電流を検出する場合に比べて、インバータ側電流検出部４は高い精度でインバータ３を流れる電流を検出することができる。
　なおインバータ側電流検出部４によって検出される電流は、インバータ３のスイッチングパターンに基づいて交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを流れる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとして検出されることが可能である。このような線電流の検出は公知な技術であるので詳細は省略するものの、一例について簡単に説明する。例えばスイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｖ２，Ｓｗ２が導通するスイッチングパターンでは、電源線ＬＨからスイッチング素子Ｓｕ１を経由して交流線Ｐｕを線電流ｉｕが流れ、誘導性負荷８において分岐した電流が交流線Ｐｖ，Ｐｗからスイッチング素子Ｓｖ２，Ｓｗ２を経由して電源線ＬＬへと合流する。よってこのスイッチングパターンでは電源線ＬＬを流れる電流は線電流ｉｕと一致する。したがって、このスイッチングパターンが採用されるときにインバータ側電流検出部４が検出した電流を、線電流ｉｕとして検出することができる。線電流ｉｖ、iｗも同様である。
　本実施の形態では、高い精度で電流を検出できるので、高い精度で線電流を検出することができる。このような線電流はインバータの制御に用いることができる。よって誘導性負荷８に流れる電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を高い精度で検出することは適切なインバータの制御に資する。
　第２の実施の形態．
　図２のインダイレクトマトリックスコンバータは、図１のインダイレクトマトリックスコンバータと比較して、クランプ回路５とコンバータ側電流検出部６とを更に備えている。クランプ回路５はダイオードＤ１１とコンデンサＣ１１とを備えている。コンデンサＣ１１は電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられ、コンデンサＣ１の静電容量よりも大きい静電容量を有する。またコンデンサＣ１１の高調波領域におけるインピーダンスはコンデンサＣ１の高調波領域におけるインピーダンスよりも大きい。コンデンサＣ１１は例えば電解コンデンサであり、コンデンサＣ１は例えばフィルムコンデンサである。ダイオードＤ１１は電源線ＬＨ，ＬＬの間でコンデンサＣ１１と直列に接続され、コンデンサＣ１１との直列経路において電源線ＬＨ側にアノードを有する。ダイオードＤ１１はコンデンサＣ１１が電源線ＬＨ側に放電することを防止する。
　コンバータ側電流検出部６はコンバータ１とクランプ回路５との間で電源線ＬＬを流れる電流を検出する。図２の例示ではコンバータ側電流検出部６に属する構成要素としてシャント抵抗が示されている。しかしながら必ずしもシャント抵抗を用いる必要はなく、任意の方法で電流を検出すればよい。
　スナバ回路２に属するダイオードＤ１とコンデンサＣ１との直列接続体の一端はクランプ回路５とインバータ３との間で電源線ＬＨに接続される。これによれば当該一端がクランプ回路５よりもコンバータ１側で電源線ＬＨと接続する構造に比して、当該一端とインバータ３との間の配線インダクタンスを低減できる。
　さて力行・回生電流共に時間に対する増大率（ｄｉ／ｄｔ）が最も高くなるのは交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの少なくとも何れか二つが短絡した場合である。このとき回生電流と配線インダクタンスとに起因する電圧上昇（Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）が最も高くなる。本第２の実施の形態では、上述のように当該配線インダクタンスを低減し、かつスナバ回路２はクランプ回路５よりも瞬時的な過電流を吸収することができる。したがって、この電圧上昇をより抑制しやすい。
　一方、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１との直列接続体の他端はコンバータ側電流検出部６よりもコンバータ１側で電源線ＬＬに接続される。換言すれば、コンバータ側電流検出部６はスナバ回路２とクランプ回路５との間で電源線ＬＬを流れる電流を検出する。よって、コンバータ側電流検出部６はスナバ回路２を経由してコンバータ１側へと電源線ＬＬを流れる電流を検出しない。
　スナバ回路２には回生電流が流れるのでコンバータ側電流検出部６は当該回生電流を検出しえる。しかるに、理想的には回生電流が流れるときにはコンバータ１には電流は流れない。なぜなら、コンデンサＣ１，Ｃ１１の両端電圧が、コンバータ１に入力する交流電圧（線間電圧）の最大値よりも高くなるからである。したがって、コンバータ側電流検出部６が回生電流を検出することを以って、コンバータを流れる電流が零であると判断することができる。
　なおコンバータ側電流検出部６はクランプ回路５からコンバータ１へと向う方向に沿って電源線ＬＬを流れる電流のみ検出しても良い。これによって、コンバータ１を流れる電流としては回生電流を検出しない。
　さて第１の実施の形態と同様に、例えばコンバータ１に入力される交流電圧の変動に起因してコンバータ１から電源線ＬＨ、クランプ回路５、スナバ回路２及び電源線ＬＬを経由して比較的大きな電流が流れ得る。しかるに、クランプ回路５に属するコンデンサＣ１１の静電容量はスナバ回路２に属する静電容量よりも大きく、例えば１０倍以上である。よってこのような電流は主としてクランプ回路５を経由する。したがって、コンバータ側電流検出部６はたとえスナバ回路２を経由して流れる電流を検出しなくても、クランプ回路５を経由して流れる電流を検出できる。よって、コンバータ１に大きな電流が生じたことを検知することができる。
　一方で、コンデンサＣ１の高調波成分におけるインピーダンスがコンデンサＣ１１の高調波成分におけるインピーダンスよりも小さい。なお、ここでいう高調波成分におけるインピーダンスとは、例えばインバータ３のスイッチング周波数の最小値よりも高い高調波成分におけるインピーダンスである。或いは、例えばインバータ３へのスイッチング信号が所定のキャリアと指令値との比較によって生成される場合は、当該キャリアの周波数よりも高い高調波成分におけるインピーダンスであってもよい。
　このようにコンデンサＣ１の高調波成分におけるインピーダンスがコンデンサＣ１１の高調波成分におけるインピーダンスよりも小さいので、インバータ３のスイッチングに起因するノイズなどの高調波成分（以下、ノイズ電流と呼ぶ）はクランプ回路５よりもスナバ回路２を優先的に流れる。より詳細には、インバータ３のスイッチングに起因して、フィルタ７とインバータ３との間の電源線ＬＨのインダクタンス成分に応じた電流がスイッチングノイズとしてスナバ回路２に流れる。よって、フィルタ７、コンバータ１および電源線ＬＨからスナバ回路２を介して電源線ＬＬ、コンバータ１およびフィルタ７へとノイズ電流が流れる場合もあれば、インバータ３、電源線ＬＨからスナバ回路２を介して電源線ＬＬ、インバータ３へとノイズ電流が流れる場合もある。
　さて、電源線ＬＨ側においてフィルタ７とスナバ回路２との間には、コンバータ１およびクランプ回路５が設けられる。よって、フィルタ７とスナバ回路２との間のインダクタンス成分はスナバ回路２とインバータ３との間のインダクタンス成分よりも大きい。したがって、クランプ回路５側からスナバ回路２に流入するノイズ電流はインバータ３側からスナバ回路２に流入するノイズ電流に比べて大きい。
　第２の実施の形態では、スナバ回路２はコンバータ１とコンバータ側電流検出部６との間で直流線ＬＬに接続される。したがって、インバータ３側からスナバ回路２に流入するノイズ電流はコンバータ側電流検出部６を流れるものの、クランプ回路５側からスナバ回路２に流入するノイズ電流はコンバータ側電流検出部６を流れない。上述のようにインバータ３側からノイズ電流は比較的小さいので、コンバータ側電流検出部６は比較的高い精度でコンバータ１を流れる電流を検出することができる。
　＜スナバ回路＞
　図３の例示では、スナバ回路２は抵抗Ｒ１を更に備えている。抵抗Ｒ１はコンデンサＣ１に並列に接続される。よって、コンデンサＣ１は抵抗Ｒ１を経由して放電することができる。したがって、コンデンサＣ１の電圧の増大を抑制することができるとともに、高周波電流の吸収力も向上する。
　一方で、コンデンサＣ１が放電して、コンバータ１が出力する直流電圧よりもコンデンサＣ１の電圧が小さくなれば、スナバ回路２にはコンバータ１から電源線ＬＨを経由して電流が流れる。例えばコンバータ１が次のように直流電圧を電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加すれば、周期的にこの電流が流れやすい。即ち、コンバータ１は、入力される線間電圧のうち最も大きい最大相線間電圧と、次に大きい中間相線間電圧とを交互に切り替えて、直流電圧として出力する。したがって、直流電圧が中間相線間電圧から最大相線間電圧へと切り替わるときには、当該直流電圧は比較的急峻に増大する。よってこの切り替わり時に直流電圧がコンデンサＣ１の電圧を超えやすく、したがってこの電流が流れやすい。しかるに、このような電流がスナバ回路２を流れたとしても、当該電流はインバータ側電流検出部４及びコンバータ側電流検出部６によっては検出されない。よってインバータ側電流検出部４は高い精度でインバータ３を流れる電流を検出できる。この内容は第１の実施の形態においてスナバ回路２が抵抗Ｒ１を有している場合にも適用される。
　＜クランプ回路＞
　図３に例示するクランプ回路５は、図２のクランプ回路５と比較して、コンデンサＣ１２とダイオードＤ１２，Ｄ１３とを更に備えている。ダイオードＤ１１とコンデンサＣ１１，Ｃ１２とは電源線ＬＨ，ＬＬの間で互いに直列に接続される。当該直列経路において、ダイオードＤ１１は電源線ＬＨ側にアノードを有し、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の間に設けられる。また当該直列経路において、コンデンサＣ１１はダイオードＤ１１に対して電源線ＬＨ側に設けられる。ダイオードＤ１３はコンデンサＣ１１とダイオードＤ１１との間の接続点と、電源線ＬＬとの間に設けられる。ダイオードＤ１３は電源線ＬＬ側にアノードを有する。ダイオードＤ１２はコンデンサＣ１２とダイオードＤ１１との間の接続点と、電源線ＬＨとの間に設けられる。ダイオードＤ１２は電源線ＬＨ側にカソードを有する。
　また図３のクランプ回路５はスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２と抵抗Ｒ１１とダイオードＤ１４とを更に備えている。スイッチ素子Ｓ１１はダイオードＤ１１と並列に接続される。抵抗Ｒ１１はコンデンサＣ１１，Ｃ１２とダイオードＤ１１との直列経路において、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の間でダイオードＤ１１と直列に接続される。またダイオードＤ１１と抵抗Ｒ１１の直列体はダイオードＤ１２，Ｄ１３に挟まれる。スイッチ素子Ｓ１２は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、抵抗Ｒ１１と並列に接続される。
　かかるクランプ回路５によって、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２が非導通するときには、コンデンサＣ１１，Ｃ１２は互いに直列接続された状態で充電され、互いに並列接続された状態で放電する。かかるクランプ回路５によれば、例えば特許文献１に記載のとおり、誘導性負荷８の負荷力率に応じてコンデンサＣ１１，Ｃ１２が充放電を行なうことができる。ただし、図３のクランプ回路５であっても、負荷力率が低下すれば直流電圧は増大する。よって、図３のクランプ回路５においても、回生電流が所定値Ｉｒｅｆ１よりも大きいことを契機としてスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２が導通すれば、力行電流が流れるときにコンデンサＣ１１，Ｃ１２が放電することができるので、直流電圧の増大を抑制することができる。
　抵抗Ｒ１１はコンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電経路、即ち上記直列経路に存在するので、例えばコンデンサＣ１１，Ｃ１２を充電するときにコンデンサＣ１１，Ｃ１２を流れる突入電流を低減することができる。また交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される交流電圧が例えば瞬時に低下し、その後に交流電圧が回復する際にも、コンデンサＣ１１，Ｃ１２へと突入電流が流れ得るところ、抵抗Ｒ１１はこの突入電流も低減することができる。一方で、コンデンサＣ１１，Ｃ１２へと回生電流が流れた場合には抵抗Ｒ１での電圧降下の分、電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧が増大する。よって、回生電流が所定値Ｉｒｅｆ１よりも大きいことを契機として、スイッチ素子Ｓ１２も導通させてもよい。これによって、回生電流が抵抗Ｒ１１を避けて流れるので、抵抗Ｒ１１の電圧降下による直流電圧の増大を回避することができる。また抵抗Ｒ１１を短絡することで抵抗Ｒ１１に電流が流れないので、抵抗Ｒ１１の発熱を抑え、抵抗Ｒ１１の電力容量を最小限に抑えることが出来る。
　ダイオードＤ１４は、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電経路において電源線ＬＬ側にアノードを有する。これは、スイッチ素子Ｓ１２がダイオードＤ１４の順方向には電流を流さない場合を想定しているためである。即ち、コンデンサＣ１１，Ｃ１２を平滑コンデンサとして機能させるためには、双方向でコンデンサＣ１１，Ｃ１２を充放電する必要がある。しかるに図３の例示では、スイッチ素子Ｓ１２が片方向にしか導通しないので、ダイオードＤ１４によって逆方向にも導通できるようにしているのである。よって、例えばスイッチ素子Ｓ１２が双方向スイッチであれば、ダイオードＤ１４は不要である。
　なお、誘導性負荷８の通常運転ではスイッチ素子Ｓ１２を非導通にするとよい。これは次の理由による。すなわち特許文献１に記載の通り、例えば交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの交流電圧の変動に起因してコンバータ１からの直流電圧がコンデンサＣ１１，Ｃ１２の一組の両端電圧を超える場合がある。この場合、コンデンサＣ１１，Ｃ１２に大きな電流が流れて、過電流停止する可能性があるところ、抵抗Ｒ１１がこのような電流を低減することができる。
　なお、図４の例示するように、スナバ回路２はインバータ側電流検出回路４とコンバータ側電流検出回路６の間で電源線ＬＬに接続されてもよい。この場合であっても、第１の実施の形態と同様に、コンバータ１からスナバ回路２に流れる電流はインバータ側電流検出部４を流れない。よって第１の実施の形態と同様の効果を招来することができる。しかも、インバータ３からの回生電流は、コンバータ側電流検出回路６を避けて流れる。よって、例えば回生電流によるコンバータ側電流検出回路６のシャント抵抗の発熱を抑えることができる。また、シャント抵抗の分と、インバータ側電流検出部４とコンバータ側電流検出部６との間のインダクタンス成分の分とだけ、回生電流が流れた時の直流電圧の上昇を抑えることができる。
　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。
　１　コンバータ
　２　スナバ回路
　３　インバータ
　４　インバータ側電流検出部
　５　クランプ回路
　６　コンバータ側電流検出部
　Ｃ１，Ｃ１１　コンデンサ
　Ｄ１，Ｄ１１　ダイオード
　ＬＨ，ＬＬ　電源線
　Ｒ１　抵抗

Claims (5)

  1. 　交流電圧を入力し、前記交流電圧を直流電圧に変換して、正極側の第１の電源線(LH)と負極側の第２の電源線(LL)との間に前記直流電圧を印加するコンバータ(1)と、
    　前記第１及び前記第２の電源線の間に設けられるコンデンサ(C1)と、前記第１及び前記第２の電源線の間で前記コンデンサと直列に接続され、前記コンデンサとの直列経路において前記第１の電源線側にアノードを含むダイオード(D1)とを有するスナバ回路(2)と、
    　前記直流電圧を交流電圧に変換して誘導性負荷(8)に印加するインバータ(3)と、
    　前記インバータと前記スナバ回路との間で前記第１又は前記第２の電源線を流れる電流を検出するインバータ側電流検出部(4)と
    を備える、インダイレクトマトリックスコンバータ。
  2. 　前記第１及び前記第２の電源線(LH,LL)の間に設けられ、前記コンデンサ(C1)よりも大きい静電容量を有する第２コンデンサ(C11)と、前記第１及び前記第２の電源線の間で前記第２コンデンサと直列に接続され、前記第２コンデンサとの直列経路において前記第１の電源線側にアノードを含む第２ダイオード(D11)とを有するクランプ回路(5)と、
    　前記クランプ回路と前記コンバータ(1)との間に設けられ、前記第２の電源線を流れる電流を検出するコンバータ側電流検出部(6)と
    を更に備え、
    　前記コンデンサと前記ダイオード(D1)との直列接続体の一端は前記クランプ回路と前記インバータとの間で前記第１の電源線と接続され、他端は前記コンバータ側電流検出部よりも前記コンバータ側で前記第２の電源線と接続される、請求項１に記載のインダイレクトマトリックスコンバータ。
  3. 　前記コンバータ側電流検出部(6)は、前記クランプ回路(5)から前記コンバータ(1)に向かう方向に沿って前記第２の電源線(LL)を流れる電流のみを検出する、請求項２に記載のインダイレクトマトリックスコンバータ。
  4. 　前記スナバ回路(2)の他端はコンバータ側電流検出部(6)とインバータ側電流検出部(4)の間に接続される、請求項１に記載のインダイレクトマトリックスコンバータ。
  5. 　前記スナバ回路(2)は前記コンデンサ(C1)に並列接続された抵抗(R1)を更に備える、請求項１から４の何れか一つに記載のインダイレクトマトリックスコンバータ。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3100346B1 (en) * 2014-01-31 2021-11-03 Eaton Intelligent Power Limited Unidirectional matrix converter with regeneration system

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2824815B1 (en) * 2012-03-05 2020-09-16 Fuji Electric Co., Ltd. Power conversion device
JP6187318B2 (ja) 2014-03-03 2017-08-30 オムロン株式会社 電力変換装置および制御装置
WO2017098836A1 (ja) * 2015-12-09 2017-06-15 富士電機株式会社 電力変換装置
DE102016224472A1 (de) * 2016-12-08 2018-06-14 Audi Ag Stromrichtereinrichtung für ein Kraftfahrzeug und Kraftfahrzeug
US11451156B2 (en) 2020-01-21 2022-09-20 Itt Manufacturing Enterprises Llc Overvoltage clamp for a matrix converter
US11448225B2 (en) 2020-01-21 2022-09-20 Itt Manufacturing Enterprises Llc Motor assembly for driving a pump or rotary device having a cooling duct
US11394264B2 (en) 2020-01-21 2022-07-19 Itt Manufacturing Enterprises Llc Motor assembly for driving a pump or rotary device with a low inductance resistor for a matrix converter
EP4207573A4 (en) * 2020-09-30 2024-03-06 Daikin Industries, Ltd. POWER CONVERSION DEVICE

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62221897A (ja) * 1986-03-24 1987-09-29 Mitsubishi Electric Corp 電動機の制御装置
JP2006081261A (ja) * 2004-09-08 2006-03-23 Daikin Ind Ltd 多相電流供給回路及び駆動装置
JP2009072022A (ja) * 2007-09-14 2009-04-02 Daikin Ind Ltd 電流測定装置
JP2011015604A (ja) 2009-06-04 2011-01-20 Daikin Industries Ltd 電力変換装置

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4331994A (en) * 1979-09-28 1982-05-25 Borg-Warner Corporation Shootthrough fault protection system for a voltage source transistor inverter
JPS62138059A (ja) * 1985-12-09 1987-06-20 Fuji Electric Co Ltd 電圧形静止変換器の直流中間回路
JPS6348166A (ja) * 1986-08-13 1988-02-29 Hitachi Ltd 電力変換器の制御装置
JPS63174584A (ja) * 1987-01-14 1988-07-19 Hitachi Ltd 電流形インバ−タ装置
WO1988008639A1 (en) * 1987-04-30 1988-11-03 Fanuc Ltd Power source regeneration circuit
JPS63302732A (ja) * 1987-05-30 1988-12-09 Toshiba Corp 交直変換器の制御装置
US4973896A (en) * 1987-10-21 1990-11-27 Toyo Densan Company, Ltd. Automobile generator apparatus
JPH04118789U (ja) * 1991-04-09 1992-10-23 株式会社東芝 インバータ装置
JP2857094B2 (ja) * 1995-12-28 1999-02-10 株式会社東芝 三相整流装置
US6058031A (en) * 1997-10-23 2000-05-02 General Electric Company Five level high power motor drive converter and control system
US5933342A (en) * 1998-06-02 1999-08-03 Ford Motor Company Rectifier with alternative path for freewheeling current
US6055161A (en) * 1999-04-12 2000-04-25 Lincoln Global, Inc. Switching type power supply for arc welding
JP3636017B2 (ja) * 1999-12-28 2005-04-06 ダイキン工業株式会社 インバータ装置
CN101567639B (zh) * 2001-09-25 2011-06-29 大金工业株式会社 相电流检测装置
JP3825678B2 (ja) * 2001-10-30 2006-09-27 三洋電機株式会社 圧縮機の制御装置
JP4722372B2 (ja) * 2002-10-11 2011-07-13 ダイキン工業株式会社 相電流検出装置
JP4556108B2 (ja) 2004-06-30 2010-10-06 富士電機ホールディングス株式会社 電力変換器の制御装置
JP4601044B2 (ja) * 2004-08-30 2010-12-22 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置およびその電力変換装置を備えた空気調和機
JP4759968B2 (ja) * 2004-10-04 2011-08-31 ダイキン工業株式会社 Ｐｗｍ整流回路の保護方法およびその装置
US7706161B2 (en) * 2006-03-14 2010-04-27 Energy Conservation Technologies, Inc. Single stage resonant power converter with auxiliary power source
JP5146011B2 (ja) * 2008-02-28 2013-02-20 ダイキン工業株式会社 直接形交流電力変換装置
JP4375489B1 (ja) * 2008-06-27 2009-12-02 ダイキン工業株式会社 電力変換装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62221897A (ja) * 1986-03-24 1987-09-29 Mitsubishi Electric Corp 電動機の制御装置
JP2006081261A (ja) * 2004-09-08 2006-03-23 Daikin Ind Ltd 多相電流供給回路及び駆動装置
JP2009072022A (ja) * 2007-09-14 2009-04-02 Daikin Ind Ltd 電流測定装置
JP2011015604A (ja) 2009-06-04 2011-01-20 Daikin Industries Ltd 電力変換装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3100346B1 (en) * 2014-01-31 2021-11-03 Eaton Intelligent Power Limited Unidirectional matrix converter with regeneration system

Also Published As

Publication number Publication date
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