KR101105538B1 - 양방향 레인징 기반의 거리 측정 장치 및 시스템 - Google Patents

양방향 레인징 기반의 거리 측정 장치 및 시스템 Download PDF

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Abstract

본 발명은 양방향 레인징 기반의 거리 측정 장치 및 시스템을 개시한다. 본 발명에 따르면, 양방향 레인징(Two-way ranging) 기반의 거리 측정 시스템에 있어서, 주기적으로 제1 펄스열을 전송하는 제1 디바이스; 및 상기 제1 펄스열에 상응하는 수신 펄스의 피크를 검출하고, 상기 검출된 피크에 동기가 맞추어진 제2 펄스열을 전송하는 제2 디바이스를 포함하되, 상기 제1 디바이스는 상기 제2 펄스열에 상응하는 수신 펄스의 피크를 검출하여 상기 제2 디바이스와의 거리를 측정하는 거리 측정 시스템이 제공된다. 본 발명에 따르면, 양방향 레인징 기반에서 고속의 ADC 없이 거리 측정이 가능하다는 장점이 있다.
양방향 레인징, ADC, 아날로그 코릴레이터 뱅크, 거리 측정

Description

양방향 레인징 기반의 거리 측정 장치 및 시스템{Distance estimation apparatus and system based on two-way ranging}
본 발명은 양방향 레인징 기반의 거리 측정 장치 및 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 양방향 레인징 프로토콜을 기반으로 고속의 ADC 없이도 두 디바이스 간 거리를 측정할 수 있는 장치 및 시스템에 관한 것이다.
IR-UWB(Impulse Radio-Ultra Wideband) 통신시스템은 수 나노초 단위의 매우 짧은 펄스를 사용하는 통신시스템으로 반송파를 이용하지 않으며 중간주파수단에서의 프로세싱을 필요로 하지 않는다. 따라서 저전력, 저복잡도 특징을 가지며 이로 인해 WPAN(Wireless Personal Area Network)에 적합한 시스템으로 주목 받고 있다.
또한 매우 짧은 펄스를 사용하므로 시간 분해능 성질이 우수하며, 이는 수십cm 이내의 위치추정을 가능하게 하여 근거리 위치추정에 적합하다.
이러한 이유로 IR-UWB 시스템은 최근 CSS(Chirp Spread Spectrum)방식과 함께 저속 위치인식 WPAN 표준인 IEEE 802.15.4a에 채택되었다. 위치추정을 위해 사용되는 기법으로는 RSS(Received signal strength), AOA(Angle of Arrival), TOA(Time of Arrival), TDOA(Time Difference of Arrival)등 여러 가지 기법이 존 재하나 이 중 RSS기법은 IR-UWB의 우수한 시간 분해능 성질로부터의 이점이 없으며 AOA 방법은 구현상의 복잡도 문제로 WPAN 시스템에 적합하지 않다. TOA기법을 이용할 경우에는 두 디바이스 사이의 거리를 측정하기 위해 일반적으로 Two-Way ranging 방법을 사용할 수 있다.
도 1은 Two-Way ranging(양방향 레인징) 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 1에서, 디바이스 A(Device A)는 디바이스 B(device B)의 위치를 측정하는 단말기라 하고, 두 단말기는 서로 비동기 상태라 가정한다.
Figure 112009072845694-pat00001
시점에 디바이스 A는 펄스를 전송한다. 디바이스 B는
Figure 112009072845694-pat00002
시점에 디바이스 A의 펄스를 수신하며, 수신 후 일정한 시간
Figure 112009072845694-pat00003
후에 디바이스 A로 다시 펄스를 전송한다. 디바이스 A는
Figure 112009072845694-pat00004
순간에 펄스를 수신한 후 하기의 수학식을 통해 두 디바이스 사이의 거리
Figure 112009072845694-pat00005
을 측정한다.
Figure 112009072845694-pat00006
여기서, c는 전파속도이며,
Figure 112009072845694-pat00007
는
Figure 112009072845694-pat00008
을 나타낸다.
Two-way ranging 기법을 적용하기 위해서는
Figure 112009072845694-pat00009
를 정확히 측정하는 것이 필요하 며, 디바이스 A가
Figure 112009072845694-pat00010
을 정확히 검출하는 것이 필요하다.
상기와 같이, Two-way ranging 기법에서 수신신호를 얼마나 정밀하게 검출(detection)하느냐가 성능에 영향을 미치는데, UWB 수신신호의 검출(detection)을 위해 사용되는 전통적인 방법은 수신 신호를 정합필터에 통과시키고 샘플링하여 코릴레이션을 취하는 방법이다. 그러나 이러한 방법은 정밀한 위치추정을 위해 나이퀴스트 샘플링율을 만족시키는 수 GHz의 샘플링 성능을 갖는 고성능 ADC(Analog to Digital Converter)가 필요하다.
이러한 고성능 ADC의 사용은 낮은 가격과 저전력 소비를 요구하는 WPAN 시스템에 적합하지 않은 문제점이 있다.
본 발명에서는 상기한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하기 위해, 고속의 ADC를 사용하지 않고도 디바이스 간 정확한 거리 측정이 가능한 양방향 레인징 기반의 거리 측정 장치 및 시스템을 제안하고자 한다.
상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따르면, 양방향 레인징(Two-way ranging) 기반의 거리 측정 시스템에 있어서, 주기적으로 제1 펄스열을 전송하는 제1 디바이스; 및 상기 제1 펄스열에 상응하는 수신 펄스의 피크를 검출하고, 상기 검출된 피크에 동기가 맞추어진 제2 펄스열을 전송하는 제2 디바이스를 포함하되, 상기 제1 디바이스는 상기 제2 펄스열에 상응하는 수신 펄스의 피크를 검출하여 상기 제2 디바이스와의 거리를 측정하는 거리 측정 시스템이 제공된다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 양방향 레인징(Two-way ranging) 기반의 거리 측정을 위한 장치에 있어서, 미리 설정된 펄스폭 및 펄스주기를 갖는 제1 펄스열을 생성하는 펄스 생성부; 상기 제1 펄스열을 상기 펄스주기에 따라 주기적으로 전송하는 펄스 송신부; 소정 거리에 위치한 다른 디바이스로부터 제2 펄스열에 상응하는 펄스를 수신하는 펄스 수신부; 및 상기 제2 펄스열에 상응하는 수신 펄스를 피크를 검출하여 상기 다른 디바이스와의 거리를 측정하는 거리 측정부를 포함하는 거리 측정 장치가 제공된다.
본 발명에 따르면, 비동기인 두 디바이스 사이에 주기적인 펄스열을 송수신하여 거리를 측정하며, 아날로그 코릴레이터 뱅크를 이용하기 때문에 나아가 피크 검출에 있어 고속의 ADC가 요구되지 않는 장점이 있다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면들을 참조하여 상세히 설명하기로 한다. 본 발명을 설명함에 있어 전체적인 이해를 용이하게 하기 위하여 도면 번호에 상관없이 동일한 수단에 대해서는 동일한 참조 번호를 사용하기로 한다.
본 발명은 양방향 레인징 프로토콜을 기반의 비동기 IR-UWB 거리 측정 장치 및 시스템을 제안한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 거리 측정은 서로 이격된 두 디바이스 사이에 펄스 신호를 송수신하여 이루어질 수 있다.
도 2는 본 발명에 따른 거리 측정을 위한 서로 이격된 디바이스 사이의 송수신 신호의 파형을 도시한 도면이다.
하기에서는 도 1 내지 도 2를 참조하여 본 발명에 따른 거리 측정 방식을 상세하게 설명한다.
우선, 도 2a는 디바이스 A에서 보내는 송신신호
Figure 112009072845694-pat00011
의 파형을 도시한 도면이다.
본 발명의 바람직한 일 실시예에 따르면, 디바이스 A(제1 디바이스), 즉 디바이스 B(제2 디바이스)로부터 송신되어 오는 신호를 수신하여 거리를 측정하는 디바이스는 하기의 수학식 2에서와 같이 주기적인 펄스열을 전송한다.
Figure 112009072845694-pat00012
여기서,
Figure 112009072845694-pat00013
는 UWB(초광대역) 펄스이며,
Figure 112009072845694-pat00014
은 연속된 펄스의 개수,
Figure 112009072845694-pat00015
는 펄스 간 간격, 즉 펄스주기를 의미한다.
도 2b는 송신신호
Figure 112009072845694-pat00016
가 다중경로 채널을 통과한 후 디바이스 B에서 수 신된 신호의 파형을 도시한 도면이다.
본 발명에 따른 거리 측정은 비동기 기반으로 이루어지는 바, 디바이스 A와 B는 시간동기가 이루어져있지 않으므로 수신신호를 나타내는 시간축을
Figure 112009072845694-pat00017
이라 하고, 수신신호 파형을
Figure 112009072845694-pat00018
로 정의할 수 있다.
본 발명에 따르면, 디바이스 A 및 디바이스 B는 서로 펄스주기(
Figure 112009072845694-pat00019
)를 공유할 수 있다.
디바이스 B는
Figure 112009072845694-pat00020
정보를 알고 있으며,
Figure 112009072845694-pat00021
로부터 미리 설정된 알고리즘을 통해
Figure 112009072845694-pat00022
를 추출한 후, 도 2c와 같이
Figure 112009072845694-pat00023
를 출력한다.
여기서,
Figure 112009072845694-pat00024
는
Figure 112009072845694-pat00025
축의 기준시간(
Figure 112009072845694-pat00026
)으로부터
Figure 112009072845694-pat00027
의 첫 번째 피크까지의 시간을 의미한다. 여기서, 기준시간은 하기에서 아날로그 코릴레이터 뱅크의 적분시간 시간을 의미한다.
본 발명에서 디바이스 B가 디바이스 A로부터 수신된 신호에 응답하여
Figure 112009072845694-pat00028
를 출력하는 시점은 추정된
Figure 112009072845694-pat00029
의 첫 번째 피크 시간
Figure 112009072845694-pat00030
에서부터
Figure 112009072845694-pat00031
만큼 경과한 시간이다.
본 발명에 따르면,
Figure 112009072845694-pat00032
는 송신신호인
Figure 112009072845694-pat00033
와 동일한 펄스모양을 가지 지만,
Figure 112009072845694-pat00034
의 펄스와 동기가 맞추어진 펄스열이다.
여기서, 동기가 맞추어져야 있다는 것은
Figure 112009072845694-pat00035
의 피크 위치가 디바이스 B에 도달한
Figure 112009072845694-pat00036
, 즉
Figure 112009072845694-pat00037
의 피크 위치와 일치한다는 점을 의미한다.
Figure 112009072845694-pat00038
는 LOS의 지연 시간을 의미한다.
일반적으로 다중경로 채널을 경유한 수신신호에서 진폭이 가장 큰 부분은 Line-of-Sight(LOS)를 경유한 성분이므로
Figure 112009072845694-pat00039
의 피크 시간은
Figure 112009072845694-pat00040
의 피크 시간과 동일하다.
한편,
Figure 112009072845694-pat00041
는
Figure 112009072845694-pat00042
로부터
Figure 112009072845694-pat00043
을 발생시키는 프로세서 과정에 소요되는 시간으로서, 디바이스 B의 계산 속도에 따라 펄스주기
Figure 112009072845694-pat00044
보다 더 커질 수 있으며, 이는 사용하는 하드웨어에 의존되며 거리 측정 과정에서 디바이스 A와 B가 모두 알고 있는 값으로 가정될 수 있다.
디바이스 B에서
Figure 112009072845694-pat00045
를 전송하며, 디바이스 A는 도 2c에 도시된 바와 같이,
Figure 112009072845694-pat00046
를 수신한다. 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따르면, 디바이스 A는 도 2d에 도시된 바와 같이, 자신이 전송하고 있는 펄스열
Figure 112009072845694-pat00047
의 피크 위치에서 수신된 초기
Figure 112009072845694-pat00048
의 피크 사이의 거리에 해당하는
Figure 112009072845694-pat00049
를 얻게 된다.
여기서,
Figure 112009072845694-pat00050
는
Figure 112009072845694-pat00051
를 만족하는 값이다. 이때,
Figure 112009072845694-pat00052
는 도 1의
Figure 112009072845694-pat00053
의 추정값, 즉 두 디바이스 사이의 Round-trip 시간이므로 수학식 3과 같이
Figure 112009072845694-pat00054
를 통해 두 디바이스 사이의 거리 R을 추정할 수 있다.
Figure 112009072845694-pat00055
한편, 상기한
Figure 112009072845694-pat00056
및
Figure 112009072845694-pat00057
는 주파수 도메인 해석 방법을 통해 추정되며, 하기에서는 주파수 도메인 해석 방법의 일반적인 내용 및 본 발명에 따른 아날로그 코렐레이트 뱅크를 이용한
Figure 112009072845694-pat00058
및
Figure 112009072845694-pat00059
검출 방법을 상세하게 설명한다.
디바이스 A(송신단)에서 전송하는
Figure 112009072845694-pat00060
가 다중경로 채널
Figure 112009072845694-pat00061
를 통과하여 디바이스 B(수신단)에서 수신된 신호를
Figure 112009072845694-pat00062
라 하면,
Figure 112009072845694-pat00063
는 다음의 수학식 4로 나타낼 수 있다.
Figure 112009072845694-pat00064
여기서, *는 콘볼루션 연산자이며,
Figure 112009072845694-pat00065
는 평균이 0이고 파워 스펙트럼 밀도(power spectral density)가
Figure 112009072845694-pat00066
인 부가적 백색 가우시안 잡음(Addictive White Gaussian Noise(AWGN))이다.
수학식 4에서
Figure 112009072845694-pat00067
는 다음의 수학식 5와 같이 가정된다.
Figure 112009072845694-pat00068
여기서,
Figure 112009072845694-pat00069
은 다중경로의 개수,
Figure 112009072845694-pat00070
는 각 경로의 진폭,
Figure 112009072845694-pat00071
는 지연시간이다.
이때,
Figure 112009072845694-pat00072
이며,
Figure 112009072845694-pat00073
이라 가정한다. 즉
Figure 112009072845694-pat00074
가 LOS의 지연시간이며, LOS 성분의 진폭이 가장 큰 것으로 가정한다.
따라서, 수학식 4는 아래의 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009072845694-pat00075
송신단과 수신단은 레퍼런스 시간이 다르므로 이를 구분하기 위해 편의상 수신기의 시간축 변수를
Figure 112009072845694-pat00076
이라 한다. 이때 수학식 6의
Figure 112009072845694-pat00077
는
Figure 112009072845694-pat00078
축 상에서 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009072845694-pat00079
여기서,
Figure 112009072845694-pat00080
는
Figure 112009072845694-pat00081
모양의 펄스들로 이루어져 있으므로, 이 신호의 정합필터의 임펄스 응답은
Figure 112009072845694-pat00082
이다. 따라서, 수신단에서의 정합필터 응답은
Figure 112009072845694-pat00083
이 된다.
이를 디지털로 구현하기 위해서는 고속의 ADC가 필요하므로 시간영역 샘플링에 의한 콘볼루션 연산은 현재의 ADC 속도로는 가능하지 않다.
도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 피크검출 시스템을 도시한 도면이다.
도 3은 도 1에서 수신단에 해당하는 디바이스 B의 피크 검출을 구성을 도시한 도면이다.
본 발명에 따른 피크에서는 상기와 같이 고속의 ADC가 요구되는 정합필터 연산을 수행하지 않으며 아날로그 코릴레이터(correlator) 뱅크(도 3의 아날로그 부분, 누산기(300), 적분기(302) 포함)를 통해
Figure 112009072845694-pat00084
의 주파수 성분을 이용하여 신호처리, 즉
Figure 112009072845694-pat00085
의 피크를 검출한다.
본 발명에서 유도과정의 편의를 위해 LOS 성분만을 고려하여 수신 신호를
Figure 112009072845694-pat00086
이라 가정한다.
나머지 성분은 후술하는 이유에 의해서 검출되지 않으므로 편의상 생략한다.
아날로그 코릴레이터 뱅크의
Figure 112009072845694-pat00087
번째 branch의 출력
Figure 112009072845694-pat00088
는 아래의 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009072845694-pat00089
여기서,
Figure 112009072845694-pat00090
는
Figure 112009072845694-pat00091
의
Figure 112009072845694-pat00092
에서의 주파수 성분이며,
Figure 112009072845694-pat00093
는
Figure 112009072845694-pat00094
에서 1이 된다.
주파수 도메인에서의 정합필터 응답은
Figure 112009072845694-pat00095
가 되므로
Figure 112009072845694-pat00096
는 다음의 수학식 9와 같다.
Figure 112009072845694-pat00097
Figure 112009072845694-pat00098
에 대해 디지털 도메인(도 3의 Digital Part: 샘플링부(304) 및 누산기(306) 포함)에서 역퓨리에 변환을 취하면 다음과 같은 결과를 얻을 수 있다.
Figure 112009072845694-pat00099
여기서,
Figure 112009072845694-pat00100
은 DFT(Discrete Fourier Transform) 성질에 의해서
Figure 112009072845694-pat00101
이며,
Figure 112009072845694-pat00102
는
Figure 112009072845694-pat00103
로
Figure 112009072845694-pat00104
보다는 시간축에서 더 퍼져있지만,
Figure 112009072845694-pat00105
축으로는 더 예리한 피크를 갖는 파형이고
Figure 112009072845694-pat00106
는
Figure 112009072845694-pat00107
의 역퓨리에 변환이다.
이때, 다중경로성분이 있다면,
Figure 112009072845694-pat00108
은 수학식 11과 같다.
Figure 112009072845694-pat00109
Figure 112009072845694-pat00110
를 만족한다면
Figure 112009072845694-pat00111
으로부터 피크검출과정을 통해
Figure 112009072845694-pat00112
를 검출할 수 있다.
Figure 112009072845694-pat00113
Figure 112009072845694-pat00114
는 수신단의 아날로그 코릴레이터 뱅크의 적분시작 순간으로부터
Figure 112009072845694-pat00115
만큼 떨어진 위치에 수신 펄스의 피크가 있다는 것을 의미하며, 도 2c에 도시된 바와 같이, 수신단(디바이스 B)은 적분시작 순간에서
Figure 112009072845694-pat00116
만큼 떨어진 순간에 펄스열을 발생하면 이 펄스열은
Figure 112009072845694-pat00117
이 된다.
디바이스 B에서
Figure 112009072845694-pat00118
을 송신하면 디바이스 A에서
Figure 112009072845694-pat00119
를 수신하게 된다.
본 발명에 따른 디바이스 A도 도 3에 도시된 바와 같은 아날로그 코릴레이터 뱅크를 포함하는 피크 검출부를 구비하고 있으며, 신호처리 과정을 거쳐서
Figure 112009072845694-pat00120
를 검출하게 된다.
본 발명에 따르면, 아날로그 코릴레이터 뱅크를 이용하여 수신단(디바이스 B)에서 피크를 검출하기 때문에 고속의 ADC를 요구하지 않으며, 또한, 이를 통해
Figure 112009072845694-pat00121
를 검출하여 디바이스 B에서 디바이스 A의 펄스열 주기와 동일한
Figure 112009072845694-pat00122
를 송신하게 된다. 또한, 디바이스 A는 고속의 ADC 없이도
Figure 112009072845694-pat00123
에서 디바이스 B로부터 전송된 펄스열로부터
Figure 112009072845694-pat00124
를 검출할 수 있으며, 이를 통해 디바이스 A와 B의 거리를 측정할 수 있게 된다.
도 4는 본 발명에 따른 거리 측정 장치의 블록도이다.
도 4에 도시된 구성은 상기한 디바이스 A 및 디바이스 B에 모두 공통될 수 있으며, 하기에서는 설명의 편의를 위해 거리 측정의 주체가 되는 디바이스 A의 구성을 중심으로 설명한다.
도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 거리 측정 장치(제1 디바이스)는 펄스 생성부(400), 펄스 송신부(402), 펄스 수신부(404) 및 거리 측정부(406)를 포 함할 수 있다.
본 발명에 따른 펄스 생성부(400)는 소정의 펄스폭 및 펄스주기를 갖는 제1 펄스열을 생성하며, 펄스 송신부(402)는 상기한 제1 펄스열(
Figure 112009072845694-pat00125
)을 펄스주기에 따라 송신한다.
근거리에 위치한 다른 디바이스(제2 디바이스)는 제1 펄스열에 상응하는 펄스(
Figure 112009072845694-pat00126
)를 수신하며, 수신 펄스의 주파수 도메인에서의 신호 처리를 통해 상기한 제1 펄스열에 상응하는 수신 펄스의 피크를 검출하고, 검출된 피크에 동기가 맞추어진 제2 펄스열을 전송한다.
본 발명에 따른 제2 디바이스는 아날로그 코릴레이터 뱅크(Analog Correlator Bank)를 이용하여 제1 펄스열에 상응하는 수신 펄스 중 미리 설정된 기준 시간(
Figure 112009072845694-pat00127
)으로부터 첫 번째 수신 펄스의 피크까지의 제1 시간(
Figure 112009072845694-pat00128
)을 검출하며, 검출된 제1 시간을 기반으로 제2 펄스열(
Figure 112009072845694-pat00129
)을 생성한다.
본 발명에 따른 제1 디바이스의 펄스 수신부(404)는 제2 디바이스로부터 제2 펄스열에 상응하는 펄스(
Figure 112009072845694-pat00130
)를 수신한다.
본 발명에 따른 거리 측정부(406)는 도 3과 같은 피크 검출 시스템을 포함하며, 특히 아날로그 코릴레이터 뱅크를 포함한다. 이를 통해 거리 측정부(406)는 제1 펄스열의 제1 피크를 기준으로 상기한 제2 펄스열에 상응하는 수신 펄스의 피크 까지의 시간(
Figure 112009072845694-pat00131
)을 검출하며, 검출된 시간을 기반으로 제2 디바이스까지의 거리(
Figure 112009072845694-pat00132
)를 측정한다.
하기에서는 본 발명에 따른 알고리즘의 검증을 위한 시뮬레이션 결과를 설명한다.
도 5는 디바이스 A에서 송신하는 주기적인 UWB 펄스열
Figure 112009072845694-pat00133
로, 펄스폭은
Figure 112009072845694-pat00134
, 펄스주기(간격)
Figure 112009072845694-pat00135
는
Figure 112009072845694-pat00136
이다. 도 6은 송신기와 수신기 사이의 채널모델로 IEEE 802.15.4a 채널모델 중 residential LOS 환경을 모델링한
Figure 112009072845694-pat00137
의 임펄스 응답이다.
디바이스 A와 디바이스 B 사이의 거리
Figure 112009072845694-pat00138
을 9m로 설정하였다. 즉 전송지연시간
Figure 112009072845694-pat00139
는
Figure 112009072845694-pat00140
이다. 송신신호
Figure 112009072845694-pat00141
가
Figure 112009072845694-pat00142
이
Figure 112009072845694-pat00143
인
Figure 112009072845694-pat00144
채널을 통과하였을 때의 신호는 도 7과 같다.
도 8과 같은 디바이스 B에서의 수신신호
Figure 112009072845694-pat00145
은 디바이스 A와 시간동기가 이루어져 있지 않으므로
Figure 112009072845694-pat00146
는 임의의 값이 되며 여기서는 알고리즘을 통한 추정값과의 비교를 위해
Figure 112009072845694-pat00147
로 가정하기로 한다. 도 9는 아날로그부에서 적 분구간
Figure 112009072845694-pat00148
가
Figure 112009072845694-pat00149
일 때 주파수 도메인 신호
Figure 112009072845694-pat00150
를 나타낸다. 여기서는 수신단의 복잡도를 줄이기 위해서 에너지의 크기가 비교적 큰 1~2
Figure 112009072845694-pat00151
사이의 64개의 주파수 성분만을 이용하기로 하며, 디지털부에서는 주파수 도메인에서의 신호처리과정 후에 64point FFT를 이용하여
Figure 112009072845694-pat00152
을 구하여 피크검출을 통해
Figure 112009072845694-pat00153
를 추정한다. 펄스간격
Figure 112009072845694-pat00154
가
Figure 112009072845694-pat00155
인 펄스열과 64point FFT를 이용하였으므로
Figure 112009072845694-pat00156
의 해상도는
Figure 112009072845694-pat00157
이다. 매틀랩 시뮬레이션을 통해 추정된
Figure 112009072845694-pat00158
는
Figure 112009072845694-pat00159
이며 이를 도 10에서 확인할 수 있다. 디바이스 B에서는
Figure 112009072845694-pat00160
를 이용하여 추정된
Figure 112009072845694-pat00161
의 동기시간에 펄스열
Figure 112009072845694-pat00162
을 생성하며 이를 도 11에 보였다. 송신신호
Figure 112009072845694-pat00163
이 다시
Figure 112009072845694-pat00164
과
Figure 112009072845694-pat00165
채널을 통과하여 디바이스 A에 도착한 수신신호
Figure 112009072845694-pat00166
는 도 12와 같다. 이를 앞서와 마찬가지로
Figure 112009072845694-pat00167
를 기준으로 주파수 도메인 해석을 통해
Figure 112009072845694-pat00168
를 추정하면 도 13에서 추정된 것과 같이
Figure 112009072845694-pat00169
이며, 이는 곧
Figure 112009072845694-pat00170
를 의미하므로 본 발명에서 제안한 알고리즘을 통해 추정된 디바이스 A와 디바이스 B 사이의 거리
Figure 112009072845694-pat00171
은
Figure 112009072845694-pat00172
이 된다.
상기한 본 발명의 바람직한 실시예는 예시의 목적을 위해 개시된 것이고, 본 발명에 대해 통상의 지식을 가진 당업자라면 본 발명의 사상과 범위 안에서 다양한 수정, 변경, 부가가 가능할 것이며, 이러한 수정, 변경 및 부가는 하기의 특허청구범위에 속하는 것으로 보아야 할 것이다.
도 1은 Two-Way ranging(양방향 레인징) 방법을 설명하기 위한 도면.
도 2는 본 발명에 따른 거리 측정을 위한 서로 이격된 디바이스 사이의 송수신 신호의 파형을 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 피크검출 시스템을 도시한 도면.
도 4는 본 발명에 따른 거리 측정 장치의 블록도.
도 5는 디바이스 A에서 송신하는 주기적인 UWB 펄스열을 도시한 도면.
도 6은 송신기와 수신기 사이의 채널모델로 IEEE 802.15.4a 채널모델 중 residential LOS 환경을 모델링한
Figure 112009072845694-pat00180
의 임펄스 응답을 도시한 도면.
도 7은 송신신호
Figure 112009072845694-pat00181
가
Figure 112009072845694-pat00182
이
Figure 112009072845694-pat00183
인
Figure 112009072845694-pat00184
채널을 통과하였을 때의 신호를 도시한 도면.
도 8은 디바이스 B에서의 수신신호
Figure 112009072845694-pat00185
를 도시한 도면.
도 9는 아날로그부에서 적분구간
Figure 112009072845694-pat00186
가
Figure 112009072845694-pat00187
일 때 주파수 도메인신호
Figure 112009072845694-pat00188
를 나타낸 도면.
도 10은 매틀랩 시뮬레이션을 통해 추정된
Figure 112009072845694-pat00189
를 나타낸 도면.
도 11은 디바이스 B에서는
Figure 112009072845694-pat00190
를 이용하여 추정된
Figure 112009072845694-pat00191
의 동기시간에 펄스열
Figure 112009072845694-pat00192
을 생성한 것을 도시한 도면.
도 12는 송신신호
Figure 112009072845694-pat00193
이 다시
Figure 112009072845694-pat00194
과
Figure 112009072845694-pat00195
채널을 통과하여 디바이스 A에 도착한 수신신호
Figure 112009072845694-pat00196
를 도시한 도면.
도 13은
Figure 112009072845694-pat00197
를 기준으로 주파수 도메인 해석을 통해
Figure 112009072845694-pat00198
를 추정한 것을 나타낸 도면.

Claims (12)

  1. 양방향 레인징(Two-way ranging) 기반의 거리 측정 시스템에 있어서,
    주기적으로 제1 펄스열을 전송하는 제1 디바이스; 및
    상기 제1 펄스열에 상응하는 수신 펄스의 피크를 검출하고, 상기 검출된 피크에 동기가 맞추어진 제2 펄스열을 전송하는 제2 디바이스를 포함하되,
    상기 제1 디바이스는 상기 제2 펄스열에 상응하는 수신 펄스의 피크를 검출하여 상기 제2 디바이스와의 거리를 측정하며,
    상기 제2 디바이스는 아날로그 코릴레이터 뱅크(Analog Correlator Bank)를 이용하여 상기 제1 펄스열에 상응하는 수신 펄스 중 미리 설정된 기준 시간으로부터 첫 번째 수신 펄스의 피크까지의 제1 시간을 검출하며, 상기 검출된 제1 시간을 기반으로 상기 제2 펄스열을 생성하는 거리 측정 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 펄스열은 UWB(Ultra Wideband) 신호인 거리 측정 시스템.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상기 미리 설정된 기준 시간은 상기 아날로그 코릴레이터 뱅크의 적분 시작시간인 거리 측정 시스템.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1 디바이스는 아날로그 코릴레이터 뱅크를 이용하여 상기 제1 펄스열의 제1 피크를 기준으로 상기 제2 펄스열에 상응하는 수신 펄스의 피크까지의 제2 시간을 검출하며, 상기 검출된 제2 시간을 기반으로 상기 제2 디바이스까지의 거리를 측정하는 거리 측정 시스템.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제2 시간은 상기 제1 피크에서부터 상기 제1 피크와 다음 피크 사이에 위치한 상기 제2 펄스열에 상응하는 수신 펄스의 피크까지의 시간인 거리 측정 시스템.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제1 펄스열은 다음의 수학식에 따르는 거리 측정 시스템.
    Figure 112009072845694-pat00173
    여기서,
    Figure 112009072845694-pat00174
    는 제1 디바이스의 송신 신호,
    Figure 112009072845694-pat00175
    는 UWB 펄스이며,
    Figure 112009072845694-pat00176
    은 연속된 펄스 개수,
    Figure 112009072845694-pat00177
    는 펄스 주기
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제2 시간인
    Figure 112009072845694-pat00178
    는
    Figure 112009072845694-pat00179
    를 만족하는 시간인 거리 측정 시스템.
  9. 양방향 레인징(Two-way ranging) 기반의 거리 측정을 위한 장치에 있어서,
    미리 설정된 펄스폭 및 펄스주기를 갖는 제1 펄스열을 생성하는 펄스 생성부;
    상기 제1 펄스열을 상기 펄스주기에 따라 주기적으로 전송하는 펄스 송신부;
    소정 거리에 위치한 다른 디바이스로부터 제2 펄스열에 상응하는 펄스를 수신하는 펄스 수신부; 및
    상기 제2 펄스열에 상응하는 수신 펄스를 피크를 검출하여 상기 다른 디바이스와의 거리를 측정하는 거리 측정부를 포함하되,
    상기 거리 측정부는 아날로그 코릴레이터 뱅크(Analog Correlator Bank)를 포함하며,
    상기 아날로그 코릴레이터 뱅크를 포함하는 거리 측정부는 상기 제1 펄스열의 제1 피크를 기준으로 상기 제2 펄스열에 상응하는 수신 펄스의 피크까지의 시간을 검출하며, 상기 검출된 시간을 기반으로 상기 다른 디바이스까지의 거리를 측정하는 거리 측정 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 펄스열은 UWB(Ultra Wideband) 신호인 거리 측정 장치.
  11. 삭제
  12. 제9항에 있어서,
    상기 다른 디바이스는 아날로그 코릴레이터 뱅크를 이용하여 상기 제1 펄스열에 상응하는 수신 펄스 중 미리 설정된 기준 시간으로부터 첫 번째 수신 펄스의 피크까지의 시간을 검출하며, 상기 검출된 시간을 기반으로 상기 제2 펄스열을 생성하는 거리 측정 장치.
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