WO2011001768A1 - 電動機駆動制御装置 - Google Patents

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WO2011001768A1
WO2011001768A1 PCT/JP2010/059026 JP2010059026W WO2011001768A1 WO 2011001768 A1 WO2011001768 A1 WO 2011001768A1 JP 2010059026 W JP2010059026 W JP 2010059026W WO 2011001768 A1 WO2011001768 A1 WO 2011001768A1
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WO
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detection angle
correction information
correction
resolver
modulation factor
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PCT/JP2010/059026
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English (en)
French (fr)
Inventor
青木剛志
スブラタ サハ
Original Assignee
アイシン・エィ・ダブリュ株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D18/00—Testing or calibrating apparatus or arrangements provided for in groups G01D1/00 - G01D15/00
    • G01D18/001—Calibrating encoders
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/15—Controlling commutation time

Definitions

  • the present invention relates to an electric motor drive control device including a DC / AC converter that converts a DC system voltage into an AC voltage and supplies the AC voltage to the AC motor using a detection angle of a resolver provided in a rotor of the AC motor.
  • a drive device equipped with an AC motor may be provided with a resolver for accurately detecting the rotational position of the rotor relative to the stator in order to perform accurate speed control of the AC motor.
  • the resolver includes a sensor rotor and a sensor stator, and the sensor rotor is configured to rotate integrally with the rotor. Therefore, the rotational position of the rotor can be detected by processing the output signal from the resolver and detecting the rotational position of the sensor rotor.
  • the motor drive control device converts the DC voltage supplied from the DC power source into an AC voltage by an inverter based on the rotational position of the rotor detected by the resolver and supplies the AC voltage to the AC motor. Is controlled. Specifically, the motor drive control device determines the phase of the current input to the AC motor based on the rotational position of the rotor and performs switching control of the switching elements included in the inverter according to the determination.
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 disclose a configuration for correcting the detected value of the resolver based on the angle correction data.
  • Patent Document 1 includes a plurality of angle correction data associated with the temperature and operation time of a device on which a resolver is mounted, and the angle correction data is switched according to the temperature and operation time of the device. It is described that the angle detection accuracy is improved.
  • Patent Document 2 includes a plurality of angle correction data associated with the amount of current supplied to the AC motor, and corrects the detected value of the resolver using the angle correction data corresponding to the detected current value. It describes that an error caused by leakage magnetic flux from an AC motor is corrected.
  • switching noise electrical or magnetic noise generated from the switching element.
  • the detection signal may be affected. According to the study by the present inventors, it has been found that the generation state of the switching noise that affects the detection signal of the resolver changes depending on the specific operation state of the AC motor as a whole. However, with the configurations described in Patent Document 1 and Patent Document 2, the resolver detection error due to the influence of such switching noise cannot be corrected.
  • an electric motor drive control device including a DC / AC converter that converts a DC system voltage into an AC voltage and supplies the AC voltage to the AC motor using a detection angle of a resolver provided in a rotor of the AC motor.
  • the characteristic configuration includes a detection angle acquisition unit for acquiring the detection angle of the resolver, and a correction information for correcting the detection angle by using a ratio of an effective value of the fundamental wave component of the AC voltage to the system voltage as a modulation factor.
  • a correction information storage unit that stores the correction information in association with the modulation factor, and acquires the correction information from the correction information storage unit based on the modulation factor at the time when the detection angle acquisition unit acquires the detection angle, and the correction information
  • a detection angle correction unit that corrects the detection angle based on the above.
  • an AC motor can take various operating points determined by its rotational speed and output torque.
  • the modulation rate of the AC voltage supplied to the AC motor is the same, it does not depend on the rotational speed or output torque.
  • the on / off timings of the switching elements included in the DC / AC converter are substantially the same.
  • “ON / OFF timing of the switching element” means a timing with respect to the rotational position of the resolver, and the same applies hereinafter unless otherwise specified.
  • the inventors of the present application pay attention to the relationship between the modulation rate and the on / off timing of the switching element. If the modulation rate is the same, the influence of switching noise on the detection signal of the resolver is similar.
  • the present invention has been made on the basis of the above knowledge, and according to the above-described feature configuration, by using different correction information depending on the modulation factor that affects the state of the switching noise, the resolver due to the effect of the switching noise is obtained. This detection error can be corrected appropriately. It is also possible to classify the operating state of the rotating electrical machine according to the rotational speed and the output torque and provide the correction information in association with each operating state.
  • the present invention is an AC motor compared to such a configuration. The operation state can be simply classified, the amount of correction information to be stored can be reduced, and the operation state when selecting the correction information can be determined with a simple configuration.
  • the correction information included in the correction information storage unit includes information for correcting an error in the detection angle that increases as switching noise of a switching element included in the DC / AC conversion unit increases.
  • the detection angle of the resolver can be corrected appropriately in consideration of the detection error of the resolver that increases as the switching noise increases.
  • the correction information storage unit stores a correction value map that defines correction values for the detection angle for each of a plurality of modulation factor ranges set by dividing a range of values that the modulation factor can take into a plurality of regions. And the detection angle correction unit acquires the correction information from the correction value map corresponding to the modulation rate region including the modulation rate at the time when the detection angle acquisition unit acquires the detection angle. Is preferred.
  • the correction value map is stored for each modulation factor region, the data amount of the correction information stored in the correction information storage unit can be reduced. Further, since the correction value map has a correction value for the detection angle, the configuration of the detection angle correction unit can be simplified.
  • the DC / AC converter is configured to be able to switch between a plurality of control methods having different switching methods for conversion, and the correction information storage unit stores the correction information in association with the control method, and It is preferable that the detection angle correction unit acquires the correction information from the correction information storage unit based on the control method at the time when the detection angle acquisition unit acquires the detection angle.
  • the ON / OFF timing of the switching element is different even at the same modulation rate, and the influence of the switching noise on the detection signal of the resolver is also different.
  • the detection angle of a resolver can be correct
  • the correction information storage unit further stores the correction information in association with the system voltage, and the detection angle correction unit includes the detection angle acquisition unit. It is preferable that the correction information is acquired from the correction information storage unit based on the system voltage at the time when the detection angle is acquired.
  • the detection angle of a resolver can be correct
  • the motor drive control device 1 is a synchronous motor 4 (IPMSM, hereinafter simply referred to as “motor 4”) having an embedded magnet structure as an AC motor that operates by three-phase AC.
  • IPMSM synchronous motor 4
  • the electric motor 4 is configured to operate as a generator as required, and is used as a driving force source for, for example, an electric vehicle or a hybrid vehicle.
  • the electric motor 4 is provided with a resolver 44, and the resolver 44 detects a rotational position of a rotor (not shown) with respect to a stator (not shown) of the electric motor 4.
  • the rotation position of the rotor represents the rotation angle of the rotor on the electrical angle.
  • the motor drive control device 1 drives and controls the motor 4 using the detected angle ⁇ detected by the resolver 44.
  • the motor drive control device 1 is configured to correct the detected angle ⁇ based on correction information. .
  • this correction information is stored in association with the modulation factor m and the system voltage Vdc, and the modulation factor m and the system voltage Vdc at the time when the resolver 44 acquires the detection angle ⁇ .
  • the detection angle ⁇ of the resolver 44 is corrected based on the correction information acquired based on the above.
  • the electric motor drive control device 1 according to the present embodiment will be described in detail.
  • the motor drive control device 1 uses the detection angle ⁇ of the resolver 44 provided in the rotor of the motor 4 to convert the DC system voltage Vdc into an AC voltage and supply the AC voltage to the motor 4, and the inverter 6 is switched. And a control device 2 for controlling.
  • the inverter 6 corresponds to the “DC / AC converter” in the present invention.
  • the motor drive control device 1 also includes a DC power supply 3 that generates the system voltage Vdc and a smoothing capacitor C that smoothes the system voltage Vdc supplied from the DC power supply 3.
  • the DC power source 3 for example, various secondary batteries such as a nickel hydride secondary battery and a lithium ion secondary battery, a capacitor, or a combination thereof is used.
  • the power supply voltage of the DC power supply 3 is supplied as it is as the system voltage Vdc, and the system voltage Vdc is detected by the system voltage sensor 42 and output to the control device 2.
  • the inverter 6 is a device for converting a DC system voltage Vdc into an AC voltage and supplying it to the electric motor 4.
  • the inverter 6 includes a plurality of sets of switching elements E1 to E6 and diodes D1 to D6.
  • the inverter 6 is a pair of switching elements for each of the phases (U phase, V phase, W phase) of the electric motor 4, specifically, a U-phase upper arm element E1 and a U-phase lower phase.
  • the arm element E2, the V-phase upper arm element E3, the V-phase lower arm element E4, the W-phase upper arm element E5, and the W-phase lower arm element E6 are provided.
  • IGBTs insulated gate bipolar transistors
  • the emitters of the upper arm elements E 1, E 3, E 5 for each phase and the collectors of the lower arm elements E 2, E 4, E 6 are connected to the coils of the respective phases of the electric motor 4.
  • the collectors of the upper arm elements E 1, E 3, E 5 for each phase are connected to the system voltage line 51, and the emitters of the lower arm elements E 2, E 4, E 6 for each phase are connected to the negative line 52.
  • the switching elements E1 to E6 are connected in parallel with diodes D1 to D6 that function as freewheeling diodes, respectively.
  • power transistors having various structures such as a bipolar type, a field effect type, and a MOS type can be used in addition to the IGBT.
  • Each of the switching elements E1 to E6 performs an on / off operation according to the switching control signals S1 to S6 output from the control device 2.
  • These switching control signals S1 to S6 are gate drive signals for driving the gates of the switching elements E1 to E6.
  • the inverter 6 converts the system voltage Vdc into an AC voltage and supplies it to the electric motor 4 to cause the electric motor 4 to output a torque corresponding to the target torque.
  • each of the switching elements E1 to E6 performs a switching operation according to PWM (pulse width modulation) control or rectangular wave control in accordance with the switching control signals S1 to S6.
  • a sine wave PWM control method and an overmodulation PWM control method can be switched with respect to the waveform of the output voltage, and a three-phase modulation control method with respect to an energization state of each phase is provided.
  • Two of the two-phase modulation control systems are provided to be switchable.
  • the motor 4 functions as a generator, the generated AC voltage is converted into a DC voltage and supplied to the system voltage line 51. Since these control methods are publicly known, detailed description is omitted here, and will be briefly described below.
  • each of the switching elements E1 to E6 of the inverter 6 is controlled based on a comparison between a sine wave voltage command value and a carrier wave.
  • the output voltage waveform of the inverter 6 of each phase of U, V, and W is a high level period in which the upper arm elements E1, E3, and E5 are turned on, and the lower arm elements E2, E4, and E6 are turned on.
  • the duty ratio of each pulse is controlled so that the fundamental wave component becomes a sine wave in a certain period while being composed of a set of pulses composed of a low level period in which the state is entered.
  • the modulation factor m is less than 0 to less than 0.61 in the sine wave PWM control. It can be changed within the range.
  • the waveform of the fundamental wave component of the output voltage waveform of the inverter 6 is distorted by making the duty ratio of each pulse larger on the peak side of the fundamental wave component and smaller on the valley side than in the sine wave PWM control. Control is performed so that the amplitude is larger than the sine wave PWM control.
  • the modulation factor m can be changed in the range of 0.61 to 0.78. In this overmodulation PWM control, the state where the modulation factor m is increased to the maximum 0.78 is the rectangular wave control.
  • the output voltage waveform of the inverter 6 of each phase of U, V, and W alternately shows a high level period and a low level period once per cycle, and these high level period and low level period
  • the ratio is controlled so as to be a rectangular wave of 1: 1.
  • the rectangular wave control causes the inverter 6 to output a rectangular wave voltage.
  • the modulation factor m is fixed at 0.78.
  • three-phase modulation control control is performed by inputting a PWM signal to each of the three phases U, V, and W.
  • the three-phase modulation control is configured so that the modulation factor m is in the range of 0 to less than 0.61. That is, in this embodiment, the sine wave PWM control is performed by a three-phase modulation control method.
  • the sine wave PMM control by the three-phase modulation control method is simply referred to as “three-phase modulation PWM control”.
  • the two-phase modulation control PWM signals are input to two of the three phases U, V, and W, and the remaining one phase is controlled by inputting an on or off (constant voltage) signal. Since the switching noise generated from the switching elements E1 to E6 is greatly influenced by the number of times of switching, this two-phase modulation control can suppress the switching noise compared to the three-phase modulation control. Further, in the present embodiment, the two-phase modulation control is configured so that the modulation factor m is in the range of 0.61 to 0.78. That is, in this embodiment, overmodulation PWM control is performed by a two-phase modulation control method.
  • the overmodulation PMM control by the two-phase modulation control method is simply referred to as “two-phase modulation PWM control”.
  • the inverter 6 includes a plurality of control systems having different switching systems for conversion (in this example, a three-phase modulation PWM control system, a two-phase modulation PWM control system, and a rectangular wave control system). ) Can be switched.
  • the control device 2 is inputted with three-phase current values of U, V, and W and the rotational position (electrical angle) of the rotor of the motor 4, and the control device 2 is required for the information and the motor 4.
  • the inverter 6 is controlled based on torque or the like, and the drive control of the electric motor 4 is performed.
  • the current values of the U, V, and W phases flowing between the inverter 6 and the coils of each phase of the electric motor 4 are detected by the current sensor 43 and output to the control device 2.
  • FIG. 1 shows an example in which the current value of each phase of U, V, and W is detected by the current sensor 43, but the currents of the three phases are in an equilibrium state, and their sum is zero. .
  • the current value of two phases of the three phases may be detected by the current sensor 43, and the current value of the remaining one phase may be obtained by calculation. Further, the rotational position (electrical angle) of the rotor of the electric motor 4 at each time point is detected by the resolver 44 and output to the control device 2.
  • the resolver 44 is disposed adjacent to the rotor of the electric motor 4 and is provided to detect the rotational position (electrical angle) and rotational speed of the rotor with respect to the stator of the electric motor 4.
  • the resolver 44 includes a sensor rotor (not shown) and a sensor stator (not shown), and the sensor rotor is configured to rotate integrally with the rotor of the electric motor 4. Thereby, it is possible to detect the rotation position (electrical angle) of the rotor of the electric motor 4 by processing the detection signal of the resolver 44.
  • An output signal from the resolver 44 is converted into a three-phase output signal, that is, an A-phase signal, a B-phase signal, and a Z-phase signal by an R / D converter (resolver / digital converter) 30 and output to the control device 2. Is done.
  • the control device 2 includes a detection angle acquisition unit 27, a detection angle correction unit 28, and a system voltage acquisition unit 26.
  • Each functional unit of the control device 2 is configured by hardware and / or software (program) or both for performing various processes on input data using a logic circuit such as a microcomputer as a core member. Yes.
  • the control device 2 includes a correction information storage unit 25.
  • the correction information storage unit 25 includes a recording medium that can store information or that can store and rewrite information as a hardware configuration, such as a hard disk drive or a flash memory.
  • the detection angle acquisition unit 27 is a functional unit that acquires the detection angle ⁇ of the resolver 44. As described above, three-phase output signals (A-phase signal, B-phase signal, and Z-phase signal) are input to the control device 2 from the R / D converter 30. In the present embodiment, the detection angle acquisition unit 27 is configured to calculate the detection angle ⁇ of the resolver 44 based on these output signals and acquire the detection angle ⁇ . The detection angle ⁇ acquired by the detection angle acquisition unit 27 is output to the detection angle correction unit 28.
  • FIG. 2 schematically shows a situation where the rotor of the electric motor 4 is rotating at a constant speed.
  • the output signal from the resolver 44 is converted into a three-phase output signal (A-phase signal, B-phase signal, and Z-phase signal) by the R / D converter 30, and these output signals acquire the detection angle. Input to the unit 27.
  • A-phase signal, B-phase signal, and Z-phase signal A-phase signal, B-phase signal, and Z-phase signal
  • the Z-phase signal is a signal including a pulse that is generated each time the sensor rotor of the resolver 44 rotates (hereinafter referred to as “Z-phase pulse signal”). That is, the Z-phase pulse signal is a signal including a pulse that is generated every control cycle T set in a period in which the sensor rotor of the resolver 44 makes a round.
  • the electrical angle of the resolver 44 is set with the rising point of the pulse in the Z-phase pulse signal as a reference point (zero point). Specifically, the electrical angle is set such that the rising point of one rectangular wave pulse in the Z-phase pulse signal is “0 °” and the rising point of the rectangular wave pulse next to the one rectangular wave pulse is “360 °”. ing.
  • the A-phase signal and the B-phase signal are rectangular wave signals including pulses generated at a very short predetermined period.
  • the A-phase signal and the B-phase signal have a predetermined phase difference (for example, a phase difference of 90 °).
  • the A-phase signal and the B-phase signal are set to include a predetermined number of pulses. Therefore, the rotation position (electrical angle) at that time is obtained by counting pulses appearing in the A-phase signal and B-phase signal from the reference point (zero point) of the Z-phase pulse signal to each time point. Can do.
  • the A-phase signal from the reference point (zero point) of the Z-phase pulse signal to a certain point in time.
  • the rotation position (rotation phase) at that time corresponds to an electrical angle of “(360 ° / 1024) ⁇ n”. Since the A phase signal and the B phase signal have a predetermined phase difference, the rotation direction of the rotor of the electric motor 4 can be determined based on the output order.
  • the detection angle acquisition unit 27 calculates the electrical angle of the sensor rotor of the resolver 44 by counting the pulses included in the A phase signal and the B phase signal as described above.
  • the zero point of the electrical angle of the resolver 44 and the zero point of the electrical angle of the electric motor 4 are set to be equal to each other. Therefore, the electrical angle of the sensor rotor of the resolver 44 becomes the electrical angle of the rotor of the electric motor 4 as it is.
  • FIG. 2 shows an example of the detection angle ⁇ of the resolver 44 calculated by the detection angle acquisition unit 27 as described above. 2 indicates the true electrical angle ⁇ r of the sensor rotor of the resolver 44 in this case (hereinafter simply referred to as “true electrical angle ⁇ r”).
  • this example represents a situation in which the rotor of the electric motor 4 is rotating at a constant speed. Therefore, the true electrical angle ⁇ r increases uniformly with time, and is shown in FIG. It is represented by a straight line like this.
  • the detection angle ⁇ generally has an error. In the example shown in FIG. 2, the detected angle ⁇ is larger than the true electrical angle ⁇ r until a certain time within the control cycle T, and after that time, the detected angle ⁇ is smaller than the true electrical angle ⁇ r. Yes.
  • Such errors of the detection angle ⁇ include errors caused by the structure and characteristics of the resolver 44 and errors caused by the environment around the resolver 44.
  • the error caused by the structure and characteristics of the resolver 44 includes, for example, an error caused by uneven winding of the coil provided in the resolver 44.
  • the error caused by the environment around the resolver 44 is caused by, for example, electrical or magnetic noise (hereinafter simply referred to as “switching noise”) generated from the switching elements E1 to E6 included in the inverter 6.
  • switching noise electrical or magnetic noise generated from the switching elements E1 to E6 included in the inverter 6.
  • the error caused by the switching noise is caused by, for example, magnetic noise generated from the switching elements E1 to E6 reaching the resolver 44 and affecting the output signal output from the resolver 44.
  • the magnetic noise generated from the switching elements E1 to E6 reaches any place in the signal path from the resolver 44 to the control device 2 via the R / D converter 30, and is arranged at the place. It is also conceivable that an error caused by switching noise occurs due to an influence on a signal flowing in an element or wiring. And the electric motor drive control apparatus 1 which concerns on this invention can correct
  • three-phase output signals (A phase signal, B phase signal, and Z phase signal) are input from the R / D converter 30 to the detection angle acquisition unit 27, and the detection angle acquisition unit 27 outputs these outputs.
  • the case where the detection angle ⁇ of the resolver 44 is calculated and acquired based on the signal has been described as an example.
  • the R / D converter 30 and a device provided therewith may calculate the detection angle ⁇ of the resolver 44 and the detection angle acquisition unit 27 may acquire the detection angle ⁇ .
  • the system voltage acquisition unit 26 is a functional unit that acquires the system voltage Vdc.
  • the system voltage Vdc is the power supply voltage of the DC power supply 3 supplied as it is. Since the power supply voltage of the DC power supply 3 varies according to the amount of charge generally called SOC (state of charge), the system voltage Vdc also varies accordingly.
  • System voltage Vdc is detected by system voltage sensor 42 and output to control device 2.
  • the system voltage acquisition unit 26 is configured to acquire the system voltage Vdc input to the control device 2, and the system voltage Vdc acquired by the system voltage acquisition unit 26 is output to the detection angle correction unit 28.
  • the correction information storage unit 25 is a functional unit that stores correction information for correcting the detection angle ⁇ of the resolver 44 in association with the modulation factor m.
  • the correction information is stored in association with the modulation factor m in this way as long as the modulation factor m is the same, even if the operating point of the electric motor 4 defined by the torque and the rotational speed is different, the resolver 44 This is because the generation state of the switching noise that affects the detection signal is similar. Therefore, when correcting the detection angle ⁇ of the resolver 44, the operating state of the electric motor 4 can be simply classified by the modulation factor m instead of the torque or the rotation speed, and the correction information corresponding to the modulation factor m can be obtained.
  • the correction information storage unit 25 stores correction information for correcting the detection angle ⁇ of the resolver 44 in association with the system voltage Vdc.
  • the system voltage Vdc is constant.
  • the correction information associated with the modulation factor m will be described.
  • the association with the system voltage Vdc will be described later.
  • the correction information storage unit 25 sets a correction value ⁇ for the detection angle ⁇ of the resolver 44 for each of a plurality of modulation factor regions set by dividing a range of values that the modulation factor m can take into a plurality of regions.
  • a specified correction value map is stored.
  • the correction value map includes information for correcting an error in the detection angle ⁇ of the resolver 44 that increases as the switching noise of the switching elements E1 to E6 included in the inverter 6 increases.
  • the correction value map stored in the correction information storage unit 25 will be described below with reference to FIG. In the present embodiment, the correction value map corresponds to “correction information” in the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram conceptually showing a modulation rate area and a correction value map assigned to each modulation rate range on a graph with the horizontal axis representing the rotation speed and the vertical axis representing the torque. These correction value maps are correction information associated with a specific system voltage Vdc (or system voltage range).
  • Vdc system voltage range
  • a broken line in FIG. 3 is an equal modulation factor curve connecting operating points having the same modulation factor m.
  • the range of values that the modulation factor can take is divided into seven regions, and seven modulation factor regions are set.
  • first modulation factor region a region where the modulation factor m is less than 0.1
  • second modulation factor a region where the modulation factor m is 0.1 or more and less than 0.2
  • third modulation factor region A region where the modulation factor m is 0.2 or more and less than 0.3 (hereinafter referred to as “third modulation factor region”), a region where the modulation factor m is 0.3 or more and less than 0.4
  • fourth modulation factor region a region where the modulation factor m is 0.4 or more and less than 0.61
  • sixth modulation factor region a region where the modulation factor m is 0.4 or more and less than 0.61
  • modulation factor regions are set, ie, a region less than .78 (hereinafter referred to as “sixth modulation factor region”) and a region where modulation factor m is equal to 0.78 (hereinafter referred to as “seventh modulation factor region”).
  • the setting of the modulation rate area is not limited to such a division, and the number of modulation rate areas and the value of the modulation rate m that defines the boundary between the modulation rate areas can be changed as appropriate. For example, for a region where the generation state of switching noise that affects the detection signal of the resolver 44 changes greatly when the modulation factor m changes, the difference between the values of the two modulation factors m that define the boundary of the modulation factor region Is preferably set to be small.
  • the switching point between the three-phase modulation PWM control method and the two-phase modulation PWM control method is the fifth modulation factor region and the sixth modulation factor region.
  • the switching point between the two-phase modulation PWM control method and the rectangular wave control method is equal to the boundary between the sixth modulation factor region and the seventh modulation factor region.
  • the correction information is stored in association with the modulation factor m, so that the correction information is stored in association with the control method of the inverter 6 as a result.
  • the correction value map is assigned to the seven modulation factor regions set as described above as conceptually shown in FIG. Specifically, the first correction value map M1 is assigned to the first modulation rate range, the second correction value map M2 is assigned to the second modulation rate range, and the third correction value is assigned to the third modulation rate range.
  • a map M3 is assigned, a fourth correction value map M4 is assigned to the fourth modulation factor region, a fifth correction value map M5 is assigned to the fifth modulation factor region, and a sixth correction value is assigned to the sixth modulation factor region.
  • a value map M6 is assigned, and a seventh correction value map M7 is assigned to the seventh modulation factor region.
  • Each of these correction value maps M1 to M7 is a map that defines a correction value ⁇ with respect to the detection angle ⁇ of the resolver 44.
  • a correction value map is represented as a graph with the detection angle ⁇ on the horizontal axis and the correction value ⁇ on the vertical axis.
  • the graph showing these correction value maps is drawn based on the test result actually conducted by the inventors.
  • the first correction value map M1 shown in FIG. 3 is used to correct the detection angle ⁇ of the resolver when there is no error due to switching noise and only the error due to the structure and characteristics of the resolver 44 exists. It is substantially the same as a correction value map (not shown). That is, in this example, the influence of the switching noise on the detection signal of the resolver 44 is small in the first modulation factor region to which the first correction value map M1 is applied.
  • the second correction value map M2, the third correction value map M3, the fourth correction value map M4, and the fifth correction value map M5 are different in degree depending on the correction value map, but have waveforms compared to the first correction value map M1. It can be seen that is distorted. Such waveform distortion is caused by switching noise detected by the resolver 44 in the second modulation factor region, the third modulation factor region, the fourth modulation factor region, and the fifth modulation factor region to which these correction value maps are applied. It is shown that the influence on is larger than that in the first modulation rate region. Further, when comparing the second correction value map M2, the third correction value map M3, the fourth correction value map M4, and the fifth correction value map M5, the waveform distortion increases as the modulation factor m increases. Recognize.
  • the sixth correction value map M6 and the seventh correction value map M7 are substantially the same as the first correction value map M1. That is, in this example, switching noise is given to the output signal of the resolver 44 in the sixth modulation factor region to which the sixth correction value map M6 is applied and in the seventh modulation factor region to which the seventh correction value map M7 is applied. It can be seen that the effect is reduced.
  • the waveform of the correction value map changes according to the modulation factor m, and the waveform distortion increases as the modulation factor m approaches 0 to 0.61. This is because the on / off timing of the switching elements E1 to E6 changes as the modulation factor m approaches 0 to 0.61, and the influence of the switching noise on the detection value of the resolver 44 is increased.
  • the modulation factor m is 0.61 or more
  • the waveform distortion is reduced. This is because in the region where the modulation factor m is 0.61 or more, two-phase modulation PWM control or rectangular wave control is performed, so that the number of on / off times of the switching elements E1 to E6 is suppressed, and the switching noise becomes the detected value of the resolver 44.
  • the correction value map includes information for correcting the error of the detection angle ⁇ of the resolver 44 that increases as the switching noise of the switching elements E1 to E6 included in the inverter 6 increases. It is possible to appropriately correct the error.
  • Such a correction value map can be created by testing, simulation, or the like, and can be stored in the correction information storage unit 25 when the motor drive control device 1 is manufactured, for example.
  • a procedure for creating a correction value map by a test will be described with reference to FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing test results for creating a correction value map on a graph with the rotation speed on the horizontal axis and the torque on the vertical axis.
  • the broken line in FIG. 4 is an equal modulation factor curve connecting operating points having the same modulation factor m.
  • Graphs (test results L1 to L5) arranged along an equal modulation factor curve with a modulation factor m of “0.2” have the same modulation factor m (in this example, “0.2”) and have a rotational speed.
  • the test results of the correction value ⁇ at five operating points with different torques are shown.
  • These test results L1 to L5 are drawn based on the test results actually conducted by the present inventors. Such a test is performed when, for example, the rotor of the electric motor 4 as shown in FIG.
  • the true electrical angle ⁇ r of the sensor rotor of the resolver 44 between the Z-phase pulses is obtained.
  • a correction value ⁇ for the detection angle ⁇ can be obtained by comparing the detection angle ⁇ of the resolver 44 obtained by the test with the true electrical angle ⁇ r.
  • the correction value ⁇ obtained in this way is represented by a graph with the detection angle ⁇ on the horizontal axis and the correction value ⁇ on the vertical axis, as in the above correction value map.
  • the graphs indicating the correction value ⁇ are similar although there is some variation. This indicates that the state of switching noise that affects the detection signal of the resolver 44 is similar if the modulation rate m is the same even if the rotational speed and torque are different.
  • the inventors of the present application have also conducted tests when the rotational speed and torque are changed even when the modulation factor m is other than “0.2”, and the modulation factor m can be taken. It has been confirmed that the graph representing the correction value ⁇ is similar, although there is some variation if the modulation rate m is the same even if the rotational speed and torque are different in the entire value range.
  • the seven modulation factor regions are set as described above, and when the correction value map is created, the correction value ⁇ is used by using the test result for the modulation factor m included in the modulation factor region. Is calculated for each detection angle ⁇ .
  • the correction value ⁇ obtained from the test results L1 to L5 when the modulation factor m shown in FIG. 4 is “0.2” is used to create the third correction value map M3 in FIG.
  • the correction value map is created by a test has been described as an example here, it can also be created by simulation using a similar method.
  • the correction information during the operation of the electric motor drive control device 1, update the correction value map stored in advance in the correction information storage unit 25, or create a new correction value map. That is, as described above, when the electric motor 4 is operating in a state where the true electrical angle ⁇ r of the sensor rotor of the resolver 44 is obtained, the detected angle ⁇ of the resolver 44 is compared with the true electrical angle ⁇ r. Thus, the correction value ⁇ can be obtained.
  • the electric motor 4 is provided as a driving force source in an electric vehicle, a hybrid vehicle, or the like, the vehicle speed is changed at a constant speed or at a constant deceleration when the vehicle is in a constant speed driving state.
  • the true electrical angle ⁇ r between the Z-phase pulses can be obtained.
  • the correction value map corresponding to the modulation factor m at the time of acquisition of the correction value ⁇ is updated by acquiring the correction value ⁇ in the same manner as the above test.
  • a correction value map can be newly created.
  • the correction information storage unit 25 stores correction information in association with the system voltage Vdc in addition to the modulation factor m. That is, a plurality of correction value maps conceptually shown in FIG. 3 are associated with the system voltage Vdc. Note that the correction information is stored in association with such a system voltage Vdc because if the system voltage Vdc is different, the amount of switching noise generated is different even if the on / off timings of the switching elements E1 to E6 are the same. This is because the influence of the switching noise on the detection signal of the resolver 44 is also different.
  • a range of values that the system voltage Vdc can take is divided into a plurality of regions, and a plurality of system voltage regions are set.
  • FIG. 5 shows a part of a plurality of set system voltage ranges as an example. Seven modulation factor regions are set for each of such system voltage regions, and a unique ID is assigned to each of the operating states of the motor 4 determined by the system voltage region and the modulation factor region. Yes.
  • Each of the IDs is associated with a corresponding correction value map, and a detection angle correction unit 28 (to be described later) operates the motor 4 at the time when the detection angle acquisition unit 27 acquires the detection angle ⁇ (in this example, modulation).
  • a necessary correction value ⁇ is acquired.
  • the case where seven modulation factor ranges are set for each of the system voltage ranges is shown as an example, but a plurality of system voltages Vdc set at predetermined intervals are set. It can also be set as the structure which sets the modulation factor area
  • the detection angle correction unit 28 described later when the system voltage Vdc at the time when the detection angle acquisition unit 27 acquires the detection angle ⁇ of the resolver 44 does not match the system voltage Vdc set at every predetermined interval.
  • the correction value ⁇ is acquired by linear interpolation or the like using a correction value map corresponding to the system voltage Vdc having a close value or using a correction value map corresponding to a plurality of (for example, two) system voltages Vdc having a close value. It can be configured.
  • the detection angle correction unit 28 acquires correction information from the correction information storage unit 25 based on the modulation factor m and the system voltage Vdc when the detection angle acquisition unit 27 acquires the detection angle ⁇ of the resolver 44, and It is a functional unit that corrects the detection angle ⁇ of the resolver 44 based on the correction information. As described above, the detection angle ⁇ of the resolver 44 acquired by the detection angle acquisition unit 27 and the system voltage Vdc acquired by the system voltage acquisition unit 26 are input to the detection angle correction unit 28.
  • the detection angle correction unit 28 is configured to acquire the modulation factor m.
  • the detection angle correction unit 28 detects the detection angle ⁇ of the resolver 44, the modulation factor m when the detection angle acquisition unit 27 acquires the detection angle ⁇ , and the time when the detection angle acquisition unit 27 acquires the detection angle ⁇ .
  • the system voltage Vdc is acquired.
  • the detection angle correction unit 28 acquires correction information from the correction information storage unit 25 based on the acquired system voltage Vdc and modulation factor m.
  • the correction value map including the correction information is stored for each modulation rate region set in the system voltage region for each system voltage region. Therefore, in this embodiment, the detection angle correction unit 28 uses correction information for correcting the detection angle ⁇ of the resolver 44, and the system voltage Vdc when the detection angle acquisition unit 27 acquires the detection angle ⁇ of the resolver 44. Acquired from the correction value map corresponding to the modulation factor range set in the included system voltage range and including the modulation factor m at the time when the detection angle obtaining unit 27 obtains the detection angle ⁇ of the resolver 44. To do.
  • an ID corresponding to the operation state is selected, and a correction value ⁇ is acquired from a correction value map corresponding to the selected ID.
  • the detection angle ⁇ is corrected.
  • the correction value ⁇ is defined to be a negative value when the detection angle ⁇ is larger than the true electrical angle ⁇ r. Therefore, the correction value ⁇ is corrected by adding the correction value ⁇ to the detection angle ⁇ .
  • the later detection angle ⁇ c can be obtained.
  • the detection angle acquisition unit 27 acquires the detection angle ⁇ of the resolver 44 (step # 01), the system voltage acquisition unit 26 acquires the system voltage Vdc (step # 02), and further the detection angle correction unit 28. Acquires the modulation factor m (step # 03). Since the information regarding the detection angle ⁇ and the system voltage Vdc is sent to the detection angle correction unit 28, the detection angle correction unit 28 detects the detection angle ⁇ of the resolver 44 and the modulation rate at the time when the detection angle acquisition unit 27 acquires the detection angle ⁇ . m and the system voltage Vdc when the detection angle acquisition unit 27 acquires the detection angle ⁇ can be acquired.
  • the detection angle correction unit 28 selects an ID corresponding to the operating state based on the system voltage Vdc and the modulation factor m (step # 04), and calculates the correction value ⁇ from the correction value map corresponding to the selected ID. Obtain (step # 05). Then, the detection angle correction unit 28 corrects the detection angle ⁇ by adding the correction value ⁇ to the detection angle ⁇ (step # 06).
  • step # 01 is performed between step # 04 and step # 05 is also suitable.
  • an ID is selected in advance according to the operating state of the electric motor 4 (in this example, the modulation factor m and the system voltage Vdc) (step # 02, step # 03, step # 04), and the ID is changed.
  • the operating state of the electric motor 4 in this example, the modulation factor m and the system voltage Vdc
  • step # 02, step # 03, step # 04 the modulation factor m and the system voltage Vdc
  • the correction information is a correction value map that defines the correction value ⁇ with respect to the detection angle ⁇
  • the embodiment of the present invention is not limited to this. Therefore, for example, the correction value map defines the correction value for the pulse count value included in the A-phase signal and B-phase signal output from the R / D converter 30, and the corrected pulse count value is It is one of the preferred embodiments of the present invention that the electrical angle is calculated by using it.
  • the correction information is a correction value map stored for each of a plurality of modulation factor areas set by dividing a range of values that the modulation factor m can take into a plurality of regions.
  • a correction value map is stored for a plurality of modulation factors m set at certain predetermined intervals (for example, 0.01, 0.05, 0.1, etc.), not for each modulation factor region. It is also one of the preferred embodiments of the present invention to have the configuration described above.
  • the detection angle correction unit 28 has a close value.
  • the predetermined interval does not need to be a fixed value, and for a region where the generation state of switching noise that affects the detection signal of the resolver 44 greatly changes when the modulation factor m changes, the predetermined interval is not set. It is preferable to make it smaller.
  • correction information includes information for correcting the error of the detection angle ⁇ that increases as the switching noise of the switching elements E1 to E6 increases is described as an example.
  • correction information includes the temperature of the resolver 44, the aging of the resolver 44 and the R / D converter 30, the detection angle ⁇ due to leakage magnetic flux from the motor 4, and the like.
  • a configuration that further includes information for correcting the error is one of the preferred embodiments of the present invention.
  • correction information for correcting these zero points. is there.
  • the correction information is stored in association with the system voltage Vdc
  • the embodiment of the present invention is not limited to this, and the correction information is stored in association with only the modulation factor m, and the detection angle correction unit 28 uses the detection angle acquisition unit 27 to set the detection angle ⁇ .
  • a configuration in which correction information is acquired based only on the modulation factor m at the time of acquisition and the detection angle ⁇ is corrected based on the correction information is also suitable. This configuration can be suitably used when the amount of change in the system voltage Vdc is small or when the state of occurrence of switching noise that affects the detection signal of the resolver 44 is small depending on the system voltage Vdc.
  • the correction information is stored in association with the modulation factor m, and as a result, the correction information is stored in association with the control method of the inverter 6 as an example.
  • the embodiment of the present invention is not limited to this. Therefore, for example, when the boundary of the modulation factor area does not coincide with the boundary at which the control method is switched, the correction information storage unit 25 stores the correction information in association with the control method, and the detection angle correction unit 28 detects the detection method. It is also a preferred embodiment of the present invention that the correction information is acquired based on the control method at the time when the angle acquisition unit 27 acquires the detection angle ⁇ .
  • the correction information may not be stored in association with the control method. Is preferred.
  • the above embodiment is configured such that the boundary at which the two-phase modulation control method and the three-phase modulation control method are switched coincides with the boundary at which the sine wave PWM control method and the overmodulation PWM control method are switched.
  • An example has been described.
  • the embodiment of the present invention is not limited to this, and a configuration in which these boundaries do not coincide is also preferable.
  • the correction information storage unit 25 stores the correction information in association with the control method
  • an output voltage waveform such as a sine wave PWM control method, an overmodulation PWM control method, or a rectangular wave control method is used. It is preferable that the correction information is stored in association with both the control method classification related to the control method and the control method classification related to the energization state of each phase such as the two-phase modulation control method and the three-phase modulation control method.
  • the motor drive control device 1 may include a converter that boosts or lowers the power supply voltage of the DC power supply 3, and the output of the converter is supplied as the system voltage Vdc. one of.
  • the AC motor (electric motor 4) is a synchronous motor (IPMSM) having an embedded magnet structure that operates by three-phase AC
  • IPMSM synchronous motor
  • the embodiment of the present invention is not limited to this.
  • a synchronous motor (SPMSM) having a surface magnet structure can be used as an AC motor, or other than the synchronous motor, for example, an induction motor. Etc. can also be used.
  • a multiphase alternating current of two phases other than three phases or four or more phases can be used as an alternating current supplied to such an alternating current motor.
  • the present invention is suitable for an electric motor drive control device including a DC / AC converter that converts a DC system voltage into an AC voltage and supplies the AC voltage to the AC motor using a detection angle of a resolver provided in a rotor of the AC motor. Can be used.
  • Motor drive control device 4 Motor (AC motor) 6: Inverter (DC / AC converter) 25: Correction information storage unit 26: System voltage acquisition unit 27: Detection angle acquisition unit 28: Detection angle correction unit 44: Resolvers E1 to E6: Switching element Vdc: System voltage m: Modulation rate ⁇ : Detection angle

Landscapes

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Abstract

　レゾルバ４４の検出角度を取得する検出角度取得部２７と、システム電圧に対する交流電圧の基本波成分の実効値の比率を変調率とし、検出角度を補正するための補正情報を変調率に関連付けて記憶する補正情報記憶部２５と、検出角度取得部２７が検出角度を取得した時点における変調率に基づいて補正情報記憶部２５より補正情報を取得し、当該補正情報に基づいて検出角度を補正する検出角度補正部２８と、を備える。

Description

電動機駆動制御装置
　本発明は、交流電動機のロータに備えられたレゾルバの検出角度を用いて、直流のシステム電圧を交流電圧に変換して前記交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動制御装置に関する。
　交流電動機を備えた駆動装置には、交流電動機の正確な速度制御を行うため、ステータに対するロータの回転位置を精密に検出するためのレゾルバが設けられることがある。レゾルバは、センサロータとセンサステータとを備えており、センサロータはロータと一体回転するように構成される。そのため、レゾルバからの出力信号を処理してセンサロータの回転位置を検出することで、ロータの回転位置を検出することができる。そして、電動機駆動制御装置は、レゾルバにて検出されたロータの回転位置等に基づいて、直流電源から供給される直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流電動機に供給することで、交流電動機を駆動制御する。具体的には、電動機駆動制御装置は、ロータの回転位置等に基づいて交流電動機に入力する電流の位相を決定し、当該決定に従いインバータが備えるスイッチング素子のスイッチング制御を行う。
　上記のように、交流電動機に入力する電流の位相はレゾルバの検出値に基づき決定されるため、当該検出値が誤差を有していると、交流電動機に入力する電流の位相が、実際に交流電動機に入力されるべき電流の位相とは異なったものとなってしまう。このような場合、交流電動機の出力トルクが低下したり、直流電源から引き出される電力のリップルが増加する等の問題が生じる。このようなレゾルバの検出誤差の問題に関して、下記の特許文献１及び特許文献２には、レゾルバの検出値を角度補正データに基づいて補正する構成が開示されている。具体的には、特許文献１には、レゾルバを搭載する機器の温度や運用時間に関連付けられた複数の角度補正データを備え、当該機器の温度や運用時間に応じて角度補正データを切り替えることで、角度検出精度を向上させることが記載されている。また、特許文献２には、交流電動機に供給される電流量に関連付けられた複数の角度補正データを備え、検出した電流値に応じた角度補正データを用いてレゾルバの検出値を補正することで、交流電動機からの漏洩磁束により生じる誤差を補正することが記載されている。
特開２００８－７６０７８号公報 特開２００８－２５６４８６号公報
　ところで、インバータが備えるスイッチング素子のスイッチングにより交流電動機に交流電圧が供給されている状態では、スイッチング素子から発生する電気的又は磁気的なノイズ（以下、単に「スイッチングノイズ」という。）が、レゾルバの検出信号に影響を与えるおそれがある。本願発明者らの研究により、レゾルバの検出信号に影響を与えるスイッチングノイズの発生状態は、全体として、交流電動機の特定の運転状態に応じて変化することが分かった。しかしながら、上記の特許文献１や特許文献２に記載の構成では、このようなスイッチングノイズの影響によるレゾルバの検出誤差を補正することはできなかった。
　そこで、スイッチングノイズの状態に影響を与える交流電動機の運転状態を考慮したレゾルバの検出角度の補正を行うことができる電動機駆動制御装置の実現が望まれる。
　本発明に係る、交流電動機のロータに備えられたレゾルバの検出角度を用いて、直流のシステム電圧を交流電圧に変換して前記交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動制御装置の特徴構成は、前記レゾルバの検出角度を取得する検出角度取得部と、前記システム電圧に対する前記交流電圧の基本波成分の実効値の比率を変調率とし、前記検出角度を補正するための補正情報を前記変調率に関連付けて記憶する補正情報記憶部と、前記検出角度取得部が前記検出角度を取得した時点における前記変調率に基づいて前記補正情報記憶部より前記補正情報を取得し、当該補正情報に基づいて前記検出角度を補正する検出角度補正部と、を備える点にある。
　一般に、交流電動機は、その回転速度と出力トルクとにより定められる様々な動作点をとり得るが、交流電動機に供給される交流電圧の変調率が同じであれば、回転速度や出力トルクによらず、基本的に直流交流変換部が備えるスイッチング素子のオンオフタイミングは略同一なものとなる。ここで、「スイッチング素子のオンオフタイミング」は、レゾルバの回転位置に対するタイミングを意味し、以下、特に断らない限り同様である。そして、本願発明者らは、このような変調率とスイッチング素子のオンオフタイミングとの間の関係に着目し、変調率が同一であれば、スイッチングノイズがレゾルバの検出信号に与える影響も類似したものとなることを見出した。すなわち、スイッチングノイズの影響に着目する場合には、交流電動機の運転状態を、回転速度や出力トルクではなく、変調率によって簡素に分類することができることを知見した。
　本発明は、上記の知見に基づきなされたものであり、上記の特徴構成によれば、スイッチングノイズの状態に影響を与える変調率に応じて異なる補正情報を用いることで、スイッチングノイズの影響によるレゾルバの検出誤差を適切に補正することができる。なお、回転電機の運転状態を回転速度と出力トルクで分類し、それぞれの運転状態に関連付けて補正情報を備える構成とすることも考えられるが、本発明は、このような構成に比べて交流電動機の運転状態を簡素に分類することができ、記憶する補正情報のデータ量を少なく抑えることができるとともに、補正情報を選択する際の運転状態の判別を簡素な構成で行うことができる。
　ここで、前記補正情報記憶部が備える前記補正情報は、前記直流交流変換部が備えるスイッチング素子のスイッチングノイズの増大とともに増加する前記検出角度の誤差を補正する情報を含んでいると好適である。
　この構成によれば、スイッチングノイズの増大に伴って増加するレゾルバの検出誤差を考慮して、レゾルバの検出角度を適切に補正することができる。
　また、前記補正情報記憶部は、前記変調率がとり得る値の範囲を複数領域に区分して設定される複数の変調率域毎に、前記検出角度に対する補正値を規定した補正値マップを記憶しており、前記検出角度補正部は、前記補正情報を、前記検出角度取得部が前記検出角度を取得した時点における前記変調率が含まれる前記変調率域に対応する前記補正値マップから取得すると好適である。
　この構成によれば、補正値マップは変調率域毎に記憶されるため、補正情報記憶部が記憶する補正情報のデータ量を少なく抑えることができる。また、補正値マップは、検出角度に対する補正値を有するため、検出角度補正部の構成を簡素なものとすることができる。
　また、前記直流交流変換部は、変換のためのスイッチング方式が異なる複数の制御方式を切替可能に構成され、前記補正情報記憶部は、前記補正情報を前記制御方式にも関連付けて記憶し、前記検出角度補正部は、前記検出角度取得部が前記検出角度を取得した時点における前記制御方式にも基づいて前記補正情報記憶部より前記補正情報を取得すると好適である。
　制御方式が異なると、同じ変調率であってもスイッチング素子のオンオフタイミングは異なり、スイッチングノイズがレゾルバの検出信号に与える影響も異なるものとなる。上記の構成によれば、複数の制御方式を有する場合において、レゾルバの検出角度を適切に補正することができる。
　また、前記システム電圧を取得するシステム電圧取得部を更に備え、前記補正情報記憶部は、前記補正情報を前記システム電圧にも関連付けて記憶し、前記検出角度補正部は、前記検出角度取得部が前記検出角度を取得した時点における前記システム電圧にも基づいて前記補正情報記憶部より前記補正情報を取得すると好適である。
　システム電圧が異なると、スイッチング素子のオンオフタイミングが同じであってもスイッチングノイズの発生量が異なり、スイッチングノイズがレゾルバの検出信号に与える影響も異なるものとなる。上記の構成によれば、システム電圧が変化する場合において、レゾルバの検出角度を適切に補正することができる。
　以上の各構成を備えた本発明に係る電動機駆動制御装置の技術的特徴は、電動機駆動制御装置用の検出角度補正方法や検出角度補正プログラムにも適用可能であり、そのため、本発明は、そのような方法やプログラムも権利の対象とすることができる。
　当然ながら、このような電動機駆動制御装置用の検出角度補正方法や検出角度補正プログラムも上述した電動機駆動制御装置に係る作用効果を得ることができ、更に、その好適な構成の例として挙げたいくつかの付加的技術を組み込むことが可能である。
本発明の実施形態に係る電動機駆動制御装置の構成を示す図である。 レゾルバの検出角度及び検出角度が有する誤差に関する説明図である。 本発明の実施形態に係る補正情報記憶部が備える補正値マップを概念的に示す図である。 同じ変調率に対する複数の試験結果を概略的に示す図である。 本発明の実施形態に係るシステム電圧と、変調率と、補正値マップに関連付けられたＩＤとの関係を示す図である。 本発明の実施形態に係る検出角度補正処理の手順を示すフローチャートである。
　本発明の実施形態について図面に基づいて説明する。図１に示すように、本実施形態においては、電動機駆動制御装置１が、三相交流により動作する交流電動機としての埋込磁石構造の同期電動機４（ＩＰＭＳＭ、以下単に「電動機４」という。）を駆動する装置として構成されている場合を例として説明する。この電動機４は、必要に応じて発電機としても動作するように構成されており、例えば、電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる。電動機４にはレゾルバ４４が備えられ、レゾルバ４４により、電動機４のステータ（図示せず）に対するロータ（図示せず）の回転位置が検出される。なお、ロータの回転位置とは、電気角上でのロータの回転角度を表す。そして、電動機駆動制御装置１は、レゾルバ４４により検出された検出角度θを用いて電動機４を駆動制御するが、この際、当該検出角度θを補正情報に基づいて補正するように構成されている。本実施形態に係る電動機駆動制御装置１は、この補正情報が、変調率ｍ及びシステム電圧Ｖｄｃに関連付けて記憶されており、レゾルバ４４が検出角度θを取得した時点における変調率ｍ及びシステム電圧Ｖｄｃに基づき取得された補正情報に基づいて、レゾルバ４４の検出角度θを補正することに特徴を有している。以下、本実施形態に係る電動機駆動制御装置１について詳細に説明する。
１．電動機駆動制御装置の全体構成
　まず、本実施形態に係る電動機駆動制御装置１の全体構成について図１に基づいて説明する。電動機駆動制御装置１は、電動機４のロータに備えられたレゾルバ４４の検出角度θを用いて、直流のシステム電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機４に供給するインバータ６と、インバータ６をスイッチング制御する制御装置２と、を備えて構成されている。本実施形態では、インバータ６が本発明における「直流交流変換部」に相当する。また、電動機駆動制御装置１は、システム電圧Ｖｄｃを発生させる直流電源３と、直流電源３から供給されるシステム電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサＣと、を備えている。直流電源３としては、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等が用いられる。本実施形態では、直流電源３の電源電圧がそのままシステム電圧Ｖｄｃとして供給され、システム電圧Ｖｄｃはシステム電圧センサ４２により検出されて制御装置２へ出力される。
　インバータ６は、直流のシステム電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機４に供給するための装置である。インバータ６は、複数組のスイッチング素子Ｅ１～Ｅ６と、ダイオードＤ１～Ｄ６と、を備えている。ここでは、インバータ６は、電動機４の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のそれぞれについて一対のスイッチング素子、具体的には、Ｕ相用上アーム素子Ｅ１及びＵ相用下アーム素子Ｅ２、Ｖ相用上アーム素子Ｅ３及びＶ相用下アーム素子Ｅ４、並びにＷ相用上アーム素子Ｅ５及びＷ相用下アーム素子Ｅ６を備えている。これらのスイッチング素子Ｅ１～Ｅ６として、本例では、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いている。各相用の上アーム素子Ｅ１、Ｅ３、Ｅ５のエミッタと下アーム素子Ｅ２、Ｅ４、Ｅ６のコレクタとが、電動機４の各相のコイルにそれぞれ接続されている。また、各相用の上アーム素子Ｅ１、Ｅ３、Ｅ５のコレクタはシステム電圧線５１に接続され、各相用の下アーム素子Ｅ２、Ｅ４、Ｅ６のエミッタは負極線５２に接続されている。また、各スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６には、それぞれフリーホイールダイオードとして機能するダイオードＤ１～Ｄ６が並列接続されている。なお、スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６としては、ＩＧＢＴの他に、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。
　スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のそれぞれは、制御装置２から出力されるスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６に従ってオンオフ動作を行う。これらのスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６は、各スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のゲートを駆動するゲート駆動信号である。これにより、インバータ６は、システム電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機４に供給し、目標トルクに応じたトルクを電動機４に出力させる。この際、各スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６は、スイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６に従って、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御や矩形波制御に従ったスイッチング動作を行う。本実施形態では、ＰＷＭ制御の制御方式として、出力電圧の波形に関して正弦波ＰＷＭ制御方式と過変調ＰＷＭ制御方式の２つを切替可能に備えるとともに、各相の通電状態に関して三相変調制御方式と二相変調制御方式の２つを切替可能に備えている。一方、電動機４が発電機として機能する際には、発電された交流電圧を直流電圧に変換してシステム電圧線５１に供給する。なお、これらの制御方式については公知であるので、ここでは詳細な説明は省き、以下簡単に説明する。
　正弦波ＰＷＭ制御では、インバータ６の各スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波との比較に基づいて制御する。具体的には、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のインバータ６の出力電圧波形が、上アーム素子Ｅ１、Ｅ３、Ｅ５がオン状態となるハイレベル期間と、下アーム素子Ｅ２、Ｅ４、Ｅ６がオン状態となるローレベル期間とにより構成されるパルスの集合で構成されると共に、その基本波成分が一定期間で正弦波となるように、各パルスのデューティ比を制御する。ここで、システム電圧Ｖｄｃに対するインバータ６の出力電圧波形（交流電圧波形）の基本波成分の実効値の比率を変調率ｍとすると、正弦波ＰＷＭ制御では、変調率ｍは０～０．６１未満の範囲で変化させることができる。
　過変調ＰＷＭ制御では、正弦波ＰＷＭ制御に比べて各パルスのデューティ比を基本波成分の山側で大きく谷側で小さくすることにより、インバータ６の出力電圧波形の基本波成分の波形を歪ませて振幅が正弦波ＰＷＭ制御よりも大きくなるように制御する。過変調ＰＷＭ制御では、変調率ｍは０．６１以上～０．７８の範囲で変化させることができる。この過変調ＰＷＭ制御において変調率ｍを最大の０．７８まで高めた状態が矩形波制御となる。
　矩形波制御では、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のインバータ６の出力電圧波形が、１周期につきハイレベル期間とローレベル期間とが１回ずつ交互に表れるとともにこれらのハイレベル期間とローレベル期間との比が１：１の矩形波となるように制御する。これにより、矩形波制御は、インバータ６に矩形波状電圧を出力させる。矩形波制御では、変調率ｍは０．７８で固定される。
　三相変調制御では、Ｕ、Ｖ、Ｗの３相のそれぞれにＰＷＭ信号を入力して制御する。本実施形態では、変調率ｍが０～０．６１未満の範囲で、三相変調制御が実行されるように構成されている。すなわち、本実施形態では、正弦波ＰＷＭ制御は、三相変調制御方式により行われる。以下、三相変調制御方式による正弦波ＰＭＭ制御を、単に「三相変調ＰＷＭ制御」という。
　二相変調制御では、Ｕ、Ｖ、Ｗの３相のうちの２相にそれぞれＰＷＭ信号を入力するとともに、残りの１相はオン又はオフ（定電圧）信号を入力して制御する。スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６から発生するスイッチングノイズは、スイッチング回数の影響が大きいため、この二相変調制御では、三相変調制御に比べ、スイッチングノイズを抑制することができる。また、本実施形態では、変調率ｍが０．６１以上～０．７８の範囲で、二相変調制御が実行されるように構成されている。すなわち、本実施形態では、過変調ＰＷＭ制御は、二相変調制御方式により行われる。以下、二相変調制御方式による過変調ＰＭＭ制御を、単に「二相変調ＰＷＭ制御」という。
　以上のように、本実施形態では、インバータ６は、変換のためのスイッチング方式が異なる複数の制御方式（本例では、三相変調ＰＷＭ制御方式、二相変調ＰＷＭ制御方式、及び矩形波制御方式）を切替可能に構成されている。
　そして、制御装置２には、Ｕ、Ｖ、Ｗの３相の電流値や電動機４のロータの回転位置（電気角）が入力され、制御装置２は、これらの情報や電動機４に要求されるトルク等に基づいてインバータ６を制御し、電動機４の駆動制御を行う。インバータ６と電動機４の各相のコイルとの間を流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流値は、電流センサ４３により検出されて制御装置２へ出力される。なお、図１では、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電流値を電流センサ４３により検出する場合を例として示しているが、３相の電流は平衡状態にあり、それらの総和は零である。よって、３相のうちの２相の電流値を電流センサ４３により検出し、残りの１相の電流値は演算によって求める構成としても良い。また、電動機４のロータの各時点での回転位置（電気角）は、レゾルバ４４にて検出されて制御装置２へ出力される。
　レゾルバ４４は、電動機４のロータに隣接して配置されており、電動機４のステータに対するロータの回転位置（電気角）や回転速度を検出するために設けられている。レゾルバ４４は、センサロータ（図示せず）とセンサステータ（図示せず）とを備えており、センサロータが電動機４のロータと一体的に回転するように構成されている。これにより、レゾルバ４４の検出信号を処理することで、電動機４のロータの回転位置（電気角）を検出することが可能となっている。レゾルバ４４からの出力信号は、Ｒ／Ｄコンバータ（レゾルバ・ディジタル変換器）３０により３相の出力信号、すなわち、Ａ相信号、Ｂ相信号及びＺ相信号に変換されて、制御装置２へ出力される。
２．制御装置の各部の構成
　次に、本実施形態に係る制御装置２の各部の構成について詳細に説明する。図１に示すように、制御装置２は、検出角度取得部２７と、検出角度補正部２８と、システム電圧取得部２６と、を備えている。これらの制御装置２の各機能部は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として、入力されたデータに対して種々の処理を行うためのハードウェア又はソフトウェア（プログラム）或いはその両方により構成されている。また、制御装置２は、補正情報記憶部２５を備えている。この補正情報記憶部２５は、例えば、ハードディスクドライブ、フラッシュメモリ等のように、情報の記憶が可能な、或いは情報の記憶及び書き換えが可能な記録媒体をハードウェア構成として備えて構成されている。以下、制御装置２が備える各機能部について詳細に説明する。
２－１．検出角度取得部
　検出角度取得部２７は、レゾルバ４４の検出角度θを取得する機能部である。上記のように、制御装置２にはＲ／Ｄコンバータ３０より３相の出力信号（Ａ相信号、Ｂ相信号、及びＺ相信号）が入力される。本実施形態では、検出角度取得部２７は、これらの出力信号に基づいてレゾルバ４４の検出角度θを算出し、検出角度θを取得するように構成されている。そして、検出角度取得部２７が取得した検出角度θは、検出角度補正部２８に出力される。
　ここで、図２を参照して、検出角度取得部２７にて実行されるレゾルバ４４の検出角度θの算出手順について説明する。ここでは、説明を簡素なものとするため、レゾルバ４４のセンサロータの一周が電気角一周に相当する場合を例として説明するが、センサロータの一周が電気角一周の整数倍（例えば、２、４等）に相当する場合にも同様に検出角度θを算出することができる。図２は、電動機４のロータが等速で回転している状況を模式的に表したものである。上記のように、レゾルバ４４からの出力信号は、Ｒ／Ｄコンバータ３０により３相の出力信号（Ａ相信号、Ｂ相信号、及びＺ相信号）に変換され、これらの出力信号が検出角度取得部２７に入力される。図２に示すように、Ｚ相信号は、レゾルバ４４のセンサロータが一回転するごとに発生するパルスを含んだ信号（以下、「Ｚ相パルス信号」という）である。すなわち、Ｚ相パルス信号は、レゾルバ４４のセンサロータが一周する期間に設定された制御周期Ｔごとに発生するパルスを含む信号である。そして、Ｚ相パルス信号におけるパルスの立ち上がり点を基準点（ゼロ点）としてレゾルバ４４の電気角が設定されている。具体的には、Ｚ相パルス信号における一の矩形波状パルスの立ち上がり点を「０°」、当該一の矩形波状パルスの次の矩形波状パルスの立ち上がり点を「３６０°」として電気角が設定されている。
　また、図示は省略するが、Ａ相信号及びＢ相信号は、極めて短い所定の周期で発生するパルスを含む矩形波状の信号である。そして、Ａ相信号及びＢ相信号は、互いに所定の位相差（例えば、９０°の位相差）を有している。Ｚ相パルス信号の一周期（制御周期Ｔ）中において、Ａ相信号及びＢ相信号には所定数のパルスが含まれるように設定されている。そのため、Ｚ相パルス信号の上記の基準点（ゼロ点）から各時点までにＡ相信号やＢ相信号に現れたパルスを計数することにより、その時点での回転位置（電気角）を求めることができる。例えば、制御周期Ｔ中にＡ相信号及びＢ相信号のそれぞれに１０２４個のパルスが含まれている場合を想定すると、Ｚ相パルス信号の基準点（ゼロ点）からある時点までにＡ相信号やＢ相信号にｎ個のパルスが現れた場合には、その時点における回転位置（回転位相）は、「（３６０°／１０２４）×ｎ」の値の電気角に相当する。なお、Ａ相信号及びＢ相信号は所定の位相差を有することから、これらの出力順序に基づいて電動機４のロータの回転方向を判別することができる。
　検出角度取得部２７は上記のようにＡ相信号やＢ相信号に含まれるパルスを計数することにより、レゾルバ４４のセンサロータの電気角を算出する。また、本例では、レゾルバ４４の電気角のゼロ点と、電動機４の電気角のゼロ点とが互いに等しくなるように設定されている。そのため、レゾルバ４４のセンサロータの電気角が、そのまま電動機４のロータの電気角となる。
　図２には、検出角度取得部２７が上記のように算出したレゾルバ４４の検出角度θの一例を示している。また、図２中の破線は、この場合における、レゾルバ４４のセンサロータの真の電気角θｒ（以下、単に「真の電気角θｒ」という。）を示している。上記のように、本例は、電動機４のロータが等速で回転している状況を表したものであるため、真の電気角θｒは時間の増加とともに一様に増加し、図２に示すような直線で表される。なお、検出角度θは一般に誤差を有する。図２に示す例では、制御周期Ｔ内におけるある時刻までは、検出角度θが真の電気角θｒよりも大きくなり、当該時刻以降は、検出角度θが真の電気角θｒよりも小さくなっている。
　このような検出角度θが有する誤差には、レゾルバ４４の構造や特性に起因する誤差と、レゾルバ４４の周囲の環境に起因する誤差とが含まれる。レゾルバ４４の構造や特性に起因する誤差には、例えば、レゾルバ４４が備えるコイルの巻きむら等に起因する誤差がある。また、レゾルバ４４の周囲の環境に起因する誤差には、例えば、インバータ６が備えるスイッチング素子Ｅ１～Ｅ６から発生する電気的又は磁気的なノイズ（以下、単に「スイッチングノイズ」という。）に起因する誤差や、電動機４からの漏洩磁束に起因する誤差等がある。スイッチングノイズに起因する誤差は、例えば、スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６から発生した磁気的なノイズがレゾルバ４４に到達し、レゾルバ４４から出力される出力信号に影響を与えることにより生じる。また、スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６から発生した磁気的なノイズが、レゾルバ４４からＲ／Ｄコンバータ３０を経て制御装置２に至る信号の経路中のいずれかの場所に到達し、当該場所に配置された素子や配線中を流れる信号に影響を与えることにより、スイッチングノイズに起因する誤差が生じることも考えられる。そして、本発明に係る電動機駆動制御装置１は、後述するように、このようなスイッチングノイズに起因する誤差を適切に補正することが可能となっている。
　なお、ここでは、Ｒ／Ｄコンバータ３０から検出角度取得部２７に３相の出力信号（Ａ相信号、Ｂ相信号、及びＺ相信号）が入力され、検出角度取得部２７は、これらの出力信号に基づいてレゾルバ４４の検出角度θを算出して取得する場合を例として説明した。しかし、例えば、Ｒ／Ｄコンバータ３０やそれに付随して設けられる装置がレゾルバ４４の検出角度θを算出し、その検出角度θを検出角度取得部２７が取得する構成としても好適である。
２－２．システム電圧取得部
　システム電圧取得部２６は、システム電圧Ｖｄｃを取得する機能部である。本実施形態では、システム電圧Ｖｄｃは直流電源３の電源電圧がそのまま供給されたものである。直流電源３の電源電圧は、一般にＳＯＣ（state of charge：充電状態）と呼ばれる充電量に応じて変動するため、それに伴いシステム電圧Ｖｄｃも変動する。そして、システム電圧Ｖｄｃはシステム電圧センサ４２にて検出され、制御装置２へ出力される。システム電圧取得部２６は、制御装置２へ入力されたシステム電圧Ｖｄｃを取得するように構成されており、システム電圧取得部２６が取得したシステム電圧Ｖｄｃは、検出角度補正部２８に出力される。
２－３．補正情報記憶部
　補正情報記憶部２５は、レゾルバ４４の検出角度θを補正するための補正情報を変調率ｍに関連付けて記憶する機能部である。なお、このように変調率ｍに関連付けて補正情報を記憶するのは、変調率ｍが同じであれば、トルクと回転速度とにより規定される電動機４の動作点が異なっていても、レゾルバ４４の検出信号に影響を与えるスイッチングノイズの発生状態が類似したものとなるからである。そのため、レゾルバ４４の検出角度θを補正する際には、電動機４の運転状態を、トルクや回転速度ではなく変調率ｍによって簡素に区分することができ、当該変調率ｍに対応した補正情報を用いることで検出角度θを適切に補正することができる。なお、本実施形態では、補正情報記憶部２５は、レゾルバ４４の検出角度θを補正するための補正情報をシステム電圧Ｖｄｃにも関連付けて記憶しているが、ここではまず、システム電圧Ｖｄｃが一定であるとし、変調率ｍに関連付けられた補正情報について説明する。システム電圧Ｖｄｃへの関連付けについては、後述する。
　本実施形態では、補正情報記憶部２５は、変調率ｍがとり得る値の範囲を複数領域に区分して設定される複数の変調率域毎に、レゾルバ４４の検出角度θに対する補正値Δθを規定した補正値マップを記憶している。そして、この補正値マップには、インバータ６が備えるスイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のスイッチングノイズの増大とともに増加するレゾルバ４４の検出角度θの誤差を補正する情報が含まれている。以下、図３を参照して、補正情報記憶部２５が記憶している補正値マップについて説明する。なお、本実施形態では、補正値マップが本発明における「補正情報」に相当する。
　図３は、横軸に回転速度をとり、縦軸にトルクをとったグラフ上に、変調率域と、各変調率域に割り当てられる補正値マップを概念的に示した図である。これらの補正値マップは、ある特定のシステム電圧Ｖｄｃ（或いは、システム電圧域）に関連付けられた補正情報である。図３における破線は、変調率ｍが等しい動作点を結んだ等変調率曲線である。本実施形態では、図３に示すように、変調率がとり得る値の範囲を７つの領域に区分して７つの変調率域が設定されている。具体的には、変調率ｍが０．１未満の領域（以下、「第一変調率域」という。）、変調率ｍが０．１以上０．２未満の領域（以下、「第二変調率域」という。）、変調率ｍが０．２以上０．３未満の領域（以下、「第三変調率域」という。）、変調率ｍが０．３以上０．４未満の領域（以下、「第四変調率域」という。）、変調率ｍが０．４以上０．６１未満の領域（以下、「第五変調率域」という。）、変調率ｍが０．６１以上０．７８未満の領域（以下、「第六変調率域」という。）、変調率ｍが０．７８に等しい領域（以下、「第七変調率域」という。）の７つの変調率域が設定されている。なお、変調率域の設定はこのような区分に限られず、変調率域の個数や、変調率域間の境界を定める変調率ｍの値は、適宜変更可能である。例えば、変調率ｍが変化するとレゾルバ４４の検出信号に影響を及ぼすスイッチングノイズの発生状態が大きく変化するような領域に対しては、変調率域の境界を定める２つの変調率ｍの値の差が小さくなるように設定すると好適である。
　本実施形態では、上記のように変調率域が設定されているため、三相変調ＰＷＭ制御方式と二相変調ＰＷＭ制御方式との切替点が、第五変調率域と第六変調率域との境界に等しくなり、二相変調ＰＷＭ制御方式と矩形波制御方式との切替点が、第六変調率域と第七変調率域との境界に等しくなっている。これにより、本実施形態では、補正情報を変調率ｍに関連付けて記憶することで、結果的に、インバータ６の制御方式にも関連付けて補正情報を記憶することになっている。
　上記のように設定された７つの変調率域に対して、図３に概念的に示すように補正値マップが割り当てられている。具体的には、第一変調率域には第一補正値マップＭ１が割り当てられ、第二変調率域には第二補正値マップＭ２が割り当てられ、第三変調率域には第三補正値マップＭ３が割り当てられ、第四変調率域には第四補正値マップＭ４が割り当てられ、第五変調率域には第五補正値マップＭ５が割り当てられ、第六変調率域には第六補正値マップＭ６が割り当てられ、第七変調率域には第七補正値マップＭ７が割り当てられている。そして、これらの補正値マップＭ１～Ｍ７のそれぞれは、レゾルバ４４の検出角度θに対する補正値Δθを規定したマップとなっている。図３では、説明のため、このような補正値マップを、横軸に検出角度θをとり、縦軸に補正値Δθをとったグラフとして表している。なお、これらの補正値マップを表すグラフは、本願発明者らが実際に行った試験結果に基づき描いたものである。
　ところで、図３に示す第一補正値マップＭ１は、スイッチングノイズに起因する誤差がなく、レゾルバ４４の構造や特性に起因する誤差のみが存在する場合における、レゾルバの検出角度θを補正するための補正値マップ（図示せず）と略同一なものとなっている。すなわち、本例では、第一補正値マップＭ１が適用される第一変調率域では、スイッチングノイズがレゾルバ４４の検出信号に与える影響が小さくなっている。
　一方、第二補正値マップＭ２、第三補正値マップＭ３、第四補正値マップＭ４、及び第五補正値マップＭ５は、補正値マップにより程度は異なるが、第一補正値マップＭ１に比べ波形が歪んでいることがわかる。このような波形の歪みは、これらの補正値マップが適用される第二変調率域、第三変調率域、第四変調率域、及び第五変調率域ではスイッチングノイズがレゾルバ４４の検出信号に与える影響が、第一変調率域に比べ、大きくなっていることを示している。また、第二補正値マップＭ２、第三補正値マップＭ３、第四補正値マップＭ４、及び第五補正値マップＭ５を比べると、変調率ｍが大きくなるほど波形の歪みが大きくなっていることがわかる。
　また、第六補正値マップＭ６、及び第七補正値マップＭ７は、第一補正値マップＭ１と略同一のものとなっている。すなわち、本例では、第六補正値マップＭ６が適用される第六変調率域、第七補正値マップＭ７が適用される第七変調率域においては、スイッチングノイズがレゾルバ４４の出力信号に与える影響が小さくなっていることがわかる。
　以上のように、補正値マップの波形は変調率ｍに応じて変化し、変調率ｍが０から０．６１に近づくにつれて波形の歪みが大きくなる。これは、変調率ｍが０から０．６１に近づくにつれてスイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のオンオフタイミングが変化し、スイッチングノイズがレゾルバ４４の検出値に与える影響が大きくなっているからである。一方、変調率ｍが０．６１以上になると、波形の歪みは小さくなる。これは、変調率ｍが０．６１以上の領域では、二相変調ＰＷＭ制御や矩形波制御が行われるため、スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のオンオフ回数が抑制され、スイッチングノイズがレゾルバ４４の検出値に与える影響が小さくなるからである。以上のように、補正値マップには、インバータ６が備えるスイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のスイッチングノイズの増大とともに増加するレゾルバ４４の検出角度θの誤差を補正する情報が含まれており、スイッチングノイズに起因する誤差を適切に補正することが可能となっている。
　なお、このような補正値マップは、試験やシミュレーション等により作成することができ、例えば、電動機駆動制御装置１の製造時に、補正情報記憶部２５に記憶させることができる。以下、補正値マップを試験により作成する手順について、図４を参照して説明する。
　図４は、横軸に回転速度をとり、縦軸にトルクをとったグラフ上に、補正値マップを作成するための試験結果を示した図である。図４中の破線は、変調率ｍが等しい動作点を結んだ等変調率曲線である。変調率ｍが「０．２」の等変調率曲線に沿って並べられたグラフ（試験結果Ｌ１～Ｌ５）は、変調率ｍが同じ（本例では「０．２」）であって回転速度及びトルクが互いに異なる５つの動作点における、補正値Δθの試験結果を示している。なお、これらの試験結果Ｌ１～Ｌ５は、本願発明者らが実際に行った試験結果に基づき描いたものである。なお、このような試験は、例えば図２に示すような電動機４のロータが等速で回転している場合や、或いは、電動機４のロータの回転速度が一定の割合で増加又は減少している場合等、Ｚ相パルス間におけるレゾルバ４４のセンサロータの真の電気角θｒが得られる状態で行われる。そして、試験により得られたレゾルバ４４の検出角度θと真の電気角θｒとを比較することで、検出角度θに対する補正値Δθを得ることができる。図４には、このようにして得られた補正値Δθを、上記の補正値マップと同様、横軸に検出角度θをとり、縦軸に補正値Δθをとったグラフで表している。
　図４に示されるように、回転速度やトルクが異なっていても変調率ｍが同じであれば、多少ばらつきがあるものの補正値Δθを表すグラフは類似したものとなる。これは、回転速度やトルクが異なっていても変調率ｍが同じであれば、レゾルバ４４の検出信号に影響を与えるスイッチングノイズの状態が類似したものとなることを示している。なお、図示は省略するが、本願発明者らは、変調率ｍが「０．２」以外の場合についても回転速度やトルクを変化させた場合の試験を行っており、変調率ｍがとり得る値の範囲の全体で、回転速度やトルクが異なっていても変調率ｍが同じであれば、多少ばらつきがあるものの補正値Δθを表すグラフは類似したものとなることを確認している。
　そして、上記のように得られた同じ変調率ｍに対する試験結果を用いて、補正値Δθの平均値を検出角度θ毎に算出し、当該変調率ｍに対応する補正値マップを作成する。なお、本実施形態では、上記のように７つの変調率域が設定されており、補正値マップの作成に際しては、当該変調率域に含まれる変調率ｍに対する試験結果を用いて、補正値Δθの平均値を検出角度θ毎に算出する。例えば、図４に示す変調率ｍが「０．２」の場合の試験結果Ｌ１～Ｌ５により得られた補正値Δθは、図３における第三補正値マップＭ３の作成に利用される。なお、ここでは、補正値マップを試験により作成する場合を例として説明したが、同様な手法で、シミュレーションにより作成することもできる。
　また、電動機駆動制御装置１の動作時に補正情報を学習し、予め補正情報記憶部２５に記憶されている補正値マップを更新したり、補正値マップを新たに作成する構成とすることもできる。すなわち、上記のように、レゾルバ４４のセンサロータの真の電気角θｒが得られる状態で電動機４が動作している場合には、レゾルバ４４の検出角度θと真の電気角θｒとを比較して補正値Δθを求めることができる。例えば、電動機４が電動車両やハイブリッド車両等に駆動力源として備えられている場合には、車両が等速運転状態にある場合や、等加速度或いは等減速度で車速が変化しているような場合等に、Ｚ相パルス間における真の電気角θｒが得られる状態となる。電動機４がこのような状態で動作している場合に上記の試験と同様に補正値Δθの取得を行うことで、補正値Δθの取得時の変調率ｍに対応する補正値マップを更新したり、補正値マップを新たに作成することができる。このような電動機駆動制御装置１の動作時に補正情報を学習する構成は、例えば、レゾルバ４４、Ｒ／Ｄコンバータ３０、制御装置２等を構成する部品に経年劣化等が生じる場合に、特に有効である。
　ところで、上記のように、本実施形態では、補正情報記憶部２５は、変調率ｍに加えシステム電圧Ｖｄｃにも関連付けて補正情報を記憶している。すなわち、図３に概念的に示すような補正値マップを、システム電圧Ｖｄｃに関連付けて複数有している。なお、このようなシステム電圧Ｖｄｃに関連付けて補正情報を記憶しているのは、システム電圧Ｖｄｃが異なると、スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のオンオフタイミングが同じであってもスイッチングノイズの発生量が異なり、スイッチングノイズがレゾルバ４４の検出信号に与える影響も異なるものとなるからである。
　本実施形態では、システム電圧Ｖｄｃがとり得る値の範囲を複数領域に区分して、複数のシステム電圧域が設定されている。図５には、一例として、設定された複数のシステム電圧域の一部を示している。そして、このようなシステム電圧域のそれぞれに対して、７つの変調率域が設定されており、システム電圧域と変調率域とにより定まる電動機４の運転状態のそれぞれに固有のＩＤが割り当てられている。このＩＤのそれぞれは対応する補正値マップに関連付けられており、後述する検出角度補正部２８は、検出角度取得部２７が検出角度θを取得した時点における電動機４の運転状態（本例では、変調率ｍ及びシステム電圧Ｖｄｃ）に対応するＩＤを選択し、当該ＩＤに関連付けられた補正値マップを取得することで、必要な補正値Δθを取得するように構成されている。
　なお、ここでは、システム電圧域のそれぞれに対して７つの変調率域が設定されている場合を例として示したが、所定の間隔毎に設定された複数のシステム電圧Ｖｄｃのそれぞれに対して複数（例えば、７つ）の変調率域を設定する構成とすることもできる。この場合、後述する検出角度補正部２８は、検出角度取得部２７がレゾルバ４４の検出角度θを取得した時点におけるシステム電圧Ｖｄｃが所定の間隔毎に設定されたシステム電圧Ｖｄｃに一致しない場合には、値が近いシステム電圧Ｖｄｃに対応する補正値マップを用いたり、値が近い複数（例えば２つ）のシステム電圧Ｖｄｃに対応する補正値マップを用いて、線形補間等により補正値Δθを取得する構成とすることができる。
２－４．検出角度補正部
　検出角度補正部２８は、検出角度取得部２７がレゾルバ４４の検出角度θを取得した時点における変調率ｍ及びシステム電圧Ｖｄｃに基づいて補正情報記憶部２５より補正情報を取得し、当該補正情報に基づいてレゾルバ４４の検出角度θを補正する機能部である。上記のように、検出角度取得部２７が取得したレゾルバ４４の検出角度θ、及び、システム電圧取得部２６が取得したシステム電圧Ｖｄｃは、検出角度補正部２８に入力される。また、検出角度補正部２８は、変調率ｍを取得するように構成されている。これにより、検出角度補正部２８は、レゾルバ４４の検出角度θ、検出角度取得部２７が検出角度θを取得した時点における変調率ｍ、及び検出角度取得部２７が検出角度θを取得した時点におけるシステム電圧Ｖｄｃを取得する。
　検出角度補正部２８は、取得したシステム電圧Ｖｄｃ及び変調率ｍに基づいて、補正情報記憶部２５より補正情報を取得する。本実施形態では、上記のように、補正情報を含む補正値マップは、システム電圧域のそれぞれに対して、当該システム電圧域に設定された変調率域毎に記憶されている。そのため、本実施形態では、検出角度補正部２８は、レゾルバ４４の検出角度θを補正するための補正情報を、検出角度取得部２７がレゾルバ４４の検出角度θを取得した時点におけるシステム電圧Ｖｄｃが含まれるシステム電圧域に設定された変調率域であって、検出角度取得部２７がレゾルバ４４の検出角度θを取得した時点における変調率ｍが含まれる変調率域に対応する補正値マップから取得する。具体的には、図５に示すように、システム電圧Ｖｄｃ及び変調率ｍに基づいて、当該運転状態に対応するＩＤを選択し、選択したＩＤに対応する補正値マップから補正値Δθを取得し、検出角度θの補正を行う。本実施形態では、補正値Δθは、検出角度θが真の電気角θｒより大きい場合に負の値となるように規定されているため、検出角度θに補正値Δθを加算することで、補正後の検出角度θｃを得ることができる。
３．検出角度補正処理の手順
　次に、図６を参照して、本実施形態に係る電動機駆動制御装置１において実行される検出角度補正処理の手順（検出角度補正方法）について説明する。以下に説明する検出角度補正処理の手順は、上記の制御装置２の検出角度取得部２７、システム電圧取得部２６、及び検出角度補正部２８の各機能部を構成するハードウェア又はソフトウェア（プログラム）或いはその両方により実行される。これらの各機能部がプログラムにより構成される場合には、制御装置２が有する演算処理装置が、各機能部を構成するプログラムを実行するコンピュータとして動作する。
　まず、検出角度取得部２７が、レゾルバ４４の検出角度θを取得するとともに（ステップ＃０１）、システム電圧取得部２６がシステム電圧Ｖｄｃを取得し（ステップ＃０２）、さらに、検出角度補正部２８は、変調率ｍを取得する（ステップ＃０３）。検出角度θ及びシステム電圧Ｖｄｃに関する情報は検出角度補正部２８に送られるため、検出角度補正部２８は、レゾルバ４４の検出角度θ、検出角度取得部２７が検出角度θを取得した時点における変調率ｍ、及び検出角度取得部２７が検出角度θを取得した時点におけるシステム電圧Ｖｄｃを取得することができる。そして、検出角度補正部２８は、システム電圧Ｖｄｃ及び変調率ｍに基づいて、当該運転状態に対応するＩＤを選択し（ステップ＃０４）、選択したＩＤに対応する補正値マップから補正値Δθを取得する（ステップ＃０５）。そして、検出角度補正部２８は、検出角度θに補正値Δθを加算することで検出角度θの補正を行う（ステップ＃０６）。
　なお、検出角度補正処理の手順は図６に示す順序で行われるものに限定されず、例えば、ステップ＃０１をステップ＃０４とステップ＃０５との間に行う構成としても好適である。この構成では、電動機４の運転状態（本例では、変調率ｍ及びシステム電圧Ｖｄｃ）に応じて予めＩＤを選択しておき（ステップ＃０２、ステップ＃０３、ステップ＃０４）、ＩＤを変更させるような運転状態の変化がない限りは、ステップ＃０２、ステップ＃０３、及びステップ＃０４を行わず、ステップ＃０１、ステップ＃０５、及びステップ＃０６を繰り返し行う構成とすると好適である。
４．その他の実施形態
（１）上記の実施形態では、補正情報が、検出角度θに対する補正値Δθを規定した補正値マップである場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。従って、例えば、補正値マップが、Ｒ／Ｄコンバータ３０から出力されるＡ相信号やＢ相信号に含まれるパルスの計数値に対する補正値を規定したものであり、補正後のパルスの計数値を用いて電気角が算出される構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。
（２）上記の実施形態では、補正情報が、変調率ｍがとり得る値の範囲を複数領域に区分して設定される複数の変調率域毎に記憶された補正値マップである場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。従って、例えば、補正値マップが、変調率域毎ではなく、ある所定の間隔（例えば、０．０１，０．０５，０．１等）毎に設定された複数の変調率ｍに対して記憶されている構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。この場合、検出角度取得部２７が検出角度θを取得した時点における変調率ｍが、所定の間隔毎に設定された変調率ｍに一致しない場合には、検出角度補正部２８は、値が近い変調率ｍに対応する補正値マップを用いたり、値が近い複数（例えば、２つ）の変調率ｍに対応する補正値マップを用いて、線形補間等により必要な補正値Δθを取得する構成とすると良い。なお、所定の間隔は固定値である必要はなく、変調率ｍが変化するとレゾルバ４４の検出信号に影響を及ぼすスイッチングノイズの発生状態が大きく変化するような領域に対しては、所定の間隔を小さくすると好適である。
（３）上記の実施形態では、補正情報が、スイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のスイッチングノイズの増大とともに増加する検出角度θの誤差を補正する情報を含んでいる場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、補正情報が、レゾルバ４４の温度、レゾルバ４４やＲ／Ｄコンバータ３０の経年劣化、電動機４からの漏洩磁束等による検出角度θの誤差を補正する情報をさらに含んでいる構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。また、レゾルバ４４の電気角のゼロ点と、電動機４の電気角のゼロ点とが互いに等しくない場合には、これらのゼロ点を補正するための補正情報をさらに含んでいる構成とすると好適である。
（４）上記の実施形態では、補正情報がシステム電圧Ｖｄｃにも関連付けて記憶されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、補正情報が変調率ｍにのみ関連付けられて記憶されており、検出角度補正部２８は、検出角度取得部２７が検出角度θを取得した時点における変調率ｍのみに基づいて補正情報を取得し、当該補正情報に基づいて検出角度θを補正する構成としても好適である。この構成は、システム電圧Ｖｄｃの変化量が小さい場合や、レゾルバ４４の検出信号に影響を与えるスイッチングノイズの発生状態がシステム電圧Ｖｄｃに依存する程度が小さい場合に好適に利用できる。
（５）上記の実施形態では、補正情報を変調率ｍに関連付けて記憶することで、結果的に、インバータ６の制御方式にも関連付けて補正情報を記憶することになっている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。従って、例えば、変調率域の境界が制御方式が切り替わる境界と一致しない場合等には、補正情報記憶部２５は、補正情報を制御方式にも関連付けて記憶し、検出角度補正部２８は、検出角度取得部２７が検出角度θを取得した時点における制御方式にも基づいて補正情報を取得する構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。なお、レゾルバ４４の検出信号に影響を与えるスイッチングノイズの発生状態が制御方式に依存する程度が小さい場合や、制御方式が切り替わらない場合には、補正情報を制御方式に関連付けて記憶しない構成としても好適である。
（６）上記の実施形態では、二相変調制御方式と三相変調制御方式とが切り替わる境界と、正弦波ＰＷＭ制御方式と過変調ＰＷＭ制御方式とが切り替わる境界とが一致するように構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、これらの境界が一致しない構成としても好適である。このような構成において、補正情報記憶部２５が補正情報を制御方式にも関連付けて記憶する場合には、正弦波ＰＷＭ制御方式、過変調ＰＷＭ制御方式、矩形波制御方式のような出力電圧の波形に関する制御方式の分類と、二相変調制御方式や三相変調制御方式のような各相の通電状態に関する制御方式の分類との双方に関連付けて補正情報を記憶する構成とすると好適である。
（７）上記の実施形態では、直流電源３の電源電圧がそのままシステム電圧Ｖｄｃとして供給される場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。従って、例えば、電動機駆動制御装置１が、直流電源３の電源電圧を昇圧或いは降圧するコンバータを備え、コンバータの出力がシステム電圧Ｖｄｃとして供給される構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。
（８）上記の実施形態では、交流電動機（電動機４）が三相交流により動作する埋込磁石構造の同期電動機（ＩＰＭＳＭ）である場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、例えば、交流電動機として、表面磁石構造の同期電動機（ＳＰＭＳＭ）を用いることができ、或いは、同期電動機以外にも、例えば、誘導電動機等を用いることもできる。また、このような交流電動機に供給する交流として、三相以外の二相又は四相以上の多相交流を用いることができる。
　本発明は、交流電動機のロータに備えられたレゾルバの検出角度を用いて、直流のシステム電圧を交流電圧に変換して前記交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動制御装置に好適に利用することができる。
１：電動機駆動制御装置
４：電動機（交流電動機）
６：インバータ（直流交流変換部）
２５：補正情報記憶部
２６：システム電圧取得部
２７：検出角度取得部
２８：検出角度補正部
４４：レゾルバ
Ｅ１～Ｅ６：スイッチング素子
Ｖｄｃ：システム電圧
ｍ：変調率
θ：検出角度

Claims (5)

  1. 　交流電動機のロータに備えられたレゾルバの検出角度を用いて、直流のシステム電圧を交流電圧に変換して前記交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動制御装置であって、
    　前記レゾルバの検出角度を取得する検出角度取得部と、
    　前記システム電圧に対する前記交流電圧の基本波成分の実効値の比率を変調率とし、前記検出角度を補正するための補正情報を前記変調率に関連付けて記憶する補正情報記憶部と、
    　前記検出角度取得部が前記検出角度を取得した時点における前記変調率に基づいて前記補正情報記憶部より前記補正情報を取得し、当該補正情報に基づいて前記検出角度を補正する検出角度補正部と、
    を備える電動機駆動制御装置。
  2. 　前記補正情報記憶部が備える前記補正情報は、前記直流交流変換部が備えるスイッチング素子のスイッチングノイズの増大とともに増加する前記検出角度の誤差を補正する情報を含んでいる請求項１に記載の電動機駆動制御装置。
  3. 　前記補正情報記憶部は、前記変調率がとり得る値の範囲を複数領域に区分して設定される複数の変調率域毎に、前記検出角度に対する補正値を規定した補正値マップを記憶しており、
    　前記検出角度補正部は、前記補正情報を、前記検出角度取得部が前記検出角度を取得した時点における前記変調率が含まれる前記変調率域に対応する前記補正値マップから取得する請求項１又は２に記載の電動機駆動制御装置。
  4. 　前記直流交流変換部は、変換のためのスイッチング方式が異なる複数の制御方式を切替可能に構成され、
    　前記補正情報記憶部は、前記補正情報を前記制御方式にも関連付けて記憶し、
    　前記検出角度補正部は、前記検出角度取得部が前記検出角度を取得した時点における前記制御方式にも基づいて前記補正情報記憶部より前記補正情報を取得する請求項１から３のいずれか一項に記載の電動機駆動制御装置。
  5. 　前記システム電圧を取得するシステム電圧取得部を更に備え、
    　前記補正情報記憶部は、前記補正情報を前記システム電圧にも関連付けて記憶し、
    　前記検出角度補正部は、前記検出角度取得部が前記検出角度を取得した時点における前記システム電圧にも基づいて前記補正情報記憶部より前記補正情報を取得する請求項１から４のいずれか一項に記載の電動機駆動制御装置。
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