WO2010084695A1 - 固体撮像素子およびカメラシステム - Google Patents
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Definitions
- the reset transistor 23 is turned on to reset the floating diffusion FD, and is output to the output signal line 26 through the selection transistor 25 that is turned on in this state. This is called P-phase output.
- the transfer transistor 22 is turned on to transfer the charge accumulated in the photoelectric conversion element 21 to the floating diffusion FD, and the output is output to the signal line 26. This is called D-phase output.
- the difference between the D-phase output and the P-phase output is taken outside the pixel circuit, and the reset noise of the floating diffusion FD is canceled to obtain an image signal.
- these series of operations are simply referred to as “pixel readout operations”.
- One of the features of the CMOS image sensor having such a configuration is a random access function to the pixel array section. This realizes a high-speed moving image in which the frame rate is increased by thinning out and reading out necessary pixels, a function of cutting out and reading out only a predetermined area, and the like (for example, see Patent Document 1).
- the pixel unit 11A shares the selection control line LSEL and the reset control line LRST, and corresponds to the two photoelectric conversion elements 21-1 (PD1) and 21-2 (PD2).
- Two transfer control lines LTX1 and LTX2 are wired.
- a thinning correspondence circuit (blooming suppression circuit) fixed by a hard wire is configured for each address row in accordance with a thinning address determined by a required specification of a moving image mode such as a frame rate.
- the pixel control unit 120B in FIG. 6 can change the address line of the thinning-out operation by using a DFF chain that is a latch chain unit so that it corresponds to any thinning-out address and can be changed in real time. It is configured as follows.
- the pixel control unit 120C determines whether the pixel is a read pixel or a non-read pixel by a value (0 or 1) stored in the RAM 121 to 124 arranged in each row. Thereby, the pixel control unit 120C can switch an arbitrary row to an operation of reading or non-reading.
- the RAMs 121 to 124 have a connection portion W to the word line WL, a connection portion B to the bit line BL, a connection portion / B to the inverted bit line / BL (/ indicates inversion), and an output terminal Q.
- the access transistors M121 and M122 are in an off state because the write enable signal WRT EN is inactive low level during normal operation, and the stored value is continuously output from the output terminal Q. .
- FIGS. 10A to 10I are timing charts for explaining the operation of the pixel control unit 120C shown in FIGS.
- 10A shows the write enable signal WRT_EN
- FIG. 10B shows the clock signal ⁇ 1
- FIG. 10C shows the clock signal ⁇ 2
- FIG. 10D shows the potential of the bit line BL
- FIG. E shows the potential of the inverted bit line / BL, respectively.
- 10F shows the transfer signal TX [2n] propagated through the transfer control unit LTX [2n]
- FIG. 10G shows the stored value data DATA
- FIG. 10H shows the level of the node ND121
- 10 (I) indicates the level (output value) of the node ND122.
- one input of the OR gate OG31 is the transfer signal TX [2n + 3], and when the other input is grounded, the output is performed when the transfer signal TX [2n + 3] is always at the high level “H (active)”. TX ′ [2n + 3] is at a high level “H” and is in a read state.
- one input of the OR gate OG30 is a transfer signal TX [2n + 2], and the other input is supplied with the output V2 of the NOR gate NG2.
- One input of the NOR gate NG2 is further supplied with a thinning signal SIG [m], and forms a negative logic input section together with the other input section connected to the selection control line LSEL [n + 1].
- the combinational logic circuit constituting the logic gate is an OR circuit, a NOR circuit, and a NAND circuit.
- the present invention is not limited to these as long as it is a circuit that realizes the above-described operation.
- FIG. 16 shows a state in which a logic gate composed of a plurality of logic circuits is applied to each of a plurality of transfer lines in order to perform “read” and “non-read” corresponding to the supply of four pixels. Has been.
- the imaging apparatus such as a digital still camera
- the imaging elements 100 and 200 as the imaging device 310, a highly accurate camera with low power consumption can be realized.
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Abstract
Description
これはCMOSイメージセンサが次の課題を克服しているからである。
すなわち、CCD画素の製造には専用プロセスを必要とし、また、その動作には複数の電源電圧が必要であり、さらに複数の周辺ICを組み合わせて動作させる必要がある。
これに対して、CMOSイメージセンサは、このようなCCDにおいてシステムが非常に複雑化するといった処々の問題を克服していることから、上述したように、注目を集めている。
このため、CMOSイメージセンサは、周辺ICの数を減らすことができるといった、大きなメリットを複数持ち合わせている。
Diffusion)を有するFDアンプを用いた1チャネル(ch)出力が主流である。
これに対して、CMOSイメージセンサは画素毎にFDアンプを持ち合わせており、その出力は、画素アレイの中のある一行を選択し、それらを同時に列方向へと読み出すような列並列出力型が主流である。
これは、画素内に配置されたFDアンプでは十分な駆動能力を得ることは難しく、したがってデータレートを下げることが必要で、並列処理が有利とされているからである。
垂直走査回路12は、画素アレイ部11の中の任意の行に配置された画素の動作を制御する。垂直走査回路12は、制御線LRST、LTX、LSELを通して画素を制御する。
読み出し回路13は、相関二重アンプリング回路(CDS:
Correlated Double Sampling)やアナログデジタルコンバータ(ADC)を含む。
画素回路20は、この1個の光電変換素子21に対して、転送トランジスタ22、リセットトランジスタ23、増幅トランジスタ24、および選択トランジスタ25の4つのトランジスタを能動素子として有する。
転送トランジスタ22は、光電変換素子21とフローティングディフュージョンFD以下、単にFDというときもある)との間に接続され、転送制御線LTXを通じてそのゲート(転送ゲート)に転送信号(駆動信号)TXが与えられる。
これにより、光電変換素子21で光電変換された電子をフローティングディフュージョンFDに転送する。
これにより、リセットトランジスタ23は、フローティングディフュージョンFDの電位を電源ラインLVDDの電位にリセットする。
そして、選択制御線LSELを通してアドレス信号(選択信号)SELが選択トランジスタ25のゲートに与えられ、選択トランジスタ25がオンする。
選択トランジスタ25がオンすると、増幅トランジスタ24はフローティングディフュージョンFDの電位を増幅してその電位に応じた電圧を信号線26に出カする。信号線26を通じて、各画素から出力された電圧は、読み出し回路13に出カされる。
このとき、フローティングディフュージョンFDは事前に光電変換素子21の電荷を受け取れるように、リセットトランジスタ23をオンして電荷を電源側にはきすてている。あるいは転送トランジスタ22をオンしている間、これと並行としてリセットトランジスタ23をオンにして、直接電源に電荷をはきすてる場合もある。
これら一連の動作を単純化して、「画素リセット動作」あるいは「シャッター動作」と呼ぶ。
次に、転送トランジスタ22をオンにして光電変換素子21に蓄積された電荷をフローティングディフュージョンFDに転送し、その出力を信号線26に出力する。これをD相出力と呼ぶ。
画素回路外部でD相出力とP相出力の差分をとり、フローティングディフュージョンFDのリセットノイズをキャンセルして画像信号とする。
単純化してこれら一連の動作を単純に「画素読み出し動作」と呼ぶ。
以上の回路は、光電変換素子をそれぞれの画素で有する基本的な構成である。
その他に、1つの選択制御線、1つのリセット制御線、および複数の転送制御線が配置された画素共有構造を有し、全体が読み出し画素部と非読み出し画素部とを含む画素部を有するCMOSイメージセンサも知られている。
これにより、必要な画素を間引いて読み出すことでフレームレートを上げた高速動画や、決められた領域のみを切り出して読み出す機能等が実現されている(たとえば特許文献1参照)。
この信号の混入を防ぐには、非読み出し画素も画素から電荷を排出する必要がある。
このため、画素内の光電変換素子にて光電変換され、蓄積された電荷が光電変換素子の蓄積容量を越えて周辺の画素に漏れ出す、いわゆるブルーミングが発生する問題点が指摘されている。
また、一斉リセットに伴う消費電力や雑音の増加も懸念されることが言及されている。
しかし、リセット固定のままにしておくと、転送制御線LTX1はハイレベル“H”である。
このため、転送制御線LTX2をハイレベル“H”にして光電変換素子21-2の信号を読み出そうとすると、図3中破線<1>で示すように、電気的にダイオードPD1が見えてしまい、非常に都合が悪かった。
なお、説明は以下の順序で行う。
1.第1の実施形態(固体撮像素子の構成例)
2.第2の実施形態(列並列ADC搭載固体撮像素子の構成例)
3.第3の実施形態(カメラシステムの構成例)
図4は、本発明の第1の実施形態に係るCMOSイメージセンサ(固体撮像素子)の構成例を示す図である。
そして、画素部110Aは、各光電変換素子111-1,111-2に対して、転送トランジスタ112-1,112-2を有する。
そして、画素部110Aにおいて、リセットトランジスタ113、増幅トランジスタ114、および選択トランジスタ115が2つの画素で共有されている。
転送トランジスタ112-1,112-2は、光電変換素子111-1,111-2と出力ノードとしてのフローティングディフュージョンFD(以下、単にFDというときもある)との間に接続されている。
転送トランジスタ112-1,112-2は、転送制御線LTX111,LTX112を通じてそのゲート(転送ゲート)に制御信号である転送信号TX1,TX2が与えられる。
これにより、転送トランジスタ112-1,112-2は、光電変換素子111で光電変換された電子をフローティングディフュージョンFDに転送する。
これにより、リセットトランジスタ113は、フローティングディフュージョンFDの電位を電源ラインLVDDの電位VDDにリセットする。
そして、選択制御線LSELを通してアドレス信号に応じた制御信号である選択信号SELが選択トランジスタ115のゲートに与えられ、選択トランジスタ115がオンする。
選択トランジスタ115がオンすると、増幅トランジスタ114はフローティングディフュージョンFDの電位を増幅してその電位に応じた電圧を信号線LSGNに出カする。信号線LSGNを通じて、各画素から出力された電圧は、カラム読み出し回路130に出力される。
これらの動作は、たとえば転送トランジスタ112、リセットトランジスタ113、および選択トランジスタ115の各ゲートが行単位で接続されていることから、1行分の各画素について同時に行われる。
これらのリセット制御線LRST、転送制御線LTX、および選択制御線LSELは、垂直走査回路120により駆動される。
このように、画素部110Aは、1つの選択制御線LSEL、1つのリセット制御線LRST、および複数の転送制御線LTX111,LTX112が配置された画素共有構造を有し、全体が読み出し画素部と非読み出し画素部とを含む。
画素制御部120Aは、非読み出し画素は通常リセット状態に固定しておき、共有関係にある読み出し画素を読み出す際に、そのアドレスが選択された場合または選択信号がアクティブになった場合に非読み出し画素のリセット状態を解除し非読み出し状態にする。
論理回路は、論理ゲートが、共有画素の周期と同一の周期により繰り返され、当該論理ゲートの接続関係のみによって、読み出し画素と非読み出し画素の制御を変更する機能を含む。
画素制御部120Aは、転送制御線LTXに接続され、読み出し非読み出しを可能にする論理ゲートが複数の論理回路の組み合わせより形成されている。
また、組み合わせ論理ゲートが画素部共に同一チップ上に配置される。
この垂直走査回路120の画素制御部120Aの構成および機能については後で詳述する。
画素制御部120Aにおいて、Vデコーダ121でアドレスがデコードされ、デコードされた信号がレベルシフタ122のレベルシフト作用を受けて、論理ゲートを含む論理回路123に供給される。
論理回路123は、非読み出し画素をリセット状態に固定し、共有関係にある読み出し画素を読み出す際にそのアドレスが選択された場合、または選択信号がアクティブになった場合に、非読み出し画素のリセット状態を解除するように構成されている。
そして、垂直駆動回路124は、論理回路123の論理演算の結果に従って、動作状態に応じて、リセット制御線LRST、転送制御線LTX、および選択制御線LSELを駆動制御する。
カラム読み出し回路130は、CDS回路やADC(アナログデジタルコンバータ)を含む。
図6は、本発明の実施形態に係る垂直走査回路の画素制御部の第1の構成例を示す回路図である。
そして、第1論理ゲートと第2論理ゲートとにより論理ゲート部が形成される。
これに対して、図6の画素制御部120Bは、間引き動作のアドレス行を、ラッチチェーン部であるDFFチェーンを用いてプログラマブルにすることで、任意の間引きアドレスに対応し、かつリアルタイムに変更できるように構成されている。
同様に、DFF2の出力Qが次段のDFF3のデータ入力Dに接続され、DFF3の出力Qが次段のDFF4のデータ入力Dに接続され、DFF4の出力Qが次段の図示しないDFF(5)のデータ入力Dに接続されている。
ANDゲートAD1およびAD2の第2入力は選択信号SEL[n]の供給ラインである選択制御線LSEL[n]に接続されている。
ANDゲートAD3およびAD4の第2入力は選択信号SEL[n+1]の供給ラインである選択制御線LSEL[n+1]に接続されている。
ANDゲートAD1の第3入力がフリップフロップDFF1の出力端子Qに接続されている。ANDゲートAD2の第3入力がフリップフロップDFF2の出力端子Qに接続されている。ANDゲートAD3の第3入力がフリップフロップDFF3の出力端子Qに接続されている。ANDゲートAD4の第3入力がフリップフロップDFF4の出力端子Qに接続されている。
ORゲートOG2の第1入力がANDゲートAD2の出力に接続され、第2入力が転送信号TX[2n+1]の供給ラインである転送制御線LTX[2n+1]に接続されている。
ORゲートOG3の第1入力がANDゲートAD3の出力に接続され、第2入力が転送信号TX[2n+2]の供給ラインである転送制御線LTX[2n+2]に接続されている。
ORゲートOG4の第1入力がANDゲートAD4の出力に接続され、第2入力が転送信号TX[2n+3]の供給ラインである転送制御線LTX[2n+3]に接続されている。
これにより任意の行を読み出しまたは非読み出しの動作に切り替えることができる。
フリップフロップDFF1~DFF4にはチェーン構造を持たせており、事前にDFFチェーンにシリアルに読み出しまたは非読み出し画素を決める01系列を流し込むことで、任意の間引きアドレスに応じた動作が可能となる。
この場合、書き込みクロックφは停止していることから、次段のフリップフロップDFFの記憶値が伝播することはない。
したがって、1つの系列をフリップフロップDFFに格納するには、Vサイズのクロック数だけ時間を要する。書き込みクロックφはカウンタによって制御される。
また、間引きモードの種類はDFFチェーンに記憶させる系列次第で、ハードウェアを増加させることなく原理的に無限に拡張可能である。
リアルタイム性を活かして、セット側の様々な動作に対して細かく間引き動作を変更可能である。
そもそも要求仕様を決定する必要がなくなり、設計の自由度がハードからソフトの階層に上げることができる。
設計自由度の階層があがることで、仕様決定の自由度も広がる。
図8は、本発明の実施形態に係る垂直走査回路の画素制御部の第2の構成例を示す回路図である。
そして、第1論理ゲートと第2論理ゲートとにより論理ゲート部が形成される。
これに対して、図8の画素制御部120Cは、間引き動作のアドレス行を、RAM121~124に記憶させプログラマブルにすることで、任意の間引きアドレスに対応し、かつリアルタイムに変更できるように構成されている。
これにより、画素制御部120Cは、任意の行を読み出しまたは非読み出しの動作に切り替えができる。
RAM121~124は、ワード線WLとの接続部W、ビット線BLとの接続部B、反転ビット線/BL(/は反転を示す)との接続部/B、および出力端子Qを有する。
ANDゲートAD21の第2入力が転送信号TX[2n]の供給ラインである転送制御線LTX[2n]に接続され、ANDゲートAD21の出力がワード線WL11に接続されている。ワード線WLL11はRAM121の接続部Wに接続されている。
ワード線WL11は、転送信号TX[2n]がハイレベルで、書き込みイネーブル信号WRT_ENがアクティブのハイレベルのときにハイレベルに駆動される。
ワード線WL12は、転送信号TX[2n+1]がハイレベルで、書き込みイネーブル信号WRT_ENがアクティブのハイレベルのときにハイレベルに駆動される。
ワード線WL13は、転送信号TX[2n+2]がハイレベルで、書き込みイネーブル信号WRT_ENがアクティブのハイレベルのときにハイレベルに駆動される。
ワード線WL14は、転送信号TX[2n+3]がハイレベルで、書き込みイネーブル信号WRT_ENがアクティブのハイレベルのときにハイレベルに駆動される。
すなわち、画素制御部120Cは、転送信号TX[2n]~TX[2n+3]がアクティブのハイレベルのときに、RAM121~124への書き込みが有効となるよう、書き込みイネーブル信号WRT_ENとのANDをとる構成になっている。
ANDゲートAD11およびAD12の第2入力は選択信号SEL[n]の供給ラインである選択制御線LSEL[n]に接続されている。
ANDゲートAD13およびAD14の第2入力は選択信号SEL[n+1]の供給ラインである選択制御線LSEL[n+1]に接続されている。
ANDゲートAD11の第3入力がRAM121の出力端子Qに接続されている。ANDゲートAD12の第3入力がRAM122の出力端子Qに接続されている。ANDゲートAD13の第3入力がRAM123の出力端子Qに接続されている。ANDゲートAD14の第3入力がRAM124の出力端子Qに接続されている。
ORゲートOG12の第1入力がANDゲートAD12の出力に接続され、第2入力が転送信号TX[2n+1]の供給ラインである転送制御線LTX[2n+1]に接続されている。
ORゲートOG13の第1入力がANDゲートAD13の出力に接続され、第2入力が転送信号TX[2n+2]の供給ラインである転送制御線LTX[2n+2]に接続されている。
ORゲートOG14の第1入力がANDゲートAD14の出力に接続され、第2入力が転送信号TX[2n+3]の供給ラインである転送制御線LTX[2n+3]に接続されている。
図9は、図8のRAMおよびその書き込み回路の構成例を示す回路図である。
RAM(121~124)は、たとえばスタティックRAM(SRAM)により構成される。
図9のRAMは、インバータIV121,IV122、アクセストランジスタM121,M122、ノードND121、ND122、接続部W,B,/B、および出力端子Qを有する。
このノードND122は出力端子Qに接続されている。
アクセストランジスタM121,M122は、たとえばnチャネルMOS(NMOS)トランジスタにより形成される。
アクセストランジスタM121のソース、ドレインがノードND121および反転ビット線/BLに接続されている。アクセストランジスタM121と反転ビット線/BLとの接続点により接続部/Bが形成されている。
アクセストランジスタM122のソース、ドレインがノードND122およびビット線BLに接続されている。アクセストランジスタM122とビット線BLとの接続点により接続部Bが形成されている。
そして、アクセストランジスタM121,M122のゲートが接続部Wを介してワード線WLに接続されている。
次に、RAMの書き込み回路について説明する。
NMOSトランジスタNT122のソースが接地され、ドレインがビット線BLの一端側に接続されている。ビット線BLの他端側にPMOSトランジスタPT122のドレインが接続され、PMOSトランジスタPT122のソースが電源電圧VDDの供給ラインに接続されている。
NMOSトランジスタNT121のゲートがANDゲートAD121の出力に接続されている。NMOSトランジスタNT122のゲートがANDゲートAD122の出力に接続されている。
また、PMOSトランジスタPT121およびPT122のゲートがクロック信号φ2の反転信号/φ2の供給ラインに接続されている。
3入力のANDゲートAD122の負入力である第1入力はRAMに書き込むべき記憶値データ(0または1)DATAの供給ラインに接続されている。ANDゲートAD122の第2入力はライトイネーブル信号WRT_ENの供給ラインに接続され、第3入力がクロック信号φ1の供給ラインに接続されている。
ここでは、RAM121にアクセスする場合を例に説明する。
図10(A)はライトイネーブル信号WRT_ENを、図10(B)はクロック信号φ1を、図10(C)はクロック信号φ2を、図10(D)はビット線BLの電位を、図10(E)は反転ビット線/BLの電位を、それぞれ示している。
図10(F)は転送制御部LTX[2n]を伝播される転送信号TX[2n]を、図10(G)は記憶値データDATAを、図10(H)はノードND121のレベルを、図10(I)はノードND122のレベル(出力値)を、それぞれ示している。
その結果、RAM121のアクセストランジスタM121,M122はオフ状態にあることから、RAM121はインバータループのノードND122に記憶されている値を出力端子Qから出力し続ける。
まず、クロック信号φ2が所定期間ハイレベルに設定され、その反転信号/φ2がローレベルとなりPMOSトランジスタPT121,PT122がオンする。これにより、ビット線BLおよび反転ビット線・BLが一旦ハイレベル(VDDレベル)にプリチャージされる。
次に、クロック信号φ1に同期して、アクセスしたい行の転送制御線LTX「2n」にハイレベルの転送信号TX[2n]が転送され、ANDゲート21によりワード線WLL11はハイレベルとなる。
その結果、RAM121のアクセストランジスタM121,M122はオン状態となる。
このとき、書き込む記憶値データDATAの値、具体的には論理0か1であるかによって、NMOSトランジスタNT121およびNT122のいずれかがオンとなる。これにより、オンしたトランジスタが接続しているビット線BLまたは反転ビット線/BLがディスチャージされローレベルに落ちる。
ローレベルに落ちたビット線BLまたは反転ビット線/BLのデータレベルがアクセストランジスタM122、M121を通してノードND122またはND121に伝達され、その値によりRAM121の値が書き換えられる。
この反転ビット線/BLがローレベルとなってことに伴い、反転ビット線/BL、RAM121のアクセストランジスタM121を通してノードND121がディスチャージされ、ノードND121がローレベルとなる。結果としてノードND122がハイレベルとなり、データ1が書き込まれる。
クロック信号φ1に同期して、転送信号TX[2n]がローレベルとなり、ANDゲート21によりワード線WLL11はローレベルとなる。
その結果、RAM121のアクセストランジスタM121,M122がオフとなり、書き込みが完了し、以後別の行を書き込むプリチャージ動作と続いていく。
また、間引きモードの種類はDFFチェーンに記憶させる系列次第で、ハードウェアを増加させることなく原理的に無限に拡張可能である。
リアルタイム性を活かして、セット側の様々な動作に対して細かく間引き動作を変更可能である。
そもそも要求仕様を決定する必要がなくなり、設計の自由度がハードからソフトの階層に上げることができる。
設計自由度の階層があがることで、仕様決定の自由度も広がる。
特に、図8および図9の画素制御部120Cによれば、Vデコーダでアドレスを指定する機能をそのままRAMへの書き込みアクセスに活用しているので、追加ハードが少なくて済む。
また、間引き対象行を記憶させていく場合もあれば、逆に読み出し対象行を記憶させていく場合もある。
記憶動作を行う対象の記憶素子の指定を、読み出し動作あるいはリセット動作を行う行を指定する回路の出力信号あるいはその回路の出力から生成される信号によって行う。
図11は、本発明の実施形態に係る垂直走査回路の画素制御部の第3の構成例を示す回路図である。
換言すれば、図11には、ブルーミング抑制のためのシャッター駆動の構成例が示されている。
NANDゲートNA2の第1入力がリセット信号RST[n+1]の供給ラインであるリセット制御線LRST[n+1]に接続され、第2入力が選択信号SEL[n+1]の供給ラインである選択制御線LSEL[n+1]に接続されている。
NORゲートNG1の第2入力が選択信号SEL[n]の供給ラインである選択制御線LSEL[n]に接続されている。
NORゲートNG2の第2入力が選択信号SEL[n+1]の供給ラインである選択制御線LSEL[n+1]に接続されている。
ORゲートOG21の第1入力が転送信号TX[2n]の供給ラインである転送制御線LTX[2n]に接続され、第2入力が接地されている。
ORゲートOG31の第1入力が転送信号TX[2n+3]の供給ラインである転送制御線LTX[2n+3]に接続され、第2入力が接地されている。
これに対し、TX’[2n+1]行およびTX’[2n+2]行は非読み出し行になるように、上側は上側どうしの2画素、下側は下側どうしの2画素で共有をとる2画素共有構造の構成になっている。
非読み出し行となるTX[2n+1]行およびTX[2n+2]行にはORゲートOG20およびOG30がそれぞれ接続されている。
ORゲートOG21の一方の入力は転送信号TX[2n]であり、他方の入力を接地すると、転送信号TX[2n]がハイレベル“H(能動)”のとき、“ORゲートTG21”で接地しているので何も起こらず、そのまま抜けてくる。このため、出力TX’[2n]もハイレベル“H(能動)”となり、読み出し状態となる。
この行の転送制御線は普通に制御されることになる。
そして、NORゲートNG1の一方の入力はさらに間引き信号SIG[m]の供給ラインに接続されており、選択制御線LSEL[n]に接続された他方の入力部と共に負論理入力部を形成している。
後者はさらに、SEL[n]とTX[2n]との間に設けられ、RST’[n]を出力部に持つNANDゲートNA1の一方の入力部を形成し、NANDゲートNA1の他方の入力RST[n]と共に負論理入力部を形成している。
リセット信号RST[n]がハイレベル“H”のとき、選択信号SEL[n]をハイレベル“H”にすると、出力リセット信号RST’[n]はローレベル“L”になり、リセット固定が解除される。
このとき、NORゲートNG1の一方の入力には、ハイレベル“H”の選択信号SEL[n]が入力されており、他方の入力は間引き信号SIG[m]が入力される。
このため、間引き信号SIG[m]がハイレベル“H”のとき、出力V1はローレベル“L”であり、ORゲートOG20の入力TX[2n+1]がローレベル“L”の場合には、出力TX’[2n+1]はローレベル“L”になる。
すなわち、TX’[2n+1]行は非読み出し状態となる。
これに対して、ORゲートOG30の一方の入力は転送信号TX[2n+2]であり、他方の入力はNORゲートNG2の出力V2が供給される。
NORゲートNG2の一方の入力はさらに間引き信号SIG[m]が供給されており、選択制御線LSEL[n+1]に接続された他方の入力部と共に負論理入力部を形成している。
後者はさらに、リセット制御線LRST’[n+1]との間に設けられたNANDゲートNA2の一方の入力部を形成し、NANDゲートNA2の他方の入力RST[n+1]と共に負論理入力部を形成している。
リセット信号RST[n+1]がハイレベル“H”のとき、選択信号SEL[n+1]をハイレベル“H”にすると、出力リセット信号RST’[n+1]はローレベル“L”になり、リセット固定が解除される。
このとき、NORゲートNG2の一方の入力にはハイレベル“H”の選択信号SEL[n+1]が入力されており、他方の入力は間引き信号SIG[m]が入力されるため、信号がハイレベル“H”のとき、出力V2はローレベル“L”である。
ORゲートOG30の入力TX[2n+2]がローレベル“L”の場合には、出力TX’[2n+2]はローレベル“L”になる。
したがって、TX’[2n+2]行は非読み出し状態となる。
図13(A)~(G)は、図2の下側の読み出し行と非読み出し行の組についてのタイミングチャートが示されている。
図13(A)は選択信号SEL[n]を、図13(B)はリセット信号RST[n]を、図13(C)は転送信号TX[2n]を、図13(D)は転送信号TX[2n+1]を、をそれぞれ示している。
図13(E)はリセット信号RST’[n]を、図13(F)は転送信号[2n]を、図13(G)は転送信号TX[2n+1]を、それぞれ示している。
選択信号SEL[n]がハイレベル“H”の期間では、リセット信号RST[n]のハイレベル“H”は解除され、TX’[2n]行はハイレベル“H”となり、読み出し行となる。
一方、TX’[2n+1]行もリセット固定が解除され、この期間ではローレベル“L”となり、TX’[2n+1]行はローレベル“L”固定で、非読み出し状態となる。
図14においては、理解を容易にするため、図5と同一構成部分は同一符号をもって表している。
各共有単位が水平方向に連なり、1つの共有単位が水平方向に選択制御線LSEL[n]、リセット制御線LRST[n]が共有されている。
単位内のそれぞれの画素に対応して4本の転送制御線TX’[4n]、TX’[4n+1]、TX’[4n+2]、TX’[4n+3]が配置された状態が示されている。
図16は、本発明の実施形態に係る垂直走査回路の画素制御部の第4の構成例を示す回路図である。
NORゲートNG11およびNG12の第2入力が選択信号SEL[n]の供給ラインである選択制御線LSEL[n]に接続されている。
ORゲートOG41の第1入力が転送信号TX[4n]の供給ラインである転送制御線LTX[4n]に接続され、第2入力が接地されている。
ORゲートOG51の第1入力が転送信号TX[4n+3]の供給ラインである転送制御線LTX[4n+3]に接続され、第2入力が接地されている。
この場合、ORゲートOG41,OG51の他方の入力部は共に接地されている。
同様に、転送信号TX[4n+3]がハイレベル“H”のとき、ORゲートOG51の他方の入力は接地されているため、出力はハイレベル“H”となり、TX’[4n+3]行も読み出し状態となる。
一方、非読み出し行となる転送制御線LTX[4n+1]およびLTX[4n+2]にもORゲートOG40,OG50がそれぞれ配置され、ORゲートOG40,OG50の一方の入力部が形成されている。
ORゲートOG40,OG50の他方の入力部には、NORゲートNG11およびNORゲートNG12の出力V1’およびV2’がそれぞれ供給される。
NORゲートNG11およびNORゲートNG12の一方の入力部は間引き信号SIG[m’]が供給され、他方の入力部は共に選択制御線SEL[n]に接続される。
読み出し画素と共有関係にある他の二つの画素について、リセット固定のハイレベル“H”を解除して非読み出し状態にするには、リセット信号RST[n]と選択信号SEL[n]を共にハイレベル“H”にして出力RST’[n]をローレベル“L”にする。
このとき、間引き信号SIG[m’]をハイレベル“H”にすると、NORゲートNG11およびNORゲートNG12の出力V1’およびV2’はローレベル“L”となる。
転送信号TX[4n+1]およびTX[4n+2]がローレベル“L”のとき、ORゲートOG40およびOG50の出力はローレベル“L”となるため、TX’[4n+1]およびTX’[4n+2]の各行は非読み出し状態となる。
コンタクトを打ち分けるだけで済むので、製造プロセスが非常に簡単になる。並べるゲートは全行全く同じで、コンタクトだけ読む/読まない/読まない/読む
・・・という具合に、GNDに繋ぐかゲートに繋ぐかを振り分ければ良い。
間引き間隔の変更に対応可能であり、回路設計が平易になる。
タイミングを計って共有画素をこのタイミングで吐き出してという細かいタイミング制御が全く不要になる。
2画素共有だけではなく、4画素共有など、多様な画素共有構造の間引き読み出しに適用できる。
全画素読み出し、間引き読み出しの切り替えが簡単になり、容易に行える。
非読み出し画素は通常リセット状態に固定しておき、共有関係にある読み出し画素を読み出す際にそのアドレスが選択された場合、または選択信号がアクティブになった場合に、論理ゲートにより、非読み出しの画素リセット状態を解除し、非読み出し状態にする。
さらに、非読み出し画素リセット状態を解除する論理回路を構成する上記の論理ゲートが、共有画素の周期と同一の周期により繰り返され、その論理ゲートの接続関係のみによって、読み出し画素と非読み出し画素の制御を変えることができる。
したがって、本実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。
制御線選択ドライバのドライブ能力を、グローバルシャッター時のみ低減させる。
その結果、画質の劣化やラッチアップによる素子の破壊を防ぐことができる。
また、図16の構成によれば、ドライバの面積を縮小し、コストを低減することができる。
図18は、本発明の第2の実施形態に係る列並列ADC搭載固体撮像素子(CMOSイメージセンサ)の構成例を示すブロック図である。
さらに、固体撮像素子200は、ADC群250、デジタル-アナログ変換装置(以下、DAC (Digital Analog Converter)と略す)260、アンプ回路(S/A)270、および信号処理回路280を有する。
また、固体撮像素子200においては、画素アレイ部210の信号を順次読み出すための制御回路として次の回路が配置されている。
すなわち、固体撮像素子200においては、制御回路として内部クロックを生成するタイミング制御回路240、行アドレスや行走査を制御する垂直走査回路220、そして列アドレスや列走査を制御する水平転送走査回路230が配置される。
比較器251は、DAC260により生成される参照電圧を階段状に変化させたランプ波形(RAMP)である参照電圧Vslopと、行線毎に画素から垂直信号線を経由し得られるアナログ信号とを比較する。
カウンタ252は、比較器251の比較時間をカウントする。
ADC群250は、nビットデジタル信号変換機能を有し、垂直信号線(列線)毎に配置され、列並列ADCブロックが構成される。
各ラッチ253の出力は、たとえば2nビット幅の水平転送線290に接続されている。
そして、水平転送線290に対応した2n個のアンプ回路270、および信号処理回路280が配置される。
このとき、比較器251と同様に列毎に配置されたカウンタ252が動作しており、ランプ波形のある電位Vslopとカウンタ値が一対一対応を取りながら変化することで垂直信号線の電位(アナログ信号)Vslをデジタル信号に変換する。
参照電圧Vslopの変化は電圧の変化を時間の変化に変換するものであり、その時間をある周期(クロック)で数えることでデジタル値に変換するものである。
そしてアナログ電気信号Vslと参照電圧Vslopが交わったとき、比較器251の出力が反転し、カウンタ252の入力クロックを停止し、AD変換が完了する。
以上のAD変換期間終了後、水平転送走査回路230により、ラッチ253に保持されたデータが、水平転送線290、アンプ回路270を経て信号処理回路280に入力され、2次元画像が生成される。
このようにして、列並列出力処理が行われる。
図19は、本発明の第3の実施形態に係る固体撮像素子が適用されるカメラシステムの構成の一例を示す図である。
さらに、カメラシステム300は、この撮像デバイス310の画素領域に入射光を導く(被写体像を結像する)光学系、たとえば入射光(像光)を撮像面上に結像させるレンズ320を有する。
カメラシステム300は、撮像デバイス310を駆動する駆動回路(DRV)330と、撮像デバイス310の出力信号を処理する信号処理回路(PRC)340と、を有する。
信号処理回路340で処理された画像信号は、たとえばメモリなどの記録媒体に記録される。記録媒体に記録された画像情報は、プリンタなどによってハードコピーされる。また、信号処理回路340で処理された画像信号を液晶ディスプレイ等からなるモニターに動画として映し出される。
Claims (14)
- 光信号を電気信号に変換し、その電気信号を露光時間に応じて蓄積する機能を有する複数の画素回路が行列状に配列された画素部と、
上記画素部の信号電荷のリセット、蓄積、転送および出力を行うように制御線を通して駆動可能な画素駆動部と、を有し、
上記画素部は、
1つの選択制御線、1つのリセット制御線、および複数の転送制御線が配置された画素共有構造を有し、全体が読み出し画素部と非読み出し画素部とを含み、
上記画素駆動部は、
非読み出し画素は通常リセット状態に固定しておき、共有関係にある読み出し画素を読み出す際に、そのアドレスが選択された場合、または選択信号がアクティブになった場合に、非読み出し画素のリセット状態を解除し、非読み出し状態にする画素制御部を有する
固体撮像素子。 - 上記画素駆動部の画素制御部は、
非読み出し画素をリセット状態に固定し、共有関係にある読み出し画素を読み出す際にそのアドレスが選択された場合、または選択信号がアクティブになった場合に、非読み出し画素のリセット状態を解除する論理回路を含み、
上記論理回路は、
論理ゲートが、共有画素の周期と同一の周期により繰り返され、当該論理ゲートの接続関係のみによって、読み出し画素と非読み出し画素の制御を変更する機能を含む
請求項1記載の固体撮像素子。 - 上記画素制御部は、
上記転送制御線に接続され、読み出し、非読み出しを可能にする論理ゲートが複数の論理回路の組み合わせにより形成されている
請求項1記載の固体撮像素子。 - 上記画素制御部は、
複数の上記転送制御線のそれぞれに配置された論理回路がORゲートを含み、
上記読み出し画素の転送制御線に配置されたORゲートの一方の入力部が接地され、他方の入力部の入力状態を出力に反映させて読み出し状態とし、
上記非読み出し画素の転送制御線に配置されたORゲートの一方の入力部に配置された組み合わせ論理ゲートがNORゲートおよびNANDゲートを含み、
上記NANDゲートは上記選択制御線とリセット制御線を入力部に有し、選択制御線に接続された入力部は、上記NORゲートの一方の入力部を形成し、他方の入力部は間引き信号線に接続され、
上記NORゲートの出力部は上記非読み出し転送制御線に配置された、上記ORゲートの一方の入力部を形成し、上記ORゲートの出力部が非読み出し状態を提供する
請求項3記載の固体撮像素子。 - 上記画素制御部は、
非読み出し画素の転送制御線のリセット解除期間および非読み出し期間は、上記選択制御線の信号期間により定められ、読み出し画素の転送制御線の読み出し期間は、上記選択制御線の信号期間内となるように定められている
請求項1記載の固体撮像素子。 - 上記画素制御部は、
読み出し画素のアドレスを選択した場合に、論理ゲートにより、共有関係にある他の画素のリセット状態を解除し、非読み出し状態にする
請求項2記載の固体撮像素子。 - 上記画素制御部は、
クロックに同期してラッチデータを順次にシフトする複数のラッチにより形成されたラッチチェーン部と、
上記各ラッチのラッチデータと対応する行の転送制御線を伝播される転送信号との論理演算を行う複数の論理ゲート部と、を含み、
上記ラッチチェーン部は、
あらかじめシリアルに読み出しまたは非読み出しを決めるデータ系列がシフト入力されて設定されている
請求項1記載の固体撮像素子。 - 上記各論理ゲート部は、
間引き信号とラッチデータとの論理演算を行う第1論理ゲートと、
上記第1論理ゲートの出力と対応する行の転送制御線を伝播される転送信号との論理演算を行う第2論理ゲートと、を含み、
上記画素制御部は、
通常動作時は、クロックによる上記複数のラッチにおけるデータシフトを停止させ、
上記各ラッチへの上記データ系列の書き込み時には、非アクティブの間引き信号を受けた状態で、上記ラッチチェーン部に対してシリアルに読み出しまたは非読み出しを決めるデータ系列をシフト入力させる
請求項7記載の固体撮像素子。 - 上記画素制御部は、
各行にそれぞれ配置され、対応する行の画素が読み出しか非読み出しを示す値が書き込まれる複数のメモリと、
上記各メモリの記憶値と対応する行の転送制御線を伝播される転送信号との論理演算を行う複数の論理ゲート部と、を含む
請求項1記載の固体撮像素子。 - 上記各論理ゲート部は、
間引き信号と上記メモリの記憶値との論理演算を行う第1論理ゲートと、
上記第1論理ゲートの出力と対応する行の転送制御線を伝播される転送信号との論理演算を行う第2論理ゲートと、を含む
請求項9記載の固体撮像素子。 - 上記各メモリは、
書き込みイネーブル信号がアクティブで、対応する行の転送制御線を伝播される転送信号がアクティブのときに書き込み可能である
請求項9記載の固体撮像素子。 - 上記組み合わせ論理ゲートが上記画素部と共に同一チップ上に配置されている
請求項3記載の固体撮像素子。 - 上記画素部から複数の画素単位で画素信号の読み出しを行う画素信号読み出し部を有し、
上記画素信号読み出し部は、
画素の列配列に対応して配置され、読み出し信号電位と参照電圧とを比較判定し、当該判定信号を出力する複数の比較器と、
上記比較器の出力に動作が制御され、対応する上記比較器の比較時間をカウントする複数のカウンタと、を含む
請求項1記載の固体撮像素子。 - 固体撮像素子と、
上記固体撮像素子に被写体像を結像する光学系と、
上記固体撮像素子の出力画像信号を処理する信号処理回路と、を有し、
上記固体撮像素子は、
光信号を電気信号に変換し、その電気信号を露光時間に応じて蓄積する機能を有する複数の画素回路が行列状に配列された画素部と、
上記画素部の信号電荷のリセット、蓄積、転送および出力を行うように制御線を通して駆動可能な画素駆動部と、を有し、
上記画素部は、
1つの選択制御線、1つのリセット制御線、および複数の転送制御線が配置された画素共有構造を有し、全体が読み出し画素部と非読み出し画素部とを含み、
上記画素駆動部は、
非読み出し画素は通常リセット状態に固定しておき、共有関係にある読み出し画素を読み出す際に、そのアドレスが選択された場合、または選択信号がアクティブになった場合に、非読み出し画素のリセット状態を解除し、非読み出し状態にする画素制御部を有する
カメラシステム。
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