JP5243412B2 - 無線送信器、無線受信器ならびに無線送信器および無線受信器を有するシステムおよび方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線送信器、無線受信器、これらの組み合わせならびにこれらの装置を作動する有利な方法、例えば、UWB（"Ultra Wide Band"；超広帯域）信号を用いて同期化および／または距離測定を行うための方法に関する。

今日の無線位置測定および無線識別システムにおいて、極めて広帯域なUWB信号の使用が増えている。UWBという概念は、米国連邦通信委員会（US Federal Communications Commission FCC）の定義によれば、ふつう信号帯域幅が、この信号の中間周波数の少なくとも２０％でありかつ５００MHz以上である場合に使用される。

UWBシステムにおける問題の１つは、UWB信号の形成および検出である。UWB信号を形成する際には、厳しい法的規制を遵守しまた信号スペクトルが厳格に定められた周波数マスク内になければならない。ＦＣＣまたは欧州通信委員会ECC（Europian Electronic Commmunications Committee）から公にされている刊行物には、例えば、上記のスペクトルマスクについての要求が開示されている。ふつうのUWBシステムでは信号として、極めて短いパルス（パルス持続時間はふつう100ps〜１nsの範囲である）および比較的低いパルス繰り返し周波数（１〜１００MHｚ）を使用する。形成した上記の信号が、法的な規則によって要求される極めて小さな平均出力を有するようにするためは、ふつう１：１００であるパルス−休止比を選択する必要がある。

しかしながら極めて短いパルス持続時間によって、またパルス休止が長いことによってさらに、２つのUWB無線局の信号を同期化させるのにはコストがかかる。この同期化はふつう、専用のハードウェア相関器を用いて行われる。このハードウェア相関器は必須である。それは、UWB信号が極めて広帯域であることに起因して、信号をアナログ−デジタル変換器でデジタル化し、相関ないしは同期化をソフトウェアによって純粋に計算で行うことはこれまでコスト的に見てできなかったからである。ハードウェア相関器による信号比較において不利であるのは、種々異なるシフト時点に対する相関を順次にしか求めることができず、またこれによって１つには時間がかかり（すなわち同期化は段階的ないしは緩慢にしか行われず）またはこの他には不要な出力を消費することである。それは、同期化の最適値（すなわち最大相関）を順次に求めるためには上記の同期化過程に対して多数の信号を送出しなければならないからである。

ソフトウェア相関であれば格段に有利になる。それは、ここでは完全の相関を計算して最大相関を決定するために１つのUWB信号だけを送信して受信すればよいことになるからである。しかしながらこの選択肢は、いまのところコスト的に有利に実行することはできない。それは、信号帯域幅が広い場合には、必要なハードウェア的な前提条件が欠けているかないしは極端にコスト高になってしまうからである。

すでに説明したように、実際のＵＷＢシステムは、パルス信号によって、またパルス位置変調または振幅変調などの極めて簡単な変調方式によって動作すること多い。基礎となる原理は、例えば、Terence W.Barrettの"History of UltraWideBand (UWB) Radar&Communications: Pioneers and Innovators; http://www.ntia.doc.gov/osmhome/uwbtestplan/barret_history_(piersw-figs).pdf"に記載されている。固有のＵＷＢ位置測定システムが扱われている最初の刊行物のうちの１つはUS 5,748,891である。ＵＷＢ位置測定システムの別の説明は、例えば、US 6,054,950，US 6,300,903およびUS 6,483,461に記載されている。

簡単なパルスシステムにおいて共通であるのは、形成するパルスのスペクトルを所期のように形成するのが極めて困難なことである。通例または殊に立案されている欧州許可規定（Europaeische Zulassungsbestimmungen）において必要とされるのは、上記のパルスが極めて定まった包絡線、例えばガウス形状またはcos²形状の包絡線を有しており、これによって上記のパルスが、許認可当局によって要求されるスペクトルマスク内に止まりかつ測波帯に対して極めてわずかな出力しか形成しないようにすることである。しかしながら上記のように短いパルス時間内でこのように振幅を所期のように変更することは、技術的に見れば、極めて困難である。

上記のような理由から比較的新しいＵＷＢシステムはますます、択一的に一層複雑な変調方式、例えばＯＦＤＭ変調も使用するようになって来ている。それは、ベースバンド信号は大抵の場合にＤ／Ａ変換器によって形成されるが、これまでは信号を比較的狭い帯域幅に制限するかないしは信号を種々異なる複数のサブバンドになお分ける必要であったからである。なぜならば、現在のＤ／Ａ変換器は、例えば数ＧＨｚの帯域幅を有する信号を直接、効率的に形成できないからである。すでに述べたアプローチ、例えばいわゆるＵＷＢ−ＭＢ−ＯＦＤＭは、例えば、"Ultra-wideband Communications: an idea whose time has come" Liuqing Yang; Giannakis, G.B., Signal Processing Magazine, IEEE Volume 21, Issue 6, Nov. 2004"第26〜54頁に記載されている。ここでは、得られるスペクトルが複数の帯域に分けられ、各帯域において情報がＯＦＤＭ変調によって伝送される。

DE 101 57 931 C2からは、連続波を送受信して、ＦＭＣＷシステムに対する無線局を同期化できることが公知になっている。ここでは１つのスイッチがデュプレクサとして、すなわち送信動作と受信動作との間の切換器として使用されるこのデュプレクサは、信号形成ではなく、送信と受信との切り換えだけに使用されるのである。

またUS 2,379,395 Aにも、デュプレクサとして送信−受信切換装置を構成するスイッチが示されている。ここにはアナログの周波数変調による、すなわち古典的な無線技術によるデータ／通信システム用の周波数安定化方法が記載されている。この方法はもっぱら純粋な通信システムの周波数安定化に使用され、種々異なるシステムのクロックを同期化することは記載されていない。

WO 2005/098465 A2からは、ＦＭＣＷシステムに基づき、連続波を送受信してクロック装置を同期化する方法が公知である。

WO 199 46 161 A1からは、ＦＭＣＷシステムに基づき、連続波を送受信して距離を測定する方法が公知である。

したがって本発明の課題は、例えばＵＷＢ無線位置測定システムに対するＵＷＢ無線局を簡単かつコスト的に有利に同期化できるようにすることである。

この課題は、請求項１に記載した無線送信器、請求項５に記載した無線受信器、請求項８に記載した無線送信／受信システムならびに請求項１４に記載した方法によって解決される。有利な実施形態は、例えば、従属請求項に個々にまたはその組み合わせで記載されている。

本発明による無線送信器には、連続信号を形成する少なくとも１つの信号発生器と、送信信号を送出するアンテナとが含まれており、上記の信号発生器の少なくとも１つの出力側と、アンテナの少なくとも１つの入力側とが接続されている。さらに上記の送信信号発生器は、中間に接続された遮断ユニットを介してアンテナに接続されており、ここではこの遮断ユニットにより、この送信信号発生器とアンテナとの間の信号接続が選択的に遮断および保持される。パルス周期の持続時間は、送信信号発生器によって形成される連続信号の周波数変調の持続時間よりも短い。

上記の無線送信器は、そこで形成された連続信号、例えば周波数変調された連続信号をパルス信号に変換する。連続信号の形成は広く知られており、またコスト的に有利に変換できるため、上記の無線送信器も、わずかな追加コストだけで実現可能である。例えば、周波数変調されたパルス状の信号を使用する際には、周波数変調された連続信号に有効であることが示された方法を、本発明の教示の下で、また本発明による相応の適合化の下で使用して、ＵＷＢ信号における同期化および距離測定を行うことができる。

上記の遮断ユニットによる信号接続の選択的な遮断および保持は、有利にはこの遮断ユニットに外部から加えられる切換信号を用いて行われる。

上記の遮断ユニットによる信号接続の選択的な遮断および保持は有利には、少なくとも区分的に規則的な間隔で行われる。

この際に殊に有利であるのは、上記の遮断ユニットによる信号接続の選択的な遮断および保持が、固定のパルス周期で行われることである。

上記の送信信号発生器によって形成される連続信号が、少なくとも区分的に線形の周波数変調信号である場合も有利である。

上記のパルス周期の持続時間が、上記の信号発生器によって形成される連続信号の周波数変調の持続時間よりも短いと、殊に少なくとも１０倍小さいと有利である。

上記の信号発生器によって形成される連続信号の周波数変調の持続時間が１００μｓ〜１００ｍｓである場合も有利である。

殊に有利であるのは、連続信号を形成する送信信号発生器および信号接続を選択的に遮断および保持する遮断ユニットがそれぞれのクロック信号から駆動制御される無線送信器であり、ここでこれらのクロック信号は、既知の互いに確定した関係を有する。

殊に有利であるのは、送信信号発生器および遮断ユニットが駆動制御のためにデジタル電子装置に接続される場合であり、ここでこのデジタル電子装置により、共通のクロックベースに基づいてそれぞれのクロック信号が形成される。

ここで殊に有利であるのは、形成したクロック信号をデジタル電子装置に送出するクロック発生器を有する無線送信器である。このデジタル電子装置により、上記の送信信号発生器に入力するための導出された第１のクロック信号と、上記の遮断ユニットに入力するための導出された第２のクロック信号とが形成される。上記の送信信号発生器は、導出された第１のクロック信号に基づいて連続信号を形成し、この信号が遮断ユニットに入力される。上記の遮断ユニットは、導出された第２のクロック信号に基づいて、送信信号発生器とアンテナとの間の信号接続を選択的に遮断および保持する。

この無線送信器において殊に有利であるのは、上記の遮断ユニットが、外部から駆動制御可能なスイッチ、例えばＰＩＮダイオード、ミキサ、トランジスタまたはマイクロメカニカル素子を含む場合である。

上記の課題はまた、周波数変調されたパルス状の無線信号を受信する無線受信器によって解決され、ここではパルス周期の持続時間は、上記の送信信号発生器によって形成される連続信号の周波数変調の持続時間よりも短く、またこの無線受信器を構成して、この受信器により、周波数変調されたパルス状の受信無線信号から、対応するスペクトル線の少なくとも１つの対が抽出されるようにする。例えば、対応するスペクトル線の対から本発明によって量が計算され、ここでこの量は、周波数変調された連続信号に対する公知の方法を使用できるようにする量である。

この際に殊に有利であるのは、対応するスペクトル線対のスペクトル線が、同じ次数および既知の対称位置を有する場合である。

上記の無線受信器は有利には、対応するスペクトル線対から周波数のずれおよび／または時間のずれが決定されるように構成されている。

さらに上記の無線受信器は有利にはつぎのように構成される。すなわち、計算した周波数のずれおよび／または時間のずれに基づいて、周波数変調されたパルス状の無線信号を送出した無線送信器のクロックに同期化されるように構成されるのである。

有利には対応するスペクトル線対のスペクトル線は、同じ次数および既知の対称位置を有する。

上記の無線受信器は有利には、対応するスペクトル線対から周波数のずれおよび／または時間のずれが決定されるように構成されている。

この場合に上記の無線受信器は有利にはつぎのように構成される。すなわち、計算した周波数のずれおよび／または時間のずれに基づいて、周波数変調されたパルス状の無線信号を送出した無線送信器のクロックに同期化されるように構成されるのである。

上記の課題はまた、上で説明した少なくとも１つの無線送信器と、これに合わせて構成した無線受信器、例えば上で説明した少なくとも１つの無線受信器からなる無線送信／受信システムによって解決される。

殊につぎのようなシステム、すなわち無線送信器と無線受信器とが共通のクロックベースを供給する同じクロック源を有するシステムは有利である。

上記の課題はまた、無線送信／受信システムを同期化するおよび／または応答装置との距離を測定する少なくとも１つの無線送信／受信システムを有する装置によって解決され、ここでは上記の無線送信器により、連続信号から、アンテナに至る信号接続を選択的に遮断および保持することにより、このアンテナを介してパルス状の無線信号が放射され、上記の無線受信器により、受信したパルス状の無線信号から、対応するスペクトル線の少なくとも１つの対が抽出され、ここから周波数のずれおよび／または時間のずれが決定され、これに基づいて上記の無線受信器が無線送信器のクロックに同期化される。

上記の応答装置は有利には、さらに先でも説明するように、第２の無線送信／受信システムを含むトランスポンダとして実施される。

択一的には上記の応答装置は有利には、さらに先で説明するように、後方散乱トランスポンダとして実施することが可能である。

本発明はまた、無線受信器、例えば無線送信／受信システムに使用される無線受信器によっても解決され、ここでこの無線受信器は、少なくとも１つのミキサを有しており、このミキサは、受信信号と混合信号とを混合し、これによって同期化または距離測定のために測定信号を形成する。ここでこの混合信号は、上記の送信信号発生器の信号と類似の変調または同じ変調を有する。

ここで「類似」とは、例えば、上記の変調が、送信信号発生器の信号を基準にして時間のずれΔｔおよび／または周波数のずれΔｆを有することである。搬送周波数における周波数のずれにより、ふつうまた殊にすべてのクロックが共通の１つのクロックから導出される場合、上記の変調速度、すなわち変調が行われる速度は異なる。

本発明はまた、無線受信器の測定信号を形成および評価する方法によって解決され、ここでは上記の信号発生器とアンテナとの間の信号接続の遮断および保持を実行して、測定信号におけるこの信号接続が、実際のサンプラによる時間離散化になるようにし、また上記の信号接続の遮断および保持を遮断ユニットによって時間的に行って、上記の測定信号に対してサンプリング定理が満たされるようにする。ここではパルス周期の持続時間は、前記の送信信号発生器によって形成される連続信号の周波数変調の持続時間よりも短い。

このために殊に有利であるのは、上記のサンプリング周波数を少なくとも測定信号の帯域幅の２倍に選択し、また上記の信号接続を保持する持続時間を、上記測定信号に発生する最大周波数の逆数よりもはるかに短く、例えばファクタ４またはファクタ１０よりも短くすることである。

これにより、上記のように時間的に離散化された測定信号の情報をフィルタリングまたはスペクトル解析によって完全に再現して抽出することができる。すなわち、基本的には測定信号が、あたかも上記の遮断ユニットが存在しないかのように形成されるのである。

上記の課題はまた、相応する無線送信器と無線受信器とを組み合わせることによって解決される。

さらに本発明は少なくとも１つの無線送信器と、少なくとも１つの無線受信とを同期化する方法によって解決され、ここで無線送信器のうちの少なくとも１つは、連続信号を形成するための少なくとも１つの信号発生器と、送信信号を送出するためのアンテナとを有する。上記の無線送信器は、連続信号から、アンテナに至る信号接続を選択的に遮断および保持することにより、アンテナを介してパルス状の無線信号を放射する。上記の無線受信器は、受信したパルス状の無線信号から、対応するスペクトル線の少なくとも１対を抽出してここから周波数のずれおよび／または時間のずれを決定し、これに基づいて無線受信器は無線送信器のクロックに同期化されるのである。

本発明はまたトランスポンダの距離測定および／または位置決定方法によって解決され、無線送信器には、連続信号を形成するための少なくとも１つの送信信号発生器と、送信信号を送出するためのアンテナとが含まれている。この無線送信器は、上記の連続信号から、アンテナへ至る信号接続を選択的に遮断および保持することにより、アンテナを介してパルス形状の無線送信信号をトランスポンダの方向に放射する。このトランスポンダは、この信号を変調して無線受信器の方に反射する。この無線受信器は、受信したパルス状の無線信号から少なくとも１つのスペクトル線を抽出して、ここからトランスポンダの距離および／または位置を決定する。

以下では制限的でなくまた単に概略的に、実施例に基づいて本発明をより詳しく説明する。

ＵＷＢ無線送信器の略図である。 ＵＷＢ無線受信器の第１実施形態を略示する図である。 ＵＷＢ無線受信器の第１実施形態を略示する図である。 ＵＷＢ無線受信器の第１実施形態を略示する図である。 周波数スペクトルおよびスペクトル線をプロットした線図である。 受信した信号およびローカルで形成した信号の周波数を時間についてプロットした線図である。

図１には、使用する無線送信信号を形成する装置（無線送信器１）の基本原理が示されている。無線送信器１の信号発生器SGEN1により、有利には線形の周波数変調信号SFMTx(t)が形成される。この信号は、スイッチSW1を用いてスイッチ信号ssw(t)によってクロック制御されて遮断されるため、パルス状に変調されまた付加的に周波数変調されたUWB送信信号S_Tx(t)が形成される。ふつう上記のスイッチ信号により、スイッチは、例えば約100ps〜10nsの間、閉じられ、また約10〜1000倍の長さで開かれる。このようなスイッチがさまざまな手法で、例えばＰＩＮダイオードによって、ミキサによって、トランジスタによって、または場合によってマイクロメカニカルな構成素子によって実現できることは当業者には公知である。周波数変調（すなわち例えば線形の周波数変調では周波数ランプの持続時間）は、パルス周期の数オーダである持続時間を有するべきである。有利な値は、例えば、１００マイクロ秒〜１００ミリ秒の範囲とすることができる。有利には上記の回路の中心的な素子は、共通のクロックベース（例えば水晶発振器ＣＬＫ１）からすべてのクロック信号を導出するデジタル電子装置DIGE1であるため、この回路におけるすべての信号のすべてのクロック周期ないしは周波数は、互いに既知の確定的な関係にある。そうでない場合、周波数のずれから、測定および同期化中に発生する時間のずれを推定できないことが多い。経過した時間の１ppmおよび30msだけ周波数が異なる場合、30nsの付加的な時間のずれが得られる。無線信号による距離測定ではこの時間のずれは、数メートルの距離測定誤差に相当する。

図２には、図１の装置によって形成した無線信号を受信する装置（無線受信器２）の基本原理が示されている。本発明では図１および２の装置は組み合わされて本発明の第１の装置になり、この装置により、２つの無線局は互いに同期化することができる。本発明の第２の装置は、２つの無線局がそれぞれ２つの装置（すなわちそれぞれ図１および図２の装置）を含み、これによって無線信号が往復送信できる場合に得られる。この本発明の第２の装置は、殊に２つの無線局間の距離を決定するのに有利である。

図２の装置においても、図１の装置の場合と同様に有利には（上記を参照されたい）すべてのクロックないしは信号は共通のクロックベース（CLK2, DIGE2）から導き出される。

信号発生器SGEN2は、（図１で説明したのと同様に）周波数変調信号SFMRx(t)を形成する。
この信号は有利には同じ形成ルールにしたがって組み立てるべきであり、すなわち、信号SFMTx(t)とできる限り同じ変調を有するべきである。この信号は、ミキサＭＩＸにおいて、受信ＵＷＢ信号sRx(t)と混合されて、信号Smix(t)が得られる。単純化して歪みのない理想的なチャネルを前提とすると、受信信号sRx(t)は、送信信号sTx(t)に相当するが、これは信号伝搬時間τによって遅延され、伝送によって係数αだけ減衰される。

上記の混合された信号は、ミキサから、フィルタＦＬＴおよびアナログデジタル変換器ＡＤＣを介して、信号評価ユニットＳＡＥに供給される。この評価ユニットにおいて信号が評価されて別の量を計算することができる。これらの量を用いて引き続き、上記の信号発生器のクロックパラメタおよび周波数パラメタを変更することができる。

例えば入力電力を増大するため、また場合によってはミキサＭＩＸにより、外部に抜ける高周波信号成分を一層良好に絶縁するため、アンテナANT2とミキサＭＩＸとの間に、受信信号を増幅するＬＮＡ（low noise amplifierρノイズアンプ）を使用することができる。択一的には方向性結合器を使用することも可能である。

システマティックで理論的な考察を行うためにつぎを前提とする。すなわち、上記のスイッチ信号s_sw(t)により、上記の周波数変調された信号SFMTx(t)が、パルス状のアパーチャ関数p(t)によって周期的に重み付けられるとする。すなわち、

とする。

簡単なアパーチャ関数は、例えば、矩形関数とすることができ、すなわち、幅T₀を有しかつ周期Ｔで繰り返されるパルスとすることが可能である。この場合に、

となる。

上記のミキサは、マルチプライヤのように動作するため、受信ミキサＭＩＸの後段には

の形の信号が発生する。

簡単のため、ここではすべての振幅係数および減衰係数を省略した。それはこれが、いずれにせよ結果を線形にスケーリングするだけだからである。

上記の式からわかるのは、混合信号smix(t)は、パルス変調されていない２つの信号の混合積、すなわちsmixc(t)として得られ、これらの連続信号のこの混合積がパルス列だけで重み付けられることである。有限のアパーチャ時間を有する実際のサンプラに対するサンプリング定理から知られているのは、上記のアパーチャ関数を用いた周期的なサンプリングにより、つぎのような作用が得られることである。すなわち、
a) 周期Ｔを有する周期的なパルス列によるsmixc(t)のサンプリングにより、smix(t)のスペクトルにおいて、周期１／Ｔを有するsmixc(t)のスペクトルの周期的な繰り返しが得られる。

ｂ） 広く知られたサンプル条件が満たされる場合、信号smixc(t)は、サンプリングされた信号smix(t)から完全に再現することができる。

ｃ) 時間領域におけるアパーチャ関数p(t)との周期的な乗算によってスペクトルにおいてつぎが得られる。すなわち、smixc(t)のスペクトルは、周期的に繰り返されるだけでなく、さらにアパーチャ関数のフーリエ変換と重み付けされることになる。

上記のことによって結論されるのは、パルス化された信号を本発明にしたがって処理することによって、計算される出力量を、有利にもまた驚いたことにも、クロック装置の同期化およびFMCW無線信号による無線局間の距離測定ないしは伝搬時間測定のためのすべての方法に使用できることである。ここでこれが可能になるのは、サンプリングの際ないしはパルス列を形成する際に所定のルールが守られ、また信号を評価する際にサンプリングの作用が考慮される場合である。

パルス化された信号と、パルス化されていない信号との間の上で述べた関係の結果として、ＵＷＢ無線局を同期化する方法および装置を説明する際にまず連続的な場合を考察する。すなわち、これらの考察により、例えばまずsmixc(t)が得られるが、この場合には上記にならって簡単にパルス化されたケースに転用することができる。

測定の開始時（ｔ＝０）に、同期化過程ないしは距離測定過程に関与する２つの局のうちの１つ（局１）により、線形の周波数変調信号が送出される。この信号は、伝搬時間τの後、第２の局に達する。帯域幅Bs，ランプ持続時間Tsおよび開始周波数fsによって特徴付けられかつ局によって受信される２つの受信信号の周波数経過は、図６に示されている。

第２の局の信号発生器により、上記の受信信号に類似の信号が形成される。このローカルに形成される信号sFMRx(t)と、受信信号とは、２つの局が異なる時点に起動されたために、時間のずれΔｔだけ異なっており、また周波数のずれΔｆだけ異なっている。ここでこの周波数のずれは、２つの局の信号形成に利用されるクロック源が異なることによって発生するものである。上記のローカルに形成された信号の周波数経過も図６に示されている。

第１の局によって距離測定を可能とするためには、第２局はまずそのローカルに形成される信号と、受信信号とを同期化しなければならない。時間および周波数のずれを補正した後、最終的にこのローカルで形成した信号を既知の遅延時間で第１の局に返送する。これによって第１の局は、第２の局に対するその距離を標準ＦＭＣＷレーダ原理にしたがって求めることができる。

上記の受信信号とローカルで形成した信号との間の時間および周波数のずれを決定するため、２つの信号を違いに混合／乗算して混合信号をローパスフィルタリングする。ローパスフィルタを通した混合信号s_md,flt(t)は、
s_md,flt(t)
= C₁cos(2πΔf(t-Δt)+πB_s(-2tΔt+Δt²)/T_s+C₂) ∀t∈(τ+Δt,τ+T_s) (4)
と表される。ここでＣ₁は、受信した信号またローカルで形成した信号の振幅によって決定される定数である。定数C₂は、開始周波数f_sおよび２つの正弦波信号の開始フェーズに依存する。

ローパスフィルタでフィルタリングした混合信号の周波数
f_smd,flt = Δf-B_sΔt/T_s ∀t∈(τ+Δt,τ+T_s) (5)
は、時間のずれΔｔおよび周波数のずれΔｆだけに依存する。B_sおよびT_ｓは、一定のシステムパラメタである。ローパスフィルタでフィルタリングした混合信号の周波数が、上昇ランプ（f₁）および下降ランプ（f₂）中にFFTアルゴリズムによって決定される場合、
f₁ = Δf-B_sΔt/T_s ∀t∈(τ+Δt,τ+T_s) (6)
f₂ = Δf+B_sΔt/T_s ∀t∈(τ+Δt,τ+T_s) (7)
により、線形の連立方程式が得られる。解として時間および周波数のずれ、

が得られる。

式（８）および（９）にしたがって時間および周波数のずれを計算した後、上記のローカルで形成される信号を受信信号に合わせることができる。

図１にしたがって形成したＵＷＢ信号を使用する際の決定的な違いは、f₁およびf₂における周波数の線が（ないしはＩＱミキサを使用せず、ひいては実数値の測定信号だけが得られる場合には-f₁および-f₂における周波数の線も）周期的に繰り返され、しかも
f_1n+=n・1/T+f₁ und f_1n-=n・1/T-f₁ (10)
f_2n+=n・1/T+f₂ und f_2n-=n・1/T-f_{2
にしたがって繰り返される。}

サンプルパルスは比較的短いパルスでなければならず、また測定信号のスペクトルは、線形の変調において１次の線スペクトルであるため、上記のｂ）で示したスペクトル的な重み付けの作用はすべて無視することができる。

したがって上記のａ）で示したスペクトルの周期的な繰り返しの作用を考慮しなければならない。測定したスペクトルにおいて、有利には同じ既知の次数kの、また既知の対称位置（＋または−）の２つのスペクトル線f1kおよびf2kを抽出して、ここからf1およびf2を導き出して上記の式に代入しなければならない。

上記のスペクトル線の次数および対称位置を一義的に検出するためにはさまざまな選択肢がある。

１） 狭帯域ＦＭによる事前同期化
同期化に対してB_s < 0.5/Tの帯域幅を使用する場合、UWBサンプリングによる周期的な継続に起因するミラー周波数（図５を参照されたい）は、評価すべきスペクトル領域にない。したがってスペクトル線の次数に対してｎ＝０であり、対称位置は一義的である。

２） 付加的な周波数のずれΔｆz
２つの局のうちの１局を付加的な周波数のずれΔｆ_zだけずれさせて、周波数f₁およびf₂が、式（６）および（７）
f₁ = Δf+Δf_z-B_sΔt/T_s f₂ = Δf+Δf_z-B_sΔt/T_s (11)
より、つねに正であるようにする。これによって対称位置は一義的に決定される。

３） Δｆが小さいと仮定する。この場合、補正は妥当な周波数対の組み合わせから得ることができる。

４） スィープパラメタの変更：同期化に対して比較的高い帯域幅Bs < 0:5/Tを使用する場合、UWBサンプリングによるスペクトルの周期的な継続に起因して、評価すべきスペクトル領域に複数のミラー周波数が生じる。スイープ帯域幅Bsまたはスイープ持続時間Tsなどのスイープパラメタを変更する場合、上記のミラー周波数の位置がシフトする。このシフトから次数および対称位置を推定することができる。

５） 事前同期化は、通常の無線通信を介して得ることができる。このために例えば２つの局に既知の複数のバイナリ列を伝送し、これらの相関を介してクロックの大まかな同期化を行うことができる。

例１
上記のＦＭＣＷ変調信号は、矩形にサンプリングされる。これに使用されるスイッチ信号は9nsオン、991nsオフである。スイープの開始周波数は6.8GHz、終了周波数は7.7GHzであり、これによって帯域幅はBs=900MHzである。スイープ持続時間はT_s=10msであり、ピーク出力は-3dBmである。

通常の無線通信によって事前同期化が５μｓで精確に得られる場合、調べようとするスペクトル線に対して約0.45MHzの最大周波数偏差が発生する。UWBサンプリングによるスペクトルの周期は１MHzであるため、スペクトル線を直接対応付けることが可能である（ｎ＝０）。

例２
FMCW変調信号に対して例１と同じ周波数領域を使用し、スイッチ時間も等しくする。しかしながらスイープ持続時間はわずかに２ｍｓとする。通常の無線通信により、精確に１００μｓの事前同期化が達成される。

ここでは第１の同期化ステップにおいてスイープ帯域幅は１０ＭＨｚに低減される。これによって約0.5MHzの最大周波数変化が得られるため、ここでもスペクトル線を直接対応付けることができる。狭い帯域幅によって事前同期化は１μｓになるため、第２同期化ステップにおいて、全帯域幅による同期化を行うことができる。

事前同期化は、時間的にわずかにずらしたＮ個のスイープを使用して測定信号（ないしはそのスペクトル線）の振幅経過を評価することによって行うことも可能である。振幅が大きくなればなるほど上記の同期化が良好になるか、ないしは周波数対の次数が低くなる。

第１の事前同期化の後、例えば図３に示した無線受信器３の第２実施形態の例のようにS&Hモードに切り換えることが有利なこともある。ここでは受信器３に「サンプルアンドホールド（Ｓ＆Ｈ）」素子が設けられ、この素子はつねに、まさに実際に反射したパルスが生じた場合に、受信したパルス列をサンプリングして値を得るのである。しかしながらこのために必要であるのは、サンプリンクパルス列と、受信したパルス列とを同期化することである。上記の事前同期化は、上記の方法により、Ｓ＆Ｈを用いずに行うことができるかまたは相関によって適応的に行うこともでき、ここでこれは２つのパルス列をゆっくり互いにずらして、相関の最大値を決定することによって行われる。

S&Hを行わない変形実施形態に対する同期的なサンプリングを有するこの変形実施形態の利点は、受信分岐路において格段に小さな増幅しか必要でないことであり、また格段に良好なSN比を期待できることである。それは、信号がなくノイズだけがある長い区間にわたって平均を求める必要がないからである。

同期的なサンプリングの際に所要の事前同期化によって付加的なコストが発生したとしても、この付加的なコストは、ふつうの相関的なパルスシステムによりも小さい。すなわちパルス持続時間は、格段に長くすることができ、また同期化はあまり精確である必要はない（原理的にはパルス列がどことなくかなり重なっていても十分である）。それは、精度の高い相関が、従来と同じくFM変調ベースで計算によって行われ、広い帯域幅がFM変調によって形成され、必ずしもパルスによって行われないからである。これによって同期化ないしはハードウェア相関は、ふつうのパルスUWBシステムの場合よりも格段に簡単かつ格段に高速になる。また上記の測定を一層高速かつ良好なエネルギー効率で行うことできる。それは各測定の際に、パルスシステムの場合よりも１０〜１００倍大きな伝搬時間領域をカバーできるからである。

一般的には事前同期化をつぎのように行うことができる。すなわち、第１のスペクトル線対をサンプリングしつぎに第１のサンプリングした後、スイッチクロックに同期化して、SN比を改善することによって行うことが可能である。

上記のＵＷＢ−ＦＭＣＷレーダの基本的なアイデアは、類似の形態で、いわゆる後方散乱モジュレータないしは後方散乱トランスポンダを有する位置測定システムにも転用可能である。これについては図４を参照されたい。このためには上記の送信器および受信器を共通の送信／受信ユニット４に配置して、後方散乱する信号の伝搬時間を決定する。

後方散乱モジュレータないしは後方散乱トランスポンダ５への距離を測定するため、図２の素子を有する図１の装置を図４に拡張する。ここからわかるように上記の送信信号を周期的なアパーチャ関数によってサンプリングして、法的な規則に相応してＵＷＢ信号が形成できるようにする。後方散乱モジュレータ５では上記の送信信号が変調されて反射される。ふつうは変調関数により、アンテナANTBの後方で、複素数の反射係数の値および／または位相が、変調可能な整合ネットワークMANで変調される。受信ミキサＭＩＸの後段の混合信号は、

となる。

上記の式から分かるのは、混合信号smix(t)が、パルス変調されていない２つの信号の混合積、すなわちsmixc(t)として得られ、これらの連続信号のこの混合積がサンプリング列だけで重み付けられることである。

すなわちm(t)の変調周波数を十分に低く選択するかないしはサンプリングの周期Tを十分に小さくしかつアパーチャ時間を十分に短くすると、信号smix(t)における情報は精確に、連続的に送信する変形実施形態（すなわちSW1がつねに閉じられているかのように）によって得られる情報に相当する。

有利には最高周波数m(t)を選択して、0.5/Tよりも小さいサンプリング周波数の半分よりも小さくなるようにする。有利にはさらに最低周波数m(t)を選択して、スイープ持続時間の逆数よりもはるかに大きくなるようにする。有利にはＵＷＢパルスの持続時間を選択して、この持続時間が、信号m(t)に発生する最高周波数の逆数よりもはるかに短くなるようにする。

図４にしたがってシステムを設計するための、またFMCW変調信号をパルス状にサンプリングすることによってUWBパルスを形成するための有利なパラメタは、例えば、パルス持続時間9ns； パルス休止時間991nm； FMCWスイープの最低周波数：fMinSweep 6.8GHz； FMCWスイープの最高周波数：fMaxSweep 7.7GHz； FMCWスイープの持続時間 100ms； 最高周波数m(t)約400kHzである。

m(t)が、周期持続時間Tm=1/fmおよび帯域幅<<0:5/Tを有しかつ帯域が制限された周期的な信号である場合、図５に示した形態の時間信号smix(t)のスペクトルSmix(f)が得られる。

変調周波数の中心として対称になっているスペクトル線の間隔Δｆ（左側のスペクトル線はそれぞれ縦軸における負の周波数成分の鏡像である）は、距離に比例する。変調周波数を中心として対称になっている２つのスペクトル線の位相を、距離測定および速度測定に使用することも可能である。

説明した上記の後方散乱システムは主に、到達距離が短く、電力を節約しまたコスト的に有利な位置測定システムに殊に有利に使用可能であり、例えば、（家、車両および計算機に対する）エントリシステム、（展示会場で、博物館において、機械の製作および保守において、ならびに障害者または高齢者のサポートのため）コンテキスト依存の情報伝送システム、ＲＦＩＤシステム、ロジスティック、ならびに自動化技術また医療におけるツールおよびロボット／ロボットアームの高精度の位置測定に使用可能である。

上記の実施例は、本発明またはその適用を如何なる意味でも制限しようとしたものではない。

Claims (18)

1. 無線送信器（１，４）において、
   当該無線送信器は、少なくとも
   − 周波数変調された連続信号（sFMTx(t)）を形成する送信信号発生器（SGEN1）と、
   − 送信信号（sTx(t)）を送出するアンテナ（ANT1）とを有しており、
   − 前記の送信信号発生器（SGEN1）の少なくとも１つの出力側は、前記のアンテナ（ANT1）の少なくとも１つの入力側に接続されている形式の無線送信器において、
   − 前記の送信信号発生器（SGEN1）とアンテナ（ANT1）とは、これらの間に接続された遮断ユニット（SW1）を介して接続されており、ここで該遮断ユニットにより、送信信号発生器（SGEN1）とアンテナ（ANT1）との間の信号接続が選択的に遮断または保持され、その結果、パルス状の送信信号（sTx(t)）が形成され、
   − 当該の信号接続の選択的な遮断および保持は、前記の遮断ユニット（SW1）により、当該遮断ユニット（SW1）に外部から加えられる切換信号（ssw(t)）を用いて行われ、
   − 前記の信号接続の選択的な遮断および保持は、遮断ユニット（ＳＷ１）により、少なくとも区分的に規則的な間隔で行われ、
   前記保持の時間は、前記の送信信号発生器（SGEN1）によって周波数変調されて形成される連続信号（sFMTx(t)）の半周期の時間（Ｔｓ）よりも短い、
   ことを特徴とする
   無線送信器。
2. 前記の送信信号発生器（SGEN1）によって形成される連続信号は、少なくとも区分的に線形に周波数変調された信号（sFMTx(t)）である、
   請求項１に記載の無線送信器（１，４）。
3. 前記保持の時間は、前記の連続信号の半周期の時間（Ts）よりも、少なくとも１０倍短い、
   請求項２に記載の無線送信器（１，４）。
4. 前記の連続信号（sFMTx(t)）を形成する送信信号発生器（SGEN1）および前記の信号接続を選択的に遮断および保持する遮断ユニット（ＳＷ１）は、それぞれクロック信号によって駆動制御され、
   前記の送信信号発生器（SGEN1）および遮断ユニット（ＳＷ１）は、前記の駆動制御ためにデジタル電子装置（DIGE1）に接続されており、
   − 前記無線送信器（１，４）は、クロック発生器（CLK1）を有しており、該クロック発生器より、形成したクロック信号が前記のデジタル電子装置（DIGE1）に送出され、
   − 当該のデジタル電子装置（DIGE1）により、前記の送信信号発生器（SGEN1）に入力するための導出された第１クロック信号と、前記の遮断ユニット（ＳＷ１）に入力するための導出された第２クロック信号（ssw(t)）とが形成され、
   − 前記の送信信号発生器（SGEN1）により、前記の導出された第１のクロック信号に基づいて、前記の連続信号（sFMTx(t)）が形成されて、当該連続信号が遮断ユニット（SW1）に入力され、
   − 当該の遮断ユニット（SW1）により、前記の導出された第２のクロック信号（ssw(t)）に基づいて、前記の送信信号発生器（SGEN1）とアンテナ（ANT1）との間の信号接続が選択的に遮断および保持される、
   請求項１から３までのいずれか1項に記載の無線送信器（１，４）。
5. 無線受信器（２，３，４）において、
   請求項１から４までのいずれか１項に記載の無線送信器によって周波数変調されて形成された前記パルス状の送信信号（sTx(t)）を受信するため、前記無線受信器（２，３，４）は、当該受信した周波数変調されかつパルス状の無線信号（sRx(t)）から、対応するスペクトル線の少なくとも１つの対（f1k，f2k）を抽出するように構成されていることを特徴とする、
   無線受信器（２，３，４）。
6. 前記の無線受信器を構成して、該無線受信器により、対応するスペクトル線対（f1k，f2k）から周波数のずれおよび／または時間のずれが決定されるようにした、
   請求項５に記載の無線受信器（２，３，４）。
7. 前記の無線受信器を構成して、該無線受信器により、前記の計算した周波数のずれおよび／または時間のずれに基づいて、前記受信した周波数変調されかつパルス状の無線信号（sRx(t)）が、送信した無線送信器（１，４）のクロックに同期化されるようにした、
   請求項６に記載の無線受信器（２，３，４）。
8. 無線送信／受信システムにおいて、
   該無線送信／受信システムは、請求項１から４までのいずれか１項に記載の少なくとも１つの無線送信器（１，４）と、当該の無線送信器（１，４）から送出された信号を受信する、請求項５から７までのいずれか１項に記載の少なくとも１つの無線受信器（２，３，４）とを有することを特徴とする
   無線送信／受信システム。
9. 前記の無線送信器（１，４）および無線受信器（２，３，４）は、共通のクロックベースを供給する同じクロック源（CLK1）を有する、
   請求項８に記載の無線送信／受信システム（４）。
10. 少なくとも１つの無線送信器と少なくとも１つの受信器とを、または無線送信／受信システム（４）を同期化するため、
    − 前記の無線送信器（１，４）により、連続信号（sFMTx(t)）から、アンテナ（ANT1）に至る信号接続が選択的に遮断および保持されることにより、当該のアンテナ（ANT1）を介してパルス状の送信信号（sTx(t)）が放射され、
    − 前記の無線受信器（２，３，４）により、受信したパルス状の無線信号（sRx(t)）から、対応するスペクトル線の少なくとも１つの対（f1k，f2k)が抽出され、ここから周波数のずれおよび／または時間のずれが決定され、これに基づいて前記の無線受信器（２，３，４）が、前記の無線送信器（１，４）のクロックに同期化される、
    請求項８または９に記載の無線送信／受信システム（４）。
11. 応答装置との距離測定をするための、
    請求項９または１０に記載の無線送信／受信システム。
12. 前記の応答装置は、トラスポンダの距離測定および／または位置決定するために、請求項８から１１までのいずれか１項に記載の第２の無線送信／受信システム（４）を含むトランスポンダとして実施されており、
    − 前記の無線送信器（１，４）により、連続信号（sFMTx(t)）から、アンテナ（ANT1）に至る信号接続を選択的に遮断および保持することにより、当該のアンテナ（ANT1）を介してパルス状の送信信号（sTx(t)）が前記のトランスポンダの方向に放射され、
    − 前記のトランスポンダ（５）により、当該の信号が変調されて前記の無線受信器（４）に向かって反射され、
    − 前記の無線受信器（４）により、受信したパルス状の無線信号（sRx(t)）から、少なくとも１つのスペクトル線（f1k,f2k)が抽出され、ここからトランスポンダ（５）の距離および／または位置が決定され、これに基づいて前記の無線受信器が、前記の無線送信器（１，４）のクロックに同期化される、
    請求項１１に記載の無線送信／受信システム。
13. 無線受信器（２，３，４）であって、
    該無線受信器は、請求項８から１２までのいずれか１項に記載の無線送信／受信システムの装置に使用され、
    該無線受信器は、少なくとも１つのミキサ（ＭＩＸ）を有しており、
    当該のミキサは、受信信号（sRx(t)）と、混合信号（sFMRx(t)）とを混合して、同期化または距離測定のために測定信号（smd(t)）を形成し、
    前記の混合信号は、送信信号発生器（SGEN1）の信号と同じ変調を有するか、または、送信信号発生器（SGEN1）の信号を基準にした時間のずれ（Δｔ）および／または周波数のずれ（Δｆ）を備えた変調を有する、
    請求項５から７までのいずれか1項に記載の無線受信器（２，３，４）。
14. 請求項１から５までのいずれか１項に記載にされた無線送信器（１，４）のパルス状の送信信号（sTx(t)）を形成する方法において、
    − 前記の無線送信器（１，４）の信号接続の遮断および保持を実行して、前記の受信器（２，３，４）の測定信号（smd(t)）における当該の信号接続が、実際のサンプラによる時間離散化になるようにし、かつ
    − 前記信号接続の遮断および保持を実行して、当該保持の時間が、前記の送信信号発生器（SGEN1）によって形成される連続信号（sFMTx(t)）の半周期の時間（Ts）よりも短くなるようにしたことを特徴とする方法。
15. 請求項５から７または１３のいずれか１項に無線受信器（２，３，４）の測定信号（smd(t)）を評価する方法において、
    − 前記受信器（２，３，４）の前記測定信号（smd(t)）は、実際のサンプラの時間離散化であり、前記保持の時間は、前記の送信信号発生器（SGEN1）によって形成される連続信号（sFMTx(t)）の半周期の時間（Ts）よりも短く、
    前記測定信号（smd(t)）を評価するため、前記信号接続の遮断および保持を遮断ユニット（ＳＷ１）によって時間的に実行して、前記測定信号（smd(t)）に対し、サンプリング定理を満たすサンプリング周波数でサンプリングを行い、
    少なくとも前記サンプリング周波数を、測定信号の帯域幅の２倍に選択し、
    前記の信号接続の保持の持続時間を、前記測定信号に発生する最大周波数の逆数よりもファクタ４よりも短くすることを特徴とする方法。
16. 少なくとも１つの無線送信器（１，４）と、少なくとも１つの無線受信器（２，３，４）とを同期化する請求項１５に記載の方法において、
    前記の送信器のうちの少なくとも１つには、連続信号（sFMTx(t)）を形成するための送信信号発生器（SGEN1）と、パルス状の送信信号（sTx(t)）を送出するためのアンテナ（ANT1）とが含まれており、
    前記の無線送信器（１，４）により、連続信号（sFMTx(t)）から、前記アンテナ（ANT1）に至る信号接続を選択的に遮断および保持することにより、当該のアンテナ（ANT1）を介してパルス状の送信信号（sTx(t)）を放射し、
    − 前記無線送信器（１，４）の信号接続の遮断および保持を実行して、前記受信器（２，３，４）の測定信号（smd(t)）が、実際のサンプラによる時間離散化になるようにし、前記保持の時間は、前記の送信信号発生器（SGEN1）によって形成される連続信号（sFMTx(t)）の半周期の時間（Ts）よりも短くなるようにし、
    − 前記無線送信器（２，３，４）により、受信したパルス状の無線信号（sRx(t)）から、対応するスペクトル線の少なくとも１つの対（f1k, f2k）を抽出し、ここから周波数のずれおよび／または時間のずれを求め、これに基づいて前記無線受信器（２，３、４）を前記無線送信器（１，４）のクロックに同期化する、
    ことを特徴とする方法。
17. トランスポンダの距離測定および／または位置測定するための請求項１５または１６に記載の方法において、
    無線送信器（１，４）には、連続信号（sFMTx(t)）を形成するための少なくとも１つの送信信号発生器（SGEN1）と、パルス状の送信信号（sTx(t)）を送出するためのアンテナ（ANT1）とが含まれており、
    − 前記の無線送信器（１，４）により、連続信号（sFMTx(t)）から、アンテナ（ANT1）に至る信号接続を選択的に遮断および保持することによって、アンテナ（ANT1）を介してパルス状の無線送信信号（sTx(t)）を前記のトランスポンダ（５）の方向に放射し、
    前記の無線送信器（１，４）の信号接続の遮断および保持を実行して、前記測定信号（smd(t)）における信号接続は、実際のサンプラによる時間離散化になるようにし、前記保持の時間は、前記の送信信号発生器（SGEN1）によって形成される連続信号（sFMTx(t)）の半周期の時間（Ts）よりも短くなるようにし、
    − 前記トランスポンダ（５）により、前記無線送信信号（sTx(t)）を変調して無線受信器（４）に反射し、前記の無線受信器（４）により、受信したパルス状の無線信号（sRx(t)）から少なくとも１つのスペクトル線（f1k, f2k）を抽出して、ここから前記トランスポンダ（５）との距離および／またはトランスポンダ（５）の位置を求め、これに基づいて前記受信器を前記送信器（１，４）のクロックに同期化することを特徴とする方法。
18. 前記トランスポンダにより、前記パルス状の送信信号（sTx(t)）を変調して無線受信器（４）に向かって反射する、
    請求項１７に記載の方法。

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