KR101480270B1 - 인다이렉트 매트릭스 컨버터 - Google Patents

인다이렉트 매트릭스 컨버터 Download PDF

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도시아키 사토우
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Abstract

본 발명은, 전류 검출의 정밀도를 향상시킬 수 있는 인다이렉트 매트릭스 컨버터이다. 컨버터(1)는 교류 전압을 입력하고, 교류 전압을 직류 전압으로 변환하여, 양극측의 전원선(LH)과 음극측의 전원선(LL) 사이에 직류 전압을 인가한다. 스너버 회로(2)는, 전원선(LH, LL) 사이에 설치되는 콘덴서(C1)와, 전원선(LH, LL) 사이에서 콘덴서(C1)와 직렬로 접속되고, 콘덴서(C1)와의 직렬 경로에 있어서 양극측의 전원선(LH)측에 애노드를 포함하는 다이오드(D1)를 가진다. 인버터(3)는 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 유도성 부하(8)에 인가한다. 인버터측 전류 검출부(4)는 인버터(3)와 스너버 회로(2) 사이에서 양극측의 전원선(LH) 또는 음극측의 전원선(LL)을 흐르는 전류를 검출한다.

Description

인다이렉트 매트릭스 컨버터{INDIRECT MATRIX CONVERTER}
본 발명은, 인다이렉트 매트릭스 컨버터에 관한 것이며, 특히 직류 링크를 흐르는 전류의 검출에 관한 것이다.
인다이렉트 매트릭스 컨버터에서는, 예를 들어 역저지를 가지는 전류형 컨버터와, 전압형 인버터가 직류 링크를 개재하여 서로 접속된다. 이러한 인다이렉트 매트릭스 컨버터에서는 인버터로부터의 회생 전류를 흡수할 수 있도록, 직류 링크에 클램프 회로가 설치된다. 클램프 회로는 예를 들어 DC 스너버와 같은 구성을 가진다.
또한 본 발명에 관련되는 기술로서 특허 문헌 1이 개시되어 있다.
일본국 특허 공개 2011-15604호 공보
특허 문헌 1에서는 전류 검출에 대한 기재는 없다. 한편, 종래부터 전류 검출의 정밀도의 향상이 요구되고 있다.
그래서, 본 발명의 목적은, 전류 검출의 정밀도를 향상시킬 수 있는 인다이렉트 매트릭스 컨버터를 제공한다.
본 발명에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터의 제1 양태는, 교류 전압을 입력하고, 상기 교류 전압을 직류 전압으로 변환하여, 양극측의 제1 전원선(LH)과 음극측의 제2 전원선(LL) 사이에 상기 직류 전압을 인가하는 컨버터(1)와, 상기 제1 및 상기 제2 전원선 사이에 설치되는 콘덴서(C1)와, 상기 제1 및 상기 제2 전원선 사이에서 상기 콘덴서와 직렬로 접속되고, 상기 콘덴서와의 직렬 경로에 있어서 상기 제1 전원선측에 애노드를 포함하는 다이오드(D1)를 가지는 스너버 회로(2)와, 상기 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 유도성 부하(8)에 인가하는 인버터(3)와, 상기 인버터와 상기 스너버 회로 사이에서 상기 제1 또는 상기 제2 전원선을 흐르는 전류를 검출하는 인버터측 전류 검출부(4)를 구비한다.
본 발명에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터의 제2 양태는, 제1 양태에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터로서, 상기 제1 및 상기 제2 전원선(LH, LL) 사이에 설치되고, 상기 콘덴서(C1)보다 큰 정전 용량을 가지는 제2 콘덴서(C11)와, 상기 제1 및 상기 제2 전원선 사이에서 상기 제2 콘덴서와 직렬로 접속되고, 상기 제2 콘덴서와의 직렬 경로에 있어서 상기 제1 전원선측에 애노드를 포함하는 제2 다이오드(D11)를 가지는 클램프 회로(5)와, 상기 클램프 회로와 상기 컨버터(1) 사이에 설치되어, 상기 제2 전원선을 흐르는 전류를 검출하는 컨버터측 전류 검출부(6)를 더 구비하며, 상기 콘덴서와 상기 다이오드(D1)의 직렬 접속체의 일단은 상기 클램프 회로와 상기 인버터 사이에서 상기 제1 전원선과 접속되고, 타단은 상기 컨버터측 전류 검출부보다 상기 컨버터측에서 상기 제2 전원선과 접속된다.
본 발명에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터의 제3 양태는, 제2 양태에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터로서, 상기 컨버터측 전류 검출부(6)는, 상기 클램프 회로(5)로부터 상기 컨버터(1)로 향하는 방향을 따라 상기 제2 전원선(LL)을 흐르는 전류만을 검출한다.
본 발명에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터의 제4 양태는, 제1 양태에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터로서, 상기 스너버 회로(2)의 타단은 컨버터측 전류 검출부(6)와 인버터측 전류 검출부(4) 사이에 접속된다.
본 발명에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터의 제5 양태는, 제1 내지 제4 중 어느 한 양태에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터로서, 상기 스너버 회로(2)는 상기 콘덴서(C1)에 병렬 접속된 저항(R1)을 더 구비한다.
본 발명에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터의 제1 및 제4 양태에 의하면, 인버터측 전류 검출부는, 스너버 회로와 인버터 사이에서 제1 또는 제2 전원선을 흐르는 전류를 검출한다. 따라서, 인버터측 전류 검출부는 컨버터로부터 제1 전원선, 스너버 회로, 제2 전원선을 흘러 컨버터로 흐르는 전류를 검출하지 않는다. 이러한 전류는 인버터를 흐르지 않으므로, 컨버터와 스너버 회로 사이에 인버터측 전류 검출부를 설치하는 경우에 비해, 인버터(3)로부터 유도성 부하(8)에 흐르는 전류만을 높은 정밀도로 검출할 수 있다.
본 발명에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터의 제2 양태에 의하면, 예를 들어 컨버터에 입력되는 교류 전압의 변동에 기인하여 컨버터가 출력하는 직류 전압이 증대함으로써, 컨버터로부터 클램프 회로 및 스너버 회로에 비교적 큰 전류가 흐를 수 있다. 이러한 전류는 주로 정전 용량이 작은 스너버 회로보다 클램프 회로에 흐른다. 클램프 회로를 흐르는 상기 전류는 컨버터측 전류 검출부에 의해 검출되므로, 컨버터에 큰 전류가 흐른 것을 검출할 수 있다. 따라서, 컨버터의 과전류를 검출할 수 있다.
한편, 스너버 회로에는 컨버터의 스위칭 등에 기인하는 노이즈 성분이 흐르는 바, 콘덴서와 다이오드의 직렬 접속체는 컨버터측 전류 검출부보다 컨버터측에서 제2 전원선(LL)과 접속되므로, 컨버터측 전류 검출부는 이 노이즈 성분을 피해 전류를 검출할 수 있다. 따라서 컨버터를 흐르는 전류를 높은 정밀도로 검출할 수 있다.
한편, 콘덴서와 다이오드의 직렬 접속체는 클램프 회로와 인버터 사이에서 제1 전원선(LH)에 접속된다. 이와 같이 상기 직렬 접속체는 보다 인버터측에서 제1 전원선에 접속되므로, 인버터와 스너버 회로 사이의 배선 인덕턴스를 저감시킬 수 있다. 이에 의해, 예를 들어 유도성 부하에 있어서 단락이 발생하고, 이에 수반하여 인버터로부터 스너버 회로에 전류가 흐르는 경우의, 상기 전류와 배선 인덕턴스에 기인하는 전압 상승을 억제할 수 있다. 또, 인버터의 스위칭에 의한 노이즈 발생도 저감시킬 수 있다.
본 발명에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터의 제3 양태에 의하면, 인버터로부터 스너버 회로를 경유하여 흐르는 회생 전류를 검출하지 않으므로, 컨버터를 흐르는 전류를 더 높은 정밀도로 검출할 수 있다.
본 발명에 따른 인다이렉트 매트릭스 컨버터의 제5 양태에 의하면, 콘덴서가 저항을 개재하여 방전할 수 있다. 따라서 콘덴서의 전압의 증대를 억제할 수 있고, 나아가서는 인버터에 과대한 직류 전압이 인가되는 것을 억제할 수 있다.
이 발명의 목적, 특징, 국면, 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해, 더욱 명백해진다.
도 1은 전력 변환 장치의 개념적인 구성의 일례를 도시하는 도이다.
도 2는 전력 변환 장치의 개념적인 구성의 일례를 도시하는 도이다.
도 3은 전력 변환 장치의 개념적인 구성의 일례를 도시하는 도이다.
도 4는 전력 변환 장치의 개념적인 구성의 일례를 도시하는 도이다.
제1 실시 형태
도 1에 도시하는 바와 같이, 본 인다이렉트 매트릭스 컨버터는 전류형 컨버터(1)와 스너버 회로(2)와 전압형 인버터(3)와 인버터측 전류 검출부(4)를 구비하고 있다. 컨버터(1)는 예를 들어 교류선(Pr, Ps, Pt)을 개재하여 교류 전압을 입력한다. 컨버터(1)는 상기 교류 전압을 직류 전압으로 변환하여, 상기 직류 전압을 전원선(LH, LL) 사이에 인가한다. 여기에서는 전원선(LH)에 인가되는 전위는 전원선(LL)에 인가되는 전위보다 높다. 또한 도 1에서는, 3개의 교류선(Pr, Ps, Pt)과 접속되는 삼상의 컨버터(1)가 예시되어 있지만, 이에 한정되지 않는다. 컨버터(1)는 예를 들어 단상의 컨버터여도 되고, 삼상보다 큰 컨버터여도 된다.
도 1의 예시에서는 컨버터(1)는 예를 들어 다이오드(Dr1, Dr2, Ds1, Ds2, Dt1, Dt2)와 스위칭 소자(Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2)를 가지고 있다.
스위칭 소자(Sx1, Sx2)(이하, x는 r, s, t를 대표한다)는 예를 들어 절연 게이트 바이폴러 트랜지스터 등이다. 다이오드(Dx1)와 스위칭 소자(Sx1)는 교류선(Px)과 전원선(LH) 사이에서 서로 직렬로 접속된다. 다이오드(Dx1)는, 그 캐소드를 전원선(LH)측을 향해 배치한다. 즉, 다이오드(Dr1, Ds1, Dt1)는 각각 전원선(LH)으로부터 교류선(Pr, Ps, Pt)으로 스위칭 소자(Sr1, Ss1, St1)를 개재하여 전류가 흐르는 것을 방지한다.
다이오드(Dx2)와 스위칭 소자(Sx2)는 교류선(Px)과 전원선(LL) 사이에서 서로 직렬로 접속된다. 다이오드(Dx2)는, 그 애노드를 전원선(LL)측을 향해 배치한다. 즉, 다이오드(Dr2, Ds2, Dt2)는 각각 교류선(Pr, Ps, Pt)으로부터 전원선(LL)으로 스위칭 소자(Sr2, Ss2, St2)를 개재하여 전류가 흐르는 것을 방지한다.
이들 스위칭 소자(Sx1, Sx2)는 도시하지 않은 제어부에 의해 적절히 제어된다. 예를 들어 스위칭 소자(Sx1, Sx2)는 교류선(Px)에 인가되는 교류 전압에 의거하여 제어된다. 이에 의해, 컨버터(1)는 교류선(Pr, Ps, Pt)에 인가되는 교류 전압을 직류 전압으로 변환하여, 이를 전원선(LH, LL) 사이에 인가할 수 있다. 이러한 제어는 공지인 기술이므로 상세한 설명은 생략한다.
또한, 도 1의 예시에서는 스위칭 소자(Sx1, Sx2)와 다이오드(Dx1, Dx2)가 설치되어 있지만, 반드시 이에 한정되지 않는다. 예를 들어 다이오드(Dx1)와 스위칭 소자(Sx2)의 한 쌍 대신에, 및/또는 다이오드(Dx2)와 스위칭 소자(Sx2)의 한 쌍 대신에, 역전압의 내성이 뛰어난 역저지형 스위칭 소자(예를 들어 RB－IGBT(리버스 블로킹 절연 게이트 바이폴러 트랜지스터) 등)가 채용되어도 된다.
스너버 회로(2)는 컨버터(1)와 인버터(3) 사이에 설치되고, 다이오드(D1)와 콘덴서(C1)를 구비하고 있다. 콘덴서(C1)는 예를 들어 세라믹 콘덴서이며, 전원선(LH, LL) 사이에 설치되어 있다. 다이오드(D1)는 전원선(LH, LL) 사이에서 콘덴서(C1)와 직렬로 접속되고, 전원선(LH)측에 애노드를 가진다. 다이오드(D1)는 콘덴서(C1)가 전원선(LH)측으로 방전하는 것을 방지한다.
인버터(3)는 예를 들어 삼상 인버터이며, 전원선(LH, LL) 사이의 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여, 이를 유도성 부하(8)에 인가한다. 인버터(3)는 예를 들어 스위칭 소자(Su1, Sv1, Sw1, Su2, Sv2, Sw2)와 다이오드(Du1, Dv1, Dw1, Du2, Dv2, Dw2)를 구비한다. 스위칭 소자(Sy1, Sy2)(y는 u, v, w를 대표한다)는 예를 들어 절연 게이트 바이폴러 트랜지스터 등이다. 스위칭 소자(Sy1, Sy2)는 전원선(LH, LL) 사이에서 서로 직렬로 접속되어 있다. 교류선(Py)은 스위칭 소자(Sy1, Sy2)를 접속하는 접속점으로부터 인출된다. 다이오드(Dy1, Dy2)는 각각 스위칭 소자(Sy1, Sy2)에 병렬로 접속되고, 그 애노드를 전원선(LL)측을 향해 설치한다.
이들 스위칭 소자(Sy1, Sy2)는 도시하지 않은 제어부에 의해 적당히 제어된다. 이 제어에 의해 인버터(3)는 전원선(LH, LL) 사이의 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여, 이를 교류선(Pu, Pv, Pw)에 인가할 수 있다. 이러한 제어는 공지인 기술이므로 상세한 설명은 생략한다.
유도성 부하(8)는 예를 들어 모터이며, 인버터(3)로부터 인가되는 교류 전압에 따라 구동된다.
도 1의 예시에서는, 컨버터(1)의 입력측에 필터(7)가 설치된다. 예를 들어 필터(7)는 교류선(Pr, Ps, Pt)의 각각에 설치되는 리액터와, 교류선(Pr, Ps, Pt)의 상호간에 설치되는 콘덴서를 구비한다. 콘덴서는 리액터와 컨버터(1) 사이에 설치되고, 도 1의 예시에서는, 이들 콘덴서가 스타 결선으로 서로 접속되어 있다. 이 필터(7)는, 예를 들어 컨버터(1)의 스위칭에 의한 고조파 성분의 전류·전압을 억제한다. 이에 의해, 입력 전류의 파형을 매끄럽게 할 수 있다. 한편, 교류선(Pr, Ps, Pt)을 흐르는 입력 전류가 고조파 성분을 많이 포함하는 것이 허용된다면, 필터(7)는 필수의 요건은 아니다.
본 인다이렉트 매트릭스 컨버터에 있어서, 전원선(LH, LL) 사이에는 콘덴서(C1)가 설치되지만, 콘덴서(C1)는 정전 용량이 작은 스너버 콘덴서로서 기능하고, 평활 콘덴서로서는 기능하지 않는다. 유도성 부하(8)의 통상 운전에 있어서는, 컨버터(1)로부터의 전류는 전원선(LH)을 경유하여 인버터(3)로 흐르고, 인버터(3)로부터 전원선(LL)을 경유하여 컨버터(1)로 흐른다. 따라서 유도성 부하(8)의 통상 운전에 있어서 이상적으로는 스너버 회로(2)에는 전류가 흐르지 않으며, 컨버터(1)를 흐르는 전류와 인버터(3)를 흐르는 전류가 서로 동일하다.
한편, 예를 들어 다음과 같은 경우에는 스너버 회로(2)에 전류가 흐른다. 즉, 예를 들어 인버터(3)로부터의 회생 전류가 발생한 경우 등이다. 이 회생 전류는 다이오드(Dx1, Dx2)에 의해 저지되어 컨버터(1)를 흐르지 못하고 스너버 회로(2)를 전원선(LH)으로부터 (LL)을 향해 흐른다. 또 예를 들어 컨버터(1)에 입력되는 교류 전압의 변동에 기인하여 컨버터(1)가 출력하는 직류 전압이 콘덴서(C1)의 양단 전압을 초과하는 경우가 있다. 이러한 경우에는 컨버터(1)로부터 스너버 회로(2)로 전류가 흐른다. 또 예를 들어 인버터(3)의 스위칭에 기인한 노이즈 전류도 스너버 회로(2)를 흐를 수 있다.
그런데 본 실시 형태에서는, 인버터측 전류 검출부(4)는 스너버 회로(2)와 인버터(3) 사이에서 전원선(LH) 또는 전원선(LL)을 흐르는 전류를 검출한다. 도 1의 예시에서는, 인버터측 전류 검출부(4)는 전원선(LL)의 전류를 검출한다. 또 도 1의 예시에서는, 인버터측 전류 검출부(4)에 속하는 구성 요소로서 션트 저항이 나타나 있다. 그러나, 반드시 션트 저항을 이용할 필요는 없고, 임의의 방법으로 전류를 검출하면 된다.
인버터측 전류 검출부(4)는 스너버 회로(2)와 인버터(3) 사이에서 전원선(LH) 또는 전원선(LL)을 흐르는 전류를 검출하므로, 컨버터(1)로부터 전원선(LH), 스너버 회로(2) 및 전원선(LL)을 경유하여 컨버터(1)로 흐르는 전류를 검출하지 않는다. 이 전류는 인버터(3)를 경유하지 않으므로, 인버터측 전류 검출부(4)가 컨버터(1)와 스너버 회로(2) 사이에 있어서 전원선(LH, LL)을 흐르는 전류를 검출하는 경우에 비해, 인버터측 전류 검출부(4)는 높은 정밀도로 인버터(3)를 흐르는 전류를 검출할 수 있다.
또한 인버터측 전류 검출부(4)에 의해 검출되는 전류는, 인버터(3)의 스위칭 패턴에 의거하여 교류선(Pu, Pv, Pw)을 흐르는 선전류(iu, iv, iw)로서 검출되는 것이 가능하다. 이러한 선전류의 검출은 공지인 기술이므로 상세한 것은 생략하지만, 일례에 대해 간단하게 설명한다. 예를 들어 스위칭 소자(Su1, Sv2, Sw2)가 도통하는 스위칭 패턴에서는, 전원선(LH)으로부터 스위칭 소자(Su1)를 경유하여 교류선(Pu)을 선전류(iu)가 흐르고, 유도성 부하(8)에 있어서 분기한 전류가 교류선(Pv, Pw)으로부터 스위칭 소자(Sv2, Sw2)를 경유하여 전원선(LL)으로 합류한다. 따라서 이 스위칭 패턴에서는 전원선(LL)을 흐르는 전류는 선전류(iu)와 일치한다. 따라서, 이 스위칭 패턴이 채용될 때에 인버터측 전류 검출부(4)가 검출한 전류를, 선전류(iu)로서 검출할 수 있다. 선전류(iv, iw)도 마찬가지이다.
본 실시 형태에서는, 높은 정밀도로 전류를 검출할 수 있으므로, 높은 정밀도로 선전류를 검출할 수 있다. 이러한 선전류는 인버터의 제어에 이용할 수 있다. 따라서 유도성 부하(8)에 흐르는 전류(iu, iv, iw)를 높은 정밀도로 검출하는 것은 적절한 인버터의 제어에 이바지한다.
제2 실시 형태
도 2의 인다이렉트 매트릭스 컨버터는, 도 1의 인다이렉트 매트릭스 컨버터에 비해, 클램프 회로(5)와 컨버터측 전류 검출부(6)를 더 구비하고 있다. 클램프 회로(5)는 다이오드(D11)와 콘덴서(C11)를 구비하고 있다. 콘덴서(C11)는 전원선(LH, LL) 사이에 설치되고, 콘덴서(C1)의 정전 용량보다 큰 정전 용량을 가진다. 또 콘덴서(C11)의 고조파 영역에 있어서의 임피던스는 콘덴서(C1)의 고조파 영역에 있어서의 임피던스보다 크다. 콘덴서(C11)는 예를 들어 전해 콘덴서이며, 콘덴서(C1)는 예를 들어 필름 콘덴서이다. 다이오드(D11)는 전원선(LH, LL) 사이에서 콘덴서(C11)와 직렬로 접속되고, 콘덴서(C11)와의 직렬 경로에 있어서 전원선(LH)측에 애노드를 가진다. 다이오드(D11)는 콘덴서(C11)가 전원선(LH)측으로 방전하는 것을 방지한다.
컨버터측 전류 검출부(6)는 컨버터(1)와 클램프 회로(5) 사이에서 전원선(LL)을 흐르는 전류를 검출한다. 도 2의 예시에서는 컨버터측 전류 검출부(6)에 속하는 구성 요소로서 션트 저항이 나타나 있다. 그러나 반드시 션트 저항을 이용할 필요는 없고, 임의의 방법으로 전류를 검출하면 된다.
스너버 회로(2)에 속하는 다이오드(D1)와 콘덴서(C1)의 직렬 접속체의 일단은 클램프 회로(5)와 인버터(3) 사이에서 전원선(LH)에 접속된다. 이에 의하면 상기 일단이 클램프 회로(5)보다 컨버터(1)측에서 전원선(LH)과 접속하는 구조에 비해, 상기 일단과 인버터(3) 사이의 배선 인덕턴스를 저감시킬 수 있다.
그런데 역행·회생 전류 모두 시간에 대한 증대율(di/dt)이 가장 높아지는 것은 교류선(Pu, Pv, Pw) 중 적어도 어느 두 개가 단락한 경우이다. 이때 회생 전류와 배선 인덕턴스에 기인하는 전압 상승(L·di/dt)이 가장 높아진다. 본 제2 실시 형태에서는, 상기 서술한 바와 같이 상기 배선 인덕턴스를 저감시키고, 또한 스너버 회로(2)는 클램프 회로(5)보다 순간적인 과전류를 흡수할 수 있다. 따라서, 이 전압 상승을 더욱 억제하기 쉽다.
한편, 다이오드(D1)와 콘덴서(C1)의 직렬 접속체의 타단은 컨버터측 전류 검출부(6)보다 컨버터(1)측에서 전원선(LL)에 접속된다. 환언하면, 컨버터측 전류 검출부(6)는 스너버 회로(2)와 클램프 회로(5) 사이에서 전원선(LL)을 흐르는 전류를 검출한다. 따라서, 컨버터측 전류 검출부(6)는 스너버 회로(2)를 경유하여 컨버터(1)측으로 전원선(LL)을 흐르는 전류를 검출하지 않는다.
스너버 회로(2)에는 회생 전류가 흐르므로 컨버터측 전류 검출부(6)는 상기 회생 전류를 검출할 수 있다. 그런데, 이상적으로는 회생 전류가 흐를 때에는 컨버터(1)에는 전류는 흐르지 않는다. 왜냐하면, 콘덴서(C1, C11)의 양단 전압이, 컨버터(1)에 입력하는 교류 전압(선간 전압)의 최대값보다 높아지기 때문이다. 따라서, 컨버터측 전류 검출부(6)가 회생 전류를 검출하는 것에 의해, 컨버터를 흐르는 전류가 영이라고 판단할 수 있다.
또한 컨버터측 전류 검출부(6)는 클램프 회로(5)로부터 컨버터(1)로 향하는 방향을 따라 전원선(LL)을 흐르는 전류만 검출해도 된다. 이에 의해, 컨버터(1)를 흐르는 전류로서는 회생 전류를 검출하지 않는다.
그런데 제1 실시 형태와 마찬가지로, 예를 들어 컨버터(1)에 입력되는 교류 전압의 변동에 기인하여 컨버터(1)로부터 전원선(LH), 클램프 회로(5), 스너버 회로(2) 및 전원선(LL)을 경유해 비교적 큰 전류가 흐를 수 있다. 그런데, 클램프 회로(5)에 속하는 콘덴서(C11)의 정전 용량은 스너버 회로(2)에 속하는 콘덴서(C1)의 정전 용량보다 크며, 예를 들어 10배 이상이다. 따라서 이러한 전류는 주로 클램프 회로(5)를 경유한다. 따라서, 컨버터측 전류 검출부(6)는 비록 스너버 회로(2)를 경유하여 흐르는 전류를 검출하지 않더라도, 클램프 회로(5)를 경유하여 흐르는 전류를 검출할 수 있다. 따라서, 컨버터(1)에 큰 전류가 발생한 것을 검지할 수 있다.
한편, 콘덴서(C1)의 고조파 성분에 있어서의 임피던스가 콘덴서(C11)의 고조파 성분에 있어서의 임피던스보다 작다. 또한, 여기에서 말하는 고조파 성분에 있어서의 임피던스란, 예를 들어 인버터(3)의 스위칭 주파수의 최소값보다 높은 고조파 성분에 있어서의 임피던스이다. 혹은, 예를 들어 인버터(3)로의 스위칭 신호가 소정의 캐리어와 지령값의 비교에 의해 생성되는 경우는, 상기 캐리어의 주파수보다 높은 고조파 성분에 있어서의 임피던스여도 된다.
이와 같이 콘덴서(C1)의 고조파 성분에 있어서의 임피던스가 콘덴서(C11)의 고조파 성분에 있어서의 임피던스보다 작으므로, 인버터(3)의 스위칭에 기인하는 노이즈 등의 고조파 성분(이하, 노이즈 전류라고 부른다)은 클램프 회로(5)보다 스너버 회로(2)를 우선적으로 흐른다. 더욱 상세하게는, 인버터(3)의 스위칭에 기인하여, 필터(7)와 인버터(3) 사이의 전원선(LH)의 인덕턴스 성분에 따른 전류가 스위칭 노이즈로서 스너버 회로(2)에 흐른다. 따라서, 필터(7), 컨버터(1) 및 전원선(LH)으로부터 스너버 회로(2)를 개재하여 전원선(LL), 컨버터(1) 및 필터(7)로 노이즈 전류가 흐르는 경우도 있으면, 인버터(3), 전원선(LH)으로부터 스너버 회로(2)를 개재하여 전원선(LL), 인버터(3)로 노이즈 전류가 흐르는 경우도 있다.
그런데, 전원선(LH)측에 있어서 필터(7)와 스너버 회로(2) 사이에는, 컨버터(1) 및 클램프 회로(5)가 설치된다. 따라서, 필터(7)와 스너버 회로(2) 사이의 인덕턴스 성분은 스너버 회로(2)와 인버터(3) 사이의 인덕턴스 성분보다 크다. 따라서, 클램프 회로(5)측으로부터 스너버 회로(2)에 유입되는 노이즈 전류는 인버터(3)측으로부터 스너버 회로(2)에 유입되는 노이즈 전류에 비해 크다.
제2 실시 형태에서는, 스너버 회로(2)는 컨버터(1)와 컨버터측 전류 검출부(6) 사이에서 전원선(LL)에 접속된다. 따라서, 인버터(3)측으로부터 스너버 회로(2)에 유입되는 노이즈 전류는 컨버터측 전류 검출부(6)를 흐르지만, 클램프 회로(5)측으로부터 스너버 회로(2)에 유입되는 노이즈 전류는 컨버터측 전류 검출부(6)를 흐르지 않는다. 상기 서술한 바와 같이 인버터(3)측으로부터 노이즈 전류는 비교적 작으므로, 컨버터측 전류 검출부(6)는 비교적 높은 정밀도로 컨버터(1)를 흐르는 전류를 검출할 수 있다.
＜스너버 회로＞
도 3의 예시에서는, 스너버 회로(2)는 저항(R1)을 더 구비하고 있다. 저항(R1)은 콘덴서(C1)에 병렬로 접속된다. 따라서, 콘덴서(C1)는 저항(R1)을 경유하여 방전할 수 있다. 따라서, 콘덴서(C1)의 전압의 증대를 억제할 수 있음과 더불어, 고주파 전류의 흡수력도 향상시킨다.
한편, 콘덴서(C1)가 방전하여, 컨버터(1)가 출력하는 직류 전압보다 콘덴서(C1)의 전압이 작아지면, 스너버 회로(2)에는 컨버터(1)로부터 전원선(LH)을 경유하여 전류가 흐른다. 예를 들어 컨버터(1)가 다음과 같이 직류 전압을 전원선(LH, LL) 사이에 인가하면, 주기적으로 이 전류가 흐르기 쉽다. 즉, 컨버터(1)는, 입력되는 선간 전압 중 가장 큰 최대상 선간 전압과, 다음으로 큰 중간상 선간 전압을 교대로 전환하고, 직류 전압으로서 출력한다. 따라서, 직류 전압이 중간상 선간 전압으로부터 최대상 선간 전압으로 전환될 때에는, 상기 직류 전압은 비교적 급준하게 증대한다. 따라서 이 전환시에 직류 전압이 콘덴서(C1)의 전압을 초과하기 쉬우며, 따라서 이 전류가 흐르기 쉽다. 그런데, 이러한 전류가 스너버 회로(2)를 흘렀다고 하더라도, 상기 전류는 인버터측 전류 검출부(4) 및 컨버터측 전류 검출부(6)에 의해서는 검출되지 않는다. 따라서 인버터측 전류 검출부(4)는 높은 정밀도로 인버터(3)를 흐르는 전류를 검출할 수 있다. 이 내용은 제1 실시 형태에 있어서 스너버 회로(2)가 저항(R1)을 가지고 있는 경우에도 적용된다.
＜클램프 회로＞
도 3에 예시하는 클램프 회로(5)는, 도 2의 클램프 회로(5)에 비해, 콘덴서(C12)와 다이오드(D12, D13)를 더 구비하고 있다. 다이오드(D11)와 콘덴서(C11, C12)는 전원선(LH, LL) 사이에서 서로 직렬로 접속된다. 상기 직렬 경로에 있어서, 다이오드(D11)는 전원선(LH)측에 애노드를 가지고, 콘덴서(C11, C12) 사이에 설치된다. 또 상기 직렬 경로에 있어서, 콘덴서(C11)는 다이오드(D11)에 대해 전원선(LH)측에 설치된다. 다이오드(D13)는 콘덴서(C11)와 다이오드(D11) 사이의 접속점과, 전원선(LL) 사이에 설치된다. 다이오드(D13)는 전원선(LL)측에 애노드를 가진다. 다이오드(D12)는 콘덴서(C12)와 다이오드(D11) 사이의 접속점과, 전원선(LH) 사이에 설치된다. 다이오드(D12)는 전원선(LH)측에 캐소드를 가진다.
또 도 3의 클램프 회로(5)는 스위치 소자(S11, S12)와 저항(R11)과 다이오드(D14)를 더 구비하고 있다. 스위치 소자(S11)는 다이오드(D11)와 병렬로 접속된다. 저항(R11)은 콘덴서(C11, C12)와 다이오드(D11)의 직렬 경로에 있어서, 콘덴서(C11, C12) 사이에서 다이오드(D11)와 직렬로 접속된다. 또 다이오드(D11)와 저항(R11)의 직렬체는 다이오드(D12, D13)에 끼워진다. 스위치 소자(S12)는 예를 들어 절연 게이트 바이폴러 트랜지스터이며, 저항(R11)과 병렬로 접속된다.
이러한 클램프 회로(5)에 의해, 스위치 소자(S11, S12)가 비도통할 때에는, 콘덴서(C11, C12)는 서로 직렬 접속된 상태로 충전되고, 서로 병렬 접속된 상태로 방전된다. 이러한 클램프 회로(5)에 의하면, 예를 들어 특허 문헌 1에 기재된 대로, 유도성 부하(8)의 부하 역률에 따라 콘덴서(C11, C12)가 충방전을 행할 수 있다. 단, 도 3의 클램프 회로(5)여도, 부하 역률이 저하하면 직류 전압은 증대한다. 따라서, 도 3의 클램프 회로(5)에 있어서도, 회생 전류가 소정값(Iref1)보다 큰 것을 계기로서 스위치 소자(S11, S12)가 도통하면, 역행 전류가 흐를 때에 콘덴서(C11, C12)가 방전할 수 있으므로, 직류 전압의 증대를 억제할 수 있다.
저항(R11)은 콘덴서(C11, C12)의 충전 경로, 즉 상기 직렬 경로에 존재하므로, 예를 들어 콘덴서(C11, C12)를 충전할 때에 콘덴서(C11, C12)를 흐르는 돌입 전류를 저감시킬 수 있다. 또 교류선(Pr, Ps, Pt)에 인가되는 교류 전압이 예를 들어 순간적으로 저하하여, 그 후에 교류 전압이 회복될 때에도, 콘덴서(C11, C12)로 돌입 전류가 흐를 수 있는바, 저항(R11)은 이 돌입 전류도 저감시킬 수 있다. 한편, 콘덴서(C11, C12)로 회생 전류가 흐른 경우에는 저항(R1)에서의 전압 강하 분만큼, 전원선(LH, LL) 사이의 직류 전압이 증대한다. 따라서, 회생 전류가 소정값(Iref1)보다 큰 것을 계기로서, 스위치 소자(S12)도 도통시켜도 된다. 이에 의해, 회생 전류가 저항(R11)을 피해 흐르므로, 저항(R11)의 전압 강하에 의한 직류 전압의 증대를 회피할 수 있다. 또 저항(R11)을 단락함으로써 저항(R11)에 전류가 흐르지 않으므로, 저항(R11)의 발열을 억제하여, 저항(R11)의 전력 용량을 최소한으로 억제할 수 있다.
다이오드(D14)는, 콘덴서(C11, C12)의 충전 경로에 있어서 전원선(LL)측에 애노드를 가진다. 이는, 스위치 소자(S12)가 다이오드(D14)의 순방향으로는 전류를 흐르게 하지 않는 경우를 상정하고 있기 때문이다. 즉, 콘덴서(C11, C12)를 평활 콘덴서로서 기능시키기 위해서는, 양방향으로 콘덴서(C11, C12)를 충방전시킬 필요가 있다. 그런데 도 3의 예시에서는, 스위치 소자(S12)가 편방향으로 밖에 도통하지 않으므로, 다이오드(D14)에 의해 역방향으로도 도통할 수 있도록 되어 있는 것이다. 따라서, 예를 들어 스위치 소자(S12)가 양방향 스위치이면, 다이오드(D14)는 불필요하다.
또한, 유도성 부하(8)의 통상 운전에서는 스위치 소자(S12)를 비도통으로 하면 된다. 이는 다음의 이유에 의한다. 즉 특허 문헌 1에 기재된 대로, 예를 들어 교류선(Pr, Ps, Pt)의 교류 전압의 변동에 기인하여 컨버터(1)로부터의 직류 전압이 콘덴서(C11, C12)의 한 쌍의 양단 전압을 초과하는 경우가 있다. 이 경우, 콘덴서(C11, C12)에 큰 전류가 흘러, 과전류 정지할 가능성이 있는바, 저항(R11)이 이러한 전류를 저감시킬 수 있다.
또한, 도 4의 예시하는 바와 같이, 스너버 회로(2)는 인버터측 전류 검출부(4)와 컨버터측 전류 검출부(6)의 사이에서 전원선(LL)에 접속되어도 된다. 이 경우여도, 제1 실시 형태와 마찬가지로, 컨버터(1)로부터 스너버 회로(2)에 흐르는 전류는 인버터측 전류 검출부(4)를 흐르지 않는다. 따라서 제1 실시 형태와 같은 효과를 초래할 수 있다. 게다가, 인버터(3)로부터의 회생 전류는, 컨버터측 전류 검출부(6)를 피해 흐른다. 따라서, 예를 들어 회생 전류에 의한 컨버터측 전류 검출부(6)의 션트 저항의 발열을 억제할 수 있다. 또, 션트 저항분과, 인버터측 전류 검출부(4)와 컨버터측 전류 검출부(6) 사이의 인덕턴스 성분의 분만큼, 회생 전류가 흘렀을 때의 직류 전압의 상승을 억제할 수 있다.
이 발명은 상세하게 설명되었으나, 상기한 설명은, 모든 국면에 있어서, 예시이며, 이 발명이 그에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가, 이 발명의 범위로부터 벗어나는 일 없이 상정될 수 있는 것이라고 해석된다.
1: 컨버터 2: 스너버 회로
3: 인버터 4: 인버터측 전류 검출부
5: 클램프 회로 6: 컨버터측 전류 검출부
C1, C11: 콘덴서 D1, D11: 다이오드
LH, LL: 전원선 R1: 저항

Claims (5)

  1. 교류 전압을 입력하고, 상기 교류 전압을 직류 전압으로 변환하여, 양극측의 제1 전원선(LH)과 음극측의 제2 전원선(LL) 사이에 상기 직류 전압을 인가하는 컨버터(1)와,
    상기 제1 및 상기 제2 전원선 사이에 설치되는 콘덴서(C1)와, 상기 제1 및 상기 제2 전원선 사이에서 상기 콘덴서와 직렬로 접속되고, 상기 콘덴서와의 직렬 경로에 있어서 상기 제1 전원선측에 애노드를 포함하는 다이오드(D1)를 가지는 스너버 회로(2)와,
    상기 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 유도성 부하(8)에 인가하는 인버터(3)와,
    상기 인버터와 상기 스너버 회로 사이에서 상기 제1 또는 상기 제2 전원선을 흐르는 전류를 검출하는 인버터측 전류 검출부(4)와,
    상기 제1 및 상기 제2 전원선(LH, LL) 사이에 설치되고, 상기 콘덴서(C1)보다 큰 정전 용량을 가지는 제2 콘덴서(C11)와,
    상기 제1 및 상기 제2 전원선 사이에서 상기 제2 콘덴서와 직렬로 접속되고, 상기 제2 콘덴서와의 직렬 경로에 있어서 상기 제1 전원선측에 애노드를 포함하는 제2 다이오드(D11)를 가지는 클램프 회로(5)와,
    상기 클램프 회로와 상기 컨버터(1) 사이에 설치되어, 상기 제2 전원선을 흐르는 전류를 검출하는 컨버터측 전류 검출부(6)를 구비하며,
    상기 콘덴서와 상기 다이오드(D1)의 직렬 접속체의 일단은 상기 클램프 회로와 상기 인버터 사이에서 상기 제1 전원선과 접속되고, 타단은 상기 컨버터측 전류 검출부보다 상기 컨버터측에서 상기 제2 전원선과 접속되는, 인다이렉트 매트릭스 컨버터.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 컨버터측 전류 검출부(6)는, 상기 클램프 회로(5)로부터 상기 컨버터(1)로 향하는 방향을 따라 상기 제2 전원선(LL)을 흐르는 전류만을 검출하는, 인다이렉트 매트릭스 컨버터.
  3. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 스너버 회로(2)는 상기 콘덴서(C1)에 병렬 접속된 저항(R1)을 더 구비하는, 인다이렉트 매트릭스 컨버터.
  4. 삭제
  5. 삭제
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