KR101564556B1 - 무선 전송기, 무선 수신기, 무선 전송기 및 무선 수신기를 가진 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 연속 신호(sFMTx(t))를 형성하기 위한 적어도 하나의 신호 생성기(SGEN1) 및 전송된 신호(sTx(t))를 방사하기 위한 안테나(ANT1)를 포함하는 무선 전송기(1, 4)에 관한 것이다. 신호 생성기(SGEN1)의 적어도 하나의 출구는 안테나(ANT1)의 적어도 하나의 입구에 접속된다. 신호 생성기(SGEN1)는 신호 생성기(SGEN1) 및 안테나(ANT1) 사이의 신호 접속을 선택적으로 차단 및 유지하기 위한 상호접속된 차단기 유닛(SW1)에 의해 안테나(ANT1)에 접속된다.

Description

무선 전송기, 무선 수신기, 무선 전송기 및 무선 수신기를 가진 시스템 및 방법{RADIO TRANSMITTER, RADIO RECEIVER, SYSTEM AND METHOD WITH A RADIO TRANSMITTER AND RADIO RECEIVER}
본 발명은 무선 전송기, 무선 수신기, 이들의 결합, 및 장치를 동작시키기에, 특히 UWB(초광대역) 신호들에 의해 동기화 및/또는 범위 결정을 수행하기에 적당한 방법들에 관한 것이다.
현대 무선 위치 시스템들 및 무선 식별 시스템들에서, 광대역 UWB 신호들은 널리 사용된다. 용어 UWB는 신호 대역이 신호의 중심 주파수의 적어도 20%이거나, 500MHz보다 넓은 경우들에서 US 연방 통신 위원회(FCC)의 정의에 따라 사용된다.
UWB 시스템들이 가지는 문제는 UWB 신호들의 생성 및 검출이다. UWB 신호들 생성시, 엄격한 법적 요구조건들은 고수되어야 하고, 신호 스펙트럼은 엄격하게 정의된 주파수 마스크들 내에 있어야 한다. FCC 또는 유럽 전자 통신 위원회(ECC)의 공표물에서, 예를 들어 스펙트럼 마스크들에 대한 상기 요구조건들은 공표된다. 일반적인 UWB 시스템들에서, 매우 짧은 펄스들(통상적으로 100ps-1ns 범위의 펄스 기간)은 신호들로서 사용되고, 비교적 낮은 펄스 반복 레이트들(1-100MHz)이 사용된다. 통상적으로 1:100의 선택된 마크 대 스페이스(mark-to-space) 비율들은 필요하고, 그러므로 생성된 신호들은 법적 요구조건들에 부합하도록 매우 낮은 평균 전력을 가진다.
매우 짧은 펄스 기간들로 인해 그리고 긴 펄스 간격에 의한 합성으로 인해, 두 개의 UWB 비율 스테이션들의 신호를 동기화하는 것은 어렵다. 이런 동기화는 특정 하드웨어 상관기들에 의해 일반적으로 수행된다. 이들 하드웨어 상관기들은, UWB 신호들의 극단 대역폭으로 인해, 지금까지 순수하게 계산을 바탕으로 소프트웨어에 의한 상관, 또는 동기화를 수행하기 위하여 아날로그 대 디지털 컨버터로 신호들을 값싸게 디지털화하는 것은 가능하지 않기 때문에, 필요하다. 하드웨어 상관기들을 사용한 신호 비교의 단점들 중 하나는 다양한 오프셋 포인트들에 대한 상관이 순차적으로만 결정되고 그러므로 한편으로 시간을 요구하고 - 즉, 동기화는 단계적 또는 느린 방식으로만 수행될 수 있음 - 및 또한 다수의 신호들이 동기화 최적성 ― 즉, 상관 최대값 ― 을 순차적으로 발견하기 위한 동기화 처리들을 위하여 전송될 필요가 있기 때문에 불필요한 전력량들이 소비되는 것이다.
소프트웨어 상관은 단지 하나의 UWB 신호만이 완전한 상관을 계산하고 상관 최대값을 발견하기 위하여 전송 및 수신될 필요가 있기 때문에 보다 바람직하다. 그러나 큰 신호 대역폭들로 인해, 필요한 하드웨어 사전조건들이 부족하거나, 극히 값비싸기 때문에 저비용 방식으로 이런 방법을 실행하는 것은 가능하지 않다.
이미 설명된 바와 같이, 현재 UWB 시스템들은 종종 펄스 신호들 및 펄스 위치 변조 또는 진폭 변조 같은 매우 간단한 변조 타입들과 함께 작동한다. 기본 원리들은 예를 들어 "Terence W. Barrett "History of UltraWideBand(UWB) Radar & Communications: Pioneers and Innovators; http://www.ntia.doc.gov/osmhome/uwbtestplan/barret_history_(piersw-figs).pdf"에 개시된다. 특히 UWB 위치 시스템들이 다루어지는 제 1 공개물들 중 하나는 US 5, 748, 891이다. UWB 위치 시스템들의 추가 설명들은 US 6, 054, 950, US 6, 300, 903 및 US 6, 483, 461에서 발견될 수 있다.
간단한 펄스 시스템들은 생성된 펄스들의 스펙트럼을 선택적으로 형성하기 위하여 과도하게 복잡해지는 것을 의미한다. 일반적으로, 그리고 특히 계획된 유럽 허가 규정들로 인해, 펄스들이 가우스 또는 cos2 모양 포락선과 같은 매우 정확하게 정의된 포락선을 가져서, 상기 펄스들이 규정 인증국들에 의해 요구된 스펙트럼 마스크들 내에 유지되고 측대역들에서 극히 작은 양의 전력을 생성하는 것은 필요하다. 상기 짧은 펄스 시간들 내에서 선택적 진폭 제어는 기술적으로 실행하기 매우 어렵다.
언급된 이유들로 인해, 보다 새로운 UWB 시스템들은 OFDM 변조 같은 대안으로서 보다 복잡한 변조 타입들을 널리 사용한다. 여기에서 기저대역 신호들이 D/A 컨버터에 의해 대부분 생성되기 때문에, D/A 컨버터들이 오늘날 예를 들어 몇 GHz의 대역폭을 가진 신호들의 직접적인 생성을 효과적으로 허용하지 않기 때문에, 신호들을 비교적 작은 대역폭으로 제한하거나, 신호들을 다양한 서브대역들로 분할하는 것은 필요하였다. 이미 논의된 방법은 예를 들어 "Ultra-wideband communications" an idea whose time has come" Liuqing Yang; Giannakis, G.B., Signal Processing Magazine, IEEE Volume 21, Issue 6, Nov.2004 Page(s): 26-54"에 개시된 소위 UWB-MB-OFDM이다. 여기서, 이용 가능한 스펙트럼은 다수의 대역들로 분할되고, 정보는 OFDM 변조에 의해 각각의 대역 내에서 전송된다.
DE 101 57 931 C2로부터, FMCW 시스템들에 대한 무선 스테이션들을 동기화할 가능성은 공지되고, 여기서 연속적인 파들은 전송 및 수신되었다. 스위치는 듀플렉서, 즉 전송 및 수신 동작 사이의 스위치로서 사용한다. 듀플렉서는 신호 생성이 아니고, 전송 및 수신 사이를 스위칭하기 위한 것이다.
US 2, 379, 395 A는 듀플렉서로서 듀플렉서 필터를 형성하는 스위치를 도시한다. 아날로그 주파수 변조, 즉 표준 무선 기술을 사용하여 데이터/통신 시스템의 주파수 안정화에 대한 방법이 기술된다. 상기 방법은 순수 통신 시스템의 주파수 안정화에 대한 것이지만, 다른 시스템 구성요소들 클록의 동기화는 언급되지 않았다.
WO 2005/098465 A2로부터, FMCW 시스템을 기초로 하는 클록 수단을 동기화하기 위한 방법은 공지되었고, 연속적인 파들은 전송 및 수신된다.
DE 199 46 161 A1으로부터, 범위 결정 방법은 FMCW 시스템들을 바탕으로 공지되었고, 여기서 연속적인 파들은 전송 및 수신된다.
그러므로 본 발명의 목적은 UWB 무선 스테이션들, 특히 UWB 무선 위치 시스템들을 동기화하기 위한 간단하고 값싼 가능성을 제공하는 것이다.
상기 목적은 청구항 제 1 항에 따른 무선 전송기, 청구항 제 8 항 또는 제 16 항에 따른 무선 수신기, 청구항 제 10 항에 따른 무선 전송/수신 시스템, 청구항 제 12 항에 따른 장치 및 청구항 제 18 항, 제 20 항 또는 제 21 항에 따른 방법에 의해 달성된다.
바람직한 실시예들은 종속항들, 단일 또는 결합으로 유도될 수 있다.
본 발명에 따른 무선 전송기는 연속 신호를 생성하기 위한 적어도 하나의 신호 생성기 및 전송 신호를 출력하기 위한 안테나를 포함하고, 여기서 전송 신호 생성기의 적어도 하나의 출력은 안테나의 적어도 하나의 입력에 접속된다. 게다가, 전송 신호 생성기는 전송 신호 생성기 및 안테나 사이의 신호 접속을 선택적으로 차단하고 유지하기 위하여 둘 사이에 배치된 차단 유닛을 통하여 안테나에 접속되고, 여기서 펄스 주기의 듀레이션은 전송 신호 생성기에 의해 생성된 연속 신호의 주파수 변조의 듀레이션보다 작다.
이런 무선 전송기는 이에 따라 생성된 연속 신호, 특히 주파수 변조 연속 신호를 펄스 신호로 전환한다. 연속 신호의 생성이 잘 공지되었고 값싸게 실행될 수 있기 때문에, 무선 전송기는 작은 부가적인 비용으로 구현될 수 있다. 특히 주파수 변조 펄스 성형된 신호들을 사용할 때, 주파수 변조 연속 신호들에 대해 증명된 방법들은 본 발명에 따른 지침들의 지식 및 UWB 신호들을 동기화 및 범위 결정하기 위한 대응하는 본 발명의 적응으로 사용될 수 있다.
바람직하게, 차단 유닛에 의해 신호 접속의 선택적 차단 및 유지는 차단 유닛에 외부적으로 인가된 스위칭 신호에 의해 수행된다.
바람직하게, 선택적 차단 및 신호 접속 유지는 적어도 부분적으로 규칙적인 간격들에서 차단 유닛에 의해 수행된다.
여기서, 만약 신호 접속의 선택적 차단 및 유지가 고정된 펄스 기간을 가진 차단 유닛에 의해 수행되면 특히 바람직하다.
또한, 전송 신호 생성기에 의해 생성된 연속 신호가 적어도 부분적으로 선형 주파수 변조 신호이면 바람직하다.
그 다음 만약 펄스 주기의 듀레이션이 신호 생성기에 의해 생성된 연속 신호의 주파수 변조의 듀레이션보다 작으면, 특히 적어도 10의 팩터만큼 작으면 바람직하다.
또한, 신호 생성기에 의해 생성된 연속 신호의 주파수 변조의 듀레이션이 100㎲ 및 100ms 사이라면 바람직하다.
특히 무선 전송기는 바람직하고, 여기서 연속 신호를 생성하기 위한 신호 생성기 및 신호 접속을 선택적으로 차단하고 유지하기 위한 차단 유닛은 서로에 관련하여 공지된 결정론적 관계를 가진 클록 신호들에 의해 각각 구동된다.
그 다음 특히 만약 전송 신호 생성기 및 차단 유닛이 공통 클록을 기초로 각각의 클록 신호를 생성하는 구동용 디지털 전자기기에 접속되면 바람직하다.
그 다음, 무선 전송기는 생성된 클록 신호를 디지털 전자기기에 출력하기 위한 클록 생성기를 가지는 것은 특히 바람직하고; 여기서 디지털 전자기기는 전송 신호 생성기에 입력하기 위한 제 1 유도 클록 신호 및 차단 유닛에 입력하기 위한 제 2 유도 클록 신호를 생성한다; 그리고 전송 신호 생성기는 차단 유닛에 입력된 제 1 유도 클록 신호를 기초로 연속 신호를 생성한다; 그리고 차단 유닛은 제 2 유도 클록 신호를 기초로 전송 신호 생성기 및 안테나 사이의 신호 접속을 선택적으로 차단 및 유지한다.
이런 무선 전송기에서, 만약 차단 유닛이 외부적으로 구동 가능한 스위치, 특히 PIN 다이오드, 혼합기, 트랜지스터 또는 마이크로기계적 구성요소를 포함하면 특히 바람직하다.
상기 목적은 수신된 주파수 변조 및 펄스 성형된 무선 주파수들로부터 적어도 하나의 연관된 스펙트럼 라인들의 쌍을 추출하는 방식으로 구성된 주파수 변조 및 펄스 성형된 무선 신호들을 수신하기 위한 무선 수신기에 의해 달성된다. 특히, 본 발명에 따라, 파라미터들은 주파수 변조 연속 신호들에 대한 잘 공지된 방법들의 사용을 용이하게 하는 한 쌍의 연관된 스펙트럼 라인들로부터 계산될 수 있다.
여기에서, 특히 만약 연관된 스펙트럼 라인들 쌍의 스펙트럼 라인들이 동일한 차수 및 공지된 대칭 위치를 가지면 바람직하다.
무선 수신기는 연관된 스펙트럼 라인들의 쌍으로부터 주파수 오프셋 및/또는 시간 오프셋을 결정하기 위하여 바람직하게 구성된다.
무선 수신기는 주파수 변조 및 펄스 성형된 무선 신호들이 전송된 무선 전송기의 클록에 대해 계산된 주파수 오프셋 및/또는 시간 오프셋을 기초로 자체 동기화하기 위하여 추가로 바람직하게 구성된다.
바람직하게, 연관된 스펙트럼 라인들 쌍의 스펙트럼 라인들은 동일한 차수 및 공지된 대칭 위치를 가진다.
바람직하게, 무선 수신기는 연관된 스펙트럼 라인들의 쌍으로부터 주파수 오프셋 및/또는 시간 오프셋을 결정하도록 구성된다.
바람직하게, 무선 수신기는 주파수 변조 및 펄스 성형된 무선 신호들이 전송된 무선 전송기의 클록에 대해 계산된 주파수 오프셋 및/또는 시간 오프셋을 기초로 자체 동기화하도록 구성된다.
상기 목적은 특히 상기된 바와 같이, 상기된 적어도 하나의 무선 전송기 및 대응 방식으로 구성된 적어도 하나의 무선 수신기의 무선 전송/수신 시스템에 의해 달성된다.
무선 전송기 및 무선 수신기가 공통 클록을 제공하기 위하여 동일한 클록 소스를 가지는 시스템은 특히 바람직하다.
상기 목적은 무선 전송/수신 시스템을 동기화하고 및/또는 응답 디바이스를 범위 결정하기 위한 적어도 하나의 무선 전송/수신 시스템을 가진 장치에 의해 달성된다.
바람직하게, 응답 디바이스는 하기된 바와 같이 제 2 무선 전송/수신 시스템을 포함하는 트랜스폰더로서 구성된다.
선택적으로, 응답 디바이스는 하기된 바와 같이 후방 산란기 트랜스폰더로서 적당히 구성될 수 있다.
본 발명은 혼합 신호와 수신된 신호를 혼합하고 이에 따라 동기화 또는 범위 결정하기 위한 측정 신호를 형성하기 위한 적어도 하나의 혼합기를 포함하는 무선 전송/수신 시스템에 사용하기 위한 무선 수신기에 의해 달성된다.
여기서, "유사한"은 특히 변조가 전송 신호 생성기의 신호와 관련하여 시간 오프셋(Δt) 및/또는 주파수 오프셋(Δf)을 가지는 것을 의미한다. 캐리어 신호 주파수에서 주파수 오프셋은 특히 만약 모든 클록들이 공통 클록으로부터 유도되면, 변조 레이트, 즉 변조가 수행되는 속도를 유도하고, 이는 서로 다르다.
본 발명은 또한 무선 수신기의 측정 신호를 생성 및 평가하기 위한 방법에 의해 달성되고, 신호 생성기 및 안테나 사이의 신호 접속을 차단하는 것 및 유지하는 것은 측정 신호의 신호 접속이 실제 샘플러를 사용한 시간 양자화로서 나타나는 방식으로 수행되고, 차단 유닛에 의한 신호 접속 차단 및 유지는 샘플링이 측정 신호를 위해 이행되는 방식으로 시간 방식으로 수행된다.
이것은 특히 만약 적어도 샘플링 주파수가 측정 신호의 대역폭의 두 배이고 신호 접속 유지의 듀레이션이 실질적으로 측정 신호에서 발생하는 가장 높은 주파수의 역수보다 10 팩터만큼 작은 것과 같이 작으면 바람직하다.
이것은 상기 방식으로 시간 양자화된 측정 신호의 정보가 필터링 또는 스펙트럼 분석의 도움으로 완전히 재구성되고 추출될 수 있는 방법이다; 기본적으로 측정 신호는 만약 차단 유닛이 제공되지 않으면 상기 방식으로 형성된다.
상기 목적은 대응 무선 전송기 및 무선 수신기의 결합에 의해 달성된다.
게다가, 본 발명은 적어도 하나의 무선 전송기 및 적어도 하나의 무선 수신기를 동기화하기 위한 방법에 의해 달성되고, 적어도 하나의 무선 전송기들은 연속 신호를 생성하기 위한 적어도 하나의 신호 생성기 및 전송 신호를 출력하기 위한 안테나를 포함하고, 무선 전송기는 안테나에 대한 신호 접속을 선택적으로 차단 및 유지함으로써 안테나를 통하여 연속 신호로부터의 펄스 성형된 무선 방사 신호를 방사하고, 무선 수신기는 수신된 펄스 성형된 무선 신호들로부터 적어도 하나의 연관된 스펙트럼 라인들 쌍을 추출하고 주파수 오프셋 및/또는 시간 오프셋을 결정하고, 이를 바탕으로 무선 수신기는 자체적으로 무선 전송기의 클록에 동기화한다.
본 발명은 또한 트랜스폰더를 범위 결정 및/또는 배치하는 방법에 의해 달성되고, 무선 전송기는 연속 신호를 생성하기 위한 적어도 하나의 전송 신호 및 전송 신호를 출력하기 위한 안테나를 포함하고, 무선 전송기는 신호 접속을 선택적으로 차단하고 유지함으로써 연속 신호들로부터의 펄스 성형된 무선 전송 신호를 안테나를 통하여 트랜스폰더 쪽으로 방사하고, 상기 트랜스폰더는 이 신호를 변조 방식으로 무선 수신기 쪽으로 반사하고 무선 수신기는 수신된 펄스 성형된 무선 신호들로부터 적어도 하나의 스펙트럼 라인을 추출하고, 이로부터 트랜스폰더의 거리 및/또는 위치를 결정한다.
본 발명은 비제한 방식으로 상세히 다음에서 기술되고 예시적인 실시예들을 참조하여 순수하게 개략적으로 기술될 것이다.
도 1은 UWB 무선 전송기를 개략적으로 도시한다.
도 2는 UWB 무선 전송기의 제 1 실시예를 개략적으로 도시한다.
도 3은 UWB 무선 수신기의 제 2 실시예를 개략적으로 도시한다.
도 4는 UWB 무선 수신기의 제 3 실시예를 개략적으로 도시한다.
도 5는 스펙트럼 라인들을 가진 주파수 스펙트럼의 그래프를 도시한다.
도 6은 시간에 따라 수신되고 로컬적으로 생성된 신호의 주파수 그래프를 도시한다.
도 1은 사용된 무선 전송 신호들(무선 전송기 1)을 생성하기 위한 장치의 기본 원리를 도시한다. 무선 전송기(1)의 신호 생성기(SGEN1)는 바람직하게 선형적으로 주파수 변조된 신호(SFMTx(t))를 생성한다. 이 신호는 펄스 성형 변조 및 부가적으로 주파수 변조된 UWB 전송 신호(STx(t))가 생성되도록 스위칭 신호(SSW(t))에 의해 스위치(SW1)로 스트로브(strobe)된다. 통상적으로 스위치는 예를 들어 약 100ps 내지 10ns의 기간 동안 스위칭 신호에 의해 선택되고 약 10 내지 1000배 오래 개방된다. 당업자는 스위치가 만약 필요하다면 PIN 다이오드들, 혼합기, 트랜지스터 도는 마이크로기계적 구성요소 같은 다양한 방식으로 실행될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 주파수 변조 ― 즉, 예를 들어, 선형 주파수 변조시의 주파수 상승 기간 ― 는 몇 오더(order)의 크기만큼 펄스 주기보다 큰 기간을 가져야 한다. 적당한 값들은 특히 100 마이크로초 내지 100 밀리초 범위일 수 있다. 바람직하게 회로의 중앙 엘리먼트는 회로 내의 모든 신호들의 모든 클록 주기들, 또는 주파수들이 서로에 관련하여 공지된 결정론적 관계에 있도록 석영 오실레이터(CLK1) 같은 공통 클록을 바탕으로 모든 클록 신호들을 유도하는 디지털 전자기기(DIGE1)이고; 만약 상기 경우가 아니면, 측정 및 동기화 동안 발생하는 시간 오프셋은 종종 주파수 오프셋으로부터 유도될 수 없다. 경과된 시간의 1ppm 및 30ms만큼 작은 주파수 차는 30ns의 부가적인 시간 오프셋을 유발할 수 있다. 무선 신호들 범위에서, 이런 시간 오프셋은 몇 미터 범위의 측정 에러에 해당한다.
도 2는 도 1의 장치(무선 수신기 2)로 생성된 무선 신호들을 수신하기 위한 장치의 기본 원리를 도시한다. 본 발명에 따라, 도 1 및 2로부터의 장치들은 본 발명에 따른 제 1 장치를 포함할 수 있고, 이와 함께 두 개의 무선 스테이션들은 서로 동기화될 수 있다. 본 발명에 따른 제 2 장치는 만약 두 개의 무선 스테이션들이 각각 두 개의 장치들 - 즉 도 1 및 도 2로부터 각각 하나 - 을 포함하면 생성되어, 무선 신호들은 양방향들로 전송될 수 있다; 본 발명에 따른 이런 제 2 장치는 두 개의 무선 스테이션들 사이의 거리를 결정하기에 특히 적당하다. 도 1의 장치에서처럼 도 2의 장치에서, 모든 클록들 또는 신호들은 바람직하게 공통 클록(CLK2)(DIGE2)로부터 유도된다(상기 참조).
신호 생성기(SGEN2) - 도 1을 참조하여 설명된 것과 유사한 방식으로 - 는 주파수 변조 신호(SFMRx(t))를 생성한다. 이 신호는 동일한 형성 법칙에 따라 구성되고, 즉 만약 가능하면 신호(SFMTx(t))에 대해 동일한 변조를 가져야 한다. 혼합기(MIX)에서, 이 신호는 신호(Smix(t))를 얻기 위하여 수신된 UWB 신호(SRx(t))와 혼합된다. 단순화시, 우리가 이상적으로 왜곡 채널을 가정하면, 수신된 신호(SRx(t))는 전송 신호(STx(t))에 대응하고, 여기서 신호 지연(τ) 만큼 지연되고 팩터(α) 만큼 전송에 의해 감쇠된다.
혼합된 신호는 혼합기에 의해 필터(FLT) 및 아날로그 대 디지털 컨버터(ADC)를 통하여 신호 평가 유닛(SAE)에 공급되고, 신호는 평가되고 추가 양들은 계산될 수 있다. 이들 양들로 인해, 신호 생성기의 클록 및 주파수 파라미터들은 가변될 수 있다.
입력 전력을 증가시키기 위하여, 그러나 특히 혼합기(MIX)를 통하여 외부에 이르는 고주파 신호 성분들을 더욱 잘 분리하기 위하여, LNA(낮은 노이즈 증폭기)는 수신된 신호를 증폭하기 위하여 안테나(ANT2) 및 혼합기(MIX) 사이에서 사용될 수 있다. 대안으로서, 방향성 결합기는 사용될 수 있다.
시스템의 이론적 논의를 위하여 스위칭 신호(sSW(t))가 펄스 성형 어퍼추어 함수(aperture function)(p(t))로 주기적으로 주파수 변조 신호(sFMTx(t))를 가중하는 것이 가정될 것이다:
Figure 112008090853872-pct00001
(1)
그러므로 간단한 어퍼추어 함수는 예를 들어 직사각형 함수이고, 즉 폭(T0)을 가진 펄스들은 주기(T)로 반복한다. 이 경우는 다음과 같다:
Figure 112008090853872-pct00002
(2)
혼합기가 곱셈기 같이 작동하기 때문에, 신호는 다음 형태의 하기 수신 혼합기(MIX)를 유발한다:
Figure 112008090853872-pct00003
(3)
간략화된 방식으로, 모든 진폭 및 감쇠 팩터들은 그들이 선형 방식으로 결과를 스케일링하기 때문에, 무시되었다.
방정식은 혼합된 신호(smix(t))가 두 개의 비 펄스 변조 신호들, 즉 smixc(t)의 혼합된 적으로서 발생하는 것을 도시하고, 연속 신호들의 이런 혼합된 적은 펄스 시퀀스가 가중된다. 한정된 어퍼추어 시간을 가진 실제 샘플러에 대한 샘플링 이론으로부터, 어퍼추어 함수를 사용한 주기적 샘플러 다음 효과들을 유도하는 것이 공지되었다:
a) smix(t)의 스펙트럼에서 주기(T)를 가진 주기적 펄스 시퀀스를 사용한 smixc(t)의 샘플링은 주기(1/T)를 가진 smixc(t)의 주기적 반복을 유도한다;
b) 신호(smixc(t))는 만약 일반적으로 공지된 샘플링 조건들이 충족되면 샘플 신호(smix(t))로부터 완전히 재구성될 수 있다;
c) 시간 영역에서 어퍼추어 함수(p(t))와의 주기적 곱은 smixc(t)의 스펙트럼이 주기적으로 반복될 뿐 아니라, 어퍼추어 함수의 푸리에 변환으로 가중되어야 하는 것을 필요로 한다.
상기로부터 계산된 출력 파라미터들이 본 발명에 따른 펄스 신호들의 처리 후 만약 특정 규칙들이 펄스 시퀀스를 샘플링 또는 형성하는데 고수되고 샘플링의 효과들로 인해 신호들의 평가가 고려되면 FMCW 무선 신호들을 가진 무선 스테이션들 사이에서 범위 결정 또는 지연 측정 및 클록된 장치들 동기화를 위한 모든 방법들에 바람직하게 그리고 놀랍게도 사용될 수 있다는 것이 뒤따른다.
펄스 및 비펄스 신호 사이의 상기된 관계들의 결론으로서, 우리는 우선 UWB 무선 스테이션들을 동기화하기 위한 방법 및 장치의 논의시 연속적인 경우를 우선 검사한다. 그러므로 상기 논의들은 예를 들어 우선 Smixc(t)를 유발하고, 여기서 펄스된 경우로의 전이는 상기된 바와 같이 순차적으로 쉽게 수행될 수 있다.
측정(t=0)의 시작시, 동기화 또는 범위 결정 처리에 포함된 두 개의 무선 스테이션들 중 하나(스테이션 1)는 선형적으로 주파수 변조된 신호를 전송한다. 이 신호는 지연(τ) 후 제 2 스테이션에 도달한다. 신호(SRx(t))의 주파수 작용은 대역폭(Bs)을 특징으로 스테이션(2)에 의해 수신되고, 상승 기간(Ts) 및 시작 주파수(fs)는 도 6에 도시된다.
제 2 스테이션의 신호 생성기는 수신 신호와 유사한 신호를 생성하기 위하여 사용된다. 이런 로컬적으로 생성된 신호(SFMRx(t))는 두 개의 스테이션들이 두 개의 다른 시점들에서 작동되기 때문에 시간 오프셋(Δt), 및 두 개의 스테이션들에서 신호 생성을 위하여 사용된 클록 소스들의 편차에 의해 발생되는 주파수 오프셋(Δf)에 의해 수신된 신호로부터 구별된다. 로컬적으로 생성된 신호의 주파수 작용은 도 6에 도시된다.
제 1 스테이션이 범위 결정을 수행할 수 있도록 하기 위하여, 제 2 스테이션은 수신된 신호와 로컬적으로 생성된 신호를 우선 동기화하여야 한다. 시간 및 주파수 오프셋을 위한 수정 후, 로컬적으로 생성된 신호는 최종적으로 공지된 지연 시간에 다시 전송된다. 이것은 표준 FMCW 레이더 원리 후 제 1 스테이션이 제 2 스테이션에 대한 거리를 결정할 수 있는 방법이다.
수신 및 로컬적으로 생성된 신호들 사이의 시간 및 주파수 오프셋을 결정하기 위하여, 두 개의 신호들은 서로 혼합/곱셈되고 혼합된 신호는 저역 통과 필터링된다. 저역 통과 필터링된 혼합 신호(smd, flt(t))는 하기와 같이 기술된다:
Figure 112008090853872-pct00004
(4)
여기서, C1은 수신되고 로컬적으로 생성된 신호들의 진폭들에 의해 결정된 상수이다. 상수(C2)는 두 개의 사인 신호들의 시작 주파수(fs) 및 시작 위상들에 따른다.
저역 통과 필터링된 혼합 신호의 주파수는,
Figure 112008090853872-pct00005
(5)
시간 오프셋(Δt) 및 주파수 오프셋(Δf)에만 의존한다. Bs 및 Ts는 일정한 시스템 파라미터들이다. 만약 저역 통과 필터링된 혼합 신호의 주파수가 FFT 알고리즘에 의해 상승(f1) 및 하강(f2) 동안 결정되면, 선형 방정식 시스템은 하기와 같이 제공된다:
Figure 112008090853872-pct00006
(6)
Figure 112008090853872-pct00007
(7)
시간 및 주파수 오프셋에 대한 해결책은 하기와 같다:
Figure 112008090853872-pct00008
(8)
Figure 112008090853872-pct00009
(9)
시간 및 주파수 오프셋들이 방정식들(8) 및 (9)에 따라 계산된 후, 로컬적으로 생성된 신호는 수신된 신호에 적용된다.
도 1에 따라 생성된 UWB 신호들의 사용시 중대한 차이는 만약 IQ 혼합기가 사용되지 않고 그러므로 실제 값들을 가진 측정 신호들만이 제공되면 f1 및 f2 - 또한 -f1 및 -f2의 것 - 의 주파수 라인들은 지금 주기적으로 반복되고, 즉 다음과 같다:
Figure 112008090853872-pct00010
및
Figure 112008090853872-pct00011
Figure 112008090853872-pct00012
및
Figure 112008090853872-pct00013
(10)
샘플링 펄스들이 비교적 짧은 펄스들이어야 하고 선형 변조의 측정 신호들의 스펙트럼이 주로 선형 스펙트럼이기 때문에, b) 하에서 논의된 스펙트럼 가중의 효과들은 일반적으로 무시할 수 있다.
이런 이유 때문에, a) 하에서 논의된 스펙트럼의 주기적 반복 효과들은 고려되어야 한다. 두 개의 스펙트럼 라인들로부터 f1 및 f2를 유도하고 이를 상기 도시된 공식으로 대체하기 위하여 바람직하게 동일하고 공지된 차수(k) 및 측정된 스펙트럼에서 공지된 대칭 위치(+ 또는 -)의 두 개의 스펙트럼 라인들(f1k 및 f2k)을 추출하는 것은 필요하다.
스펙트럼 라인들의 차수 및 대칭 위치의 명백한 검출을 위해, 다양한 가능성들이 있다.
1) 협대역 FM을 사용한 사전 동기화:
만약 Bs<0.5/T의 대역폭이 동기화에 사용되면, 미러 시퀀스들은 UWB 샘플링(예를 들어 도 5)으로 인한 주기적 계속에 의해 평가될 스펙트럼 영역에 제공되지 않는다. 스펙트럼 라인들의 차수를 위해, n=0 및 대칭 위치가 명백한 것이 뒤따른다.
2) 부가적인 주파수 오프셋(Δfz):
두 개의 스테이션들 중 하나는 방정식들(6) 및 (7)에 따른 주파수들(f1 및 f2)이 항상 양이 되도록 부가적인 주파수 오프셋(Δfz)에 의해 동조되지 않게 설정된다.
Figure 112008090853872-pct00014
(11)
이것은 대칭 위치가 명백한 방식으로 결정되는 방법이다.
3) Δf가 작은 것이 가정된다: 수정은 바람직한 주파수 쌍들의 치환으로 달성될 수 있다.
4) 스위프(sweep) 파라미터들의 변화: 더욱 높은 대역폭(Bs<0.5/T)이 동기화에 사용된다면, 평가될 스펙트럼 영역의 미러 주파수들은 UWB 샘플링으로 인한 스펙트럼의 주기적 계속으로 인해 발생할 것이다. 만약 스위프 대역폭(Bs) 또는 스위치 기간(Ts) 같은 스위프 파라미터들이 가변되면, 미러 주파수들의 위치는 이동될 것이다. 이런 이동으로부터, 차수 및 대칭 위치는 유도될 수 있다.
5) 사전동기화는 표준 무선 통신에 의해 달성될 수 있다. 이런 목적을 위하여, 예를 들어 두 개의 스테이션들은 미리 결정된 이진 시퀀스들을 전송할 수 있고, 상기 이진 시퀀스들의 상관은 클록들의 대략적인 동기화를 달성하기 위하여 사용될 수 있다.
실시예 1
FMCW-변조 신호는 직사각형 방식으로 스트로브된다. 그러므로 사용된 스위칭 신호는 9ns 동안 온이고 991ns 동안 오프이다. 스위프의 시작 주파수는 6.8GHz이고, 종료 주파수는 7.7GHz이고 그러므로 대역폭(Bs) = 900MHz이다. 스위프 기간은 Ts = 10ms이고 피크 전력은 -3dBm이다.
만약 5㎲의 정확도로의 사전 동기화가 표준 무선 통신에 의해 달성되면, 약 0.45MHz의 최대 주파수 편차는 평가될 스펙트럼 라인들에 대해 발생한다. UWB 샘플링으로 인한 스펙트럼의 기간이 1MHz이기 때문에, 스펙트럼 라인의 직접적인 연 관은 가능하다(n=0).
실시예 2
실시예 1과 동일한 주파수 범위는 FMCW-변조 신호에 사용되고, 스위칭 시간들은 또한 동일하다. 그러나 스위프 기간은 단지 2ms이다. 100ms의 정확도로의 사전 동기화는 표준 무선 통신에 의해 달성된다.
제 1 동기화 단계에서, 스위프 대역폭은 10MHz로 좁아진다. 이것은 약 0.5MHz의 최대 주파수 편차를 유발하여, 다시 스펙트럼 라인의 직접적인 연관은 가능하다. 작은 대역폭은 1㎲의 정확도로의 사전 동기화를 유발하여, 제 2 동기화 단계에서 동기화는 전체 대역폭에 대해 달성될 수 있다.
사전 동기화는 시간상으로 약간 오프셋된 N 스위프들을 사용하고 측정 신호(또는 스펙트럼 라인들)의 진폭 작용을 평가하여 달성될 수 있다. 진폭이 커질수록, 동기화는 우수해지거나, 주파수 쌍들의 차수가 작아진다.
도 3의 무선 수신기(3)의 제 2 실시예에 예시적으로 도시된 바와 같이, 제 1 사전 동기화 후 S&H로의 스위칭은 바람직할 수 있다. "샘플 및 홀드"(S&H) 부재는 수신된 펄스 시퀀스를 샘플하고 반사된 펄스가 실제로 수신될 때마다 값을 홀딩하는 수신기(3)에 제공된다. 이런 목적을 위하여 수신된 펄스 시퀀스에 샘플링 펄스 시퀀스들을 동기화하는 것은 필요하다. 사전동기화는 S&H 없이 상기된 방법으로 달성될 수 있거나, 두 개의 펄스 시퀀스들을 느리게 오버랩핑하고 상관 최대값을 결정하여 상관 방식으로 적응적으로 달성될 수 있다.
S&H 없이 변형을 통하여 동기화 샘플링을 사용하는 이런 변형의 장점은, 평균화가 신호가 없고 노이즈만 있는 긴 기간들에 걸쳐 수행되지 않기 때문에, 단지 실질적으로 약한 증폭만이 수신 브랜치에 필요하고 실질적으로 개선된 신호대 노이즈 비율이 예상된다는 것이다.
비록 요구된 사전동기화로 인한 동기화 샘플링에 대한 부가적인 비용이 들지만, 표준 상관 펄스 시스템들에서보다 실질적으로 비용은 여전히 작다: 고정밀도 상관이 FM 변조를 기초로 계산되고 큰 대역폭이 필수적으로 펄스들에 의한 것이 아니고 FM 변조로 생성되기 때문에 펄스 기간은 실질적으로 길어질 수 있고 동기화는 매우 정밀하지 않아도 된다(기본적으로 펄스 시퀀스들이 임의의 실질적인 방식으로 오버랩하는 것은 충분하다). 이런 이유 때문에 동기화 또는 하드웨어 상관은 표준 펄스 UWB 시스템들에서보다 간단하고 빠르다. 또한, 지연 범위가 펄스 시스템들에서보다 10 내지 100배 넓게 각각의 측정에서 커버될 수 있기 때문에, 측정은 보다 빠르고 보다 에너지 효율적으로 수행될 수 있다.
일반적으로, 사전동기화는 제 1 스펙트럼 라인 쌍을 샘플링하고 그 다음 신호대 노이즈 비율을 개선하기 위한 제 1 샘플링 이후 스위칭 클록으로 동기화하여 수행될 수 있다.
상기된 UWB-FMCW 레이더의 기본적인 생각은 도 4를 참조하여 소위 후방산란기 변조기 또는 트랜스폰더를 가진 위치 시스템들에 유사한 방식으로 전달될 수 있다. 이런 목적을 위하여, 전송기들 및 수신기들은 공통 전송/수신 유닛(4)에 배열되고 후방 산란된 신호의 지연은 결정된다.
후방산란기 변조기 또는 트랜스폰더(5)에 대한 거리를 측정하기 위하여, 도 1의 장치는 도 2 내지 4의 엘리먼트들에 의해 확장된다. 알 수 있는 바와 같이, 전송 신호는 주기적인 어퍼추어 함수로 스트로브되어 법률 조절에 따라 UWB 신호를 생성한다. 전송 신호는 변조된 방식으로 후방산란기 변조기(5)에 반영되고, 변조 기능은 일반적으로 변조 가능한 적응성 네트워크(MAN)의 크기 및/또는 위상과 관련하여 안테나(ANTB) 하의 복잡한 반사 팩터를 변조한다. 혼합기(MIX)를 수신한 후 혼합 신호는 하기와 같이 발생한다:
Figure 112008090853872-pct00015
(12)
상기 방정식으로부터 혼합 신호(smix(t))가 두 개의 비 펄스 변조 신호들의 혼합물을 발생시키고, 이런 연속 신호들의 혼합물에는 샘플링 시퀀스만이 가중된다.
그러므로 만약 m(t)의 변조 주파수가 충분히 작게 선택되거나, 샘플링의 주기(T)가 충분히 작고 어퍼추어 시간이 충분히 짧으면, 신호(smix(t))의 정보는 정확히 연속적으로 전송하는 변형(즉, 만약 SW1이 항상 온이면)이 전달하는 정보이다.
바람직하게 m(t)의 가장 높은 주파수는 0.5/T보다 작은 샘플링 주파수보다 1/2 작은 방식으로 선택된다. 바람직하게, m(t)의 가장 낮은 주파수는 스위프 기간의 역수보다 실질적으로 크도록 선택된다. 바람직하게 UWB 펄스들의 기간은 신호(m(t))에서 발생하는 가장 높은 주파수의 역수보다 실질적으로 짧도록 선택된다.
도 4에 따른 시스템을 설계하고 FMCW 변조 신호의 펄스 성형 스트로빙에 의한 UWB를 생성하기 위한 적당한 파라미터들은 예를 들어 펄스 기간 9ns; 펄스 분리 991ns; FMCW-스위프들의 가장 낮은 주파수: fMinSweep 6.8 GHz; FMCW-스위프들의 가장 높은 주파수:fMaxSweep 7.7 GHz; FMCW-스위프의 기간 100ms; 및 약 400kHz의 m(t)의 가장 높은 주파수이다.
만약 m(t)가 주기 기간 Tm=1/fm 및 <<0.5의 대역폭을 가진 주기적 대역 제한 신호이면, 시간 신호(smix(t))의 스펙트럼(Smix(t))은 도 5에 도시된 바와 같은 형태를 유발한다.
변조 주파수 주변에 대칭으로 배치된 스펙트럼 라인들의 거리(Δf)(좌측 스펙트럼 라인은 항상 원점상 음의 주파수 성분들의 미러 이미지이다)는 거리에 비례한다. 변조 주파수 주위에 대칭으로 배열된 두 개의 스펙트럼 라인들의 위상은 또한 측정 범위 및 속도에 사용될 수 있다.
여기서 실행된 후방 산란 시스템은 허가 시스템들(빌딩들, 차량들 및 컴퓨터들 내) 같은 값싸고, 짧은 범위를 가진 낮은 에너지 위치 시스템, 환경 종속 정보 전달용 시스템들(견본시, 박물관, 머신들의 생산 및 관리, 및 장애인 또는 노인을 지원하기 위해), RFID 시스템들, 자동화 기술 또는 머신에서 툴들 및 로봇들/로봇 암들의 높은 정밀도 위치에 대한 논리학들에 사용하기에 우수하다.
상기된 예시적인 실시예들은 임의의 방식의 본 발명 또는 본 출원들로 제한되는 것으로 해석되지 않는다.

Claims (20)

  1. 무선 전송기(1, 4)로서,
    주파수-변조된 연속 신호(sFMTx(t))를 생성하기 위한 전송 신호 생성기(SGEN1), 및
    전송 신호(sTx(t))를 출력하기 위한 안테나(ANT1)를 적어도 포함하고,
    상기 전송 신호 생성기(SGEN1)의 적어도 하나의 출력은 상기 안테나(ANT1)의 적어도 하나의 입력에 접속되며,
    상기 전송 신호 생성기(SGEN1)는, 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 신호를 생성하기 위하여, 상기 전송 신호 생성기(SGEN1)와 상기 안테나(ANT1) 사이의 신호 접속을 선택적으로 차단(interrupt) 및 유지하기 위한 차단 유닛(SW1)을 통하여 상기 안테나(ANT1)에 접속되고 ― 상기 차단 유닛(SW1)은 상기 전송 신호 생성기(SGEN1)와 상기 안테나(ANT1) 사이에 개재됨 ―,
    상기 차단 유닛(SW1)에 의한 상기 신호 접속의 선택적 차단 및 유지는 상기 차단 유닛(SW1)에 외부적으로 인가되는 스위칭 신호(sSW(t))에 의해 수행되고,
    상기 신호 접속의 선택적 차단 및 유지는, 상기 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 신호의 펄스 주기가 상기 전송 신호 생성기(SGEN1)에 의해 생성된 연속 신호의 주파수 변조의 기간보다 짧게 되도록, 상기 차단 유닛(SW1)에 의해 적어도 부분적으로 규칙적인 간격들로 수행되는,
    무선 전송기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 전송 신호 생성기(SGEN1)에 의해 생성되는 연속 신호는 적어도 부분적으로 선형으로 주파수-변조된 신호(sFMTx(t))인,
    무선 전송기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 펄스 주기는 상기 전송 신호 생성기(SGEN1)에 의해 생성되는 연속 신호의 주파수 변조의 기간보다 짧은,
    무선 전송기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 전송 신호 생성기(SGEN1)는 상기 연속 신호(sFMTx(t))를 생성하기 위해 구동되고, 상기 차단 유닛(SW1)은 대응하는 클록 신호들(sSW(t))에 의해 상기 신호 접속을 선택적으로 차단 및 유지하기 위하여 구동되며,
    상기 전송 신호 생성기(SGEN1) 및 상기 차단 유닛(SW1)은 구동을 위해 디지털 전자기기(DIGE1)에 접속되고,
    상기 무선 전송기(1, 4)는 클록 생성기에 의해 생성되는 클록 신호를 상기 디지털 전자기기(DIGE1)에 출력하기 위한 클록 생성기(CLK1)를 포함하고,
    상기 디지털 전자기기(DIGE1)는 상기 전송 신호 생성기(SGEN1)에 입력하기 위한 제 1 클록 신호 및 상기 차단 유닛(SW1)에 입력하기 위한 제 2 클록 신호(ssw(t))를 생성하고,
    상기 전송 신호 생성기(SGEN1)는 상기 제 1 클록 신호를 기초로 상기 차단 유닛(SW1)에 입력하기 위한 연속 신호(sFMTx(t))를 생성하고,
    상기 차단 유닛(SW1)은 상기 제 2 클록 신호(sSW(t))를 기초로 상기 전송 신호 생성기(SGEN1)와 상기 안테나(ANT1) 사이의 신호 접속을 선택적으로 차단 및 유지하는,
    무선 전송기.
  5. 제 1 항에 따른 무선 전송기의 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 신호들(sRx(t))을 수신하기 위한 무선 수신기(2, 3, 4)로서,
    수신된 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 신호들(sRx(t))로부터 적어도 한 쌍의 연관된 스펙트럼 라인들(f1k, f2k)을 추출하도록 구성되며,
    상기 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 신호의 펄스 주기는 상기 전송 신호 생성기(SGEN1)에 의해 생성되는 신호의 주파수 변조의 기간보다 짧은,
    무선 수신기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 한 쌍의 연관된 스펙트럼 라인들(f1k, f2k)로부터 주파수 오프셋 및 시간 오프셋 중 적어도 하나를 결정하도록 구성되는,
    무선 수신기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 신호들(sRx(t))을 전송한 무선 전송기(1, 4)의 클록에 대해 계산된 주파수 오프셋 및 시간 오프셋 중 적어도 하나를 기초로 상기 무선 수신기 자체를 동기화하도록 구성되는,
    무선 수신기.
  8. 무선 전송/수신 시스템으로서,
    제 1 항에 따른 적어도 하나의 무선 전송기(1, 4), 및 상기 무선 전송기(1, 4)에 의해 방사된 신호들을 무선 수신기(2, 3, 4)로 수신하기 위한 적어도 하나의 무선 수신기(2, 3, 4)로 이루어지는,
    무선 전송/수신 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 무선 전송/수신 시스템(4)은 상기 적어도 하나의 무선 전송기와 상기 적어도 하나의 무선 수신기 또는 상기 무선 전송/수신 시스템(4)을 동기화하기 위한 것이며,
    상기 무선 전송기(1, 4)는 상기 안테나(ANT1)에 대한 신호 접속을 선택적으로 차단 및 유지함으로써 상기 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 신호(sTx(t))를 상기 안테나(ANT1)를 통해 전송하고,
    상기 무선 수신기(2, 3, 4)는 수신된 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 신호(sRx(t))로부터 적어도 한 쌍의 연관된 스펙트럼 라인들(f1k, f2k)을 추출하고 이에 대한 주파수 오프셋 및 시간 오프셋 중 적어도 하나를 결정하고, 상기 주파수 오프셋 및 시간 오프셋 중 적어도 하나를 기초로 상기 무선 수신기(2, 3, 4)가 상기 무선 전송기(1, 4)의 클록에 대해 상기 무선 수신기 자체를 동기화하는,
    무선 전송/수신 시스템.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 무선 전송/수신 시스템은, 트랜스폰더로서 구성되는 응답 디바이스에 대한 거리의 범위를 결정하기 위한 것인,
    무선 전송/수신 시스템.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 응답 디바이스는, 트랜스폰더의 위치를 찾거나 거리의 범위를 결정하기 위한 제 2 무선 전송/수신 시스템을 포함하는 트랜스폰더로서 구성되고,
    상기 무선 전송기(1, 4)는, 상기 안테나(ANT1)에 대한 신호 접속을 선택적으로 차단 및 유지함으로써, 상기 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 신호(sTx(t))를 상기 안테나(ANT1)를 통해 상기 트랜스폰더를 향하는 방향으로 전송하고,
    상기 트랜스폰더(5)는 상기 변조된 신호를 무선 수신기(4)로 반사시키며,
    상기 무선 수신기(2, 3, 4)는 수신된 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 신호들(sRx(t))로부터 적어도 한 쌍의 연관된 스펙트럼 라인들(f1k, f2k)을 추출하고 이에 대한 주파수 오프셋 및 시간 오프셋 중 적어도 하나를 결정하고, 상기 주파수 오프셋 및 시간 오프셋 중 적어도 하나를 기초로 상기 무선 수신기(2, 3, 4)가 상기 무선 전송기(1, 4)의 클록에 대해 상기 무선 수신기 자체를 동기화하는,
    무선 전송/수신 시스템.
  12. 제 8 항에 따른 시스템에 사용하기 위한 무선 수신기(2, 3, 4)로서,
    수신된 신호를 혼합 신호(sFMTx(t), sFMTx(t))와 혼합함으로써 동기화 또는 범위 결정을 위한 측정 신호(smd(t))를 형성하기 위한 적어도 하나의 혼합기(MIX)를 포함하고,
    상기 혼합 신호는 상기 전송 신호 생성기(SGEN1)의 신호와 유사하거나 동일한 변조를 갖거나, 또는 상기 전송 신호 생성기(SGEN1)의 신호에 대한 시간 오프셋(Δt) 및 주파수 오프셋(Δf) 중 적어도 하나를 갖는 변조를 갖는,
    무선 수신기.
  13. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 따른 무선 전송기에서 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 신호(sTx(t))를 생성하고, 무선 수신기(2, 3, 4)의 측정 신호(smd(t))를 평가하기 위한 방법으로서,
    신호 접속이 실제 샘플러에 의한 시간 양자화로서 상기 수신기(2, 3, 4)의 측정 신호(smd(t))에 나타나는 방식으로 상기 전송기에서 상기 신호 접속을 차단 및 유지하는 단계가 수행되고,
    상기 무선 수신기(2, 3, 4)의 측정 신호(smd(t))를 평가하기 위해, 상기 측정 신호(smd(t))에 대해 샘플링 정리가 이행되는 방식으로 상기 차단 유닛(SW1)을 이용하여 시간 기반으로 상기 신호 접속을 차단 및 유지하는 단계가 수행되며,
    적어도 샘플링 주파수는 상기 측정 신호의 대역폭의 두 배이고,
    상기 신호 접속의 유지 기간은 상기 측정 신호에서 발생하는 가장 높은 주파수의 역수보다 실질적으로 더 작은,
    무선 신호를 생성하고 측정 신호를 평가하기 위한 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    적어도 하나의 상기 무선 전송기(1, 4) 및 적어도 하나의 상기 무선 수신기를 동기화하기 위한 것으로,
    상기 무선 전송기 중 적어도 하나는 연속 신호(sFMTx(t))를 생성하기 위한 적어도 하나의 신호 생성기(SGEN1) 및 상기 전송 신호(sTx(t))를 방사하기 위한 안테나(ANT1)를 포함하고,
    상기 무선 전송기(1, 4)는 상기 안테나(ANT1)에 대한 신호 접속을 선택적으로 차단 및 유지함으로써 상기 연속 신호(sFMTx(t))로부터 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 전송 신호(sTx(t))를 상기 안테나(ANT1)를 통해 방사하고,
    상기 무선 수신기(2, 3, 4)는 수신된 펄스-성형된 무선 신호들(sRx(t))로부터 적어도 한 쌍의 연관된 스펙트럼 라인들(f1k, f2k)을 추출하고 이로부터 주파수 오프셋 및 시간 오프셋 중 적어도 하나를 결정하며, 상기 주파수 오프셋 및 시간 오프셋 중 적어도 하나를 기초로 상기 무선 수신기(2, 3, 4)가 상기 무선 전송기(1, 4)의 클록에 대해 상기 무선 수신기 자체를 동기화하는,
    무선 신호를 생성하고 측정 신호를 평가하기 위한 방법.
  15. 제 13 항에 있어서,
    트랜스폰더의 범위 결정 또는 위치 결정 중 적어도 하나를 위한 것으로,
    상기 무선 전송기(1, 4)는 연속 신호(sFMTx(t))를 생성하기 위한 적어도 하나의 신호 생성기(SGEN1) 및 전송 신호(sTx(t))를 출력하기 위한 안테나(ANT1)를 포함하고,
    상기 무선 전송기(1, 4)는 상기 안테나(ANT1)에 대한 신호 접속을 선택적으로 차단 및 유지함으로써 상기 연속 신호(sFMTx(t))로부터의 주파수-변조되고 펄스-성형된 무선 전송 신호(sTx(t))를 상기 안테나(ANT1)를 통해 상기 트랜스폰더(5)를 향해 방사하고,
    상기 트랜스폰더(5)는 상기 신호를 무선 수신기(4)를 향해 변조 방식으로 반사시키며, 상기 무선 수신기(4)는 수신된 펄스-성형된 무선 신호들(sRx(t))로부터 적어도 하나의 스펙트럼 라인(f1k, f2k)을 추출하고 이로부터 상기 트랜스폰더(5)의 거리 및 위치 중 적어도 하나를 결정하며, 상기 거리 및 위치 중 적어도 하나를 기초로 상기 무선 수신기가 상기 무선 전송기(1, 4)의 클록에 상기 무선 수신기 자체를 동기화하는,
    무선 신호를 생성하고 측정 신호를 평가하기 위한 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 트랜스폰더(5)는 상기 무선 신호(sTx(t))를 변조 방식으로 반사시키는,
    무선 신호를 생성하고 측정 신호를 평가하기 위한 방법.
  17. 제 8 항에 있어서,
    제 5 항에 따른 무선 수신기(2, 3, 4)로 상기 무선 전송기(1, 4)에 의해 방사된 신호들을 수신하기 위한 적어도 하나의 무선 수신기(2, 3, 4)를 포함하는,
    무선 전송/수신 시스템.
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