CN103080769A - 雷达装置 - Google Patents

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CN103080769A CN2011800404739A CN201180040473A CN103080769A CN 103080769 A CN103080769 A CN 103080769A CN 2011800404739 A CN2011800404739 A CN 2011800404739A CN 201180040473 A CN201180040473 A CN 201180040473A CN 103080769 A CN103080769 A CN 103080769A
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向井裕人
岸上高明
中川洋一
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Abstract

能够以比AD变换电路的采样定时短的间隔获取数字信号，并提高雷达装置的距离分辨率。脉冲发送位置调整单元(102)对于由脉冲生成单元(101)生成输出的固定间隔的脉冲信号，以短于接收单元的AD变换单元(114)的采样间隔的时间调整量(α)错开脉冲信号的定时，从而生成调整了发送位置的发送信号。此时，在脉冲信号中使每个脉冲的发送位置各自延迟时间调整量(α)，将直至发送位置成为原来的脉冲信号的位置设为1模式。距离检测单元(115)从对应于发送信号的接收信号在AD变换单元(114)中被采样的数字信号中，基于脉冲信号的各脉冲的发送位置的信息，以时间调整量(α)的间隔生成虚拟地过采样状态的接收信号。

Description

雷达装置
技术领域
本发明涉及使用了无线频率信号的雷达装置。
背景技术
近年来，在安全保障、物流或ITS(智能交通系统；Intelligent TransportSystems)的领域中，高精度地确定位置的技术令人瞩目。作为确定位置的方法，以往不断进行采用了高频无线信号的雷达技术的开发。作为这种雷达技术，有FMCW(Frequency Modulated Continuous-wave；调频连续波)雷达技术、脉冲雷达技术等。
FMCW雷达，使载波信号的频率随时间改变并作为发送信号发送，通过对由反射物反射而被雷达接收到的接收信号进行频率解析，从而确定距反射物的距离。脉冲雷达技术，将短的时间宽度的脉冲信号作为发送信号发送，该信号由反射物反射，通过检测直到该信号再次被雷达接收的时间，从而测定距反射物的距离。
以下记载有关脉冲雷达。在脉冲雷达的情况下，从雷达发送的脉冲信号被空间中存在的各种各样的物体反射，所以各种各样的方向及延迟时间的反射波作为到来波被雷达接收。将这样的环境称为多路径环境。在多路径环境中，在两个到来波的延迟时间小于脉冲宽度时，由于这些到来波的接收脉冲重叠，所以难以分离两个到来波。
于是，两个到来波的分离分辨率由用作发送信号的脉冲信号的脉冲宽度来决定。因此，使信号宽度越小，则分离分辨率就越高，可以减少多路径环境的影响造成的劣化。因此，在脉冲雷达中，要进行高精度的位置确定，为了获得良好的分离分辨率而要求使脉冲宽度小。
要使脉冲宽度小，需要处理宽带的信号。因此，发送机、接收机都需要在信号处理单元中宽带的模拟电路或高速的数字电路。特别是需要将信号从模拟变换到数字的AD变换电路或其反操作的从数字变换到模拟的DA变换电路的高速化。
将模拟信号采样为数字信号的情况下，为了满足采样定理，需要以样本对象的信号的2倍以上的带宽进行采样。因此，若为了雷达的高精度化而使脉冲宽度小，则需要与之对应地以更短的间隔进行采样。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特公平5-48648号公报
专利文献2：日本特开2008-160545号公报
发明内容
发明要解决的课题
如上述说明，要提高脉冲雷达的分离分辨率，就需要使用作发送信号的脉冲信号的脉冲宽度小。而且，要减小脉冲宽度，需要实现信号处理单元的AD变换电路及DA变换电路的高速化。
这里，DA变换电路的高速动作是比较容易的，但AD变换电路相比DA变换电路对高速化的极限低。因此，雷达的基本性能即分离分辨率会因AD变换电路的采样周期而受到限制。为此，要获得更高的分离分辨率，需要实现高于AD变换电路的器件性能的采样分辨率的方法。
以往，已知几个不进行AD变换电路的采样高速化而以高于采样时钟的频率(采样频率)的分辨率，即以短于AD变换的采样定时的间隔，获取数字信号的方法。作为该第1方法，有以采样示波器为代表的、在改变AD变换电路的采样时钟的定时的同时进行采样测定的方法(参照专利文献1)。
根据该第1方法，通过将进行AD变换的定时每次稍微错开并进行测定，将数据重新排列，可以将比AD变换电路的采样时钟快的信号变换为数字值。
这里，采样示波器假定的测定信号是周期性的信号。但是，为了错开AD变换的采样定时(sampling timing)，需要正确地控制输入到AD变换电路的时钟信号，存在控制电路及时钟产生电路的结构变得复杂的问题。
此外，作为第2方法，有使用多个AD变换电路，以将各个AD变换电路的采样定时每次稍微错开的定时进行采样的方法(参照专利文献2)。根据该方法，能够以足够的分辨率采样高于单体的AD变换电路的采样频率的高速信号。
在专利文献2中，记载了通过使用多个AD变换电路，对高于采样频率的信号进行采样，从而实现雷达的距离分辨率的提高。但是，该方法的情况下，由于使用多个AD变换电路，所以电路规模增大。而且，在将采样时钟分支为多个后，需要用于正确地持续赋予一定量的延迟的电路，存在产生控制复杂化、电路增大的问题。
本发明鉴于上述情况而完成，其目的在于，使AD变换电路及其周围电路的结构不会变复杂，而却能够以短于AD变换电路的采样定时的间隔获取数字信号，并提高雷达装置的距离分辨率。
用于解决课题的方案
本发明的雷达装置包括：信号生成单元，生成具有规定的信号宽度及信号间隔的间歇信号；发送信号位置调整单元，调整所述间歇信号在时间轴上的位置并作为发送信号输出；射频发送单元，将所述发送信号无线发送到测定对象空间；射频接收单元，从所述测定对象空间接收包含来自所述测定对象空间中的物体的反射波的接收信号；AD变换单元，将所述接收信号变换为数字信号；以及物体检测单元，基于所述接收信号来检测物体，所述发送信号位置调整单元对所述间歇信号的每个信号单位，将以比所述AD变换单元的采样间隔短的时间调整量变更了所述时间轴上的位置的发送信号输出。
根据上述结构，雷达装置能够将接收信号的各信号单位的接收定时相对于接收侧的AD变换的采样定时而错开。因此，不会使雷达装置的AD变换电路及其周围电路的结构变复杂，能够以短于AD变换的采样间隔的间隔进行接收信号的采样，提高距离分辨率。
发明效果
根据本发明，能够使AD变换电路及其周围电路的结构不会变得复杂，而以短于AD变换电路的采样定时的间隔获取数字信号，并提高雷达装置的距离分辨率。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施方式的雷达装置的结构的方框图。
图2是说明本实施方式的雷达装置的使用环境的图。
图3是表示第1实施方式的从脉冲生成单元输出的脉冲信号(生成脉冲)的一例的动作说明图。
图4是表示第1实施方式的从脉冲发送位置调整单元输出的脉冲信号(发送脉冲)的一例的动作说明图。
图5是表示脉冲发送位置调整单元的结构实例的方框图。
图6是示意地表示在第1实施方式的AD变换单元中采样接收信号时的动作的动作说明图。
图7是表示本发明的第2实施方式的雷达装置的结构的方框图。
图8(A)、(B)是表示第2实施方式的从可变宽度脉冲生成单元输出的脉冲信号(生成脉冲)的一例的动作说明图。
图9(A)、(B)是表示第2实施方式的从脉冲发送位置调整单元输出的脉冲信号(发送脉冲)的一例的动作说明图。
图10是示意地表示在第2实施方式的AD变换单元中采样接收信号时的动作的动作说明图。
图11是用于说明在第2实施方式的测定环境检测单元中判定测定环境的方法的图。
图12是表示本发明的第3实施方式的雷达装置的结构的方框图。
图13是表示本发明的第4实施方式的雷达装置的结构的方框图。
标号说明
101脉冲生成单元
102、202脉冲发送位置调整单元
103DA变换单元
104采样时钟生成单元
105倍增单元
106发送混频器单元
107本机振荡信号发生单元
108、112放大器
109、111天线
113、413接收混频器单元
114、414AD变换单元
115、415距离检测单元
141、142、143寄存器
144选择电路
145延迟量控制电路
201可变宽度脉冲生成单元
216测定环境检测单元
317脉冲宽度控制单元
411分频单元
416虚拟过采样(pseudo-oversampling)单元
417变频单元
具体实施方式
以下，作为本发明的实施方式，说明雷达装置的结构实例及其动作。在本实施方式中，例示为了实现雷达装置的高分辨率，采用宽带的脉冲信号作为发送信号的情况下的结构。
(第1实施方式)
在第1实施方式中，在发送侧，对生成的脉冲信号的每个脉冲，以短于接收侧的AD变换的采样间隔的时间错开定时而生成调整了发送位置的发送信号，并进行反复发送。
由此，相对于接收侧的AD变换的采样定时，能够实现错开被接收的脉冲信号的各脉冲的定时。因此，不需要采用提高AD变换电路的采样频率，或追加AD变换电路的周围电路等方法，就能够以短于AD变换的采样间隔的间隔进行接收信号的采样，提高距离分辨率。
图1是表示本发明的第1实施方式的雷达装置的结构的方框图。雷达装置是包括将脉冲生成单元101、脉冲发送位置调整单元102、DA变换单元103、采样时钟生成单元104、倍增单元105、发送混频器单元106、本机振荡信号发生单元107、放大器108、天线109作为发送部分的结构。此外，雷达装置是包括将天线111、放大器112、接收混频器单元113、AD变换单元114、距离检测单元115作为接收部分的结构。再有，采样时钟生成单元104及本机振荡信号发生单元107在发送单元和接收单元中被通用。
这里，发送混频器单元106、放大器108、天线109作为实现射频发送单元的功能的结构的一例来设置。此外，天线111、放大器112、接收混频器单元113作为实现射频接收单元的功能的结构的一例来设置。
脉冲生成单元101是实现信号生成单元的功能的结构的一例，将规定的脉冲宽度的脉冲信号以固定时间间隔反复生成并输出。生成的脉冲信号(生成脉冲)被输入到脉冲发送位置调整单元102。
脉冲发送位置调整单元102是实现发送信号位置调整单元的功能的结构的一例。脉冲发送位置调整单元102对于从脉冲生成单元101输出的固定间隔的脉冲信号，以时间短于接收单元的AD变换单元114的采样间隔的时间调整量调整脉冲信号的发送定时(脉冲发送位置)。
此时，使在脉冲信号中的每个脉冲(各脉冲产生的每信号单位)的发送定时延迟或提前。有关在使脉冲信号延迟的情况下的延迟时间的控制方法将在后面论述。变更了发送定时的脉冲信号(发送脉冲)被输入到DA变换单元103，作为发送信号。此外，脉冲发送位置调整单元102将表示脉冲信号的发送定时(脉冲发送位置)的脉冲发送位置信号输出到接收单元的距离检测单元115。
采样时钟生成单元104生成接收部分的AD变换单元114的采样时钟。生成的采样时钟被输入到AD变换单元114及倍增单元105。而且，采样时钟还被输入到接收部分的距离检测单元115。该情况下，以与AD变换单元114的采样时钟同样的时钟使距离检测单元115的电路动作。
一般地，距离检测单元115由FPGA或LSI等实现。如本实施方式，在采用高速的采样时钟的情况下，有时会有FPGA或LSI的工作时钟过快的情况。因此，这样的情况下，也能够由相同振源的时钟制成不同的频率，使FPGA或LSI的工作时钟为低速，AD变换电路的时钟为高速。
倍增单元105为了生成发送部分的DA变换单元103的采样时钟，而将从采样时钟生成单元104输入的采样时钟倍增。有关此时的倍增率将在后面论述。倍增的采样时钟被输入到DA变换单元103。而且，倍增的采样时钟还被输入到脉冲发送位置调整单元102及脉冲生成单元101。此时，以与DA变换单元103的采样时钟同样的时钟使脉冲发送位置调整单元102及脉冲生成单元101的电路动作。
一般地，脉冲发送位置调整单元102及脉冲生成单元101由FPGA或LSI等实现。如本实施方式，在采用高速的采样时钟的情况下，有时会有FPGA或LSI的工作时钟过快的情况。因此，这样的情况下，也能够由相同振源的时钟制成不同的频率，使FPGA或LSI的工作时钟为低速，DA变换电路的时钟为高速。
DA变换单元103将从脉冲发送位置调整单元102输出的脉冲信号和从倍增单元105输出的倍增的采样时钟作为输入。DA变换单元103根据倍增的采样时钟的定时，将脉冲信号从数字信号变换为模拟信号。变换为模拟信号的发送信号的脉冲信号被输入到发送混频器单元106。
本机振荡信号发生单元107具有本机振荡器，生成用于将基带信号上变频到射频信号的本机振荡信号。生成的本机振荡信号被输入到发送混频器单元106。此外，本机振荡信号还被输入到接收部分的接收混频器单元113。
发送混频器单元106具有混频器等，将来自DA变换单元103的变换为模拟信号的脉冲信号和来自本机振荡信号发生单元107的本机振荡信号作为输入。发送混频器单元106将输入的脉冲信号和本机振荡信号进行混频，将脉冲信号从基带上变频到无线频率的射频信号。上变频的脉冲信号被输入到放大器108。
放大器108将上变频到无线频率的无线信号的发送信号放大。放大后的无线信号从发送用的天线109向测定对象空间辐射发送。在测定对象空间中存在物体的情况下，从雷达装置的天线109发送的信号被该物体反射，该反射波的信号被接收用的天线111接收。再有，也可以将发送用的天线和接收用的天线设为用一个天线共用的结构。
由雷达装置的天线111接收到的无线信号被输入到放大器112。放大器112将天线111接收到的无线信号的接收信号放大。在该接收信号中，包含来自物体的反射波的信号。由放大器112放大的接收信号被输入到接收混频器单元113。
接收混频器单元113具有混频器等，将放大器112的输出信号和来自本机振荡信号发生单元107的本机振荡信号作为输入。接收混频器单元113将输入的接收信号和本机振荡信号进行混频，将射频信号的接收信号从无线频率下变频到基带。下变频的接收信号被输入到AD变换单元114。
再有，本实施方式中说明的雷达装置的高频部分的体系结构(architecture)，设为将射频信号直接变换为基带信号的直接变换方式，但并不限于该方式。例如，也可以是如超外差式接收方式那样的使用IF的体系结构。
再有，在本实施方式中说明的雷达装置的结构中，为了简化说明而省略了用于频带限制或用于防止不必要辐射等的滤波器、可变放大器等电路。
AD变换单元114将从接收混频器单元113输出的下变频为基带的接收信号、以及从采样时钟生成单元104输出的采样时钟作为输入。AD变换单元114根据采样时钟的定时，将接收信号从模拟信号变换为数字信号。变换为数字信号的接收信号被输入到距离检测单元115。
距离检测单元115是实现物体检测单元的功能的结构的一例。该距离检测单元115将变换为数字信号的接收信号和从脉冲发送位置调整单元102输出的脉冲发送位置信号作为输入。距离检测单元115进行接收信号的检波处理、脉冲检测处理、距离检测处理的各处理，计算距物体的距离。这里，脉冲检测处理是检测来自物体的反射波的脉冲(接收脉冲)的处理，使用比较器等检测接收信号中的脉冲成分。
距离检测处理是检测距产生了前述反射波的物体的距离的处理，使用脉冲发送位置信号计算从发送脉冲信号起到检测到反射波的接收脉冲为止的时间，并换算为距物体的距离。距离检测单元115将计算出的距离信息输出到后级的信息处理单元、显示单元等。使用该距离信息，由信息处理单元进行与检测物体有关的各种信息处理，而且，能够在显示单元上显示距离信息。
图2是说明本实施方式的雷达装置的使用环境的图。在雷达的被假定的使用环境中，存在雷达装置100和反射物130。从雷达装置100发送的发送信号被反射物130反射，该反射波再次被雷达装置100接收。
在本实施方式中，以短于在接收部分的AD变换单元114中采样接收信号的采样间隔的时间，在脉冲发送位置调整单元102中错开脉冲信号的发送定时(脉冲发送位置)，并且将发送信号反复发送。由此，实现虚拟的过采样，能够以短于AD变换电路的采样定时的间隔进行接收信号的AD变换，提高反射波的分离分辨率。
图3是表示由第1实施方式的脉冲生成单元101输出的脉冲信号(生成脉冲)的一例的动作说明图。在脉冲生成单元101中，脉冲信号以固定的周期反复生成并输出。图中的箭头表示DA变换单元103的采样时钟(DA变换采样时钟)的定时。在图3的例子中，脉冲信号的生成周期(脉冲反复间隔)设为1微秒(μs)，但不限于此。
这里，如图3所示，DA变换单元103的采样时钟和生成的脉冲信号之间的关系为DA变换采样时钟是脉冲信号的脉冲宽度的1/N倍。在本实施方式的例子中，N＝4，但不限于此。这里，作为一例，将脉冲宽度设为1纳秒(ns)，但不限于此。在将脉冲宽度设为1纳秒的情况下，为约30cm的分离分辨率。
在发送信号上使用脉冲信号的情况下，脉冲信号的发送间隔(脉冲信号的生成周期)决定雷达中能够测定的最大检测距离。即，相比从雷达装置发送脉冲信号起到被假定的最大检测距离的物体反射，直至再次被雷达装置接收的时间，将长于它的时间(宽的时间间隔)，设为脉冲信号的发送间隔。此外，脉冲信号的脉冲宽度决定测定时的来自物体的反射波的分离分辨率。这里，脉冲宽度越短，可分离来自多个物体的反射波的距离越短，实现高分辨率。
再有，对于发送信号，在本实施方式中假定使用将具有规定的脉冲宽度的单一脉冲信号以规定周期反复发送的信号，但不限于此，只要是具有规定的信号宽度和信号间隔的间歇信号即可。例如，脉冲信号也可以是调频或相位调制的调制信号等。即，在本实施方式中，使用脉冲信号作为间歇信号，将间歇信号的信号单位设为单一的脉冲，但不限于此。
图4是表示由第1实施方式的脉冲发送位置调整单元102输出的脉冲信号(发送脉冲)的一例的动作说明图。脉冲发送位置调整单元102变更所输入的脉冲信号的脉冲位置，调整脉冲信号的发送定时(脉冲发送位置)。此时，将从图3所示的脉冲生成单元101输出的脉冲信号作为输入信号。图4表示脉冲发送位置调整单元102的输出信号。图中的箭头表示DA变换采样时钟的定时。
输入到脉冲发送位置调整单元102的脉冲信号(生成脉冲)的脉冲位置被等间隔地排列。在脉冲发送位置调整单元102中，对输入生成脉冲的每个脉冲给予α秒的延迟作为时间调整量。这里，最初输入的第1脉冲，不需要给予延迟。因此，第1脉冲无延迟地输出。
如图4所示，将要发送的脉冲信号的最初的脉冲考虑为基准，对第2脉冲，给予对脉冲反复间隔的α秒的延迟。这里，假定α秒表示DA变换单元103中的DA变换的1样本(相当于DA变换采样时钟的1时钟的时间，在图示例子中为1/N(ns))的延迟。
因此，在图示例子中则给予了1样本的延迟。在1微秒的脉冲反复间隔中给予了α秒的延迟，所以第1脉冲和第2脉冲之间的间隔为1微秒+α秒。再有，α秒不是限定相当于DA变换的1样本的时间，例如，也可以是DA变换的采样间隔的整数倍。
在第3脉冲，给予2α秒的延迟。本实施方式的情况下，给予了DA变换的2样本的延迟。相对于第1脉冲来说，成为1微秒+1微秒+2α秒的间隔。此外，第2脉冲和第3脉冲之间的间隔为1微秒+α秒。
在第4脉冲，给予3α秒的延迟。本实施方式的情况下，给予了DA变换的3样本的延迟。即，相对于第1脉冲来说，第4脉冲在1微秒+1微秒+1微秒+3α秒的间隔之后被发送。此外，第3脉冲和第4脉冲之间的间隔为1微秒+α秒。
在第5脉冲，与第1脉冲同样，不给予延迟，而无延迟地输出。
对于以后的脉冲，同样地反复。
在本实施方式中，作为一例，设为N＝4，所以用四个脉冲来反复延迟动作。该四个脉冲的组成为发送信号的1模式(pattern)。这里，假定输入i＝0、1、2、3、...、m的脉冲号，则反复周期在i/N的余数为0时被输入未给予延迟的脉冲，周期性地反复延迟动作。
脉冲发送位置调整单元102按上述所示的法则给予延迟，并输出错开了脉冲的发送定时的脉冲信号。
再有，在上述说明中，说明了有关在脉冲发送位置调整单元102中，使脉冲信号中的每个脉冲的发送定时延迟的方法，但也可以在提前(减少延迟)的方向上控制每个脉冲的发送定时。该情况下，通过在脉冲生成单元101中设为具有信号生成单元和发送信号位置调整单元的功能的结构，控制所产生的脉冲序列，以对每个脉冲预先地生成提前了发送定时的脉冲信号而可以实现控制每个脉冲的发送定时。
图5是表示脉冲发送位置调整单元102的结构例子的方框图。图5是表示脉冲发送位置调整单元102的一例具体结构的图。脉冲发送位置调整单元102具有三个寄存器141、142、143、选择电路144、延迟量控制电路145。
第1寄存器141对于输入的脉冲信号的输入信号，给予工作时钟的1时钟的延迟。第1寄存器141的输出被输入到第2寄存器142和选择电路144。
第2寄存器142对于从第1寄存器141输出的信号，给予工作时钟的1时钟的延迟。第2寄存器142的输出被输入到第3寄存器143和选择电路144。
第3寄存器143对于从第2寄存器142输出的信号，给予工作时钟的1时钟的延迟。第3寄存器143的输出被输入到选择电路144。
选择电路144根据从延迟量控制电路145输出的延迟量选择信号，从输入信号、第1寄存器141的输出信号、第2寄存器142的输出信号、第3寄存器143的输出信号的四种信号中选择要输出的信号。而且，选择电路144将选择的信号作为输出信号输出。
延迟量控制电路145控制对于输入信号给予的延迟量(时间调整量)。此时，延迟量控制电路145将用于从选择电路144的四个输入中选择输出的延迟量选择信号输出到选择电路144。有关延迟量控制电路145的延迟量控制方法，如图4所示的脉冲发送位置调整单元102的动作说明的那样。即，以规定的脉冲数(这里为4个)为单位，从而控制延迟量，以对每个脉冲给予α秒的延迟。
图6是示意地表示在第1实施方式的AD变换单元114中对接收信号进行采样时的动作的动作说明图。在图6中，×标记是样本点，表示对接收信号的脉冲信号在以AD变换采样时钟表示的定时进行了采样的值。在图6中，表示在图2所示的雷达装置的使用环境中，从雷达装置发送脉冲信号，由反射物反射并再次被雷达装置接收的接收信号。
如图2所示，作为该情况下的反射物的物体，假定一个物体。这里，假定物体处于静止。再有，在物体移动的情况下，也可以看作在脉冲的反复间隔之间物体处于静止。在物体被看成为静止状态的情况下，在脉冲间从发送后到被接收为止的路径上不产生差。
这里，表示物体移动的情况下的数值例子。例如，假定物体是时速为100km/h移动的车辆。考虑该车辆在相当于反复发送10次脉冲的时间的10微秒所移动的距离，则为约277微米。此时，若将100km/h变换为m/秒，则为100×1000m÷3600秒＝27.7m/秒。因此，每1微秒的移动距离为27.7÷106＝27.7微米，在10微秒中为277微米。因此，若时速为100km/h移动的车辆以10微秒期间来看，可以看成为十分静止环境。
在进行反射的物体静止，或关注的时间非常短，物体被看成静止时，所接收的脉冲信号的间隔维持被发送的脉冲信号的间隔。因此，如图4所示，在对发送信号的每个脉冲延迟了脉冲发送位置的情况下，各脉冲的延迟时间得到保存并作为接收信号被接收。
假定接收信号和AD变换的采样时钟之间的位置关系为图6所示的关系。
再有，将接收信号进行AD变换时的采样时钟，也迟于将发送信号进行DA变换的采样时钟。在本实施方式中，AD变换的采样时钟设为DA变换的采样时钟的1/4。再有，AD变换和DA变换的采样时钟之比不限于1/4，只要DA变换的采样时钟早于AD变换即可。
在接收信号中，第1个被接收的脉冲，在图6所示的接收信号和采样时钟之间的位置关系中是难以检测的。
第2个被接收的脉冲，在发送时从脉冲反复间隔(1微秒)起延迟了α秒的位置被发送，所以相对于第1脉冲被接收的时间，在1微秒+α秒后被接收。因此，在图6的情况下，接收信号和AD变换采样时钟之间的位置关系错开α秒。由此，在与第1脉冲不同的位置、即在延迟了α秒的定时，接收信号被采样。
第3个被接收的脉冲，在发送时从脉冲反复间隔起延迟了2α秒的位置被发送，所以相对于第2脉冲被接收的时间，在1微秒+α秒后被接收。因此，在图6的情况下，接收信号和AD变换采样时钟之间的位置关系错开2α秒。由此，在与第1脉冲、第2脉冲不同的位置、即在延迟了2α秒的定时，接收信号被采样。
第4个被接收的脉冲，在发送时从脉冲反复间隔起延迟了3α秒的位置被发送，所以相对于第3脉冲被接收的时间，在1微秒+α秒后被接收。因此，在图6的情况下，接收信号和AD变换采样时钟之间的位置关系错开3α秒。由此，在与第1脉冲、第2脉冲、第3脉冲不同的位置、即在延迟了3α秒的定时，接收信号被采样。
第5个被接收的脉冲，在发送时没有给予延迟，所以在与第1脉冲相同的位置被接收。由此，在与第1脉冲相同的位置，接收信号被采样。
如上所述，通过在发送侧变更发送信号的脉冲发送位置来进行发送，对反复发送的每个脉冲，在接收侧可以变更对接收信号进行采样的定时并进行AD变换。通过将在不同的定时采样的接收信号的样本值相加，可以实现虚拟的过采样(在本例中，相对于AD变换的采样时钟为4倍的过采样，相对于脉冲宽度为4倍的过采样(oversample))。
距离检测单元115将AD变换单元114所采样的数字值的接收信号作为输入，基于从脉冲发送位置调整单元102输出的脉冲发送位置信号，掌握采样数据和各脉冲之间的位置关系。而且，距离检测单元115生成以每脉冲的延迟时间的间隔(在图示例子中为α秒)、即与AD变换的采样时钟同等的时间间隔被采样的状态的接收信号。
此时，基于图6所示的每个脉冲的脉冲位置和采样位置的信息，通过将样本点相对于各脉冲错开的状态的接收信号的值重新排列组合，生成与以相当于该错开量的短的时间间隔采样过的值同等的数字信号。
这里，对于接收信号的样本值，每隔在发送信号中给予每次α秒的延迟的1模式的脉冲的数(上述例子中为4)，通过重新排列这些样本值，生成虚拟的过采样产生的数字信号。
这样，对于在变更发送信号的脉冲位置的同时发送的信号，通过基于脉冲发送位置和采样位置来重新排列，可以生成虚拟的过采样信号。即，能够以将反复发送的脉冲的脉冲发送位置错开了规定量的1模式的脉冲数的、延长了时间轴的形式进行过采样。
此时，通过以短于AD变换的采样定时的时间变更发送信号的脉冲位置，实现虚拟的过采样。
根据上述说明的本实施方式的结构，不用提高AD变换电路的采样频率，而可以实现过采样。
此外，脉冲雷达装置的分离分辨率由发送信号的脉冲宽度决定，所以要提高分离分辨率，就需要使脉冲宽度窄。但是，要使脉冲宽度窄，需要提高AD变换电路的采样频率。由于在AD变换电路的采样频率上器件是有极限的，所以实际上按数GHz的采样频率进行AD变换是有困难的。
因此，只要使用本实施方式中说明的结构，就能够实现高于AD变换电路的采样频率的分辨率下的采样，所以使用更窄的脉冲宽度的信号而可以实现较高的分离分辨率。
此外，一般地，从其结构来看，DA变换电路相比AD变换电路高速地进行动作。在本实施方式中说明的结构，利用了该特征。因此，如将AD变换电路的采样时钟用模拟电路进行定时调整的方法、或将多个AD变换电路并行地配置，错开一方的AD变换电路的采样时钟的方法等的做法(approach)，其与使电路复杂的做法是不同的。
因此，在本实施方式中，使用比AD变换电路高速的DA变换电路，由于以数字方式控制发送信号的脉冲位置，所以可以实现电路的简化、消耗功率的下降、成本的降低。
(第2实施方式)
在作为脉冲信号而在错开各脉冲的发送定时的同时反复发送，虚拟地进行过采样的情况下，由于需要反复相当于过采样数的次数的脉冲发送，所以测定上需要时间。而且，使错开发送定时的时间(时间调整量)相对于AD变换的采样间隔越短，则测定就越需要时间。
因此，在第2实施方式中，根据雷达装置的测定环境，变更要发送的脉冲信号的脉冲宽度和脉冲位置。由此，可进行对应于测定环境的过采样数的变更。
在雷达装置的测定环境中，在不存在多个固定的反射物体的情况下，雷达的分离分辨率的要求低。即，在反射波少的环境中，未必需要使用脉冲宽度窄的脉冲信号。在该情况下，AD变换的采样间隔足够宽，可以使用采样脉冲低的频率的时钟。因此，通过使脉冲宽度根据测定环境而改变，可以减少虚拟的过采样数，所以能够实现测定时间的缩短。
图7是表示本发明的第2实施方式的雷达装置的结构的方框图。第2实施方式是将第1实施方式的雷达装置的结构进行部分变更的例子。这里，以与第1实施方式不同的部分为中心进行说明，对与第1实施方式同样的结构，省略其说明。
雷达装置包括可变宽度脉冲生成单元201、脉冲发送位置调整单元202、DA变换单元103、采样时钟生成单元104、倍增单元105、发送混频器单元106、本机振荡信号发生单元107、放大器108、天线109作为发送部分。此外，雷达装置包括天线111、放大器112、接收混频器单元113、AD变换单元114、距离检测单元115、测定环境检测单元216作为接收部分。
第2实施方式的雷达装置包括测定环境检测单元216，并且包括可变宽度脉冲生成单元201取代脉冲生成单元，在这方面与第1实施方式的结构不同。此外，脉冲发送位置调整单元202的动作与第1实施方式不同。
可变宽度脉冲生成单元201是实现信号生成单元的功能的结构的一例，基于从测定环境检测单元216输出的测定环境信息，决定要发送的脉冲信号的脉冲宽度。后面论述有关脉冲宽度的决定方法。而且，可变宽度脉冲生成单元201将具有决定的脉冲宽度的脉冲信号，以固定时间间隔反复生成并输出。此外，可变宽度脉冲生成单元201将脉冲宽度信息输出到脉冲发送位置调整单元202。
脉冲发送位置调整单元202将可变宽度脉冲生成单元201输出的脉冲信号和脉冲宽度信息作为输入。该脉冲发送位置调整单元202进行与第1实施方式的脉冲发送位置调整单元102同样的动作，但在根据要发送的脉冲信号的脉冲宽度而将使各脉冲延迟的时间α变更方面与第1实施方式不同。脉冲发送位置调整单元202将根据脉冲宽度控制了各脉冲的延迟量的脉冲信号输出到DA变换单元103。
测定环境检测单元216将从AD变换单元114输出的变换为数字值的接收信号作为输入。测定环境检测单元216从输入的接收信号中将与测定环境中的反射物的存在数关联的特征信息作为测定环境信息来提取。而且，对于可变宽度脉冲生成单元201输出测定环境信息。
与反射物的存在数关联的特征信息，例如假定为反射波的条数。在该情况下，对于超过设定的阈值的反射波进行计数，将反射波的条数设为测定环境信息。此外，作为另外的一例，也可以将延迟扩散(spread)设为与反射物的存在数关联的特征信息。有关测定环境的判定方法将在后面论述。
图8是表示第2实施方式的由可变宽度脉冲生成单元201输出的脉冲信号(生成脉冲)的一例的动作说明图。可变脉冲生成单元201中，基于测定环境信息生成并输出可变宽度的脉冲信号。图8(A)作为一例表示将脉冲宽度设为1纳秒(ns)的情况下的波形，图8(B)作为一例表示将脉冲宽度设为2纳秒(ns)的情况下的波形。
图中的箭头表示DA变换单元103的采样时钟(DA变换采样时钟)的定时。在以4GHz的采样时钟进行采样的情况下，脉冲信号的波形和DA变换采样时钟为图8(A)、(B)所示的关系。即，1纳秒的脉冲宽度为相当于4样本的宽度，2纳秒的脉冲宽度为相当于8样本的宽度。即，与第1实施方式同样，DA变换采样时钟标记为脉冲宽度的1/N倍，图8(A)的情况下，与第1实施方式中说明的动作同样，N＝4。图8(B)的情况下，N＝8。
图示例子的情况下，可变宽度脉冲生成单元201基于测定环境信息，在反射物的存在数为规定值以上的情况下，作为第1信号宽度，生成图8(A)所示的窄的脉冲宽度为1纳秒的脉冲信号。此外，在反射物的存在数小于规定值的情况下，作为比第1信号宽度宽的第2信号宽度，生成图8(B)所示的宽的脉冲宽度为2纳秒的脉冲信号。
图9是表示第2实施方式的从脉冲发送位置调整单元202输出的脉冲信号(发送脉冲)的一例的动作说明图。脉冲发送位置调整单元202变更输入的脉冲信号的脉冲位置，调整脉冲信号的发送定时(脉冲发送位置)。此时，将图8(A)、(B)所示的从可变宽度脉冲生成单元201输出的脉冲信号设为输入信号。图9(A)、(B)表示与图8(A)、(B)各自对应的脉冲发送位置调整单元202的输出信号。
图9(A)表示输入了脉冲宽度为1纳秒的脉冲信号的情况下的波形，图9(B)表示输入了脉冲宽度为2纳秒的脉冲信号的情况下的波形。图中的箭头表示DA变换采样时钟的定时。这里，将DA变换单元103的采样时钟和AD变换单元114的采样时钟之比设为M(M＝4)。
图9(A)是在脉冲宽度为1纳秒的情况下，延迟量α1＝1/M(ns)(脉冲宽度的1/M倍，M＝4)的情况下的脉冲位置控制方法的例子，与第1实施方式中说明的动作是同样的。
图9(B)是在脉冲宽度为2纳秒的情况下，延迟量α2＝2/M(ns)(脉冲宽度的1/M倍，M＝4)的情况下的脉冲位置控制方法的例子。这样，在使脉冲宽度宽的情况下，变更脉冲位置控制方法，以使根据该脉冲宽度而增大延迟量。即，无论脉冲宽度如何都进行控制，以使虚拟过采样的结果，对一个脉冲进行采样的数都相同。图9(A)为N＝4，图9(B)为N＝8。因此，图9(B)也以N＝4那样来控制。
最初输入的第1脉冲不给予延迟，无延迟地输出。
在第2脉冲，对脉冲反复间隔，给予α2秒(α2＝2/M(ns))的延迟。该延迟是DA变换单元103中的DA变换的相当于2样本的时间(相当于DA变换采样时钟的2时钟的时间)的延迟。第1脉冲和第2脉冲之间的间隔为1微秒+α2秒。因此，第2脉冲在从第1脉冲起的1微秒+α2秒后被输出。
第3脉冲不给予延迟，在无延迟下输出。
在第4脉冲，给予α2秒(α2＝2/M(ns))的延迟。该延迟是相当于DA变换的2样本的时间的延迟。第3脉冲和第4脉冲之间的间隔为1微秒+α2秒。因此，第4脉冲在从第3脉冲起的1微秒+α2秒后被输出。
对于以后的脉冲，同样地反复。
如上所述，脉冲位置的获得的范围，依赖于AD变换的采样时钟和DA变换的采样时钟之比M。根据DA变换的采样时钟相对AD变换的采样时钟为多少倍，决定获得脉冲位置的模式。在上述说明中M＝4，所以存在4倍的模式和2倍的模式。M不限于此，只要满足M＝2以上即可。
在图9(A)中，脉冲位置的模式每4脉冲反复。此外，在图9(B)中，脉冲位置的模式每2脉冲反复。因此，就实现虚拟过采样来说，对于图9(A)的情况需要4脉冲，而图9(B)的情况用2脉冲完成。
这样，根据脉冲位置的控制方法，虚拟过采样上需要的时间不同，脉冲位置的模式进行反复所需的脉冲数越少，处理所需的时间就越短。这里，越增大脉冲位置控制时的延迟量，则1模式的脉冲数就越少，能够使虚拟过采样所需的时间就越短。
然而，在可变宽度脉冲生成单元201中，生成的脉冲信号的脉冲宽度的种类在上述说明中设为两种，但不限于此，也可以是两种以上。脉冲宽度也可以考虑反射波的分离分辨率和虚拟过采样所需的时间来决定。
这里，在将AD变换和DA变换的采样时钟的频率固定的条件下来考虑，则脉冲宽度越宽，可以使虚拟过采样所需的脉冲数就越少。这是因为以对一个脉冲进行采样的数来考虑时，只要以使平均每一脉冲的样本数相同来进行采样，就可以减少与扩宽脉冲宽度相应的、虚拟过采样所需的脉冲数。
图10是示意地表示在第2实施方式的AD变换单元114中采样接收信号时的动作的动作说明图。在图10中，×标记是样本点，表示对接收信号的脉冲信号在以AD变换采样时钟表示的定时进行了采样的值。图10表示在图9(B)被发送的情况下所接收的信号。图9(A)被发送的情况下接收信号，与在第1实施方式中说明的图6是同样的。
假想使用环境与第1实施方式同样，假设为图2所示的雷达装置的使用环境。在图10中，表示在雷达装置设为对象的空间中存在一个反射物的环境中，从雷达装置发送脉冲信号，由反射物反射而被雷达装置再次接收的接收信号。
这里，假定进行反射的物体处于静止，或者在脉冲的反复间隔之间可以被看作处于静止。在物体可以被看作为静止状态的情况下，在脉冲间从发送之后起到被接收为止的路径上不产生差。
假设在接收信号中，第1个被接收的脉冲，以图10的位置关系被接收。该情况下，通过扩宽了脉冲宽度，如图6所示的第1实施方式，不发生检测困难的状况。
第2个被接收的脉冲，在发送时从脉冲反复间隔(1微秒)起延迟了α2秒的位置被发送，所以看作物体为静止状态时，在接收时也延迟α2秒后被接收。因此，第2被接收的脉冲，相对于第1脉冲被接收的时间，在1微秒+α2秒后被接收。因此，接收信号和AD变换采样时钟之间的位置关系错开α2秒。因该延迟，接收信号在与第1脉冲不同的位置、即在延迟了α2秒的定时被采样。
第3个被接收的脉冲，与第1脉冲同样，在发送时不给予α2秒的延迟，所以返回到1微秒的脉冲间隔。该情况下，接收信号在与第1脉冲相同的位置被采样。
第4个被接收的脉冲，与第2脉冲同样，在发送时被给予α2秒的延迟，所以相对于第3脉冲被接收到时间，在1微秒+α2秒后被接收。因此，接收信号在与第1脉冲、第3脉冲不同的位置、即在延迟了与第2脉冲相同的α2秒的定时被采样。这样，与第1脉冲和第2脉冲之间的关系同样，以下被反复接收。
如上所述，因在发送侧变更发送信号的脉冲发送位置来进行发送，在接收侧进行AD变换的位置错开，所以可以在对每个被反复发送的脉冲不同的定时采样接收信号。该情况下，通过将第1脉冲的区间和第2脉冲的区间的样本值相加，可以实现虚拟的过采样(在本例子中，相对于AD变换的采样时钟为2倍的过采样，相对于脉冲宽度为4倍的过采样)。
图11是用于说明在第2实施方式的测定环境检测单元216中判定测定环境的方法的图。图11表示一例将纵轴设为接收功率、将横轴设为从脉冲被发送后的延迟时间时的接收信号的波形。在图中，实线表示接收信号，虚线表示用于判定反射波是否存在的阈值。
这里，以根据反射波的数判定测定环境的情况为例来说明。使阈值随时间改变。如图所示，进行控制以便越增加延迟时间，使阈值的值越小。这样控制阈值的理由是因为信号功率随着电波被发送的传播距离而变小，从脉冲被发送起的延迟时间越长，接收功率就越小。再有，在进行接收信号的AGC控制的情况下，也可以根据该控制电平(level)来设定阈值。
测定环境检测单元216对接收信号的峰值超过阈值的次数进行计数，将该次数设为反射波的数。反射波的数越多，在相同的延迟时间中被接收的反射波变多的几率就越高，所以要求高的分离分辨率。相反地，反射波的数越少，在相同的延迟时间中被接收的几率就越低，所以不要求高的分离分辨率。
根据以该反射物的存在数为特征的测定环境信息，在可变宽度脉冲生成单元201中决定脉冲宽度。在反射波的数多的情况下，要求高的分离分辨率，所以设定窄的脉冲宽度，在反射波的数少的情况下，不要求高的分离分辨率，所以设定宽的脉冲宽度。
这里，作为一例说明了根据反射波的数来判定测定环境的情况，但判定测定环境的方法不限于此，也可以根据延迟扩散来判定。延迟扩散是表示反射波在延迟时间方向的扩展(扩散)情况的统计数据。关于延迟扩散，记载于下述参考非专利文献1中。
[参考非专利文献1]横山光雄著《移动通信技术的基础》、第3章、P.68～70、日刊工业新闻社
延迟扩散表示到来波的延迟时间的扩展。在延迟扩散的值大的情况下，意味着在大范围内存在许多反射物。相反地，在延迟扩散的值小的情况下，意味着存在少的反射物。因此，在延迟扩散的值大的情况下，要求进行来自许多反射物的到来波的分离，所以将脉冲宽度设定得窄。相反地，在延迟扩散的值小的情况下，因反射物的数少而不要求高的分离性能，所以将脉冲宽度设定得宽。
根据上述说明的本实施方式的结构，根据测定环境(反射波的数、延迟扩散等)而使脉冲宽度可变，可以与脉冲宽度匹配来调整虚拟过采样数。由此，能够以对应于测定环境的合适的精度进行物体的检测、距离测定等。
此外，通过根据测定环境而使脉冲宽度可变来调整虚拟过采样数，可以减少虚拟过采样造成的测定时间。此外，与第1实施方式同样，通过实现高于AD变换电路的采样频率的分辨率的采样，可以提高分离分辨率，实施高精度的雷达测定。
(第3实施方式)
图12是表示本发明的第3实施方式的雷达装置的结构的方框图。第3实施方式是将第2实施方式的雷达装置的结构变更一部分的例子。这里，以与第2实施方式不同的部分为中心进行说明，对与第2实施方式同样的结构，省略其说明。
第3实施方式的雷达装置，在取代测定环境检测单元216而包括脉冲宽度控制单元317方面与第2实施方式的结构不同。
脉冲宽度控制单元317基于规定的条件，将控制信号输出到可变宽度脉冲生成单元201，并控制脉冲宽度的变更。可变宽度脉冲生成单元201基于来自脉冲宽度控制单元317的控制信号，决定要发送的脉冲信号的脉冲宽度，并将具有该脉冲宽度的脉冲信号以固定时间间隔反复生成并输出。有关可变宽度脉冲生成单元201中的脉冲宽度的可变动作、以及脉冲发送位置调整单元202中的脉冲发送位置的控制方法，与第2实施方式是同样的。
在脉冲宽度控制单元317中，作为变更脉冲宽度的规定的条件，例如，可列举来自外部的控制指示的情况。该情况下，根据对应于雷达装置的设置场所的初始设定时的设定操作等，通过给予控制指示，输出用于决定脉冲宽度的控制信号。在根据设置场所反射物的存在数在某种程度可以想像的情况下，这样的脉冲宽度变更方法是可行的。例如，在市区使脉冲宽度窄，在郊外使脉冲宽度宽等，对脉冲宽度的设定进行变更。
此外，作为变更脉冲宽度的规定的条件的其他例子，可列举基于白天和夜间等的时间信息的情况。该情况下，根据定时器的时间信息等，通过给予控制因素，输出用于决定脉冲宽度的控制信号。例如，在白天将脉冲宽度设定得窄，而在夜间将脉冲宽度设定得宽等，变更脉冲宽度的设定。
这种设定中，在街上设置传感器的情况下，白天人、车辆等移动物体的来往多。相对于此，可以认为夜里人、车辆等的移动物体的来往少。因此，在传感器测定的区域中存在物体的数白天多的可能性高，所以使脉冲宽度窄，提高分离分辨率。由此，夜里将脉冲宽度设定得宽，可设法使消耗电力少等。
此外，如第2实施方式的图7所示的测定环境检测单元216产生的测定环境信息等那样，也可以基于检测测定环境所得的检测信息。该情况下，根据测定环境信息等的检测信息，给予控制因素，从而可以输出用于决定脉冲宽度的控制信号。例如，根据检测的环境，在视为物体数多的环境中使脉冲宽度窄、在视为物体数少的环境中使脉冲宽度宽等的变更脉冲宽度的设定。
这样，根据第3实施方式，假设根据测定条件而使脉冲宽度可变，可以与脉冲宽度匹配来调整虚拟过采样数。由此，能够获得与第2实施方式同样的效果。
(第4实施方式)
图13是表示本发明的第4实施方式的雷达装置的结构的方框图。第4实施方式是将第1实施方式的雷达装置的结构变更一部分的例子。这里，以与第1实施方式不同的部分为中心进行说明，对与第1实施方式同样的结构，省略其说明。
在第4实施方式中，将由接收天线接收到的射频信号的接收信号用模拟电路变换为IF(Intermediate Frequency；中频)信号，对IF信号通过AD变换单元进行IF采样这一点与第1实施方式不同。
第4实施方式的雷达装置，对第1实施方式的结构进行追加而包括分频单元411、变频单元417。此外，将第1实施方式的距离检测单元115的功能设为分离成虚拟过采样单元416和距离检测单元415的结构。再有，虚拟过采样单元416和变频单元417及距离检测单元415的数字电路，以从采样时钟生成单元104输出的时钟信号进行动作。
本机振荡信号发生单元107连接到发送混频器单元106和分频单元411。将生成的本机振荡信号输入到发送混频器单元106及分频单元411。
分频单元411将从本机振荡信号发生单元107输入的射频频率的本机振荡信号(载波信号)作为输入。分频单元411具有分频器，将输入信号分频为预先决定的值，并输出分频后的IF本机振荡信号。这里，IF本机振荡信号的频率设定为由AD变换单元414进行采样的IF频率。从分频单元411输出的信号被输入到接收混频器单元413。
接收混频器单元413将来自分频单元411的IF本机振荡信号和从放大器112输出的接收信号作为输入。接收混频器单元413将IF本机振荡信号和接收信号进行乘法运算而混频，将接收信号从射频频率变换到IF频率的信号。变换为IF频率的信号(以下，称为IF信号)被输入到AD变换单元414。
AD变换单元414将从接收混频器单元413输出的IF信号、以及从采样时钟生成单元104输出的采样时钟作为输入。AD变换单元414使用输入的采样时钟，通过将对应于采样时钟的每间隔输入的IF信号采样为数字值，从而变换为数字信号。变换为数字信号的IF信号被输入到虚拟过采样单元416。
虚拟过采样单元416将从AD变换单元414输出的采样为数字值的IF信号、从采样时钟生成单元104输出的采样时钟、以及从脉冲发送位置调整单元102输出的脉冲发送位置信号作为输入。虚拟过采样单元416对输入的IF信号虚拟地进行过采样，并输出虚拟地过采样后的IF信号。即，虚拟过采样单元416具有与上述第1实施方式的距离检测单元115同样的虚拟过采样功能。
虚拟过采样功能，在第1实施方式中，作为距离检测单元115的一部分功能进行了说明，但在第4实施方式中，使虚拟过采样功能从距离检测单元115中独立，设为虚拟过采样单元416。与第1实施方式同样，通过比在接收部分的AD变换变换单元414中对IF信号采样的采样间隔短的时间，发送信号在脉冲发送位置调整单元102中错开脉冲信号的发送定时(脉冲发送位置)的同时被反复发送。虚拟过采样单元416通过将AD变换单元414中被采样的IF信号，根据脉冲发送位置信号产生的脉冲位置来重新排列，使用低的采样时钟，虚拟地进行过采样。
变频单元417将从虚拟过采样单元416输出的虚拟地过采样后的IF信号、以及从采样时钟生成单元104输出的采样时钟作为输入。变频单元417将输入的IF信号变换为基带信号。IF信号通过被乘以具有IF信号的中心频率的正弦波和余弦波的乘法运算而变换为基带信号。乘法运算的结果，分别成为基带信号的同相分量和正交分量。变频单元417输出被变换为基带信号的同相分量和正交分量。
距离检测单元415将从变频单元417输出的基带信号、从采样时钟生成单元104输出的采样时钟、以及从脉冲发送位置调整单元102输出的脉冲发送位置信号作为输入。距离检测单元415使用基带信号检测距物体的距离。
在第4实施方式中，从第1实施方式的距离检测单元115中将虚拟过采样功能设为虚拟过采样单元416而使其独立，所以距离检测单元415实施从第1实施方式中说明的距离检测单元115的功能中除去虚拟过采样功能之外的功能。即，距离检测单元415使用从变频单元417输出的基带信号，实施计算从脉冲信号被发送之后到被接收为止的脉冲的时间，并求距物体的距离的功能。
第4实施方式中，不是第1实施方式那样将基带信号采样为数字信号，而是将IF信号采样为数字信号(IF采样)。进行IF采样的情况下，使用采样时钟高于采样基带信号情况的采样时钟来进行采样。
但是，第4实施方式中，为了虚拟过采样而决定采样时钟，以使虚拟过采样后的采样时钟满足IF采样的条件。即，决定虚拟过采样后的采样频率，以在输入到AD变换单元414的IF信号具有的频带中满足采样定理。
即，使采样时钟成为虚拟过采样数倍，求虚拟的采样频率。设定采样时钟和虚拟过采样数，以使该虚拟的采样频率在IF信号具有的频带中满足采样定理。因此，在采样时钟生成单元104中，生成并输出满足上述条件的时钟信号，作为生成的采样时钟。
如上述说明的动作，通过虚拟地进行过采样，与通常的IF采样的情况相比，可以通过低采样时钟的AD变换来进行采样。以往的IF采样，相比采样基带信号的情况，进行使用高的采样频率的AD变换。相对于此，在第4实施方式的雷达装置中，通过虚拟过采样，能够使用低频率的采样时钟进行AD变换。即，可使用频率比以往低的采样时钟进行IF采样。
而且，可以使用低频率的采样时钟，所以相比使用高频率的采样时钟的情况，可以扩大AD变换器的比特宽度。扩大AD变换的比特宽度，可以扩大要采样的信号的动态范围，所以可以扩大雷达装置能够检测物体的距离的范围。而且，如第1实施方式中说明的，可以虚拟地实现高的采样率，所以即使在进行IF采样的结构的情况下，也可以提高反射物的分离分辨率。
再有，就本发明而言，不脱离本发明的宗旨及范围，而基于说明书的记载以及公知的技术，本领域技术人员进行的各种各样的变更、应用也是本发明的预定的内容，包含在要求保护的范围内。此外，在不脱离本发明的宗旨的范围内，也可以将上述实施方式的各结构要素任意地组合。
在上述各实施方式中，以由硬件构成本发明的情况为例进行了说明，但本发明也可以由软件实现。
另外，用于上述实施方式的说明中的各功能块通常被作为集成电路的LSI来实现。这些功能块既可以被单独地集成为单芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为单芯片。虽然这里称为LSI，但根据集成程度，可以被称为IC、系统LSI、超大LSI(Super LSI)、或特大LSI(Ultra LSI)。
另外，实现集成电路化的方法不限于LSI，也可使用专用电路或通用处理器来实现。也可以使用可在LSI制造后编程的FPGA(Field ProgrammableGate Array：现场可编程门阵列)，或者可重构LSI内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器。
而且，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术的出现，如果出现能够替代LSI的集成电路化的技术，当然可利用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。
本申请基于2010年9月14日提交的日本专利申请(特愿2010-205420)，其内容在本申请中作为参考而引入。
工业实用性
本发明可以使AD变换电路及其周围电路的结构不复杂，而能够以短于AD变换电路的采样定时的间隔获取数字信号，并具有提高雷达装置的距离分辨率的效果，作为在发送信号中使用脉冲信号的脉冲雷达等的雷达装置是有用的。

Claims (9)

1.雷达装置，包括：
信号生成单元，生成具有规定的信号宽度及信号间隔的间歇信号；
发送信号位置调整单元，调整所述间歇信号在时间轴上的位置并作为发送信号输出；
射频发送单元，将所述发送信号无线发送到测定对象空间；
射频接收单元，从所述测定对象空间接收包含来自所述测定对象空间中的物体的反射波的接收信号；
AD变换单元，将所述接收信号变换为数字信号；以及
物体检测单元，基于所述接收信号来检测物体，
所述发送信号位置调整单元对所述间歇信号的每个信号单位，将以比所述AD变换单元的采样间隔短的时间调整量变更了所述时间轴上的位置的发送信号输出。
2.权利要求1所述的雷达装置，
所述发送信号位置调整单元对所述间歇信号的每个信号单位，不断错开发送位置以使定时每次延迟或提前所述时间调整量，直至发送位置成为原来的间歇信号的位置为止设为1模式，并输出将该1模式的信号单位的组反复的发送信号。
3.权利要求1所述的雷达装置，
所述物体检测单元从对应于所述发送信号的接收信号在所述AD变换单元中被采样的数字信号中，基于所述间歇信号的每个信号单位的发送位置的信息，生成以所述发送位置的时间调整量的间隔进行采样的状态的接收信号。
4.权利要求2所述的雷达装置，
所述物体检测单元对于对应于所述发送信号的接收信号在所述AD变换单元中被采样的数字信号，通过将错开了所述发送位置的1模式的间歇信号的相应的信号单位数的样本值重新排列，生成以所述发送位置的时间调整量的间隔进行采样的状态的接收信号。
5.权利要求1所述的雷达装置，还包括：
测定环境检测单元，检测所述接收信号的测定环境，
所述信号生成单元能够变更所生成的间歇信号的信号宽度，基于来自所述测定环境检测单元的测定环境信息而生成规定的信号宽度的间歇信号，
所述发送信号位置调整单元根据所述间歇信号的信号宽度来变更发送位置的时间调整量。
6.权利要求5所述的雷达装置，
所述测定环境检测单元输出与测定环境中的反射物的存在数关联的特征信息作为所述测定环境信息。
7.权利要求6所述的雷达装置，
所述信号生成单元基于所述反射物的存在数，在反射物的存在数为规定值以上的情况下，生成第1信号宽度的间歇信号，在反射物的存在数小于规定值的情况下，生成信号宽度宽于所述第1信号宽度的第2信号宽度的间歇信号。
8.权利要求7所述的雷达装置，
所述发送信号位置调整单元在所述间歇信号的信号宽度为所述第2信号宽度的情况下，相对于所述第1信号宽度的情况，增大所述时间调整量。
9.权利要求1所述的雷达装置，还包括：
信号宽度控制单元，控制所述间歇信号的信号宽度，
所述信号生成单元能够变更所生成的间歇信号的信号宽度，基于来自所述信号宽度控制单元的控制信号，生成规定的信号宽度的间歇信号，
所述发送信号位置调整单元根据所述间歇信号的信号宽度，变更发送位置的时间调整量。
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