WO2012035743A1 - レーダ装置 - Google Patents

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WO2012035743A1
WO2012035743A1 PCT/JP2011/005114 JP2011005114W WO2012035743A1 WO 2012035743 A1 WO2012035743 A1 WO 2012035743A1 JP 2011005114 W JP2011005114 W JP 2011005114W WO 2012035743 A1 WO2012035743 A1 WO 2012035743A1
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signal
pulse
transmission
unit
width
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PCT/JP2011/005114
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裕人 向井
岸上　高明
中川　洋一
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パナソニック株式会社
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    • G01S7/28—Details of pulse systems
    • G01S7/285—Receivers

Definitions

  • the present invention relates to a radar apparatus using a radio frequency signal.
  • the FMCW radar changes the frequency of the carrier signal over time and transmits it as a transmission signal.
  • the FMCW radar identifies the distance to the reflection object by performing frequency analysis of the reception signal reflected by the reflection object and received by the radar.
  • Pulse radar technology measures the distance to a reflector by transmitting a pulse signal having a short time width as a transmission signal and detecting the time from when the signal is reflected by the reflector and received again by the radar. Is.
  • pulse radar In the case of a pulse radar, since the pulse signal transmitted from the radar is reflected by various objects existing in space, reflected waves of various directions and delay times are received by the radar as arrival waves. Such an environment is called a multipath environment. In a multipath environment, when the delay time of two incoming waves is smaller than the pulse width, it is difficult to separate the two incoming waves because the received pulses of these incoming waves overlap.
  • the separation resolution of the two incoming waves is determined by the pulse width of the pulse signal used as the transmission signal. Therefore, the smaller the pulse width, the higher the separation resolution, and the deterioration due to the influence of the multipath environment can be reduced. Therefore, in order to specify the position with high accuracy in the pulse radar, it is required to reduce the pulse width in order to obtain high separation resolution.
  • both the transmitter and the receiver require a wideband analog circuit or a high-speed digital circuit in the signal processing unit.
  • the DA converter circuit is relatively easy to operate at high speed
  • the AD converter circuit has a lower limit for speeding up than the DA converter circuit. Therefore, the separation resolution that is the basic performance of the radar is limited by the sampling period of the AD conversion circuit. For this reason, in order to obtain a higher separation resolution, a method for realizing a sampling resolution higher than the performance of the device of the AD conversion circuit is required.
  • the first method by measuring the AD conversion timing little by little and rearranging the data, a signal faster than the sampling clock of the AD conversion circuit can be converted into a digital value.
  • the measurement signal assumed by the sampling oscilloscope is a periodic signal.
  • the sampling timing of AD conversion it is necessary to accurately control the clock signal input to the AD conversion circuit, and there is a problem that the configuration of the control circuit and the clock generation circuit becomes complicated.
  • Patent Document 2 describes that the distance resolution of a radar can be improved by sampling a signal having a sampling frequency or higher by using a plurality of AD conversion circuits.
  • the circuit scale increases.
  • a circuit for continuing to give a certain amount of delay accurately after branching the sampling clock into a plurality of parts is required, resulting in complicated control and increased circuit.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to acquire digital signals at intervals shorter than the sampling timing of the AD conversion circuit without complicating the configuration of the AD conversion circuit and its peripheral circuits. And to improve the distance resolution of the radar apparatus.
  • a radar apparatus includes a signal generation unit that generates an intermittent signal having a predetermined signal width and signal interval, and a transmission signal position adjustment unit that adjusts a position on the time axis of the intermittent signal and outputs the signal as a transmission signal
  • a transmission RF unit that wirelessly transmits the transmission signal to a measurement target space, a reception RF unit that receives a reception signal including a reflected wave from an object in the measurement target space, and the reception signal.
  • An AD conversion unit that converts the signal into a digital signal; and an object detection unit that detects an object based on the received signal, wherein the transmission signal position adjustment unit A transmission signal whose position on the time axis is changed with a time adjustment amount shorter than the sampling interval is output.
  • the radar apparatus can shift the reception timing of each signal unit of the reception signal with respect to the sampling timing of AD conversion on the reception side. Therefore, the radar apparatus can sample the received signal at an interval shorter than the AD conversion sampling interval without complicating the configuration of the AD conversion circuit and its peripheral circuits, and the distance resolution is improved.
  • the present invention it is possible to acquire a digital signal at an interval shorter than the sampling timing of the AD conversion circuit without complicating the configuration of the AD conversion circuit and its peripheral circuits, and improve the distance resolution of the radar apparatus. it can.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a radar apparatus according to a first embodiment of the present invention.
  • Operation explanatory diagram showing an example of a pulse signal (generated pulse) output from the pulse generating unit of the first embodiment
  • Operation explanatory diagram showing an example of a pulse signal (transmission pulse) output from the pulse transmission position adjustment unit of the first embodiment
  • Block diagram showing a configuration example of a pulse transmission position adjustment unit Operation explanatory diagram schematically showing an operation when a received signal is sampled in the AD conversion unit of the first embodiment.
  • the block diagram which shows the structure of the radar apparatus which concerns on the 2nd Embodiment of this invention.
  • (A), (B) is an operation explanatory view showing an example of a pulse signal (generated pulse) output from the variable width pulse generating unit of the second embodiment.
  • (A), (B) is an operation explanatory view showing an example of a pulse signal (transmission pulse) output from the pulse transmission position adjustment unit of the second embodiment.
  • Operation explanatory diagram schematically showing the operation when the received signal is sampled in the AD conversion unit of the second embodiment. The figure for demonstrating the method to determine a measurement environment in the measurement environment detection part of 2nd Embodiment.
  • the block diagram which shows the structure of the radar apparatus which concerns on the 3rd Embodiment of this invention.
  • the block diagram which shows the structure of the radar apparatus which concerns on the 4th Embodiment of this invention.
  • a configuration example and operation of a radar apparatus will be described as an embodiment of the present invention.
  • a configuration in the case where a broadband pulse signal is used as a transmission signal in order to increase the resolution of the radar apparatus is illustrated.
  • the received signal can be sampled at an interval shorter than the AD conversion sampling interval without the need to increase the sampling frequency of the AD conversion circuit or add a peripheral circuit of the AD conversion circuit. Resolution is improved.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a radar apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the radar apparatus includes a pulse generation unit 101, a pulse transmission position adjustment unit 102, a DA conversion unit 103, a sampling clock generation unit 104, a multiplication unit 105, a transmission mixer unit 106, a local signal generation unit 107, an amplifier 108, and an antenna as transmission units. 109.
  • the radar apparatus includes an antenna 111, an amplifier 112, a reception mixer unit 113, an AD conversion unit 114, and a distance detection unit 115 as a reception unit. Note that the sampling clock generation unit 104 and the local signal generation unit 107 are used in common by the transmission unit and the reception unit.
  • the transmission mixer unit 106, the amplifier 108, and the antenna 109 are provided as an example of a configuration for realizing the function of the transmission RF unit.
  • the antenna 111, the amplifier 112, and the reception mixer unit 113 are provided as an example of a configuration that realizes the function of the reception RF unit.
  • the pulse generation unit 101 is an example of a configuration that realizes the function of the signal generation unit, and repeatedly generates and outputs a pulse signal having a predetermined pulse width at regular time intervals.
  • the generated pulse signal (generated pulse) is input to the pulse transmission position adjustment unit 102.
  • the pulse transmission position adjustment unit 102 is an example of a configuration that realizes the function of the transmission signal position adjustment unit.
  • the pulse transmission position adjusting unit 102 transmits a pulse signal transmission timing (pulse transmission) with a time adjustment amount shorter than the sampling interval of the AD conversion unit 114 of the receiving unit for the pulse signal at a constant interval output from the pulse generating unit 101. Position).
  • each pulse is delayed or advanced in the pulse signal.
  • a method for controlling the delay time when the pulse signal is delayed will be described later.
  • the pulse signal (transmission pulse) whose transmission timing is changed is input to the DA converter 103 as a transmission signal. Further, the pulse transmission position adjustment unit 102 outputs a pulse transmission position signal indicating the transmission timing (pulse transmission position) of the pulse signal to the distance detection unit 115 of the reception unit.
  • the sampling clock generation unit 104 generates a sampling clock for the AD conversion unit 114 of the reception unit.
  • the generated sampling clock is input to the AD conversion unit 114 and the multiplication unit 105. Further, the sampling clock is also input to the distance detection unit 115 of the reception unit. In this case, the circuit of the distance detection unit 115 is operated with a clock similar to the sampling clock of the AD conversion unit 114.
  • the distance detection unit 115 is realized by an FPGA or an LSI.
  • the operation clock of the FPGA or LSI may be too high. Therefore, in such a case, it is possible to create different frequencies from the clock of the same source oscillation, to make the operation clock of the FPGA or LSI low and the clock of the AD converter circuit high.
  • the multiplication unit 105 multiplies the sampling clock input from the sampling clock generation unit 104 in order to generate the sampling clock of the DA conversion unit 103 of the transmission unit. The multiplication rate at this time will be described later.
  • the multiplied sampling clock is input to the DA converter 103. Further, the multiplied sampling clock is also input to the pulse transmission position adjustment unit 102 and the pulse generation unit 101. At this time, the circuits of the pulse transmission position adjustment unit 102 and the pulse generation unit 101 are operated with the same clock as the sampling clock of the DA conversion unit 103.
  • the pulse transmission position adjustment unit 102 and the pulse generation unit 101 are realized by an FPGA, an LSI, or the like.
  • the operation clock of the FPGA or LSI may be too high. Therefore, in such a case, it is possible to create different frequencies from the clock of the same source oscillation, to make the operation clock of the FPGA or LSI low and the clock of the DA converter circuit high.
  • the DA converter 103 receives the pulse signal output from the pulse transmission position adjuster 102 and the multiplied sampling clock output from the multiplier 105.
  • the DA converter 103 converts the pulse signal from a digital signal to an analog signal according to the timing of the multiplied sampling clock.
  • the pulse signal of the transmission signal converted into the analog signal is input to the transmission mixer unit 106.
  • the local signal generation unit 107 includes a local oscillator, and generates a local signal for up-converting a baseband signal into an RF signal.
  • the generated local signal is input to the transmission mixer unit 106.
  • the local signal is also input to the reception mixer unit 113 of the reception unit.
  • the transmission mixer unit 106 includes a mixer and the like, and receives the pulse signal converted into the analog signal from the DA conversion unit 103 and the local signal from the local signal generation unit 107.
  • the transmission mixer unit 106 mixes the input pulse signal and the local signal, and up-converts the pulse signal from a baseband band to a radio frequency RF signal.
  • the up-converted pulse signal is input to the amplifier 108.
  • the amplifier 108 amplifies the transmission signal of the radio signal up-converted to the radio frequency.
  • the amplified radio signal is radiated and transmitted from the transmitting antenna 109 to the measurement target space.
  • the signal transmitted from the antenna 109 of the radar apparatus is reflected by the object, and the reflected wave signal is received by the receiving antenna 111.
  • the antenna for transmission and the antenna for reception may be shared by one antenna.
  • the radio signal received by the antenna 111 of the radar apparatus is input to the amplifier 112.
  • the amplifier 112 amplifies the reception signal of the radio signal received by the antenna 111.
  • This received signal includes a signal of a reflected wave from the object.
  • the reception signal amplified by the amplifier 112 is input to the reception mixer unit 113.
  • the reception mixer unit 113 includes a mixer and the like, and receives the output signal of the amplifier 112 and the local signal from the local signal generation unit 107 as inputs.
  • the reception mixer unit 113 mixes the input reception signal and the local signal, and down-converts the reception signal of the RF signal from the radio frequency to the baseband band.
  • the down-converted received signal is input to the AD conversion unit 114.
  • the architecture of the high-frequency portion of the radar apparatus described in this embodiment is a direct conversion system that directly converts an RF signal into a baseband signal, but is not limited to this.
  • an architecture using IF such as a superheterodyne method may be used.
  • filters such as a band limiting filter and an unnecessary radiation preventing filter, and a variable amplifier are omitted for the sake of simplicity.
  • the AD conversion unit 114 receives the reception signal down-converted to the baseband band output from the reception mixer unit 113 and the sampling clock output from the sampling clock generation unit 104.
  • the AD conversion unit 114 converts the received signal from an analog signal to a digital signal according to the timing of the sampling clock.
  • the received signal converted into the digital signal is input to the distance detection unit 115.
  • the distance detection unit 115 is an example of a configuration that realizes the function of the object detection unit.
  • the distance detection unit 115 receives the reception signal converted into the digital signal and the pulse transmission position signal output from the pulse transmission position adjustment unit 102.
  • the distance detection unit 115 performs detection processing of the received signal, pulse detection processing, and distance detection processing, and calculates the distance to the object.
  • the pulse detection process is a process of detecting a pulse (reception pulse) of a reflected wave from an object, and detects a pulse component in the reception signal using a comparator or the like.
  • the distance detection process is a process for detecting the distance to the object where the reflected wave is generated, and calculates the time from when the pulse signal is transmitted using the pulse transmission position signal until the received pulse of the reflected wave is detected. And converted to the distance to the object.
  • the distance detection unit 115 outputs the calculated distance information to an information processing unit, a display unit, and the like at the subsequent stage. Using this distance information, it is possible to perform various types of information processing on the detected object in the information processing unit, and further display the distance information on the display unit.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the use environment of the radar apparatus according to the present embodiment.
  • the radar apparatus 100 and the reflector 130 exist.
  • the transmission signal transmitted from the radar apparatus 100 is reflected by the reflector 130, and the reflected wave is received by the radar apparatus 100 again.
  • the transmission signal is changed while shifting the transmission timing (pulse transmission position) of the pulse signal in the pulse transmission position adjustment unit 102 in a time shorter than the sampling interval for sampling the reception signal in the AD conversion unit 114 of the reception unit.
  • This realizes pseudo oversampling, enables AD conversion of the received signal at an interval shorter than the sampling timing of the AD conversion circuit, and improves the separation resolution of the reflected wave.
  • FIG. 3 is an operation explanatory diagram showing an example of a pulse signal (generated pulse) output from the pulse generating unit 101 of the first embodiment.
  • the pulse signal is repeatedly generated and output at a constant cycle.
  • the arrow in the figure represents the timing of the sampling clock (DA conversion sampling clock) of the DA converter 103.
  • the pulse signal generation cycle (pulse repetition interval) is 1 ⁇ sec ( ⁇ s), but is not limited thereto.
  • the relationship between the sampling clock of the DA conversion unit 103 and the generated pulse signal is such that the DA conversion sampling clock is 1 / N times the pulse width of the pulse signal, as shown in FIG.
  • N 4
  • the value of the pulse width is not described.
  • the pulse width is 1 ns (ns), but the present invention is not limited to this.
  • the separation resolution is about 30 cm.
  • the pulse signal transmission interval determines the maximum detection distance that can be measured by the radar.
  • the pulse signal is transmitted for a longer time (wide time interval) than the time it takes to reflect the object at the maximum detection distance after the pulse signal is transmitted from the radar device and is received by the radar device again.
  • the pulse width of the pulse signal determines the separation resolution of the reflected wave from the object at the time of measurement.
  • the shorter the pulse width the shorter the distance at which the reflected waves from a plurality of objects can be separated, and higher resolution can be achieved.
  • the transmission signal is a signal that repeatedly transmits a single pulse signal having a predetermined pulse width at a predetermined cycle.
  • the transmission signal is an intermittent signal having a predetermined signal width and a signal interval.
  • the pulse signal may be a modulated signal obtained by frequency modulation or phase modulation. That is, in this embodiment, a pulse signal is used as the intermittent signal, and the signal unit of the intermittent signal is a single pulse, but the present invention is not limited to this.
  • FIG. 4 is an operation explanatory diagram showing an example of a pulse signal (transmission pulse) output from the pulse transmission position adjustment unit 102 of the first embodiment.
  • the pulse transmission position adjustment unit 102 changes the pulse position of the input pulse signal and adjusts the transmission timing (pulse transmission position) of the pulse signal.
  • the pulse signal output from the pulse generator 101 shown in FIG. 3 is used as an input signal.
  • FIG. 4 shows an output signal of the pulse transmission position adjustment unit 102.
  • the arrow in the figure represents the timing of the DA conversion sampling clock.
  • the pulse positions of the pulse signals (generated pulses) input to the pulse transmission position adjustment unit 102 are arranged at equal intervals.
  • the pulse transmission position adjusting unit 102 gives a delay of ⁇ seconds as a time adjustment amount every time a generated pulse is input.
  • the first input pulse need not be delayed. Therefore, the first pulse is output without delay.
  • ⁇ seconds represents one sample of DA conversion in the DA converter 103 (one clock of the DA conversion sampling clock, 1 / N (ns) in the illustrated example).
  • a delay of one sample is given. Since a delay of ⁇ seconds is given to the pulse repetition interval of 1 ⁇ s, the interval between the first pulse and the second pulse is 1 ⁇ + ⁇ seconds. Note that ⁇ seconds is not limited to a time corresponding to one sample of DA conversion, and may be an integer multiple of the sampling interval of DA conversion, for example.
  • the third pulse a delay of 2 ⁇ seconds.
  • a delay of 2 samples for DA conversion is given.
  • the interval is 1 ⁇ + 1 ⁇ + 2 ⁇ seconds.
  • the interval between the second pulse and the third pulse is 1 ⁇ + ⁇ seconds.
  • the 4th pulse is given a delay of 3 ⁇ seconds.
  • a delay of 3 samples for DA conversion is given. That is, the fourth pulse is transmitted after an interval of 1 ⁇ + 1 ⁇ + 1 ⁇ + 3 ⁇ seconds with respect to the first pulse.
  • the interval between the third pulse and the fourth pulse is 1 ⁇ + ⁇ seconds.
  • the fifth pulse is output without delay, as with the first pulse.
  • N 4 as an example, the delay operation is repeated with four pulses.
  • a set of these four pulses is one pattern of the transmission signal.
  • a repetition cycle is a pulse that does not give a delay when the remainder of i / N is 0, and the delay operation is cycled. Repeat.
  • the pulse transmission position adjustment unit 102 outputs a pulse signal in which the pulse transmission timing is shifted by giving a delay according to the law as described above.
  • the pulse transmission position adjustment unit 102 explained the method of delaying the transmission timing for each pulse in the pulse signal. However, even if the transmission timing for each pulse is advanced (decreasing the delay), Good.
  • the pulse generation unit 101 is configured to have the functions of a signal generation unit and a transmission signal position adjustment unit, and the pulse sequence to be generated is controlled so as to generate a pulse signal whose transmission timing is advanced for each pulse in advance. realizable.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration example of the pulse transmission position adjustment unit 102.
  • FIG. 5 shows an example of a specific configuration of the pulse transmission position adjustment unit 102.
  • the pulse transmission position adjustment unit 102 includes three registers 141, 142, and 143, a selection circuit 144, and a delay amount control circuit 145.
  • the first register 141 gives a delay of one operation clock to the input signal of the input pulse signal.
  • the output of the first register 141 is input to the second register 142 and the selection circuit 144.
  • the second register 142 gives a delay of one operation clock to the signal output from the first register 141.
  • the output of the second register 142 is input to the third register 143 and the selection circuit 144.
  • the third register 143 gives a delay of one operation clock to the signal output from the second register 142.
  • the output of the third register 143 is input to the selection circuit 144.
  • the selection circuit 144 outputs an output signal, an output signal from the first register 141, an output signal from the second register 142, and a third signal according to the delay amount selection signal output from the delay amount control circuit 145.
  • the output signal of the register 143 is selected from four types. Then, the selection circuit 144 outputs the selected signal as an output signal.
  • the delay amount control circuit 145 controls the delay amount (time adjustment amount) given to the input signal. At this time, the delay amount control circuit 145 outputs a delay amount selection signal for selecting an output from the four inputs of the selection circuit 144 to the selection circuit 144.
  • the delay amount control method of the delay amount control circuit 145 is as described in the operation of the pulse transmission position adjustment unit 102 shown in FIG. That is, the delay amount is controlled so as to give a delay of ⁇ seconds for each pulse in units of a predetermined number of pulses (here, 4).
  • FIG. 6 is an operation explanatory diagram schematically showing the operation when the received signal is sampled in the AD conversion unit 114 of the first embodiment.
  • “x” indicates a sample point, which indicates a value obtained by sampling the pulse signal of the reception signal at the timing indicated by the AD conversion sampling clock.
  • FIG. 6 shows a received signal that is transmitted from the radar device, reflected by a reflector, and received by the radar device again in the environment where the radar device shown in FIG. 2 is used.
  • one object is assumed as a reflector in this case.
  • the object is stationary. Even when the object moves, it is only necessary that the object can be regarded as stationary during the pulse repetition interval. When the object can be considered to be stationary, there is no difference in the path from transmission between pulses to reception.
  • the interval between the transmitted pulse signals is maintained as the interval between the received pulse signals. Therefore, when the pulse transmission position is delayed for each pulse of the transmission signal as shown in FIG. 4, the delay time of each pulse is stored and received as a reception signal.
  • the sampling clock for AD conversion of the received signal is slower than the sampling clock for DA conversion of the transmission signal.
  • the AD conversion sampling clock is set to 1/4 of the DA conversion sampling clock.
  • the ratio of the AD conversion and DA conversion sampling clocks is not limited to 1 ⁇ 4, and the DA conversion sampling clock may be earlier than the AD conversion.
  • the second received pulse is transmitted at a position delayed by ⁇ seconds from the pulse repetition interval (1 ⁇ sec) at the time of transmission, so that it is received after 1 ⁇ + ⁇ seconds with respect to the time when the first pulse was received. Therefore, in the case of FIG. 6, the positional relationship between the received signal and the AD conversion sampling clock is shifted by ⁇ seconds. As a result, the received signal is sampled at a position different from the first pulse, that is, at a timing delayed by ⁇ seconds.
  • the third pulse received is transmitted at a position delayed by 2 ⁇ seconds from the pulse repetition interval at the time of transmission, it is received after 1 ⁇ + ⁇ seconds with respect to the time when the second pulse is received. Therefore, in the case of FIG. 6, the positional relationship between the received signal and the AD conversion sampling clock is shifted by 2 ⁇ seconds. As a result, the received signal is sampled at a position different from the first and second pulses, that is, at a timing delayed by 2 ⁇ seconds.
  • the fourth received pulse was transmitted at a position delayed by 3 ⁇ seconds from the pulse repetition interval at the time of transmission, and therefore received after 1 ⁇ + ⁇ seconds with respect to the time when the third pulse was received. Therefore, in the case of FIG. 6, the positional relationship between the received signal and the AD conversion sampling clock is shifted by 3 ⁇ seconds. As a result, the received signal is sampled at a position different from the first, second, and third pulses, that is, at a timing delayed by 3 ⁇ seconds.
  • the fifth received pulse is received at the same position as the first pulse because there is no delay during transmission. For this reason, the received signal is sampled at the same position as the first pulse.
  • the timing at which the reception signal is sampled on the reception side can be changed and A / D converted for each repeatedly transmitted pulse.
  • pseudo oversampling in this example, 4 times oversampling with respect to the AD conversion sample clock and 4 times oversampling with respect to the pulse width
  • the distance detection unit 115 receives the digital value of the reception signal sampled by the AD conversion unit 114, and based on the pulse transmission position signal output from the pulse transmission position adjustment unit 102, determines the positional relationship between the sampling data and each pulse. To grasp.
  • the distance detection unit 115 generates a reception signal sampled at a delay time interval for each pulse ( ⁇ seconds in the illustrated example), that is, at a time interval equivalent to a DA conversion sampling clock.
  • pseudo oversampling is performed by rearranging these sample values for each number of pulses (one in the above example) that gives a delay of ⁇ seconds in the transmission signal.
  • a digital signal is generated.
  • a pseudo oversampling signal can be generated by rearranging the signals transmitted and received while changing the pulse position of the transmission signal based on the pulse transmission position and the sampling position. That is, oversampling can be performed with the time axis extended by the number of pulses of one pattern obtained by shifting the pulse transmission position of a pulse to be repeatedly transmitted by a predetermined amount.
  • pseudo oversampling is realized by changing the pulse position of the transmission signal in a time shorter than the sampling timing of AD conversion.
  • the separation resolution of the pulse radar device is determined by the pulse width of the transmission signal, it is necessary to narrow the pulse width in order to increase the separation resolution.
  • sampling with a resolution equal to or higher than the sampling frequency of the AD conversion circuit can be realized, so that a high separation resolution can be realized using a signal having a narrower pulse width.
  • the DA converter circuit operates faster than the AD converter circuit because of its structure.
  • the configuration described in this embodiment uses this feature.
  • the circuit is complicated, such as a method of adjusting the timing of the sampling clock of the AD converter circuit with an analog circuit, or a method of arranging a plurality of AD converter circuits in parallel and shifting the sampling clock of one AD converter circuit. It is different from the approach to do.
  • the circuit can be simplified, the power consumption can be reduced, and the cost can be reduced. it can.
  • the pulse width and pulse position of the pulse signal to be transmitted are changed according to the measurement environment of the radar apparatus. Therefore, the number of oversampling can be changed according to the measurement environment.
  • the requirement for radar separation resolution is low. That is, in an environment where there are few reflected waves, it is not always necessary to use a pulse signal having a narrow pulse width. In this case, a wide sampling interval for AD conversion is sufficient, and a clock with a low sampling frequency can be used. Therefore, by changing the pulse width according to the measurement environment, the number of pseudo oversampling can be reduced, so that the measurement time can be shortened.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a radar apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the second embodiment is an example in which the configuration of the radar apparatus according to the first embodiment is partially changed.
  • the description will focus on the parts different from the first embodiment, and the description of the same configuration as the first embodiment will be omitted.
  • the radar apparatus includes a variable width pulse generation unit 201, a pulse transmission position adjustment unit 202, a DA conversion unit 103, a sampling clock generation unit 104, a multiplication unit 105, a transmission mixer unit 106, a local signal generation unit 107, and an amplifier 108 as transmission units.
  • the antenna 109 is provided. Further, the radar apparatus includes an antenna 111, an amplifier 112, a reception mixer unit 113, an AD conversion unit 114, a distance detection unit 115, and a measurement environment detection unit 216 as reception units.
  • the radar apparatus of the second embodiment is different from the configuration of the first embodiment in that it includes a measurement environment detection unit 216 and a variable width pulse generation unit 201 instead of the pulse generation unit. Further, the operation of the pulse transmission position adjustment unit 202 is different from that of the first embodiment.
  • the variable width pulse generation unit 201 is an example of a configuration that realizes the function of the signal generation unit, and determines the pulse width of the pulse signal to be transmitted based on the measurement environment information output from the measurement environment detection unit 216. A method for determining the pulse width will be described later.
  • the variable width pulse generation unit 201 repeatedly generates and outputs a pulse signal having the determined pulse width at regular intervals of one hour. Further, the variable width pulse generation unit 201 outputs the pulse width information to the pulse transmission position adjustment unit 202.
  • the pulse transmission position adjustment unit 202 receives the pulse signal output from the variable width pulse generation unit 201 and pulse width information. This pulse transmission position adjustment unit 202 performs the same operation as the pulse transmission position adjustment unit 102 of the first embodiment, but changes the time ⁇ for delaying each pulse according to the pulse width of the pulse signal to be transmitted. Is different from the first embodiment.
  • the pulse transmission position adjustment unit 202 outputs a pulse signal in which the delay amount of each pulse is controlled according to the pulse width to the DA conversion unit 103.
  • the measurement environment detection unit 216 receives the reception signal converted into a digital value output from the AD conversion unit 114 as an input.
  • the measurement environment detection unit 216 extracts feature information related to the number of reflection objects in the measurement environment from the input received signal as measurement environment information. Then, the measurement environment information is output to the variable width pulse generation unit 201.
  • the feature information related to the number of reflection objects is, for example, the number of reflected waves.
  • the number of reflected waves exceeding the set threshold is counted, and the number of reflected waves is used as measurement environment information.
  • delay spread may be used as feature information related to the number of reflection objects. A method for determining the measurement environment will be described later.
  • FIG. 8 is an operation explanatory view showing an example of a pulse signal (generated pulse) output from the variable width pulse generating unit 201 of the second embodiment.
  • the variable width pulse generation unit 201 generates and outputs a variable width pulse signal based on the measurement environment information.
  • FIG. 8A shows a waveform when the pulse width is 1 nsec (ns) as an example
  • FIG. 8B shows a waveform when the pulse width is 2 nsec (ns) as an example.
  • the arrow in the figure represents the timing of the sampling clock (DA conversion sampling clock) of the DA converter 103.
  • variable width pulse generation unit 201 based on the measurement environment information, has a narrow pulse width 1n shown in FIG. 8A as the first signal width when the number of reflection objects is a predetermined value or more. Generate a pulse signal of seconds. When the number of reflection objects is smaller than a predetermined value, a pulse signal having a wide pulse width of 2 n seconds shown in FIG. 8B is generated as the second signal width wider than the first signal width.
  • FIG. 9 is an operation explanatory diagram showing an example of a pulse signal (transmission pulse) output from the pulse transmission position adjustment unit 202 of the second embodiment.
  • the pulse transmission position adjustment unit 202 changes the pulse position of the input pulse signal and adjusts the transmission timing (pulse transmission position) of the pulse signal.
  • the pulse signal output from the variable width pulse generator 201 shown in FIGS. 8A and 8B is used as an input signal.
  • 9A and 9B show output signals of the pulse transmission position adjusting unit 202 corresponding to FIGS. 8A and 8B, respectively.
  • FIG. 9A shows a waveform when a pulse signal having a pulse width of 1 ns is input
  • FIG. 9B shows a waveform when a pulse signal having a pulse width of 2 ns is input.
  • the arrow in the figure represents the timing of the DA conversion sampling clock.
  • the pulse position control method is changed so as to increase the delay amount according to the pulse width. That is, regardless of the pulse width, the number of samples of one pulse is controlled to be the same as a result of pseudo oversampling.
  • the first pulse input first does not give a delay and outputs without a delay.
  • the interval between the first pulse and the second pulse is 1 ⁇ + ⁇ 2 seconds. Therefore, the second pulse is output 1 ⁇ + ⁇ 2 seconds after the first pulse.
  • the third pulse is output without delay and without delay.
  • the interval between the third pulse and the fourth pulse is 1 ⁇ + ⁇ seconds. Therefore, the fourth pulse is output 1 ⁇ + ⁇ 2 seconds after the third pulse.
  • the range in which the pulse position can be taken depends on the ratio M between the AD conversion sampling clock and the DA conversion sampling clock.
  • a pattern that can take a pulse position is determined depending on how many times the sampling clock for DA conversion is larger than the sampling clock for AD conversion.
  • M 4 times patterns and 2 times patterns.
  • the pulse position pattern is repeated every four pulses.
  • the pulse position pattern is repeated every two pulses. Therefore, in order to realize the pseudo oversampling, four pulses are required in the case of FIG. 9A, but in the case of FIG.
  • the time required for pseudo oversampling differs depending on the pulse position control method, and the smaller the number of pulses required for repeating the pulse position pattern, the shorter the time required for processing.
  • the delay amount at the time of pulse position control is increased, the number of pulses of one pattern is reduced, and the time required for pseudo oversampling can be shortened.
  • the types of pulse widths of the pulse signals to be generated are two types in the above description, but are not limited thereto, and may be two or more types.
  • the pulse width may be determined in consideration of the separation resolution of the reflected wave and the time required for pseudo oversampling.
  • the wider the pulse width the smaller the number of pulses required for pseudo-oversampling.
  • the number of samples to be sampled if sampling is performed so that the number of samples per pulse is the same, the number of pulses required for pseudo oversampling can be reduced by increasing the pulse width. it can.
  • FIG. 10 is an operation explanatory diagram schematically showing an operation when the received signal is sampled in the AD conversion unit 114 of the second embodiment.
  • “x” indicates a sample point, which indicates a value obtained by sampling the pulse signal of the reception signal at the timing indicated by the AD conversion sampling clock.
  • FIG. 10 shows a signal received when FIG. 9B is transmitted. The received signal when FIG. 9A is transmitted is the same as that in FIG. 6 described in the first embodiment.
  • the assumed usage environment is the same as that of the first embodiment, and is the usage environment of the radar apparatus shown in FIG. FIG. 10 shows a received signal that is transmitted from the radar device, reflected by the reflector, and received again by the radar device in an environment where there is one reflector in the space targeted by the radar device. .
  • the reflecting object is stationary or can be regarded as stationary during the pulse repetition interval.
  • the object can be considered to be stationary, there is no difference in the path from transmission between pulses to reception.
  • the second received pulse was transmitted at a position delayed by ⁇ 2 seconds from the pulse repetition interval (1 ⁇ sec) at the time of transmission, if the object is considered to be stationary, it is also delayed by ⁇ 2 seconds at the time of reception. Received. Thus, the second received pulse is received 1 ⁇ + ⁇ 2 seconds after the time when the first pulse was received. Therefore, the positional relationship between the received signal and the AD conversion sampling clock is shifted by ⁇ 2 seconds. Due to this delay, the received signal is sampled at a position different from the first pulse, that is, at a timing delayed by ⁇ seconds.
  • the pulse interval returns to 1 ⁇ s.
  • the received signal is sampled at the same position as the first pulse.
  • the fourth received pulse like the second pulse, is given a delay of ⁇ 2 seconds at the time of transmission, and therefore is received after 1 ⁇ + ⁇ 2 seconds with respect to the time when the third pulse was received. Therefore, the received signal is sampled at a position different from the first and third pulses, that is, at the same timing delayed by ⁇ 2 seconds as the second pulse. As described above, similarly to the first and second relationships, reception is repeated thereafter.
  • the AD conversion position is shifted on the reception side, so the received signal is sampled at a different timing for each repeatedly transmitted pulse. Can do.
  • pseudo oversampling in this example, oversampling twice the sampling clock of the AD conversion, the pulse width (4 times oversampling).
  • FIG. 11 is a diagram for explaining a method of determining the measurement environment in the measurement environment detection unit 216 of the second embodiment.
  • FIG. 11 shows an example of the waveform of the received signal when the vertical axis is the received power and the horizontal axis is the delay time after the pulse is transmitted.
  • a solid line represents a received signal
  • a broken line represents a threshold for determining whether or not a reflected wave exists.
  • the threshold value is changed with time. As shown in the figure, control is performed so that the threshold value decreases as the delay time increases.
  • the reason for controlling the threshold in this way is that the signal power decreases according to the propagation distance through which radio waves are transmitted, and therefore the received power decreases as the delay time from the transmission of the pulse increases.
  • a threshold value may be set according to this control level.
  • the measurement environment detection unit 216 counts the number of times that the peak value of the received signal exceeds the threshold, and sets this as the number of reflected waves. As the number of reflected waves increases, the probability that the number of reflected waves received with the same delay time increases, so a high separation resolution is required. On the other hand, the smaller the number of reflected waves, the lower the probability of being received in the same delay time, so that high separation resolution is not required.
  • the variable width pulse generator 201 determines the pulse width according to the measurement environment information characterized by the number of reflection objects. When the number of reflected waves is large, a high separation resolution is required, so a narrow pulse width is set. When the number of reflected waves is small, a high separation resolution is not required, so a wide pulse width is set.
  • Non-Patent Document 1 Mitsuo Yokoyama, “Basics of Mobile Communication Technology”, Chapter 3, P.A. 68-70, Nikkan Kogyo Shimbun
  • the delay spread represents the spread of the delay time of the incoming wave.
  • a large delay spread value means that there are many reflectors in a wide range. Conversely, when the delay spread value is small, it means that there is little reflector. Therefore, when the delay spread value is large, it is required to separate incoming waves from many reflectors, so the pulse width is set narrow. On the other hand, when the delay spread value is small, the number of reflectors is small and high separation performance is not required, so the pulse width is set wide.
  • the pulse width can be varied according to the measurement environment (number of reflected waves, delay spread, etc.), and the number of pseudo oversampling can be adjusted according to the pulse width.
  • object detection, distance measurement, and the like can be performed with appropriate accuracy according to the measurement environment.
  • the measurement time by pseudo oversampling can be reduced.
  • the measurement time by pseudo oversampling can be reduced.
  • by realizing sampling with a resolution equal to or higher than the sampling frequency of the AD converter circuit it is possible to improve the separation resolution and perform highly accurate radar measurement.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a radar apparatus according to the third embodiment of the present invention.
  • the third embodiment is an example in which the configuration of the radar apparatus according to the second embodiment is partially changed.
  • the description will focus on the parts that are different from the second embodiment, and the description of the same configuration as the second embodiment will be omitted.
  • the radar apparatus of the third embodiment is different from the configuration of the second embodiment in that a pulse width control unit 317 is provided instead of the measurement environment detection unit 216.
  • the pulse width control unit 317 outputs a control signal to the variable width pulse generation unit 201 based on a predetermined condition, and controls the change of the pulse width.
  • the variable width pulse generation unit 201 determines the pulse width of the pulse signal to be transmitted based on the control signal from the pulse width control unit 317, and repeatedly generates and outputs a pulse signal having this pulse width at regular intervals. .
  • the pulse width variable operation in the variable width pulse generation unit 201 and the pulse transmission position control method in the pulse transmission position adjustment unit 202 are the same as in the second embodiment.
  • a control signal for determining the pulse width is output by giving a control instruction by a setting operation at the time of initial setting according to the installation location of the radar apparatus. If the number of reflection objects can be estimated to some extent depending on the installation location, such a pulse width changing method is possible. For example, the pulse width setting is changed such that the pulse width is narrow in an urban area and the pulse width is widened in a suburb.
  • a control signal for determining the pulse width is output by giving a control factor based on time information of the timer.
  • the pulse width setting is changed such that the pulse width is narrow during the daytime and the pulse width is widened at night. This is because when a sensor is installed in the city, there are many traffics of moving objects such as people and cars during the day. On the other hand, it is considered that there is little traffic of moving objects such as people and cars at night. Therefore, since there is a high possibility that the number of objects present in the area measured by the sensor is larger in the daytime, the pulse width is narrowed and the separation resolution is increased. Thereby, at night, it is possible to devise such as setting a wide pulse width and reducing power consumption.
  • the measurement environment detection unit 216 shown in FIG. 7 of the second embodiment may be used based on detection information that detects the measurement environment, such as measurement environment information.
  • a control signal for determining a pulse width is output by giving a control factor according to detection information such as measurement environment information. For example, depending on the detected environment, the pulse width setting is changed such that the pulse width is narrow in an environment where the number of objects is considered to be large and the pulse width is widened in an environment where the number of objects is considered to be small.
  • the pulse width can be made variable according to the measurement conditions, and the number of pseudo oversampling can be adjusted according to the pulse width. Thereby, the effect similar to 2nd Embodiment is acquired.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a radar apparatus according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the fourth embodiment is an example in which the configuration of the radar apparatus of the first embodiment is partially changed.
  • the description will focus on the parts different from the first embodiment, and the description of the same configuration as the first embodiment will be omitted.
  • the RF signal received by the receiving antenna is converted into an IF (Intermediate Frequency) signal by an analog circuit, and the IF signal is IF-sampled by the AD converter. This is a difference from the first embodiment.
  • the radar apparatus includes a frequency division unit 411 and a frequency conversion unit 417 in addition to the configuration of the first embodiment.
  • the function of the distance detection unit 115 of the first embodiment is configured to be separated into a pseudo oversample unit 416 and a distance detection unit 415.
  • the digital circuits of the pseudo oversampler 416, the frequency converter 417, and the distance detector 415 operate with the clock signal output from the sampling clock generator 104.
  • the local signal generation unit 107 is connected to the transmission mixer unit 106 and the frequency division unit 411, and inputs the generated local signal to the transmission mixer unit 106 and the frequency division unit 411.
  • the frequency divider 411 receives an RF frequency local signal (carrier signal) input from the local signal generator 107.
  • the frequency dividing unit 411 includes a frequency divider, divides the input signal into a predetermined value, and outputs the divided IF local signal.
  • the frequency of the IF local signal is set to the IF frequency sampled by the AD conversion unit 414.
  • a signal output from the frequency dividing unit 411 is input to the reception mixer unit 413.
  • the reception mixer unit 413 receives the IF local signal from the frequency division unit 411 and the reception signal output from the amplifier 112 as inputs.
  • the reception mixer unit 413 multiplies and mixes the IF local signal and the reception signal, and converts the reception signal from an RF frequency signal to an IF frequency signal.
  • the received signal converted to the IF frequency (hereinafter referred to as IF signal) is input to the AD conversion unit 414.
  • the AD conversion unit 414 receives the IF signal output from the reception mixer unit 413 and the sampling clock output from the sampling clock generation unit 104 as inputs.
  • the AD converter 414 uses the input sampling clock to sample the IF signal input at intervals corresponding to the sampling clock into a digital value, thereby converting it into a digital signal.
  • the IF signal converted into the digital signal is input to the pseudo oversampler 416.
  • the pseudo oversampling unit 416 is an IF signal sampled to a digital value output from the AD conversion unit 414, a sampling clock output from the sampling clock generation unit 104, and a pulse transmission output from the pulse transmission position adjustment unit 102.
  • the position signal is input.
  • the pseudo oversampling unit 416 performs pseudo oversampling on the input IF signal and outputs a pseudo oversampled IF signal. That is, the pseudo oversampling unit 416 has a pseudo oversampling function similar to the distance detection unit 115 of the first embodiment described above.
  • the pseudo oversampling function has been described as a part of the function of the distance detection unit 115 in the first embodiment. However, in the fourth embodiment, the pseudo oversampling function is made independent from the distance detection unit 115, and the pseudo oversampling function is performed. Part 416.
  • the pulse transmission position adjustment unit 102 shifts the pulse signal transmission timing (pulse transmission position) by a time shorter than the sampling interval for sampling the IF signal in the AD conversion unit 414 of the reception unit. A transmission signal is repeatedly transmitted.
  • the pseudo oversampling unit 416 performs pseudo oversampling using a low sampling clock by rearranging the IF signals sampled in the AD conversion unit 414 in accordance with the pulse positions based on the pulse transmission position signal.
  • the frequency converter 417 receives the pseudo oversampled IF signal output from the pseudo oversampler 416 and the sampling clock output from the sampling clock generator 104.
  • the frequency conversion unit 417 converts the input IF signal into a baseband signal.
  • the IF signal is converted into a baseband signal by multiplying a sine wave having a center frequency of the IF signal and a cosine wave.
  • the multiplication results are the in-phase component and the quadrature component of the baseband signal, respectively.
  • the frequency conversion unit 417 outputs the in-phase component and the quadrature component converted into the baseband signal.
  • the distance detection unit 415 receives the baseband signal output from the frequency conversion unit 417, the sampling clock output from the sampling clock generation unit 104, and the pulse transmission position signal output from the pulse transmission position adjustment unit 102. To do. The distance detector 415 detects the distance to the object using the baseband signal.
  • the distance detector 415 is the distance detector described in the first embodiment.
  • the function excluding the pseudo oversample function from the function of 115 is implemented. That is, the distance detection unit 415 has a function of calculating the pulse time from when the pulse signal is transmitted until it is received using the baseband signal output from the frequency conversion unit 417, and obtaining the distance to the object. carry out.
  • the baseband signal is not sampled into a digital signal as in the first embodiment, but the IF signal is sampled into a digital signal (IF sampling).
  • IF sampling sampling is performed using a higher sampling clock than when sampling a baseband signal.
  • the sampling clock is determined so that the sampling clock after pseudo oversampling satisfies the conditions of IF sampling. That is, the sampling frequency after pseudo oversampling is determined so as to satisfy the sampling theorem in the frequency band of the IF signal input to the AD conversion unit 414. That is, the sampling clock is multiplied by the number of pseudo oversampling to obtain a pseudo sampling frequency.
  • sampling clock generation unit 104 generates and outputs a clock signal that satisfies the above-described conditions as a sampling clock to be generated.
  • sampling can be performed by AD conversion with a lower sampling clock than in the case of normal IF sampling.
  • AD conversion is performed using a higher sampling frequency than when sampling a baseband signal.
  • AD conversion can be performed using a low-frequency sampling clock by pseudo oversampling. That is, IF sampling using a sampling clock having a frequency lower than that in the prior art is possible.
  • the bit width of the AD converter can be made wider than when a sampling clock with a high frequency is used. Increasing the bit width of AD conversion can increase the dynamic range of the signal to be sampled, and thus the range of the distance at which the object of the radar apparatus can be detected can be increased. Furthermore, as described in the first embodiment, since a pseudo high sampling rate can be realized, the separation resolution of the reflector can be increased even in the case of a configuration for IF sampling.
  • each functional block used in the description of each of the above embodiments is typically realized as an LSI that is an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them. Although referred to as LSI here, it may be referred to as IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and implementation with a dedicated circuit or a general-purpose processor is also possible.
  • An FPGA Field Programmable Gate Array
  • a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used.
  • the present invention can obtain a digital signal at an interval shorter than the sampling timing of the AD conversion circuit without complicating the configuration of the AD conversion circuit and its peripheral circuits, and can improve the distance resolution of the radar apparatus. And is useful as a radar device such as a pulse radar using a pulse signal as a transmission signal.

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Abstract

　ＡＤ変換回路のサンプリングタイミングよりも短い間隔でデジタル信号を取得可能とし、レーダ装置の距離分解能を向上する。パルス送信位置調整部１０２は、パルス生成部１０１にて生成され出力される一定間隔のパルス信号について、受信部のＡＤ変換部１１４のサンプリング間隔よりも短い時間の時間調整量αでパルス信号のタイミングをずらして送信位置を調整した送信信号を生成する。この際、パルス信号においてパルス毎の送信位置を時間調整量αずつ遅延させ、送信位置が元のパルス信号の位置となるまでを１パターンとする。距離検出部１１５は、送信信号に対応する受信信号がＡＤ変換部１１４においてサンプリングされたデジタル信号から、パルス信号の各パルスの送信位置の情報に基づき、時間調整量αの間隔で疑似的にオーバーサンプリングした状態の受信信号を生成する。

Description

レーダ装置
　本発明は、無線周波数信号を用いたレーダ装置に関する。
　近年、セキュリティ、物流、あるいはＩＴＳ（高度交通システム　Intelligent Transport Systems）といった分野において、高精度に位置を特定する技術が注目されている。位置を特定する方法として、高周波無線信号を用いたレーダ技術の開発が従来から行われてきた。この種のレーダ技術としては、ＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous-wave　　周波数変調連続波）レーダ技術、パルスレーダ技術などがある。
　ＦＭＣＷレーダは、キャリア信号の周波数を時間的に変化させて送信信号として送信し、反射物で反射してレーダで受信された受信信号の周波数解析を行うことにより、反射物までの距離を特定するものである。パルスレーダ技術は、短い時間幅のパルス信号を送信信号として送信し、この信号が反射物で反射して再びレーダで受信されるまでの時間を検出することにより、反射物までの距離を測定するものである。
　以下にパルスレーダについて記載する。パルスレーダの場合、レーダから送信されたパルス信号が空間に存在するさまざまな物体で反射するため、さまざまな方向及び遅延時間の反射波が到来波としてレーダで受信される。このような環境をマルチパス環境と呼ぶ。マルチパス環境においては、二つの到来波の遅延時間がパルス幅よりも小さいときは、これらの到来波の受信パルスが重なるために、二つの到来波を分離することは困難である。
　このように、二つの到来波の分離分解能は、送信信号として用いるパルス信号のパルス幅により決定される。したがって、パルス幅を小さくすればするほど分離分解能は高くなり、マルチパス環境の影響による劣化を減少させることができる。よって、パルスレーダにおいて、高精度な位置特定を行うには、高い分離分解能を得るためにパルス幅を小さくすることが求められる。
　パルス幅を小さくするには、広帯域な信号を扱う必要がある。そのため、送信機、受信機ともに、信号処理部において広帯域なアナログ回路または高速なデジタル回路が必要となる。特に、信号をアナログからデジタルへ変換するＡＤ変換回路、またはその逆操作のデジタルからアナログに変換するＤＡ変換回路の高速化が必要とされる。
　アナログ信号をデジタル信号にサンプリングする場合、サンプリング定理を満たすためには、サンプル対象の信号の２倍以上の帯域幅でサンプリングする必要がある。したがって、レーダの高精度化のためにパルス幅を小さくしようとすると、これに対応して、より短い間隔でサンプリングする必要がある。
日本国特公平５－４８６４８号公報 日本国特開２００８－１６０５４５号公報
　上記に説明したように、パルスレーダの分離分解能を高めるには、送信信号として用いるパルス信号のパルス幅を小さくする必要がある。そして、パルス幅を小さくするには、信号処理部のＡＤ変換回路及びＤＡ変換回路の高速化を図る必要がある。
　ここで、ＤＡ変換回路は高速動作が比較的容易であるが、ＡＤ変換回路はＤＡ変換回路に比べて高速化に対する限界が低い。したがって、ＡＤ変換回路のサンプリング周期によって、レーダの基本性能である分離分解能が制限される。このため、より高い分離分解能を得るには、ＡＤ変換回路のデバイスの性能以上のサンプリング分解能を実現する方法が必要となる。
　ＡＤ変換回路のサンプリングを高速化せずにサンプリングクロックの周波数（サンプリング周波数）以上の分解能で、すなわちＡＤ変換のサンプリングタイミングよりも短い間隔で、デジタル信号を取得する方法は、従来から、いくつか知られている。その第１の方法として、サンプリングオシロスコープに代表される、ＡＤ変換回路のサンプリングクロックのタイミングを変えながらサンプリングして測定する方法がある（特許文献１参照）。
　この第１の方法によれば、ＡＤ変換するタイミングを少しずつ、ずらしながら測定し、データを並び替えることにより、ＡＤ変換回路のサンプリングクロックよりも高速な信号をデジタル値に変換することができる。
　ここで、サンプリングオシロスコープが想定する測定信号は、周期的な信号である。しかし、ＡＤ変換のサンプリングタイミングをずらすためには、ＡＤ変換回路に入力するクロック信号を正確に制御する必要があり、制御回路及びクロック発生回路の構成が複雑になるという問題がある。
　また、第２の方法として、ＡＤ変換回路を複数使用し、個々のＡＤ変換回路のサンプリングタイミングを少しずつずらしたタイミングでサンプリングする方法がある（特許文献２参照）。この方法によれば、単体のＡＤ変換回路のサンプリング周波数以上の高速な信号を十分な分解能でサンプリングすることができる。
　特許文献２には、複数のＡＤ変換回路を用いて、サンプリング周波数以上の信号をサンプリングすることで、レーダの距離分解能の向上を図ることができるとの記載がある。しかし、この方法の場合、ＡＤ変換回路を複数用いるため、回路規模が増大する。さらに、サンプリングクロックを複数に分岐した後に一定量の遅延を正確に与え続けるための回路が必要となり、制御の複雑化、回路の増大が発生するという問題がある。
　本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、ＡＤ変換回路及びその周辺回路の構成を複雑にすることなく、ＡＤ変換回路のサンプリングタイミングよりも短い間隔でデジタル信号を取得可能とし、レーダ装置の距離分解能を向上することにある。
　本発明に係るレーダ装置は、所定の信号幅及び信号間隔を持つ間欠信号を生成する信号生成部と、前記間欠信号の時間軸上の位置を調整して送信信号として出力する送信信号位置調整部と、前記送信信号を測定対象空間に無線送信する送信ＲＦ部と、前記測定対象空間における物体からの反射波を含む受信信号を、前記測定対象空間から受信する受信ＲＦ部と、前記受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、前記受信信号に基づいて物体を検出する物体検出部と、を備え、前記送信信号位置調整部は、前記間欠信号の信号単位毎に、前記ＡＤ変換部のサンプリング間隔よりも短い時間調整量で前記時間軸上の位置を変更した送信信号を出力する、ものである。
　上記構成により、レーダ装置は、受信側のＡＤ変換のサンプリングタイミングに対して、受信信号の各信号単位の受信タイミングをずらすことが可能になる。したがって、レーダ装置は、ＡＤ変換回路及びその周辺回路の構成を複雑にすることなく、ＡＤ変換のサンプリング間隔よりも短い間隔で受信信号のサンプリングが可能になり、距離分解能が向上する。
　本発明によれば、ＡＤ変換回路及びその周辺回路の構成を複雑にすることなく、ＡＤ変換回路のサンプリングタイミングよりも短い間隔でデジタル信号を取得可能とし、レーダ装置の距離分解能を向上することができる。
本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 本実施形態のレーダ装置の使用環境を説明する図 第１の実施形態のパルス生成部より出力されるパルス信号（生成パルス）の一例を示した動作説明図 第１の実施形態のパルス送信位置調整部より出力されるパルス信号（送信パルス）の一例を示した動作説明図 パルス送信位置調整部の構成例を示すブロック図 第１の実施形態のＡＤ変換部において受信信号をサンプリングする際の動作を模式的に示した動作説明図 本発明の第２の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 （Ａ）、（Ｂ）は第２の実施形態の可変幅パルス生成部より出力されるパルス信号（生成パルス）の一例を示した動作説明図 （Ａ）、（Ｂ）は第２の実施形態のパルス送信位置調整部より出力されるパルス信号（送信パルス）の一例を示した動作説明図 第２の実施形態のＡＤ変換部において受信信号をサンプリングする際の動作を模式的に示した動作説明図 第２の実施形態の測定環境検出部において測定環境を判定する方法を説明するための図 本発明の第３の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 本発明の第４の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図
　以下に、本発明の実施形態として、レーダ装置の構成例及びその動作を説明する。本実施形態では、レーダ装置の高分解能化を図るために、送信信号として広帯域のパルス信号を用いる場合の構成を例示する。
　（第１の実施形態）
　第１の実施形態では、送信側において、生成したパルス信号のパルス毎に、受信側のＡＤ変換のサンプリング間隔よりも短い時間でタイミングをずらして送信位置を調整した送信信号を生成し、繰り返し送信する。
　これにより、受信側のＡＤ変換のサンプリングタイミングに対して、受信されるパルス信号の各パルスのタイミングをずらすことが可能になる。したがって、ＡＤ変換回路のサンプリング周波数を高くする、あるいはＡＤ変換回路の周辺回路を追加する等の方法をとる必要なく、ＡＤ変換のサンプリング間隔よりも短い間隔で受信信号のサンプリングが可能になり、距離分解能が向上する。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。レーダ装置は、送信部として、パルス生成部１０１、パルス送信位置調整部１０２、ＤＡ変換部１０３、サンプリングクロック生成部１０４、逓倍部１０５、送信ミキサ部１０６、ローカル信号発生部１０７、増幅器１０８、アンテナ１０９を含む構成である。また、レーダ装置は、受信部として、アンテナ１１１、増幅器１１２、受信ミキサ部１１３、ＡＤ変換部１１４、距離検出部１１５を含む構成である。なお、サンプリングクロック生成部１０４及びローカル信号発生部１０７は、送信部と受信部とで共通に用いられる。
　ここで、送信ミキサ部１０６、増幅器１０８、アンテナ１０９が送信ＲＦ部の機能を実現する構成の一例として設けられる。また、アンテナ１１１、増幅器１１２、受信ミキサ部１１３が受信ＲＦ部の機能を実現する構成の一例として設けられる。
　パルス生成部１０１は、信号生成部の機能を実現する構成の一例であり、所定のパルス幅のパルス信号を一定時間間隔で繰り返し生成し出力する。生成されたパルス信号（生成パルス）は、パルス送信位置調整部１０２に入力される。
　パルス送信位置調整部１０２は、送信信号位置調整部の機能を実現する構成の一例である。パルス送信位置調整部１０２は、パルス生成部１０１から出力される一定間隔のパルス信号について、受信部のＡＤ変換部１１４のサンプリング間隔よりも短い時間の時間調整量でパルス信号の送信タイミング（パルス送信位置）を調整する。
　この際、パルス信号においてパルス毎（各パルスによる信号単位毎）の送信タイミングを遅らせる、または早めるようにする。パルス信号を遅延させる場合の遅延時間の制御方法については後述する。送信タイミングを変更したパルス信号（送信パルス）は、送信信号として、ＤＡ変換部１０３に入力される。また、パルス送信位置調整部１０２は、パルス信号の送信タイミング（パルス送信位置）を示すパルス送信位置信号を受信部の距離検出部１１５に出力する。
　サンプリングクロック生成部１０４は、受信部のＡＤ変換部１１４のサンプリングクロックを生成する。生成したサンプリングクロックは、ＡＤ変換部１１４及び逓倍部１０５に入力される。さらに、サンプリングクロックは、受信部の距離検出部１１５にも入力される。この場合、ＡＤ変換部１１４のサンプリングクロックと同様のクロックで距離検出部１１５の回路を動作させる。
　一般的に、距離検出部１１５は、ＦＰＧＡまたはＬＳＩ等で実現される。本実施形態のように高速なサンプリングクロックを用いる場合、ＦＰＧＡまたはＬＳＩの動作クロックには高速すぎる場合がある。したがって、このような場合、同じ源振のクロックから異なる周波数を作成し、ＦＰＧＡまたはＬＳＩの動作クロックは低速に、ＡＤ変換回路のクロックは高速にすることも可能である。
　逓倍部１０５は、送信部のＤＡ変換部１０３のサンプリングクロックを生成するために、サンプリングクロック生成部１０４から入力されるサンプリングクロックを逓倍する。このときの逓倍率については、後述する。逓倍したサンプリングクロックは、ＤＡ変換部１０３に入力される。さらに、逓倍したサンプリングクロックは、パルス送信位置調整部１０２及びパルス生成部１０１にも入力される。この際、ＤＡ変換部１０３のサンプリングクロックと同様のクロックでパルス送信位置調整部１０２及びパルス生成部１０１の回路を動作させる。
　一般的に、パルス送信位置調整部１０２及びパルス生成部１０１は、ＦＰＧＡまたはＬＳＩ等で実現される。本実施形態のように高速なサンプリングクロックを用いる場合、ＦＰＧＡまたはＬＳＩの動作クロックには高速すぎる場合がある。したがって、このような場合、同じ源振のクロックから異なる周波数を作成し、ＦＰＧＡまたはＬＳＩの動作クロックは低速に、ＤＡ変換回路のクロックは高速にすることも可能である。
　ＤＡ変換部１０３は、パルス送信位置調整部１０２から出力されるパルス信号と逓倍部１０５から出力される逓倍したサンプリングクロックとを入力とする。ＤＡ変換部１０３は、逓倍したサンプリングクロックのタイミングに応じて、パルス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する。アナログ信号に変換された送信信号のパルス信号は、送信ミキサ部１０６へ入力される。
　ローカル信号発生部１０７は、局部発振器を有して構成され、ベースバンド信号をＲＦ信号へとアップコンバートするためのローカル信号を生成する。生成したローカル信号は、送信ミキサ部１０６へ入力される。また、ローカル信号は受信部の受信ミキサ部１１３にも入力される。
　送信ミキサ部１０６は、ミキサ等を有して構成され、ＤＡ変換部１０３からのアナログ信号に変換されたパルス信号と、ローカル信号発生部１０７からのローカル信号とを入力とする。送信ミキサ部１０６は、入力したパルス信号とローカル信号とを混合し、パルス信号をベースバンド帯域から無線周波数のＲＦ信号へとアップコンバートする。アップコンバートされたパルス信号は、増幅器１０８に入力される。
　増幅器１０８は、無線周波数にアップコンバートされた無線信号の送信信号を増幅する。増幅後の無線信号は、送信用のアンテナ１０９から測定対象空間へ放射されて送信される。測定対象空間に物体が存在する場合、レーダ装置のアンテナ１０９から送信された信号は、その物体で反射され、この反射波の信号が受信用のアンテナ１１１にて受信される。なお、送信用のアンテナと受信用のアンテナとを１つのアンテナで共用する構成としてもよい。
　レーダ装置のアンテナ１１１で受信された無線信号は、増幅器１１２に入力される。増幅器１１２は、アンテナ１１１で受信された無線信号の受信信号を増幅する。この受信信号には、物体からの反射波の信号が含まれる。増幅器１１２で増幅された受信信号は、受信ミキサ部１１３に入力される。
　受信ミキサ部１１３は、ミキサ等を有して構成され、増幅器１１２の出力信号とローカル信号発生部１０７からのローカル信号とを入力とする。受信ミキサ部１１３は、入力した受信信号とローカル信号とを混合し、ＲＦ信号の受信信号を無線周波数からベースバンド帯域にダウンコンバートする。ダウンコンバートされた受信信号は、ＡＤ変換部１１４に入力される。
　なお、本実施形態で説明するレーダ装置の高周波部分のアーキテクチャは、ＲＦ信号をベースバンド信号に直接変換するダイレクトコンバージョン方式としたが、これに限定されない。例えば、スーパーヘテロダイン方式のようなＩＦを用いるアーキテクチャでもよい。
　なお、本実施形態で説明するレーダ装置の構成において、帯域制限用または不要輻射防止用等のフィルタ、可変増幅器等の回路に関しては、説明を簡単にするため省略した。
　ＡＤ変換部１１４は、受信ミキサ部１１３から出力されるベースバンド帯域にダウンコンバートされた受信信号と、サンプリングクロック生成部１０４から出力されるサンプリングクロックとを入力とする。ＡＤ変換部１１４は、サンプリングクロックのタイミングに応じて、受信信号をアナログ信号からデジタル信号へ変換する。デジタル信号に変換された受信信号は、距離検出部１１５へ入力される。
　距離検出部１１５は、物体検出部の機能を実現する構成の一例である。この距離検出部１１５は、デジタル信号に変換された受信信号とパルス送信位置調整部１０２から出力されるパルス送信位置信号を入力とする。距離検出部１１５は、受信信号の検波処理、パルス検出処理、距離検出処理の各処理を行い、物体までの距離を算出する。ここで、パルス検出処理は、物体からの反射波のパルス（受信パルス）を検出する処理であり、コンパレータ等を用いて受信信号中のパルス成分を検出する。
　距離検出処理は、前記反射波が発生した物体までの距離を検出する処理であり、パルス送信位置信号を用いてパルス信号が送信されてから反射波の受信パルスが検出されるまでの時間を算出し、物体までの距離に換算する。距離検出部１１５は、算出した距離情報を後段の情報処理部、表示部等に出力する。この距離情報を用いて、情報処理部で検出物体に関する各種情報処理を行い、更に、表示部に距離情報を表示することが可能である。
　図２は、本実施形態のレーダ装置の使用環境を説明する図である。レーダの想定される使用環境では、レーダ装置１００と反射物１３０とが存在する。レーダ装置１００から送信された送信信号は、反射物１３０で反射し、その反射波が再びレーダ装置１００で受信される。
　本実施形態では、受信部のＡＤ変換部１１４において受信信号をサンプリングするサンプリング間隔よりも短い時間で、パルス送信位置調整部１０２においてパルス信号の送信タイミング（パルス送信位置）をずらしながら、送信信号を繰り返し送信する。これにより、疑似的なオーバーサンプリングが実現され、ＡＤ変換回路のサンプリングタイミングよりも短い間隔で受信信号のＡＤ変換が可能であり、反射波の分離分解能が向上する。
　図３は、第１の実施形態のパルス生成部１０１より出力されるパルス信号（生成パルス）の一例を示した動作説明図である。パルス生成部１０１において、パルス信号は、一定の周期で繰り返し生成されて出力される。図中の矢印はＤＡ変換部１０３のサンプリングクロック（ＤＡ変換サンプリングクロック）のタイミングを表す。図３の例では、パルス信号の生成周期（パルス繰り返し間隔）は１μ秒（μｓ）としが、これに限るものではない。
　ここで、ＤＡ変換部１０３のサンプリングクロックと生成するパルス信号との関係は、図３に示すように、ＤＡ変換サンプリングクロックがパルス信号のパルス幅の１／Ｎ倍である。本実施形態の例では、Ｎ＝４としたが、これに限ったものではない。なお、図中ではパルス幅の値については記載していない。ここでは一例として、パルス幅を１ｎ秒（ｎｓ）とするが、これに限ったものではない。パルス幅を１ｎ秒とした場合、約３０ｃｍの分離分解能となる。
　送信信号にパルス信号を用いた場合、パルス信号の送信間隔（パルス信号の生成周期）は、レーダにおいて測定できる最大検出距離を決定する。つまり、レーダ装置よりパルス信号が送信されてから想定している最大検出距離の物体で反射し、再びレーダ装置で受信されるまでの時間よりも、長い時間（広い時間間隔）をパルス信号の送信間隔とする。また、パルス信号のパルス幅は、測定時の物体からの反射波の分離分解能を決定する。ここで、パルス幅が短いほど、複数の物体からの反射波を分離可能な距離が短くなり、高分解能化を図れる。
　なお、送信信号は、本実施形態では所定のパルス幅を持つ単一のパルス信号を所定周期で繰り返し送信するものを用いるものとするが、所定の信号幅と信号間隔を持つ間欠信号であれば、これに限定されない。例えば、パルス信号が周波数変調または位相変調された変調信号などでもよい。すなわち、本実施形態では、間欠信号としてパルス信号を用い、間欠信号の信号単位を単一のパルスとしているが、これに限定されない。
　図４は、第１の実施形態のパルス送信位置調整部１０２より出力されるパルス信号（送信パルス）の一例を示した動作説明図である。パルス送信位置調整部１０２は、入力されるパルス信号のパルス位置を変更し、パルス信号の送信タイミング（パルス送信位置）を調整する。この際、図３に示したパルス生成部１０１より出力されるパルス信号を入力信号とする。図４はパルス送信位置調整部１０２の出力信号を示している。図中の矢印はＤＡ変換サンプリングクロックのタイミングを表す。
　パルス送信位置調整部１０２に入力されるパルス信号（生成パルス）のパルス位置は、等間隔に並べられている。パルス送信位置調整部１０２では、生成パルスのパルスが入力される毎に時間調整量としてα秒の遅延を与える。ここで、最初に入力された一番目のパルスは、遅延を与える必要はない。よって、一番目のパルスは遅延なしで出力する。
　図４に示すように、送信するパルス信号の最初のパルスを基準に考えると、二番目のパルスには、パルス繰り返し間隔に対し、α秒の遅延を与える。ここで、α秒は、ＤＡ変換部１０３におけるＤＡ変換の１サンプル分（ＤＡ変換サンプリングクロックの１クロック分、図示例では１／Ｎ（ｎｓ））を表すものとする。
　よって、図示例では１サンプルの遅延を与えたことになる。１μ秒のパルス繰り返し間隔にα秒の遅延を与えたので、一番目のパルスと二番目のパルスとの間隔は、１μ＋α秒となる。なお、α秒は、ＤＡ変換の１サンプルに相当する時間に限定するものではなく、例えば、ＤＡ変換のサンプリング間隔の整数倍でもかまわない。
　三番目のパルスには、２α秒の遅延を与える。本実施形態の場合、ＤＡ変換の２サンプルの遅延を与えたことになる。一番目のパルスに対しては、１μ＋１μ＋２α秒の間隔となる。また、二番目のパルスと三番目のパルスとの間隔は１μ＋α秒となる。
　四番目のパルスには、３α秒の遅延を与える。本実施形態の場合、ＤＡ変換の３サンプルの遅延を与えたことになる。つまり、四番目のパルスは、一番目のパルスに対しては、１μ＋１μ＋１μ＋３α秒の間隔の後に送信される。また、三番目のパルスと四番目のパルスとの間隔は１μ＋α秒となる。
　五番目のパルスには、一番目のパルスと同様、遅延を与えず、遅延なしで出力する。
　以降のパルスについて、同様に繰り返す。
　本実施形態では、一例としてＮ＝４としたため、４つのパルスで遅延動作が繰り返されることになる。この４つのパルスの組が送信信号の１パターンとなる。ここで、ｉ＝０，１，２，３，…，ｍを入力するパルス番号とすると、繰り返し周期はｉ／Ｎの余りが０のときに遅延を与えないパルスが入力され、遅延動作を周期的に繰り返す。
　パルス送信位置調整部１０２は、上記に示すような法則で遅延を与えてパルスの送信タイミングをずらしたパルス信号を出力する。
　なお、上記の説明では、パルス送信位置調整部１０２において、パルス信号におけるパルス毎の送信タイミングを遅延させる方法について説明したが、パルス毎の送信タイミングを早める（遅延を減らす）方向に制御してもよい。この場合、パルス生成部１０１において信号生成部と送信信号位置調整部の機能を有する構成とし、予めパルス毎に送信タイミングを早めたパルス信号を生成するように、発生させるパルス系列を制御することによって実現できる。
　図５は、パルス送信位置調整部１０２の構成例を示すブロック図である。図５はパルス送信位置調整部１０２の具体的な構成の一例を示したものである。パルス送信位置調整部１０２は、３つのレジスタ１４１、１４２、１４３、選択回路１４４、遅延量制御回路１４５を有して構成される。
　第１のレジスタ１４１は、入力されるパルス信号の入力信号に対して、動作クロック１クロック分の遅延を与える。第１のレジスタ１４１の出力は、第２のレジスタ１４２と選択回路１４４とに入力される。
　第２のレジスタ１４２は、第１のレジスタ１４１から出力される信号に対して、動作クロック１クロック分の遅延を与える。第２のレジスタ１４２の出力は、第３のレジスタ１４３と選択回路１４４とに入力される。
　第３のレジスタ１４３は、第２のレジスタ１４２から出力される信号に対して、動作クロック１クロック分の遅延を与える。第３のレジスタ１４３の出力は、選択回路１４４に入力される。
　選択回路１４４は、遅延量制御回路１４５から出力される遅延量選択信号に応じて、出力する信号を、入力信号、第１のレジスタ１４１の出力信号、第２のレジスタ１４２の出力信号、第３のレジスタ１４３の出力信号の４種類の中から選択する。そして、選択回路１４４は、選択した信号を出力信号として出力する。
　遅延量制御回路１４５は、入力信号に対して与える遅延量（時間調整量）を制御する。この際、遅延量制御回路１４５は、選択回路１４４の４つの入力から出力を選択するための遅延量選択信号を選択回路１４４に出力する。遅延量制御回路１４５の遅延量制御方法については、図４で示したパルス送信位置調整部１０２の動作説明のとおりである。すなわち、所定のパルス数（ここでは４つ）を単位として、パルス毎にα秒の遅延を与えるように遅延量を制御する。
　図６は、第１の実施形態のＡＤ変換部１１４において受信信号をサンプリングする際の動作を模式的に示した動作説明図である。図６において、×印はサンプル点であり、ＡＤ変換サンプリングクロックで示されるタイミングで受信信号のパルス信号をサンプリングした値を示している。図６では、図２に示したレーダ装置の使用環境において、レーダ装置からパルス信号を送信し、反射物で反射して再びレーダ装置で受信される受信信号を示している。
　この場合の反射物となる物体は、図２に示したように、一つを想定している。ここでは、物体は静止していると仮定している。なお、物体が移動する場合においても、パルスの繰り返し間隔の間に物体が静止しているとみなすことができればよい。物体が静止状態であるとみなせる場合、パルス間で送信してから受信されるまでの経路に差が生じない。
　ここで、物体が移動する場合の数値例を示す。例えば、物体が時速１００ｋｍ／ｈで移動する車と仮定する。この車が、１０回のパルスを繰り返し送信する時間に相当する、１０μ秒で移動する距離を考えると、約２７７μメートルである。この際、１００ｋｍ／ｈをｍ／秒に変換すると、１００×１０００ｍ÷３６００秒＝２７．７ｍ／秒である。よって、１μ秒あたりの移動距離は、２７．７÷１０６＝２７．７μｍとなり、１０μ秒では２７７μｍとなる。したがって、時速１００ｋｍ／ｈで移動する車は、１０μ秒間で見ると十分静止環境であるとみなせる。
　反射する物体が静止しているか、或いは注目する時間が非常に短く、物体が静止しているとみなせるとき、受信されるパルス信号の間隔は、送信されたパルス信号の間隔が維持される。したがって、図４のように送信信号のパルス毎にパルス送信位置を遅延させた場合、各パルスの遅延時間が保存されて受信信号として受信される。
　受信信号とＡＤ変換のサンプリングクロックとの位置関係が図６に示す関係であるとする。
　なお、受信信号をＡＤ変換するときのサンプリングクロックは、送信信号をＤＡ変換するサンプリングクロックよりも遅い。本実施形態では、ＡＤ変換のサンプリングクロックは、ＤＡ変換のサンプリングクロックの１／４とした。なお、ＡＤ変換とＤＡ変換のサンプリングクロックの比は、１／４に限られるものではなく、ＡＤ変換よりもＤＡ変換のサンプリングクロックが早ければよい。
　受信信号において、一番目に受信されるパルスは、図６に示す受信信号とサンプリングクロックの位置関係では検出することは困難である。
　二番目に受信されるパルスは、送信時にパルス繰り返し間隔（１μ秒）からα秒遅延させた位置で送信されたので、一番目のパルスが受信された時間に対して１μ＋α秒後に受信される。したがって、図６の場合、受信信号とＡＤ変換サンプリングクロックとの位置関係がα秒ずれる。これにより、一番目のパルスと異なる位置、つまりα秒遅れたタイミングで受信信号がサンプリングされる。
　三番目に受信されるパルスは、送信時にパルス繰り返し間隔から２α秒遅延させた位置で送信されたので、二番目のパルスが受信された時間に対して１μ＋α秒後に受信される。したがって、図６の場合、受信信号とＡＤ変換サンプリングクロックとの位置関係が２α秒ずれる。これにより、一番目、二番目のパルスと異なる位置、つまり２α秒遅れたタイミングで受信信号がサンプリングされる。
　四番目に受信されるパルスは、送信時にパルス繰り返し間隔から３α秒遅延させた位置で送信されたので、三番目のパルスが受信された時間に対して１μ＋α秒後に受信される。したがって、図６の場合、受信信号とＡＤ変換サンプリングクロックとの位置関係が３α秒ずれる。これにより、一番目、二番目、三番目のパルスと異なる位置、つまり３α秒遅れたタイミングで受信信号がサンプリングされる。
　五番目に受信されるパルスは、送信時に遅延を与えていないため、一番目のパルスと同じ位置で受信される。このため、一番目のパルスと同じ位置で受信信号がサンプリングされる。
　上記のように、送信側で送信信号のパルス送信位置を変更して送信することにより、繰り返し送信されるパルス毎に、受信側で受信信号をサンプリングするタイミングを変更してＡＤ変換することができる。異なるタイミングでサンプリングした受信信号のサンプル値を合わせることで、疑似的なオーバーサンプリング（この例ではＡＤ変換のサンプルクロックに対して４倍のオーバーサンプリング、パルス幅に対して４倍のオーバーサンプル）を実現できる。
　距離検出部１１５は、ＡＤ変換部１１４でサンプリングされたデジタル値の受信信号を入力し、パルス送信位置調整部１０２から出力されるパルス送信位置信号に基づき、サンプリングデータと各パルスとの位置関係を把握する。そして、距離検出部１１５は、パルス毎の遅延時間の間隔（図示例ではα秒）、すなわちＤＡ変換のサンプリングクロックと同等の時間間隔でサンプリングされた状態の受信信号を生成する。
　この際、図６に示したパルス毎のパルス位置とサンプリング位置の情報に基づき、各パルスに対してサンプル点がずれた状態の受信信号の値を並べ直して組み合わせることで、このずれ量に相当する短い時間間隔でサンプリングしたものと同等のデジタル信号を生成する。
　ここで、受信信号のサンプル値について、送信信号においてα秒ずつの遅延を与える１パターンのパルスの数（上記例では４）ごとに、これらのサンプル値を並べ替えることで、疑似的なオーバーサンプリングによるデジタル信号が生成される。
　このように、送信信号のパルス位置を変更しながら送受信した信号について、パルス送信位置とサンプリング位置に基づいて並べ直すことで、疑似的なオーバーサンプリング信号を生成することができる。すなわち、繰り返し送信するパルスのパルス送信位置を所定量ずらした１パターンのパルス数分だけ、時間軸を延長した形でオーバーサンプリングを行うことができる。
　この際、ＡＤ変換のサンプリングタイミングよりも短い時間で送信信号のパルス位置を変更することにより、疑似的なオーバーサンプリングを実現する。
　上記に説明した本実施形態の構成により、ＡＤ変換回路のサンプリング周波数を高くすることなく、オーバーサンプリングを実現できる。
　また、パルスレーダ装置の分離分解能は送信信号のパルス幅で決定されるため、分離分解能を高くするためには、パルス幅を狭くする必要がある。しかし、パルス幅を狭くするためには、ＡＤ変換回路のサンプリング周波数を高くする必要が発生する。ＡＤ変換回路のサンプリング周波数にはデバイスの限界があるため、現実的には数ＧＨｚのサンプリング周波数でＡＤ変換を行うことは難しい。
　そこで、本実施形態で説明した構成を用いれば、ＡＤ変換回路のサンプリング周波数以上の分解能でのサンプリングを実現できるため、より狭いパルス幅の信号を用いて高い分離分解能を実現できる。
　また、一般的に、その構造からＤＡ変換回路はＡＤ変換回路よりも高速に動作する。本実施形態で説明した構成は、この特徴を利用している。このため、ＡＤ変換回路のサンプリングクロックをアナログ回路でタイミング調整する方法、あるいは複数のＡＤ変換回路をパラレルに配置し、片方のＡＤ変換回路のサンプリングクロックをずらす方法などのように、回路を複雑にするアプローチとは異なる。
　したがって、本実施形態では、ＡＤ変換回路よりも高速なＤＡ変換回路を使用し、送信信号のパルス位置をデジタルで制御するため、回路の簡易化、消費電力の減少、コストの低減を図ることができる。
　（第２の実施形態）
　パルス信号として各パルスの送信タイミングをずらしながら繰り返し送信し、疑似的にオーバーサンプリングを行う場合、オーバーサンプリング数分のパルス送信を繰り返す必要があるため、測定に時間を要する。さらに、送信タイミングをずらす時間（時間調整量）をＡＤ変換のサンプルリング間隔に対して短くとるほど、測定に時間が必要である。
　そこで、第２の実施形態では、レーダ装置の測定環境に応じて、送信するパルス信号のパルス幅とパルス位置を変更する。これにより、測定環境に応じたオーバーサンプリング数の変更が可能になる。
　レーダ装置の測定環境において、固定的な反射物体が多数存在しない場合、レーダの分離分解能の要求は低い。つまり、反射波の少ない環境においては、パルス幅の狭いパルス信号を用いる必要は必ずしもない。この場合、ＡＤ変換のサンプリング間隔も広いもので十分であり、サンプリング周波数も低い周波数のクロックを用いることができる。したがって、測定環境に応じてパルス幅を変化させることで、疑似的なオーバーサンプリング数を減少できるので、測定時間の短縮を図れる。
　図７は、本発明の第２の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。第２の実施形態は、第１の実施形態のレーダ装置の構成を一部変更した例である。ここでは、第１の実施形態と異なる部分を中心に説明し、第１の実施形態と同様の構成については、その説明を省略する。
　レーダ装置は、送信部として、可変幅パルス生成部２０１、パルス送信位置調整部２０２、ＤＡ変換部１０３、サンプリングクロック生成部１０４、逓倍部１０５、送信ミキサ部１０６、ローカル信号発生部１０７、増幅器１０８、アンテナ１０９を備えている。また、レーダ装置は、受信部として、アンテナ１１１、増幅器１１２、受信ミキサ部１１３、ＡＤ変換部１１４、距離検出部１１５、測定環境検出部２１６を備えている。
　第２の実施形態のレーダ装置は、測定環境検出部２１６を備えることと、パルス生成部に代わり可変幅パルス生成部２０１を備える点が第１の実施形態の構成と異なる。また、パルス送信位置調整部２０２の動作が第１の実施形態と異なる。
　可変幅パルス生成部２０１は、信号生成部の機能を実現する構成の一例であり、測定環境検出部２１６から出力される測定環境情報に基づき、送信するパルス信号のパルス幅を決定する。パルス幅の決定方法については後述する。そして、可変幅パルス生成部２０１は、決定したパルス幅を持つパルス信号を、一時間定間隔で繰り返し生成し出力する。また、可変幅パルス生成部２０１は、パルス幅情報をパルス送信位置調整部２０２へ出力する。
　パルス送信位置調整部２０２は、可変幅パルス生成部２０１が出力するパルス信号とパルス幅情報を入力とする。このパルス送信位置調整部２０２は、第１の実施形態のパルス送信位置調整部１０２と同様の動作を行うが、送信するパルス信号のパルス幅に応じて各パルスを遅延させる時間αを変更する点が第１の実施形態と異なる。パルス送信位置調整部２０２は、パルス幅に応じて各パルスの遅延量を制御したパルス信号をＤＡ変換部１０３へ出力する。
　測定環境検出部２１６は、ＡＤ変換部１１４から出力されるデジタル値に変換された受信信号を入力とする。測定環境検出部２１６は、入力される受信信号から測定環境における反射物の存在数に関連する特徴情報を測定環境情報として抽出する。そして、可変幅パルス生成部２０１に対して測定環境情報を出力する。
　反射物の存在数に関連する特徴情報は、例えば、反射波の本数とする。この場合、設定した閾値を超える反射波についてカウントし、反射波の本数を測定環境情報とする。また別の例としては、遅延スプレッドを反射物の存在数に関連する特徴情報としても良い。測定環境の判定方法については後述する。
　図８は、第２の実施形態の可変幅パルス生成部２０１より出力されるパルス信号（生成パルス）の一例を示した動作説明図である。可変幅パルス生成部２０１において、測定環境情報に基づいて可変幅のパルス信号を生成し出力する。図８（Ａ）は一例としてパルス幅を１ｎ秒（ｎｓ）とした場合の波形を示し、図８（Ｂ）は一例としてパルス幅を２ｎ秒（ｎｓ）とした場合の波形を示している。
　図中の矢印はＤＡ変換部１０３のサンプリングクロック（ＤＡ変換サンプリングクロック）のタイミングを表す。４ＧＨｚのサンプリングクロックでサンプリングしている場合、パルス信号の波形とＤＡ変換サンプリングクロックとは、図８（Ａ）、（Ｂ）に示すような関係となる。すなわち、１ｎ秒のパルス幅が４サンプル分、２ｎ秒のパルス幅が８サンプル分となる。つまり、第一の実施形態と同様にＤＡ変換サンプリングクロックがパルス幅の１／Ｎ倍であると標記すると、図８（Ａ）の場合は、第１の実施形態で説明した動作と同様にＮ＝４である。図８（Ｂ）の場合は、Ｎ＝８である。
　図示例の場合、可変幅パルス生成部２０１は、測定環境情報に基づき、反射物の存在数が所定値以上の場合は、第１の信号幅として、図８（Ａ）に示す狭いパルス幅１ｎ秒のパルス信号を生成する。また、反射物の存在数が所定値より小さい場合は、第１の信号幅より広い第２の信号幅として、図８（Ｂ）に示す広いパルス幅２ｎ秒のパルス信号を生成する。
　図９は、第２の実施形態のパルス送信位置調整部２０２より出力されるパルス信号（送信パルス）の一例を示した動作説明図である。パルス送信位置調整部２０２は、入力されるパルス信号のパルス位置を変更し、パルス信号の送信タイミング（パルス送信位置）を調整する。この際、図８（Ａ）、（Ｂ）に示した可変幅パルス生成部２０１より出力されるパルス信号を入力信号とする。図９（Ａ）、（Ｂ）は図８（Ａ）、（Ｂ）にそれぞれ対応するパルス送信位置調整部２０２の出力信号を示している。
　図９（Ａ）はパルス幅１ｎ秒のパルス信号を入力した場合の波形を示し、図９（Ｂ）はパルス幅２ｎ秒のパルス信号を入力した場合の波形を示している。図中の矢印はＤＡ変換サンプリングクロックのタイミングを表す。ここで、ＤＡ変換部１０３のサンプリングクロックとＡＤ変換部１１４のサンプリングクロックとの比をＭ（Ｍ＝４）とする。
　図９（Ａ）は、パルス幅１ｎ秒の場合に、遅延量α１＝１／Ｍ（ｎｓ）（パルス幅の１／Ｍ倍、Ｍ＝４）とした場合のパルス位置制御方法の例であり、第１の実施形態で説明した動作と同様である。
　図９（Ｂ）は、パルス幅２ｎ秒の場合に、遅延量α２＝２／Ｍ（ｎｓ）（パルス幅の１／Ｍ倍、Ｍ＝４）とした場合のパルス位置制御方法の例である。このように、パルス幅を広くした場合は、このパルス幅に応じて遅延量を大きくするように、パルス位置制御方法を変更する。つまり、パルス幅にかかわらず、疑似オーバーサンプルした結果、一つのパルスをサンプルする数が同じになるように制御する。図９（Ａ）はＮ＝４であり、図９（Ｂ）はＮ＝８である。したがって、図９（Ｂ）もＮ＝４になるように制御する。
　最初に入力された一番目のパルスは、遅延を与えず、遅延なしで出力する。
　二番目のパルスには、パルス繰り返し間隔に対し、α２秒（α２＝２／Ｍ（ｎｓ））の遅延を与える。これは、ＤＡ変換部１０３におけるＤＡ変換の２サンプル分（ＤＡ変換サンプリングクロックの２クロック分）の遅延である。一番目のパルスと二番目のパルスとの間隔は、１μ＋α２秒となる。よって、二番目のパルスは一番目のパルスから１μ＋α２秒後に出力される。
　三番目のパルスは、遅延を与えず、遅延なしで出力する。
　四番目のパルスには、α２秒（α２＝２／Ｍ（ｎｓ））の遅延を与える。これは、ＤＡ変換の２サンプル分の遅延である。三番目のパルスと四番目のパルスとの間隔は、１μ＋α秒となる。よって、四番目のパルスは三番目のパルスから１μ＋α２秒後に出力される。
　以降のパルスについて、同様に繰り返す。
　上記のように、パルス位置の取れる範囲は、ＡＤ変換のサンプリングクロックとＤＡ変換のサンプリングクロックの比Ｍに依存する。ＡＤ変換のサンプリングクロックに対して、ＤＡ変換のサンプリングクロックが何倍であるかにより、パルス位置を取れるパターンが決定される。上記説明ではＭ＝４であるので、４倍のパターンと２倍のパターンが存在する。Ｍはこれに限るものではなく、Ｍ＝２以上を満たせばよい。
　図９（Ａ）では、パルス位置のパターンが４パルス毎に繰り返されている。また、図９（Ｂ）では、パルス位置のパターンが２パルス毎に繰り返されている。したがって、疑似オーバーサンプリングを実現するには、図９（Ａ）の場合４パルス必要であるのに対して図９（Ｂ）の場合２パルスで完了する。
　このように、パルス位置の制御方法により、疑似オーバーサンプリングに必要な時間が異なり、パルス位置のパターンの繰り返しに必要なパルス数が少ないほど、処理に必要な時間は短くなる。ここで、パルス位置制御時の遅延量を大きくするほど、１パターンのパルス数が少なくなり、疑似オーバーサンプリングに必要な時間を短くできる。
　なお、可変幅パルス生成部２０１において、生成するパルス信号のパルス幅の種類は、上記説明では二種類としたがこれに限るものではなく、二種類以上でもよい。パルス幅は、反射波の分離分解能と疑似オーバーサンプリングに必要な時間を考慮して決定すればよい。
　ここで、ＡＤ変換とＤＡ変換のサンプリングクロックの周波数を固定した条件で考えると、パルス幅が広いほど、疑似オーバーサンプリングに必要なパルス数を少なくできる。これは、一つのパルスをサンプリングする数で考えると、一パルスあたりのサンプル数が同じになるようにサンプリングするとすれば、パルス幅を広げた分、疑似オーバーサンプリングに必要なパルス数を減らすことができる。
　図１０は、第２の実施形態のＡＤ変換部１１４において受信信号をサンプリングする際の動作を模式的に示した動作説明図である。図１０において、×印はサンプル点であり、ＡＤ変換サンプリングクロックで示されるタイミングで受信信号のパルス信号をサンプリングした値を示している。図１０は、図９（Ｂ）が送信された場合に受信される信号を表す。図９（Ａ）が送信された場合の受信信号は、第１の実施形態において説明した図６と同様である。
　想定する使用環境は第１の実施形態と同様であり、図２に示したレーダ装置の使用環境とする。図１０では、レーダ装置が対象とする空間に反射物が一つ存在する環境において、レーダ装置からパルス信号を送信し、反射物で反射してレーダ装置で再び受信される受信信号を示している。
　ここで、反射する物体は静止しているか、あるいはパルスの繰り返し間隔の間に静止しているとみなせるものとする。物体が静止状態であるとみなせる場合、パルス間で送信してから受信されるまでの経路に差が生じない。
　受信信号において、一番目に受信されるパルスは、図１０のような位置関係で受信されたとする。この場合、パルス幅を広げたことにより、図６に示した第１の実施形態のように、検出が困難な状況は発生しない。
　二番目に受信されるパルスは、送信時にパルス繰り返し間隔（１μ秒）からα２秒遅延させた位置で送信されたので、物体が静止状態であるとみなすと、受信時にもα２秒遅延して受信される。よって、二番目に受信されるパルスは、一番目のパルスが受信された時間に対して１μ＋α２秒後に受信される。したがって、受信信号とＡＤ変換サンプリングクロックとの位置関係がα２秒ずれる。この遅延により、一番目のパルスと異なる位置、つまりα秒遅れたタイミングで受信信号がサンプリングされる。
　三番目に受信されるパルスは、一番目のパルスと同様に送信時にα２秒の遅延を与えないので、１μ秒のパルス間隔に戻る。この場合、一番目のパルスと同じ位置で受信信号がサンプリングされる。
　四番目に受信されるパルスは、二番目のパルスと同様、送信時にα２秒の遅延が与えられるため、三番目のパルスが受信された時間に対して１μ＋α２秒後に受信される。したがって、一番目、三番目のパルスと異なる位置、つまり二番目のパルスと同じα２秒遅れたタイミングで受信信号がサンプリングされる。このように一番目と二番目の関係と同様に、以下繰り返し受信される。
　上記のように、送信側で送信信号のパルス送信位置を変更して送信することにより、受信側でＡＤ変換する位置がずれるため、繰り返し送信されるパルス毎に異なるタイミングで受信信号をサンプリングすることができる。この場合、一番目のパルスの区間と二番目のパルスの区間のサンプル値を合わせることで、疑似的なオーバーサンプリング（この例ではＡＤ変換のサンプルクロックに対して２倍のオーバーサンプリング、パルス幅に対しては４倍のオーバーサンプル）を実現できる。
　図１１は、第２の実施形態の測定環境検出部２１６において測定環境を判定する方法を説明するための図である。図１１は、縦軸を受信電力とし、横軸をパルスが送信されてからの遅延時間としたときの受信信号の波形の一例を示している。図において、実線は受信信号を表し、破線は反射波が存在するか否かを判定するための閾値を表す。
　ここでは、測定環境を反射波の数により判定する場合を例に説明する。閾値は時間的に変化させる。図に示すように、遅延時間が増えるほど閾値の値を小さくするように制御する。このように閾値を制御する理由は、電波が送信される伝搬距離に応じて信号電力は小さくなるため、パルスが送信されてからの遅延時間が長くなればなるほど受信電力が小さくなるからである。なお、受信信号のＡＧＣ制御を行う場合は、この制御レベルに応じて閾値を設定すればよい。
　測定環境検出部２１６は、受信信号のピーク値が閾値を越える回数を計数し、これを反射波の数とする。反射波の数が多くなるほど、同じ遅延時間で受信される反射波が多くなる確率が高くなるため、高い分離分解能が要求される。反対に、反射波の数が少ないほど、同じ遅延時間に受信される確率が低くなるため、高い分離分解能は要求されない。
　この反射物の存在数を特徴とする測定環境情報に応じて、可変幅パルス生成部２０１では、パルス幅を決定する。反射波の数が多い場合は、高い分離分解能が要求されるため、狭いパルス幅を設定し、反射波の数が少ない場合は、高い分離分解能は要求されないため、広いパルス幅を設定する。
　ここでは、一例として反射波の数に応じて測定環境を判定する場合を説明したが、測定環境を判定する方法はこれに限るものではなく、遅延スプレッドに応じて判定してもよい。遅延スプレッドとは、反射波の遅延時間方向の広がり具合を示す統計データである。遅延スプレッドについては、下記参考非特許文献１に記載されている。
　［参考非特許文献１］横山光雄著、「移動通信技術の基礎」、第３章、Ｐ．６８～７０、日刊工業新聞社
　遅延スプレッドは、到来波の遅延時間の広がりを表す。遅延スプレッドの値が大きい場合、広い範囲に多く反射物が存在することを意味する。逆に、遅延スプレッドの値が小さい場合、反射物の存在が少ないことを意味する。したがって、遅延スプレッドの値が大きい場合、たくさんの反射物からの到来波の分離が要求されるため、パルス幅を狭く設定する。反対に遅延スプレッドの値が小さい場合、反射物の数が少ないため高い分離性能は要求されないため、パルス幅を広く設定する。
　上記に説明した本実施形態の構成により、測定環境（反射波の数、遅延スプレッド等）に応じてパルス幅を可変とし、パルス幅に合わせて疑似オーバーサンプリング数を調整することができる。これによって、測定環境に応じた適切な精度で物体の検出、距離測定等を行うことができる。
　また、測定環境に応じてパルス幅を可変として疑似オーバーサンプリング数を調整することにより、疑似オーバーサンプリングによる測定時間を減少させることができる。また、第１の実施形態と同様、ＡＤ変換回路のサンプリング周波数以上の分解能でのサンプリングを実現することで、分離分解能を向上させ、高精度なレーダ測定を実施することができる。
　（第３の実施形態）
　図１２は、本発明の第３の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。第３の実施形態は、第２の実施形態のレーダ装置の構成を一部変更した例である。ここでは、第２の実施形態と異なる部分を中心に説明し、第２の実施形態と同様の構成については、その説明を省略する。
　第３の実施形態のレーダ装置は、測定環境検出部２１６の代わりにパルス幅制御部３１７を備える点が第２の実施形態の構成と異なる。
　パルス幅制御部３１７は、所定の条件に基づいて、制御信号を可変幅パルス生成部２０１に対して出力し、パルス幅の変更を制御する。可変幅パルス生成部２０１は、パルス幅制御部３１７からの制御信号に基づいて、送信するパルス信号のパルス幅を決定し、このパルス幅を持つパルス信号を一時間定間隔で繰り返し生成し出力する。可変幅パルス生成部２０１におけるパルス幅の可変動作、及び、パルス送信位置調整部２０２におけるパルス送信位置の制御方法については、第２の実施形態と同様である。
　パルス幅制御部３１７において、パルス幅を変更する所定の条件としては、例えば、外部からの制御指示による場合が挙げられる。この場合、レーダ装置の設置場所に応じた初期設定時の設定操作などによって、制御指示を与えることで、パルス幅決定のための制御信号を出力する。設置場所によって反射物の存在数がある程度想定できる場合は、このようなパルス幅変更方法が可能である。例えば、市街地ではパルス幅を狭く、郊外ではパルス幅を広くするなど、パルス幅の設定を変更する。
　また、パルス幅を変更する所定の条件の他の例として、昼間と夜間などの時間情報に基づく場合が挙げられる。この場合、タイマの時間情報などによって、制御要因を与えることで、パルス幅決定のための制御信号を出力する。例えば、昼間ではパルス幅を狭く、夜間ではパルス幅を広くするなど、パルス幅の設定を変更する。
　これは、街中にセンサを設置した場合、昼間は、人、車等の移動物体の往来は多い。これに対して、夜は、人、車等の移動物体の往来が少ないと考えられる。したがって、センサが測定するエリアに存在する物体の数が昼のほうが多い可能性が高いため、パルス幅を狭くし、分離分解能を高くする。これにより、夜は、パルス幅を広く設定し、消費電力を少なくする等の工夫が可能となる。
　また、第２の実施形態の図７に示した測定環境検出部２１６による測定環境情報などのように、測定環境を検出した検出情報に基づくようにしてもよい。この場合、測定環境情報などの検出情報によって、制御要因を与えることで、パルス幅決定のための制御信号を出力する。例えば、検出された環境によって、物体数が多いとみなされる環境ではパルス幅を狭く、物体数が少ないとみなされる環境ではパルス幅を広くするなど、パルス幅の設定を変更する。
　このように、第３の実施形態によれば、測定条件に応じてパルス幅を可変とし、パルス幅に合わせて疑似オーバーサンプリング数を調整することができる。これにより、第２の実施形態と同様の効果が得られる。
　（第４の実施形態）
　図１３は、本発明の第４の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。第４の実施形態は、第１の実施形態のレーダ装置の構成を一部変更した例である。ここでは、第１の実施形態と異なる部分を中心に説明し、第１の実施形態と同様の構成については、その説明を省略する。
　第４の実施形態では、受信アンテナにて受信したＲＦ信号の受信信号をアナログ回路にてＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）信号に変換し、ＩＦ信号をＡＤ変換部によってＩＦサンプリングする点が、第１の実施形態と異なる点である。
　第４の実施形態のレーダ装置は、第１の実施形態の構成に追加して、分周部４１１、周波数変換部４１７を備えている。また、第１の実施形態の距離検出部１１５の機能を、疑似オーバーサンプル部４１６と距離検出部４１５とに分離した構成としている。なお、疑似オーバーサンプル部４１６と周波数変換部４１７と距離検出部４１５のデジタル回路は、サンプリングクロック生成部１０４から出力されるクロック信号で動作する。
　ローカル信号発生部１０７は、送信ミキサ部１０６と分周部４１１とに接続され、生成したローカル信号を送信ミキサ部１０６及び分周部４１１に入力する。
　分周部４１１は、ローカル信号発生部１０７から入力されるＲＦ周波数のローカル信号（キャリア信号）を入力とする。分周部４１１は、分周器を有して構成され、入力信号をあらかじめ決められた値に分周し、分周したＩＦローカル信号を出力する。ここで、ＩＦローカル信号の周波数は、ＡＤ変換部４１４にてサンプリングするＩＦ周波数に設定する。分周部４１１から出力される信号は、受信ミキサ部４１３に入力される。
　受信ミキサ部４１３は、分周部４１１からのＩＦローカル信号と増幅器１１２から出力される受信信号とを入力とする。受信ミキサ部４１３は、ＩＦローカル信号と受信信号とを乗算して混合し、受信信号をＲＦ周波数からＩＦ周波数の信号へ変換する。ＩＦ周波数に変換された受信信号（以下、ＩＦ信号と称する）は、ＡＤ変換部４１４に入力される。
　ＡＤ変換部４１４は、受信ミキサ部４１３から出力されるＩＦ信号と、サンプリングクロック生成部１０４から出力されるサンプリングクロックとを入力とする。ＡＤ変換部４１４は、入力されるサンプリングクロックを用いて、サンプリングクロックに応じた間隔毎に入力されるＩＦ信号をデジタル値にサンプリングすることにより、デジタル信号に変換する。デジタル信号に変換されたＩＦ信号は、疑似オーバーサンプル部４１６へ入力される。
　疑似オーバーサンプル部４１６は、ＡＤ変換部４１４から出力されるデジタル値にサンプリングされたＩＦ信号と、サンプリングクロック生成部１０４から出力されるサンプリングクロックと、パルス送信位置調整部１０２から出力されるパルス送信位置信号とを入力とする。疑似オーバーサンプル部４１６は、入力されるＩＦ信号を疑似的にオーバーサンプリングし、疑似的にオーバーサンプリングルされたＩＦ信号を出力する。すなわち、疑似オーバーサンプル部４１６は、前述した第１の実施形態の距離検出部１１５と同様の疑似オーバーサンプル機能を有する。
　疑似オーバーサンプル機能は、第１の実施形態では、距離検出部１１５の機能の一部として説明したが、第４の実施形態では、疑似オーバーサンプル機能を距離検出部１１５から独立させ、疑似オーバーサンプル部４１６としている。第１の実施形態と同様、受信部のＡＤ変換部４１４においてＩＦ信号をサンプリングするサンプリング間隔よりも短い時間によって、パルス送信位置調整部１０２においてパルス信号の送信タイミング（パルス送信位置）をずらしながら、送信信号が繰り返し送信される。疑似オーバーサンプル部４１６は、ＡＤ変換部４１４においてサンプリングされたＩＦ信号を、パルス送信位置信号によるパルス位置に応じて並べ替えることで、低いサンプリングクロックを用いて疑似的にオーバーサンプリングする。
　周波数変換部４１７は、疑似オーバーサンプル部４１６から出力される疑似的にオーバーサンプリングされたＩＦ信号と、サンプリングクロック生成部１０４から出力されるサンプリングクロックを入力とする。周波数変換部４１７は、入力したＩＦ信号をベースバンド信号に変換する。ＩＦ信号は、ＩＦ信号の中心周波数を持った正弦波と余弦波が乗算されることで、ベースバンド信号に変換される。乗算結果は、それぞれ、ベースバンド信号の同相成分と直交成分となる。周波数変換部４１７は、ベースバンド信号に変換された同相成分と直交成分を出力する。
　距離検出部４１５は、周波数変換部４１７から出力されるベースバンド信号と、サンプリングクロック生成部１０４から出力されるサンプリングクロックと、パルス送信位置調整部１０２から出力されるパルス送信位置信号とを入力とする。距離検出部４１５は、ベースバンド信号を用いて物体までの距離を検出する。
　第４の実施形態では、第１の実施形態の距離検出部１１５から疑似オーバーサンプル機能を疑似オーバーサンプル部４１６として独立させたため、距離検出部４１５は、第１の実施形態で説明した距離検出部１１５の機能から疑似オーバーサンプル機能を除いた機能を実施する。すなわち、距離検出部４１５は、周波数変換部４１７から出力されるベースバンド信号を用いて、パルス信号が送信されてから受信されるまでのパルスの時間を算出し、物体までの距離を求める機能を実施する。
　第４の実施形態は、第１の実施形態のようにベースバンド信号をデジタル信号にサンプリングするのではなく、ＩＦ信号をデジタル信号にサンプリング（ＩＦサンプリング）する構成とした。ＩＦサンプリングする場合、ベースバンド信号をサンプリングする場合よりも高いサンプリングクロックを用いてサンプリングする。
　しかし、第４の実施形態は、疑似オーバーサンプリングするため、疑似オーバーサンプリング後のサンプリングクロックが、ＩＦサンプリングの条件を満たすように、サンプリングクロックを決定する。すなわち、ＡＤ変換部４１４に入力されるＩＦ信号の持つ周波数帯域においてサンプリング定理を満たすように、疑似オーバーサンプリング後のサンプリング周波数を決定する。
　つまり、サンプリングクロックを疑似オーバーサンプリング数倍し、疑似的なサンプリング周波数を求める。この疑似的なサンプリング周波数が、ＩＦ信号の持つ周波数帯域においてサンプリング定理を満たせるように、サンプリングクロックと疑似オーバーサンプリング数を設定する。したがって、サンプリングクロック生成部１０４において、生成するサンプリングクロックとして、前述した条件を満たすクロック信号を生成し、出力する。
　上記に説明した動作のように、疑似的にオーバーサンプリングすることによって、通常のＩＦサンプリングの場合に比べて低いサンプリングクロックのＡＤ変換により、サンプリングを行うことができる。従来のＩＦサンプリングは、ベースバンド信号をサンプリングする場合に比べて高いサンプリング周波数を用いたＡＤ変換する。これに対して、第４の実施形態のレーダ装置では、疑似オーバーサンプリングにより、低い周波数のサンプリングクロックを用いてＡＤ変換できる。つまり、従来よりも低い周波数のサンプリングクロックを用いたＩＦサンプリングが可能である。
　さらに、低い周波数のサンプリングクロックを用いることができるため、高い周波数のサンプリングクロックを用いる場合に比べて、ＡＤ変換器のビット幅は広くできる。ＡＤ変換のビット幅を広げることは、サンプリングする信号のダイナミックレンジを広げることができるため、レーダ装置の物体を検出できる距離の範囲を広げることができる。さらに、第１の実施形態で説明したように、疑似的に高いサンプリングレートが実現できるため、ＩＦサンプリングする構成の場合においても、反射物の分離分解能を高くできる。
　なお、本発明は、本発明の趣旨ならびに範囲を逸脱することなく、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者が様々な変更、応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。また、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
　上記各実施形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。
　また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
　また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
　さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
　本出願は、２０１０年９月１４日出願の日本特許出願（特願2010-205420）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
　本発明は、ＡＤ変換回路及びその周辺回路の構成を複雑にすることなく、ＡＤ変換回路のサンプリングタイミングよりも短い間隔でデジタル信号を取得可能とし、レーダ装置の距離分解能を向上することができる効果を有し、送信信号にパルス信号を用いるパルスレーダ等のレーダ装置等として有用である。
　１０１　パルス生成部
　１０２、２０２　パルス送信位置調整部
　１０３　ＤＡ変換部
　１０４　サンプリングクロック生成部
　１０５　逓倍部
　１０６　送信ミキサ部
　１０７　ローカル信号発生部
　１０８、１１２　増幅器
　１０９、１１１　アンテナ
　１１３、４１３　受信ミキサ部
　１１４、４１４　ＡＤ変換部
　１１５、４１５　距離検出部
　１４１、１４２、１４３　レジスタ
　１４４　選択回路
　１４５　遅延量制御回路
　２０１　可変幅パルス生成部
　２１６　測定環境検出部
　３１７　パルス幅制御部
　４１１　分周部
　４１６　疑似オーバーサンプル部
　４１７　周波数変換部

Claims (9)

  1. 　所定の信号幅及び信号間隔を持つ間欠信号を生成する信号生成部と、
    　前記間欠信号の時間軸上の位置を調整して送信信号として出力する送信信号位置調整部と、
    　前記送信信号を測定対象空間に無線送信する送信ＲＦ部と、
    　前記測定対象空間における物体からの反射波を含む受信信号を、前記測定対象空間から受信する受信ＲＦ部と、
    　前記受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
    　前記受信信号に基づいて物体を検出する物体検出部と、を備え、
    　前記送信信号位置調整部は、前記間欠信号の信号単位毎に、前記ＡＤ変換部のサンプリング間隔よりも短い時間調整量で前記時間軸上の位置を変更した送信信号を出力する、レーダ装置。
  2. 　請求項１に記載のレーダ装置であって、
    　前記送信信号位置調整部は、前記間欠信号の信号単位毎に、前記時間調整量ずつタイミングを遅延させるまたは早めるようにして送信位置をずらしていき、送信位置が元の間欠信号の位置となるまでを１パターンとし、この１パターンの信号単位の組を繰り返す送信信号を出力する、レーダ装置。
  3. 　請求項１に記載のレーダ装置であって、
    　前記物体検出部は、前記送信信号に対応する受信信号が前記ＡＤ変換部においてサンプリングされたデジタル信号から、前記間欠信号の信号単位毎の送信位置の情報に基づき、前記送信位置の時間調整量の間隔でサンプリングした状態の受信信号を生成する、レーダ装置。
  4. 　請求項２に記載のレーダ装置であって、
    　前記物体検出部は、前記送信信号に対応する受信信号が前記ＡＤ変換部においてサンプリングされたデジタル信号について、前記送信位置をずらした１パターンの間欠信号の信号単位数分のサンプル値を並べ替えることで、前記送信位置の時間調整量の間隔でサンプリングした状態の受信信号を生成する、レーダ装置。
  5. 　請求項１に記載のレーダ装置であって、
    　前記受信信号の測定環境を検出する測定環境検出部を備え、
    　前記信号生成部は、生成する間欠信号の信号幅を変更可能であり、前記測定環境検出部からの測定環境情報に基づき所定の信号幅の間欠信号を生成し、
    　前記送信信号位置調整部は、前記間欠信号の信号幅に応じて送信位置の時間調整量を変更する、レーダ装置。
  6. 　請求項５に記載のレーダ装置であって、
    　前記測定環境検出部は、前記測定環境情報として測定環境における反射物の存在数に関連する特徴情報を出力する、レーダ装置。
  7. 　請求項６に記載のレーダ装置であって、
    　前記信号生成部は、前記反射物の存在数に基づき、反射物の存在数が所定値以上の場合は、第１の信号幅の間欠信号を生成し、反射物の存在数が所定値より小さい場合は、前記第１の信号幅より広い第２の信号幅の間欠信号を生成する、レーダ装置。
  8. 　請求項７に記載のレーダ装置であって、
    　前記送信信号位置調整部は、前記間欠信号の信号幅が前記第２の信号幅の場合に、前記第１の信号幅の場合に対して前記時間調整量を大きくする、レーダ装置。
  9. 　請求項１に記載のレーダ装置であって、
    　前記間欠信号の信号幅を制御する信号幅制御部を備え、
    　前記信号生成部は、生成する間欠信号の信号幅を変更可能であり、前記信号幅制御部からの制御信号に基づき所定の信号幅の間欠信号を生成し、
    　前記送信信号位置調整部は、前記間欠信号の信号幅に応じて送信位置の時間調整量を変更する、レーダ装置。
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