WO2008010298A1

WO2008010298A1 - circuit de génération de signal de modulation, module de transmission/réception et dispositif de radar

Info

Publication number: WO2008010298A1
Application number: PCT/JP2006/314517
Authority: WO
Inventors: Takuya Suzuki
Original assignee: Mitsubishi Electric Corporation
Priority date: 2006-07-21
Filing date: 2006-07-21
Publication date: 2008-01-24
Also published as: CN101361007A; EP2045616A1; EP2045616A4; EP2045616B1; CN101361007B; US20090224845A1; US7847644B2

Description

明細書

変調信号発生回路、送受信モジュール、およびレーダ装置

技術分野

[0001] 本発明は、目標物との測距、測速度を行うレーダ装置に搭載される送受信モジユールの変調信号発生回路に関し、特に電圧制御発振器により周波数変調波を出力するマイクロ波およびミリ波帯などの変調信号発生回路に関するものである。背景技術

[0002] 先行車との車間距離、相対速度を算出するレーダとして、 FM— CWレーダが古くから利用されている。上記レーダは、周波数変調 (FM変調）を施した信号波を目標物へ発射し、目標物力もの反射波と送信波の混合波 (ビート信号)を検出して、遅延時間とドッブラ偏移を抽出することにより、目標物との距離と相対速度を算出する。

[0003] 図 14は、上記の FM— CWレーダに搭載される一般的な送受信モジュールと変調信号発生回路の概略構成図であり、制御電圧に応じて発振周波数を変化する電圧制御発振器 (VCO) 41と、 VCOに制御電圧を入力する FM変調電圧発生部 42と、 VC041と FM変調電圧発生部 42により構成される変調信号発生回路 40と、 VCO から出力される信号を送信し送信信号の一部を分岐、出力する送信部 5と、目標からの反射信号と上記送信部力の分波信号との混合波を取り出す受信部 6とを備えて構成される。

[0004] 上記送受信モジュールを測距離'速度レーダに適用した場合の計測精度は、変調信号発生回路 40から発射される FM変調波の直線性、すなわち、 VC041の発振信号の変調直線性に依存している。し力しながら、直線性の高い FM変調電圧—周波数特性 (V—f特性)を有する VCOを得ることはコスト的にも、技術的にも困難であつ

T

た。

[0005] また、この種の VCOは、レーダシステム上、所定の周波数変調波幅が要求されるため、同調回路の Q値を低く設定した VCOを構成することが多ぐ発振回路側の能動素子の温度変動が相対的に大きく影響し、 VCOの出力周波数の温度ドリフトが大きくなる。このため、周囲温度により V—f特性が周波数軸方向に変化する。 [0006] 図 15— 1は、 VC041の一般的な V— f特性であり、 Aは常温時の特性、 Bは高温

T

時の特性、 Cは低温時の特性を示している。常温時において、 VC041は、 FM変調電圧 Vが中心電圧 V、振幅 Δν (動作点 Ρ )で発振動作し、中心周波数 f 、周波数

T A A A A

変調幅 Δ ίの FM変調波を出力する。周囲温度が上昇あるいは下降すると、上記の

A

動作点は P ,Ρに移動し、 VC041から出力される FM変調波（Δ ί , Δ ίの範囲）は

B C B C

電波法などの法定周波数範囲を超えてしまう。

[0007] このため、従来は図 15— 2のように、周囲温度に応じて動作点を水平方向にシフトして、常温、高温、低温の各温度で、動作点 Ρ、 Ρ '、 Ρ 'において動作させることで

A B C

上記の問題を回避している。このような従来の FM— CWレーダ装置として、下記特許文献 1には、上記の FM変調電圧をモジュールの温度に応じて制御された変調電圧 (交流分)と DCオフセット電圧を独立に発生させて加算する変調電圧回路で構成した従来技術が開示されて、る。

[0008] 上記の動作点 P、 P，、 P，における VC041の V— f特性 A,B,Cの傾斜（変調感

A B C T

度）は異なるため、同一の FM変調電圧（交流分)を入力した場合、周囲温度によつて周波数変調幅 Δ ίが変化し、レーダ装置のビート周波数が変動するため、目標物との相対距離 R、相対速度 Vが正確に測定できなくなってしまうという問題があった。

[0009] 上記を解決する方法として、従来は VC041の電圧—周波数特性 (V— f特性)の

T

非線形性を制御電圧で補償する手法、すなわち、 FM変調電圧発生部 42から出力される FM変調電圧に対し、上記 V— f特性と逆勾配の補正をかける手法が一般的

T

に用いられている。

[0010] 図 16は、 VC041の変調電圧一変調周波数特性（曲線 F)と、これを直線化する時間—変調電圧 (補正電圧、曲線 G)の関係を示している。このような VCOの FM変調直線ィ匕技術として、下記特許文献 2には、 V— f特性を補正する電圧データを予めメ

T

モリ内に記憶させておき、このデータをディジタルデータとして一定周期で読み出し、

DZA変換器と積分回路を介してアナログ信号出力を得る変調信号発生回路が開示されている。

[0011] 特許文献 1 :特開平 8— 146125号公報 (第 9〜18段落、図 1および図 4参照）

特許文献 2：特開 2002— 62355号公報（図 2、図 7参照）発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0012] しかしながら、高精度な FM変調電圧 (補正電圧)の設定は、膨大な試験、調整作業を要するのが実情であった。すなわち、従来技術に記載される VC041の発振周波数は、マイクロ波 'ミリ波帯などの高周波回路で特に顕著となる半導体ばらつきによつて、製造ロット、製造プロセスごとにランダムに変化し、図 15— 2に示す電圧—周波数特性 (V—f特性)が縦軸方向（周波数軸方向）に変動する。このため、法定周波

T

数範囲内で所定の FM変調波を得ようとした場合、動作点 Pを個別の VCO毎に変更、設定せざるを得ない。この動作点の変更により、個々の VCOの変調感度が変化するため、上記の補正すべき FM変調補正電圧も、この変調感度に合わせた個別の設定が必要となり、これを搭載したレーダ装置毎に膨大な試験'調整時間を要するという課題があった。

[0013] また前述のとおり、温度ドリフトによる法定周波数範囲外の出力を回避するために、動作点の水平方向にシフトさせる（変調電圧の DCオフセットを温度毎に変える）ことによって、図 15— 2に示すように常温の変調感度に対して、例えば、低温では〜 1.5 倍、高温では〜 0.8倍と変調感度が大きく変動してしまい、この変調感度の温度変化を補償するために多数の温度補償データを有したデータテーブルを必要とするとヽう問題があった。この温度補償データも、 VC041の個体ばらつき (すなわち、動作点 =変調感度のばらつき）によって必要な FM変調電圧補償量が変化するため、膨大な試験 ·調整時間を要し、多量生産に耐え得るものではな力つた。

[0014] 本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、電圧制御発振器の出力信号の変調直線性を得るための変調補正電圧の温度データを簡素化することを目的とする。

[0015] また、これによつて試験、調整時間を大幅に削減することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0016] この発明による変調信号発生回路は、周波数が時間経過に対して周期的かつ直線的に変化する送信波を出力する変調信号発生回路において、回路の筐体温度を検出する温度モニタ部と、入力される制御電圧に基づいて独立に発振周波数を制御する 2つの可変インピーダンス回路を有する電圧制御発振器と、上記一方の可変ィンピーダンス回路に対し、上記温度モニタ部で検出した筐体温度に応じて、発振周波数の温度ドリフトを補償する電圧を出力する周波数補正電圧発生部と、上記周波数補正電圧発生部による温度ドリフト補償条件下で、上記他方の可変インピーダンス回路に対し、温度に依存しない一定の直流分と所定の交流分から成る変調電圧を出力する FM変調電圧発生部と、を備えたものである。

[0017] また、上記変調信号発生回路を備えて、 FM変調波を送受信し、送信波と受信波の混合波力ビート信号を出力する送受信モジュールを構成するものであってもよい

[0018] さらに、上記変調信号発生回路を備えて、 FM変調波を送受信し、送信波と受信波の混合波力得るビート信号を信号処理することにより、目標物との相対距離、相対速度を算出するレーダ装置を構成するものであってもよい。

発明の効果

[0019] この発明によれば、周波数変調とは独立に、電圧制御発振器の出力周波数の温度補償を実現できるため、法定周波数範囲の制約により、温度ごとに電圧制御発振器の変調動作点を変化させる必要がなくなり、温度に対して電圧制御発振器の変調感度が概ね変化しない動作点で FM変調が可能となる。また、試験'調整時間を大幅に肖 IJ減することがでさる。

図面の簡単な説明

[0020] [図 1]図 1は、この発明にかかる変調信号発生回路の基本構成を示すブロック図である。

[図 2]図 2は、この発明にかかる電圧制御発振器の代表的な構成例を示す回路図である。

[図 3-1]図 3—1は、この発明にかかる電圧制御発振器の他の構成例（可変インピーダンス回路を能動素子のベース側に接続)を示す回路図である。

[図 3-2]図 3— 2は、この発明にかかる電圧制御発振器の他の構成例（可変インピーダンス回路を能動素子のコレクタ側に接続)を示す回路図である。

[図 3-3]図 3— 3は、この発明にかかる電圧制御発振器の他の構成例（可変インピーダンス回路を能動素子のェミッタ側に接続)を示す回路図である。 [図 4-1]図 4—1は、この発明にかかる変調信号発生回路の周波数補償電圧を温度補償しない場合の、 V—f特性 (温度特性)を示す図である。

T

[図 4-2]図 4— 2は、この発明にかかる変調信号発生回路の周波数補償電圧を変化させた場合の、 V—f特性 (常温特性)を示す図である。

T

[図 4-3]図 4 3は、この発明にかかる変調信号発生回路の周波数補償電圧を温度補償した場合の、 V—f特性 (温度特性)を示す図である。

T

[図 5]図 5は、この発明にかかる変調信号発生回路の Vp—f特性 (温度特性)を示す図である。

[図 6]図 6は、この発明にかかる変調信号発生回路の FM変調電圧発生部、周波数補正電圧発生部の回路構成を示すブロック図である。

[図 7-1]図 7—1は、この発明に力かる VCOの V—f特性と、出力周波数を直線化す

T

る時間一変調電圧 (補正電圧)の関係を示すグラフである。

[図 7-2]図 7— 2は、図 7— 1に示した曲線 B上にある C部の波形の詳細を示すグラフである。

[図 8]図 8は、この発明にかかる VCOの周波数補償電圧—出力周波数特性 (Vp—f 特性)と、出力周波数を温度で一定化する温度周波数補償電圧の関係を示すダラフである。

[図 9-1]図 9 1は、メモリが記憶する FM変調電圧および周波数補償電圧の各温度データテーブルを示す図である。

[図 9-2]図 9— 2は、メモリが記憶する FM変調電圧の時間波形を示すグラフである。

[図 9-3]図 9 3は、メモリが記憶する周波数補償電圧の時間波形を示すグラフである

[図 10]図 10は、この発明にかかる VCO変調電圧 (補正電圧)の時間波形を示す図である。

[図 11-1]図 11— 1は、この発明に力かる FM変調データの作成手順を示すフロー図である。

[図 11-2]図 11— 2は、図 11—1のフローに続いて行われる周波数補正データの作成手順を示すフロー図である。 [図 12]図 12は、この発明に力かる送受信モジュールの基本構成を示すブロック図でめる。

[図 13]図 13は、この発明に力かるレーダ装置の基本構成を示すブロック図である。

[図 14]図 14は、従来の送受信モジュールの基本構成を示すブロック図である。

[図 15-1]図 15— 1は、従来の送受信モジュールの V—f特性 (温度特性）を示す図

T

である。

[図 15-2]図 15— 2は、従来の送受信モジュールの V— f特性 (温度特性）と常温、高

T

温、低温の各温度での動作点を示す図である。

[図 16]図 16は、一般的な VCOの V— f特性と、出力周波数を直線化する時間一変

T

調電圧 (補正電圧)の関係を示すグラフである。

符号の説明

1 電圧制御発振器 (VCO)

2 FM変調電圧発生部

3 周波数補正電圧発生部

4 温度モニタ部

5 送信部

6 受信部

7 マイコン

8a〜8c メモリ

9 AZD変

10 データ制御部

11 発振回路部

12 同調回路部

13 可変インピーダンス回路

14 可変インピーダンス回路 (可変 LC直列共振器）

15 VCO RF出力端子

16 周波数補正端子

17 FM変調端子主共振器 (LC直列共振器）可変インピーダンス回路

FM変調電圧用 DZA変換器周波数補償電圧用 DZA変換器従来の変調信号発生回路従来の電圧制御発振器 (VCO) 従来の FM変調電圧発生部送信アンテナ

受信アンテナ

変調信号発生回路

信号処理部

FM変調電圧データ

時間間隔データ

周波数補償電圧データ

能動素子

反射回路

出力側位相線路

同調回路側位相線路接地インダクタ

, 107 可変容量ダイオード, 109 インダクタンス

, 111 ノイノスコンデンサ, 113 安定化抵抗

ノィ / スコンデンサ

チョークコイル

接地キャパシタ

キャパシタ

インダクタンス発明を実施するための最良の形態

[0022] 以下に、本発明にかかる変調信号発生回路の実施の形態を図面に基づいて説明する。なお、この実施の形態に示す実施例によりこの発明が限定されるものではない

[0023] 実施の形態 1.

図 1は、この発明にかかる変調信号発生回路の基本構成を示すブロック図であり、図 2は VCOlの代表的な構成例である。ここで示す回路構成は、 FM変調用のインピ一ダンス可変回路とは別に、周波数調整が可能なインピーダンス可変回路をもつ VC Oとその制御回路の構成の一例を示すものであり、電圧で制御可能な任意の自走発振器において上記と同等の機能を有していれば、回路構成は本構成に示す限りではない。

[0024] 図 1において、変調信号発生回路は、電圧制御発振器 (VCO) 1と、 FM変調電圧発生部 2と、周波数補正電圧発生部 3と、温度モニタ部 4を備えて構成される。電圧制御発振器 (VCO) 1は 2つの独立した周波数制御端子を有する。 FM変調電圧発生部 2は所定の直流分を中心に所定の電圧幅で周期的に変化する FM変調電圧を発生して、 VCOの一方の周波数制御端子に入力する。周波数補正電圧発生部 3は他方の周波数制御端子へ上記 FM変調電圧発生部とは独立に周囲温度に応じて周波数補償電圧を出力する。温度モニタ部 4は回路の筐体温度を検出する。

[0025] VCOlは、 FM変調電圧発生部 2からの温度に依存しない一定の直流分と所定の周波数変調を施す為の交流分力成る FM変調電圧と、温度モニタ部 4で検出した筐体温度に応じて与えられる周波数補正電圧発生部 3からの周波数補償電圧に応じて、所定の変調幅を有する FM変調信号を出力する。

[0026] 次に、図 2について説明する。本例は主にマイクロ波、ミリ波帯で動作する VCOを示すものであり、キャパシタゃコイルなどの集中定数の電気部品では、リードや電極などの寄生インダクタンスゃ容量などの高周波化に伴う実装上の制約があるため、分布定数回路による反射共振型の発振器を一例として挙げる。したがって、使用周波数帯によっては、回路方式、使用部品については複数の構成が考えられ、本発明が適用できる発振器の構成としてこの限りではない。 [0027] 図 2において、 VCOlは、発振回路部 11、同調回路部 12を備えて構成される。 VC 01は、発振回路部 11と同調回路部 12の接続点における各回路の反射利得の和 > 0と反射位相 =0を満たす周波数におヽて発振条件を満たし、発振動作する。

[0028] 発振回路部 11は、能動素子 101、反射回路 102、出力側位相線路 103、入力側位相線路 104、接地インダクタ 105により構成される。発振回路部 11は、動作周波数において帰還増幅を行い、必要な反射利得と位相条件を得る。能動素子 101は、 F ET (Field Effect Transistor)や、 HBT(Heterojunction Bipoler Transist or)などの発振周波数域にぉ、て利得を有する 3端子トランジスタや、負性抵抗を有するダイオード (ガンダイオード、インパットダイオード、 RTD)などが用いられる。なお、 VCOlの位相雑音はレーダ SZNに大きく影響する特性である力この位相雑音特性改善には、発振回路部 11に採用する能動素子 101の lZf雑音特性が重要なファクタとなり、先の必要利得との兼ね合いで、能動素子 101の選定がなされる。能動素子 101のベース、ェミッタ端子には、それぞれ、入力側位相線路 104、接地インダクタ 105が接続され、能動素子 101のコレクタ端子には、出力側位相線路 103と反射回路 102の直列回路が接続され、必要な反射利得と位相条件を形成する。なお、発振回路部 11の能動素子 101の電源供給回路は煩雑なため図から省略している。

[0029] 同調回路部 12は、 2つの可変インピーダンス回路 13, 14から構成される。可変インピーダンス回路 13, 14は、それぞれに可変容量ダイオード 106, 107と、インダクタンス 108, 109を有しており、それぞれ可変 LC直列共振器を成している。バイパスコンデンサ 110および 111は、それぞれインダクタンス 108, 109に直列に接続される。周波数補正端子 16、 FM変調端子 17は周波数制御端子を構成する。周波数補正端子 16、 FM変調端子 17はそれぞれ、安定ィ匕抵抗 112および 113を介して、可変容量ダイオード 106, 107に対して接続され、制御電圧を入力する。周波数補正端子 16、 FM変調端子 17はそれぞれ、制御電圧として周波数補償電圧、 FM変調電圧が入力される。

[0030] 可変インピーダンス回路 13, 14の接続点におけるインピーダンス、すなわち、並列回路のインピーダンスは、動作周波数において開放となるように設計される。このときの開放となる周波数、すなわち、共振周波数は、可変インピーダンス回路 13, 14が構成する LC直列共振器の同調周波数により決定されるので、可変容量ダイオード 1 06, 107の容量値、すなわち各端子 16,17の入力電圧を制御することにより、 VCO 1の RF出力端子 15から出力される信号の発振周波数を制御することができる。

[0031] すなわち、上記のように 2つの可変容量ダイオードを有することにより、可変インピーダンス回路（可変 LC直列共振器） 13, 14のインピーダンスが変化するため、 VCOl の発振周波数は 2つの可変容量ダイオードに接続された制御電圧により、独立に制御が可能となる。

[0032] また、上記の 2つの制御端子へ同時に同一の制御電圧を印加した場合は、上記各々の制御電圧で得られる周波数変化幅を合わせた、合計の周波数変化幅が得られる。上記の 2つの制御電圧は、可変容量ダイオード 106, 107に印加される逆方向電圧となり、これにより可変容量ダイオードの障壁容量が変化するが、一般に制御電圧に対して容量値は直線的に変化しない（直線性を得るには、ダイオードの特殊な接合構造の作りこみが必要である)。つまり、各々の制御電圧に対して、発振周波数は直線的に変化しないため、従来と同様の図 15に示すような湾曲した制御電圧—周波数特性 (V _f特性)となる。

T

[0033] 上記 2つのインピーダンス可変回路を有する電圧制御発振器の構成は図 2に示す限りではない。図 3は、 2つのインピーダンス可変回路（可変位相回路）を持つ他の構成例について示す図である。

[0034] 図 2に示す VCOでは、同調回路部 12内に 2つのインピーダンス可変回路（可変 LC 直列共振器)を持つ構成である力例えば図 3— 1、図 3— 2および図 3— 3のように一方の可変インピーダンス回路 (可変位相回路)）を同調回路部 12に設け、他方の可変インピーダンス回路を、発振回路部 11の出力側位相線路 103や、入力側位相線路 104、または接地インダクタ 105内に入れる構成としてもよい。図 3—1〜図 3— 3の各図において、図 2と同一の目的の回路については同一の符号を付している。

[0035] 図 3— 1〜図 3— 3において、可変インピーダンス回路 19は可変容量ダイオード 10 6を備え（図 3— 2および図 3— 3では図示を省略）、可変容量ダイオード 106の両端にバイパスコンデンサ 114が接続される。可変容量ダイオード 106とバイパスコンデンサ 114の間にチョークコイル 115が接続される。可変容量ダイオード 106の力ソード側に接続されたチョークコイル 115は接地キャパシタ 116と直列抵抗 112を介して周波数補正端子 16とに接続され、アノード側に接続されたチョークコイル 115は接地される。

[0036] また、同調回路 12の並列共振回路の一方は、主共振器 18によって構成される。主共振器 18は、接地されたキャパシタ 201とインダクタンス 202の直列回路で構成される。可変 LC共振器 14と合わせた並列回路のインピーダンスが、動作周波数において開放となるような値が選ばれる。

[0037] ここで、特筆すべき事項は、 FM変調用のインピーダンス可変回路 (可変 LC共振器 )とは別に、発振回路部 11内の能動素子の動作電流 (バイアス条件)を変化させることなぐ能動回路の温度変動 (位相変動)を補償するインピーダンス可変回路を有して!、ることが必要要件である。

[0038] なお、図 3—1は、可変インピーダンス回路 19を能動素子 101のベース側に接続した例を示し、図 3— 2は、可変インピーダンス回路 19を能動素子 101のコレクタ側に接続した例を示し、図 3— 3は、可変インピーダンス回路 19を能動素子 101のェミッタ側に接続した例を示して、る。

[0039] 次に、この発明にかかる変調信号発生回路の動作について説明する。なお、 VCO 1の FM変調電圧および周波数補償電圧と出力周波数関係を、図 4に示す。 FM変調電圧発生部 2から VCOl内の一方の可変容量ダイオード 107に対して、中心電圧 V、振幅 Δνの FM変調電圧 Vが入力される。周波数補正電圧発生部 3からは周

A A T

波数補償電圧 V が他方の可変容量ダイオード 106に入力される。

ΡΑ

[0040] 上記 2つの制御電圧 (FM変調電圧、周波数補償電圧）が印加されることにより、常温において、 VCOlは図 4—1に示す FM変調電圧出力周波数特性 (以下、 V—

Τ

f特性)の Αのカーブにおける動作点 Ρにて発振振動作し、中心周波数 f 、周波数変

A A

調幅 Δ ίの FM変調波を出力する。図 4 1において、横軸の電圧 Vは FM変調電

A T

圧発生部 2から入力される FM変調電圧である。

[0041] 高温および低温時においては、 VCOlの出力周波数は温度ドリフトするため、周波数補償電圧 V が定電圧のもとでは、 V—f特性が周波数軸方向に変化して、上記

PA T

の動作点 Pは特性 B, C上の P ,Ρ点に移動し、 VCOlから出力される FM変調波（周波数変調幅 Δ ί , Δ ίの範囲）は電波法などの法定周波数範囲を超えてしまう。

B C

[0042] 上記 VCOlの発振周波数の温度ドリフトは、例えば、 VCOの出力周波数を 38GH ζ帯となるように構成した場合、 VCOの変調感度 (FM変調電圧に対する発振周波数の変化率）にも依存するが、周囲温度変化に対して 3〜4MHzZ°Cの周波数ドリフトとなる。周囲温度が— 30°C〜85°Cの範囲で変化した場合、 VCOの発振周波数は 3 45〜460MHz程度変動し、例えば、この VCOを FM— CWレーダ用の 77GHz帯送受信モジュールに適用した場合は、周波数が 2遁倍されて、 690MHz〜920MHz の変動となる。

[0043] また、発振回路部の能動素子および同調回路部の可変容量素子は、半導体製造プロセスや、個体のばらつきによって特性が変動するため、この結果、 VCOの発振周波数も必然的にばらつきが発生する。このばらつき量は回路構成にも依存するが、製造ロット間を含めて考慮すると、上記の温度ドリフトと同等以上の 600MHz〜70 OMHz程度となる。したがって、 VCOの発振周波数の温度ドリフトおよび個体ばらつきを想定すると、 77GHz帯小電力レーダの法定周波数範囲 76GHz〜77GHzは簡単に超えてしまうことになる。

[0044] ここで、周波数補償電圧 Vpを変化させることによって、出力周波数は変化する。常温において上記の V を変化させた場合、図 4 2のょぅに —f特性は縦軸方向に

PA T

変化する（曲線 D, E, F)。曲線 D, E, Fも図 4 1の曲線 Aと同様に、周囲温度により縦軸方向に変化する。この FM変調電圧と独立に制御が可能な周波数補償電圧を利用し、温度モニタ部 4で検出された筐体温度 Tに応じて、周波数補正電圧発生部 3 力もの周波数補償電圧 Vpを変化させて、一方の可変容量ダイオード 106の容量値を制御し、並列共振器 13のインピーダンスを変化させることにより、発振回路側のィンピーダンスの温度変動を補償する。この補償により、 VCOlの V— f特性は、温度

T

ドリフトにより変動する方向と逆方向に制御され (周波数軸方向にシフトして）、高温、低温の各温度において、図 4 3のように、常温の出力周波数に近い出力周波数を得ることができる（常温の動作点 Pに近い動作点 P ",Ρ "において動作)。図 4 3で

A B C

は、高温、低温、常温の各温度において等しい FM変調の中心電圧 Vを与えること

A

ができるため、周波数変調幅 Δ ί、 Δ ί、 Δ ίが概ね等しぐかつ V— f特性、すなわち変調感度が動作温度範囲内で概ね一定となる動作点で FM変調を施すことができる。

[0045] 図 4 2に示すような周波数補償電圧による縦軸方向の周波数変化を、横軸が周波数補償電圧 Vp、縦軸が出力周波数で示した特性 (Vp— f特性)を図 5に示す。同図において、常温、低温、高温における周波数補償電圧 Vpの設定値は、それぞれ動作点 P ,Ρ ",Ρ "となる（図 4— 3の動作点と対応)電圧である。各動作点の縦軸の

A B C

周波数変化量 Δ ί (高温)， Δ ί (低温)が高温時、低温時の周波数の温度ドリフト量に対応し、周波数補償電圧 Vpは温度ドリフト方向と逆方向となるように設定される。また、周波数の温度ドリフト補償範囲 (すなわち図の動作点 P ", P , P

C A B ")は、周波数補償電圧 Vpの周波数可変幅の範囲で任意に設定できるため、上記以外の周波数可変領域は、先に説明したとおり、製造プロセスや固体のばらつきによって生じる VCO 1の出力周波数ばらつきの調整用として用いることができる。

[0046] 以上のように、周波数補正電圧発生部 3から出力される周波数補償電圧 Vpを温度毎に調整し、発振回路側の温度変動を補償することにより、 VCOの発振周波数を概ね一定の範囲内に調整することができるため、 VCOの発振周波数の温度ドリフトを補償し、電波法の法定周波数範囲を守って変調出力を得ることが可能となる。また、上記の周波数補正機能は可変周波数幅の範囲で VCOの絶対周波数ばらつきを許容できるため、歩留り劣化を改善することができる。

[0047] ところで、 VCOlを構成する半導体素子の温度特性は、同調回路部 12内の可変容量ダイオード 106, 107に比べて、発振回路部 11を構成する能動素子 101の特性変化が大きぐ図 2や図 3のような構成の VCOの周波数温度ドリフトは一般に能動素子 101の温度変動に概ね支配される。したがって、可変容量ダイオード 106, 107の容量変化の温度特性は VCOの発振特性に大きく寄与せず、その結果、 VCOlの変調感度 (V — f特性および Vp— f特性の傾き）は、温度によって大きく変化しない。こ

T

のため、図 4 3における低温および高温時の V— f特性 B、 Cの勾配は、概ね常温

T

の V —f特性 Aに近い勾配となる。

T

[0048] したがって、上記の周波数温度補償により、概ね等、V — f特性カーブ上で、低

T

温、高温においても、常温と同一の DC成分を持つ FM変調電圧 V (中心電圧 V )を与えることで、概ね変調感度の等しい動作点で FM変調動作が可能となる。すなわち、 FM変調電圧発生部 2から出力される FM変調電圧 V (中心電圧 V ,振幅 Δν )

T A A

は、温度によらず概ね一定の値で必要な周波数変調幅を得ることが可能となる。

[0049] 上記は本変調信号発生回路をレーダ装置に適用した場合、測距離誤差を大幅に改善できることを意味する。例えば FM— CWレーダなどの測距離精度は、変調信号発生回路から出力される送信波の周波数変調幅 Δ ίに比例し、周波数変調幅 Δ ίは上記の VCOの変調感度に比例するため、低温、高温での変調感度が、常温の変調感度と概ね等しい場合、各温度で一定振幅の FM変調電圧を与えることで、温度によらず概ね一定の計測距離 (誤差 ±数％程度)が得られる。この誤差は、従来の V

Τ

f特性の異なる傾斜 (変調感度)で動作させる場合の低温、高温の常温変調感度に対する変化率 (低温では + 20〜 + 50%、高温では— 40〜― 20%)から得られる測距離誤差— 40%〜+ 50%に比べて、低温から高温で士数⁰ /₀程度に改善される。

[0050] この実施の形態では、独立に発振周波数を制御可能な 2つの可変インピーダンス回路を有する電圧制御発振器 (以下、 VCO)を利用し、一方を FM変調用に割り当て、他方を温度変動による周波数補償用に割り当てることにより、 FM変調とは独立に、 VCOの出力周波数の温度補償を実現することができる。すなわち、温度モニタ部で検出された温度 Tに応じて周波数補正電圧発生部カゝら出力される周波数補償電圧を調整し、発振回路側の温度変動を補償することにより、 VCOの発振周波数を概ね一定の範囲内に調整することができる。

[0051] また、この実施の形態では、 FM変調とは独立に、 VCOの出力周波数の温度補償を実現できるため、電波法の法定周波数範囲の制約により、温度毎に VCOの変調動作点を変化させる必要がなくなり、温度に対して VCOの変調感度が概ね変化しない動作点で FM変調が可能となる。すなわち、周波数補償電圧により VCOの周波数温度ドリフトを補償し、温度に依存しない一定の DC成分を持つ変調電圧により FM 動作させることにより、温度による変調感度の変動がほぼ解消され、出力信号の変調直線性を得るための変調補正電圧の温度データを大幅に簡素化し、試験'調整時間を大幅に削減することができる。また、温度によらず概ね一定の FM変調電圧で必要な周波数変調幅を得ることが可能となる。 [0052] また、上記の周波数補正機能により、半導体の製造ロット、プロセスごとにランダムに変化する VCOの絶対周波数ばらつきによる歩留り低下を改善できる。

[0053] 実施の形態 2.

図 6は、この発明にかかる変調信号発生回路の FM変調電圧発生部、周波数補正電圧発生部の回路構成を示すブロック図である。ここで示す回路構成は、 VCOlの制御に最低限必要な電圧の発生手段を示す構成要素であり、制御回路の電源電圧や、各回路の出力電圧範囲の制約などにより、必要に応じて回路構成が適宜変わり、本構成に示す限りではない。

[0054] 図 6に示す変調信号発生回路において、 FM変調電圧発生部 2は所定の直流分を中心に所定の電圧幅で周期的に変化する FM変調電圧を発生して、 VCOの一方の周波数制御端子に入力する。周波数補正電圧発生部 3は他方の周波数制御端子へ、上記 FM変調電圧発生部とは独立に筐体温度に応じて周波数補償電圧を出力する。温度モニタ部 4は回路の筐体温度を検出する。マイコン 7はメモリ（ROM) 8a〜8c と、 AZD変翻9と、データ制御部 10を内蔵する。

[0055] AZD変換器 9は、温度モニタ部 4からの電気信号をデジタル信号に変換する。 F M変調電圧用 DZA変換器 21は、メモリ 8a (変調電圧メモリ）の出力値に応じてデジタル値をアナログ値に変換する。電圧平滑化フィルタ 22は、 FM変調電圧用 DZA 変翻の出力の高周波成分を阻止して電圧波形を滑らかにする。周波数補償電圧用 DZA変換器 31は、メモリ 8c (周波数補正電圧メモリ）の出力値に応じてデジタル値をアナログ値に変換する。データ制御部 10は、検出した筐体温度に対応するデータの各メモリ 8a〜8cのアドレス値を出力するような制御信号を発生させ、 DZA変換器 21に対して必要なトリガ信号を発生する。

[0056] 図 7— 1に示すように、 FM変調電圧発生部 2は、 VCOlの出力周波数が、時間経過に対して直線的に変化するように、 VCO 1の変調電圧出力周波数特性 (曲線 A )に対し、逆勾配特性を持つ FM変調電圧（曲線 B)を出力する。マイコン 7に内蔵されたメモリ 8aには、上記の各温度の FM変調電圧データ（離散電圧値のデータ）が記憶されている。一方、メモリ 8b (時間メモリ）には、図 7— 2の C部詳細に示すように、 F M変調電圧用 DZA変翻 21に入力される FM変調電圧が滑らかな理想電圧（図 7 の曲線 B)に近づくように、上記メモリ 8a内の FM変調電圧 (離散電圧値のデータ）の出力時間を制御する各 FM変調電圧出力に対応した時間間隔データが記憶されている。

[0057] データ制御部 10は、上記温度モニタ部 4から AZD変換器 9を経て検出された筐体温度にしたがって、上記温度に対応するメモリ 8a内の FM変調電圧データとメモリ 8b 内の時間間隔データのアドレス値を読み取って出力し、メモリ 8bからの時間間隔データを受け取る。さらに、この時間間隔データに基づいてタイミング信号を発生させ、 FM変調電圧用 DZA変 21から FM変調電圧データが出力されるようにトリガ信号を出力する。メモリ 8aはデータ制御部 10からのアドレス値に対応する FM変調電圧を FM変調電圧用 DZA変翻 21にセット (設定)する。 FM変調電圧用 DZA変換器 21はデータ制御部 10からのトリガ信号に同期して、セットされた FM変調電圧を出力する（図 7— 2の実線 B' )。電圧平滑ィ匕フィルタ 22は、 FM変調電圧用 DZA変換器 3の出力周期に応じて生じるサンプリング雑音を落とす。

[0058] 上記のような回路構成により、メモリ 8a内の離散的な FM変調電圧データから、 VC Olの変調直線性を得るのに理想的な FM変調電圧波形 (点線 B)により忠実な FM 変調電圧波形 (変調目標電圧波形)を実現することができる。

[0059] 周波数補正電圧発生部 3は、図 4 2で説明したように、 VCOlの発振周波数が温度変化に対して概ね一定となるように、図 8に示すように、 VCOlの周波数補償電圧 —出力周波数特性（曲線 D)に対し、曲線 Eに示すような、逆勾配特性を持つ周波数補償電圧を出力する。すわなち、図 8の周波数補償電圧 Vp 出力周波数 f特性上で、図 7に示す常温の動作点 Pからの高温、低温における周波数ドリフト量 Δ ί (高温)

A

, Δ ί (低温）に等価な周波数変化量が得られる動作点 P ",Ρ "に対応する周波数補

B C

償電圧を出力する。マイコン 7に内蔵されたメモリ 8cには、上記の各温度の周波数補償電圧データ (離散値)が記憶されている。データ制御部 10は上記温度モニタ部 4 から AZD変 9を経て検出された筐体温度にしたがって、上記温度に対応するメモリ 8c内のアドレス値を出力する。メモリ 8cはデータ制御部 10からのアドレス値に対応する周波数補償電圧データを周波数補償電圧用 DZA変換器 31へセットする。周波数補償電圧用 DZA変翻 31は、メモリ 8cからセットされた周波数補償電圧を出力する。なお、周波数補償電圧用 DZA変換器 31の出力タイミング制御は、温度モニタ部 4により検出した温度に対応する一定電圧を出力する（時間波形ではない）ため、上記 FM変調電圧発生部 2のような、時間データに基づく出力時間間隔制御や波形平滑化は不要であり、図示はしていないが、変調トリガなどの所定のデータ出力周期に基づいて、出力制御を行えばよい。

[0060] 図 9は、上記のメモリ 8a〜8cが記憶する各温度で必要な温度データテーブル（図 9 — 1)と、 FM変調電圧 V (図 9— 2)および周波数補償電圧 Vp (図 9— 3)の各制御電

T

圧における波形の概念図を示す。符号 91は FM変調電圧データ、符号 92は時間間隔データ、符号 93は周波数補償電圧データをそれぞれ示してヽる。

[0061] 周波数補償電圧データ Vpは、それぞれ温度テーブル毎に格納され、 FM変調電圧データ V、時間間隔データ tは、それぞれ温度テーブル毎に時系列的に格納されている。マイコン 7は、温度モニタ部 4で検出された筐体温度 Tに対して、上記温度 T が最も近い温度 Tおよび T を探索し、この温度 Τ , T に対応するデータをメモリ 8 n n+1 n n+1

a〜8c内の所定アドレス力読み出して、各温度のデータ力線形あるいは多項式近似で補間することにより、筐体温度 Tに対応した FM変調電圧および周波数補償電圧を算出し出力する。図 9 2および図 9 3では、温度 Tに対応する電圧データ (F

0

M変調電圧 Vおよび周波数補償電圧 Vp)について、温度 Τ , Tから線形補間で算

T 1 2

出している例を示している。また、上記以外にも、 3温度以上のデータから多項式近似により算出してもよい。

[0062] 前述のとおり、 FM— CWレーダの測距離精度は VCOlの周波数変調幅 Δ ίに比例する。上記の各温度の補正電圧回路によって、測距離精度を 1%以下に抑えようとした場合、例えば、 VCOlの変調感度 500MHz/V,周波数変調幅 100MHzの FM CWレーダにおいては、許容される周波数変調幅の誤差は 1MHzとなり、これに必要な補正電圧は変調感度に反比例し、変調電圧幅 200mVp-pに対して、 ± 2mV 以下の精度となる。以上のような回路構成と補正データ出力方式により、各温度で高精度な FM補正変調電圧を得ることができる。

[0063] また、従来は電波法の制約により、各温度において FM変調の動作点を移動させる必要があつたため、図 15— 2に示すように常温の変調感度に対し、低温および高温の変調感度が大きく変動するため、この変調感度の温度変化を補償する FM変調電圧 (変調補正電圧)をあらかじめ計測、調整し、多数の温度データテーブルを必要とした力本発明では図 4のように各温度において VCOlの変調感度が概ね変化しない同一の動作点で FM変調を行うため、温度によって必要な変調補正電圧データが大きく変化しない。すなわち、図 9の概念図のように、温度により多数のデータを必要とした変調補正電圧データは、本発明では図 10に示すように温度によってほとんど変化しなくなり、格段に少ない変調補正電圧データで高精度な周波数変調出力を得ることができる。上記により、各変調補正電圧データ取得のための試験温度数が削減可能となり、試験、調整時間を大幅に削減することができる。

[0064] 次に FM変調データ（以下、変調補正データ）および周波数補償データの作成フロ一について、図 11の補正データ作成フロー図を用いて説明する。

[0065] 変調信号発生回路の出力周波数はこれまでの説明のとおり、 FM変調電圧 (動作点中心電圧）と周波数補償電圧によって決まるため、はじめに常温にて出力周波数が法定周波数内に入る各電圧を確定する。常温で設定する周波数補償電圧は、高温および低温での周波数補償分を考慮し、出力電圧範囲で得られる出力周波数変化幅の中心付近に対応する電圧値に設定する。

[0066] 次に、各温度での周波数補償電圧値を決定し (常温試験）、最後に各温度での F M変調補正電圧データを実測、算出する (温度試験)。

[0067] 以下に、常温での変調補正電圧および周波数補償電圧を決定するフローを説明する。まず初めに、 FM変調電圧 V (中心値)および周波数補償電圧 Vpの初期値 (d

T

efalt値)を設定し、 VCOlの各制御端子に入力する（stepl)。この初期電圧に対し、変調信号発生回路の出力周波数を測定する（step2)。出力周波数が目標の範囲に入っている場合は、上記の初期電圧を常温設定値とし、メモリに保持する（step3) 。出力周波数が目標に入っていない場合は、周波数補償電圧 Vpを調整限界範囲内で調整し、出力周波数を再測定する（step21〜23)。上記の Vp調整限界範囲内で目標周波数が得られな力た場合は、 FM変調電圧 Vを同様に調整限界範囲内で

T

調整し、周波数を再測定する（step24〜26)。 step22および step25で目標周波数が得られた場合は、上記の Vp, V調整値を常温設定値とし、メモリに保持する（step 3)。目標が得られな力つた場合は、 VCOlの出力周波数が各制御電圧の出力範囲内で、法定周波数範囲に入らないため、調整不可として次工程には進めず、保留とする（step27)。以上の処理にて、 FM変調電圧 V (中心電圧）および周波数補償電

T

圧 Vpの常温設定値が決定される。

[0068] 次に各温度での周波数補償電圧データを決めるフローを詳細に説明する。まず F M変調電圧 (動作点中心電圧)を固定 (step3のメモリ保持値)とし、常温における周波数補償電圧-出力周波数 (Vp—f特性)のデータ（図 8の曲線 D)を取得する（step

4)。この Vp—f特性は、先に述べた V—f特性と同様の理由により、低温および高温

T

においても概ね常温の Vp— f特性 Aに近い勾配となるため、各温度における周波数変化幅も上記の常温 Vp—f特性に概ね従うと考えてよい。

[0069] 一方、上記周波数補償電圧によって補償する出力周波数の温度ドリフト量も、素子および回路構成によって大枠が決まり、個体ごとのばらつきが少ない。予め、取得してお!/、た VCOlの出力の温度勾配を Δ fdMHzZ°Cとする。例えば常温 Toから低温 Tcになったときの周波数ドリフトは A fd * (Tc— To)となるため、図 8の曲線 D力も低温での補償電圧 Δνρが求められる。同様にして、曲線 Dから任意の温度における周波数補償電圧が算出され、曲線 Dのように与えられる。算出には取得した特性を多項式近似して、数式的に周波補償電圧を導出する（step5)。

以上の処理にて導出した、各温度での周波数補償電圧の温度テーブル（図 9)をメモリ 8cへデータとして書き込む（step6)。

[0070] 次に、各温度での変調補正電圧値を求めるフローについて図 11 2を参照して説明する。変調補正電圧は、先に述べたとおり、高精度な制御を必要とするため、各温度で得られる実測データから直接算出する。変調信号発生回路の周囲温度を設定し (step7)、目標温度に達した状態で、前工程で算出された試験温度に対応する周波数補償電圧（* 2)を設定する（step8)。この電圧設定により、変調信号発生回路の出力周波数は常温に近い周波数に補償される。次に、 VCOlの FM変調電圧端子に対して、テスト電圧パターン（時間に対して所定の勾配で直線的に変化する電圧）を入力し (step9)、周波数の時間変化を計測することにより、 V f曲線（図 8の

T

曲線 A)を取得する（step 10)。このときのテスト電圧の範囲は最初に決定した FM変調電圧 ( * 1)を中心電圧とし、モジュールで必要とされる変調周波数幅 Δ Bを出力可能な振幅を持つ FM変調電圧である。上記 V—f曲線は多項式近似により表現で

T

きるため、例えば、 2次式で近似した場合は式 1で与えられる（stepll)。

[0071] f=a*V²+b*V+c …（式 1)

[0072] 各温度で設定する FM変調電圧の中心電圧 (DC成分)を V (温度に依存しない一

0

定電圧）とすると、この DC電圧に対して出力される周波数を f とし、これを基準とした

0

任意の電圧における周波数変化幅 Δ fは式 2で表現される。

[0073] Δί=ί— f =a* (V²— V²)+b* (V— V) …（式 2)

0 0 0

[0074] 一方、補正後の周波数（目標の t f特性）は時間経過に対して周期的かつ直線的に変化するため、周期 Tm,変調周波数幅 ΔΒ,下限周波数 f に対し、式 3で与えられし

る。

[0075] f=(AB/Tm) *t+f …（式 3)

L

[0076] 上記式 2と同様に、時間 tにおいて、周波数 fが得られたとすると、これを基準とした

0 0

任意の時間における周波数変化幅 Δίは、式 4で表現される。

[0077] Δί=ί— f =(ΔΒΖΤπι) * (t— t) …（式 4)

0 0

[0078] 上記の式 1〜式 4から、変調補正に必要な下記式 5に示す t V特性（図 7の曲線 B) が算出される。

[0079] t=t + {a* (V²-V²)+b* (V-V ) }/( ΔΒ/Tm) …（式 5)

0 0 0

[0080] 上記式 5は、理想的な目標の t f特性を得るための t V関係式であり、この FM変調補正電圧をメモリに格納する離散的な電圧 Vnと離散的な時間 tnで得ようとすると、 FM変調電圧の DC成分 (温度に依存しない一定電圧）を V，時間を t (t=0)として、

0 0

時間間隔 t t で時系列的に並ぶ、下記式 6に示すような電圧および時間のデータ n n-1

が算出される（step 12)。

[0081] t =t +{a*(V ²— V²)+b*(V -V ) }/( ΔΒ/Tm)

-1 0 -1 0 -1 0

t =t

0 0

t =t +{a* (V²— V²)+b* (V - V)}/(AB/Tm) t =t + {a * (V ²— V ²) +b * (V - V ) }/ ( A B/Tm)

n 0 n 0 n 0

…(式 6)

[0082] 上記 (V_n, リの時系列データをメモリ 8a, 8bにそれぞれ格納し (stepl3)、所定時間間隔 t t 毎に対応する補正電圧 Vを出力すれば、式 5、すなわち図 7の曲線 B n n-1 n

に近い変調補正電圧を得ることができる。以上の処理を各温度に実施する（step 14 →step7)ことにより、使用温度範囲の変調補正電圧データを作ることができる。

[0083] 次に、上記で測定'作成した変調補正データから温度データを展開する方法について説明する。まず、上記のフローにより使用温度範囲を含む低温、高温、常温の 3 点の温度データ (変調補正データおよび式 1に示す V— f曲線の近似式の 1次およ

T

び 2次の係数）を計測'取得する。次に、この 3点の温度データ力メモリ 8a, 8bに格納する温度データ (例えば 12温度）に 3点力ものデータ補間により展開する。以下、例として、 3温度実測データ力も 12温度に展開する手順を説明する。はじめに、上記 3点の V— f曲線近似式の 1次， 2次係数から、線形あるいは 2次多項式補間により、

T

残りの 9温度の V— f曲線近似式の 1次， 2次の係数 a, bを算出する。次に補間により

T

算出した 1次， 2次の係数を用いて、 3温度の実測の場合と同じように式 3,式 4により、変調補正データ (変調補正電圧および時間間隔データ)を算出する。以上の手順で算出した実測 3温度と補間 9温度分の温度データ (変調補正電圧および時間間隔データ）をメモリ 8a, 8bに記憶させる。 FM変調電圧発生部 2は、上記の 12温度のデータテーブルから、検出された筐体温度に対して、最も近い 2つの温度データ力線形あるいは多項式近似で補間する（図 9— 2,図 9— 3参照)ことにより、筐体温度に対応した FM変調電圧を算出して出力する。

[0084] 上記のように、本発明の変調信号発生回路において、 V— f曲線近似式の 0次 (切

T

片)以外係数を用いずに補間処理をすることにより、精度の高い温度補間処理が可能となる。すなわち、式 1において、 1次以上の係数は V—f曲線の傾き（変調感度） τ

を表現しており、式 2および式 4は周波数変化幅に着目して変調補正電圧および時間の関係を導いている。本発明では先に述べた通り、 FM変調電圧の DC成分を一定とすることにより変調感度が概ね一定となるため、各温度で係数 a, bは概ね等しい値が得られる。このため、 0次係数を用いない 3温度の測定データからの温度補間により、十分な精度が得られる。一方、 0次 (切片）を含めた場合は、式 1および式 2の周波数に着目した式となり、下限周波数を与える FM電圧を V として、以下の式 7に示

min

す算出式となる。

[0085] t= (a *V² + b *V+c— f ) Z ( A BZTm)

L

f =a水 V ² + b水 V +c

L min min

…(式 7)

[0086] 式 7では、周波数と電圧の関係付けをするために、 V—f曲線近似式の 0次係数（

T

切片）を介在することになる。 0次の係数 cは、 VCO自身の周波数温度ドリフトと周波数補償電圧による温度補償により、係数 a, bに比べて誤差要素が大きぐ算出した時間データの誤差要因となる。

[0087] 以上のような FM変調および周波数補償の補正データ作成フローおよび温度補間方法により、少ない実測温度データから出力周波数の温度ドリフトを補償する周波数補償電圧データと、出力信号の高精度な変調直線性を得るのに理想的な変調補正電圧データを実現することができる。

[0088] この実施の形態によれば、出力周波数の温度ドリフトを補償し、温度に依存しない一定の DC成分を持つ変調電圧により FM動作させることにより、温度による変調感度の変動を低減し、格段に少な!ヽ変調補正電圧データで出力信号の変調直線性を得るのに理想的な FM変調電圧波形を作ることができる。さらに、各補正データ取得のための試験温度数が削減可能となり、試験 ·調整時間を大幅に削減することができる。

[0089] 実施の形態 3.

図 12は、この発明にかかる実施の形態 3の送受信モジュールの基本構成を示すブロック図である。ここで示す回路構成は、レーダ装置において測距離、測速度に必要なビート周信号を取り出すための必要最小限の送受信モジュール構成要素を示すものであり、 VCOの源発振周波数や、送受信のチャネル数、レーダ性能により、遁倍器や、スィッチ、増幅器など必要に応じて回路構成が適宜変わり、本構成に示す限りではない。

[0090] 図 12に示す送受信モジュールおいて、符号 70は本発明の実施の形態 1または 2 で説明した変調信号発生回路を示す。送信部 5は VCOlから出力される信号を送信し、送信信号の一部を分岐する。受信部 6は反射信号を受信し、送信部からの分波信号との混合波 (以下、ビート信号)を取り出す。

[0091] 変調信号発生回路 70は、実施の形態 1もしくは 2で説明したとおり、出力周波数ドリフトを補償し、所定の変調幅を有する FM変調波を出力する。この FM変調波は送信部 5により外部の目標物に放射される。目標物力の反射波は受信部 6により受信され、送信信号の分波信号と混合され、ビート信号が得られる。

[0092] この実施の形態によれば、実施の形態 1または 2に記載の変調信号発生回路を適用することにより、送受信モジュールの送信出力周波数の温度ドリフトを補償し、電波法の法定周波数範囲を守って変調出力を得ることが可能となり、送信出力信号の高精度な変調直線性を得ることができる。したがって、温度による誤差や時間変動の少な V、、周波数安定度の高、ビート信号が得られる送受信モジュールを構成することができる。

[0093] 実施の形態 4.

図 13は、この発明に力かる実施の形態 4によるレーダ装置の基本構成を示すプロック図である。図において、符号 70は本発明の実施の形態 1または 2で説明した変調信号発生回路である。レーダ装置は、送信部 5、受信部 6、送信アンテナ 50、受信ァンテナ 60、信号処理部 80を備えて構成される。

[0094] 変調信号発生回路 70は、出力周波数ドリフトを補償し、所定の変調幅を有する FM 変調波を出力する。この FM変調波は送信部 5で必要に応じて遁倍、増幅され、送信アンテナ 50から外部の目標物に発射される。送信信号の一部は受信部 6へ分波される。目標物からの反射波は受信部アンテナ 60によって受信され、受信部 6により必要に応じて増幅した後、送信信号の分波信号と混合され、ビート信号が得られる。ビート信号は信号処理部 80にて遅延時間とドッブラ偏移を抽出することにより、目標物との距離と相対速度を算出される。

[0095] この実施の形態によれば、レーダ装置の変調信号発生回路として、実施の形態 1または 2に記載の変調信号発生回路を適用することにより、電波法の法定周波数範囲を守って変調出力を得ることが可能となり、送信出力信号の高精度な変調直線性を得ることができるため、温度による誤差や時間変動の少ない、高い測距離精度と測速度精度をもつレーダ装置を構成できる。

産業上の利用可能性

以上のように、本発明にかかる変調信号発生回路は、周波数の温度ドリフトの大きいマイクロ波，ミリ波自走発振器を適用した FM— CWレーダ装置などの測距離'測速度計測用のレーダ装置に有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 周波数が時間経過に対して周期的かつ直線的に変化する送信波を出力する変調信号発生回路において、

回路の筐体温度を検出する温度モニタ部と、

入力される制御電圧に基づいて独立に発振周波数を制御する 2つの可変インピーダンス回路を有する電圧制御発振器と、

上記一方の可変インピーダンス回路に対し、上記温度モニタ部で検出した筐体温度に応じて、発振周波数の温度ドリフトを補償する電圧を出力する周波数補正電圧発生部と、

上記周波数補正電圧発生部による温度ドリフト補償条件下で、上記他方の可変ィンピーダンス回路に対し、温度に依存しな、一定の直流分と所定の交流分から成る変調電圧を出力する FM変調電圧発生部と、

を備えたことを特徴とする変調信号発生回路。

[2] 上記 FM変調電圧発生部は、

上記電圧制御発振器の FM変調電圧出力周波数特性が、動作温度範囲内で概ね一定となる動作点で FM変調を施すことを特徴とする請求項 1に記載の変調信号発生回路。

[3] 上記周波数補正電圧発生部は、

上記電圧制御発振器の発振周波数の温度ドリフトを補償する周波数補償電圧の温度データを記憶するメモリと、

設定された周波数補償電圧の温度データをアナログ値に変換する DZA変と上記温度モニタ部により検出された筐体温度にしたがって、上記メモリが当該温度に対応する温度データを上記 DZA変換器へ出力するように制御するデータ制御部とを備え、上記 FM変調電圧発生部は、

上記電圧制御発振器の発振周波数が時間経過に対して周期的かつ直線的に変化するような各温度毎の変調目標電圧波形を、予め時系列の離散電圧のデータとして記憶する変調電圧メモリと、上記時系列の離散電圧の各出力時間間隔のデータを記憶する時間メモリと、上記温度モニタ部により検出された筐体温度にしたがって、当該温度に対応する上記時間メモリに記憶された各出力時間間隔のデータを読み出し、上記 DZA変換器がこの時間間隔に基づいて、上記変調電圧メモリの離散電圧の出力を DZA変換するように制御するデータ制御部と、

を備えたことを特徴とする請求項 1に記載の変調信号発生回路。

[4] 上記 FM変調電圧発生部は、

使用温度範囲を包含する少なくとも 3点の温度にぉ、て、予め計測した FM変調電圧一発振周波数特性に基づいて算出した変調補正温度データ力線形あるいは多項式補間処理により算出した離散的な温度データを、上記変調電圧メモリおよび時間メモリに格納し、上記温度モニタ部で検出した筐体温度に対して、当該離散的な温度データの補間処理により FM変調電圧を算出'出力することを特徴とする請求項 3に記載の変調信号発生回路。

[5] 請求項 1から請求項 4のいずれか一つに記載の変調信号発生回路を備え、 FM変調波を送受信し、送信波と受信波の混合波からビート信号を出力することを特徴とする送受信モジュール。

[6] 請求項 1から請求項 4のいずれか一つに記載の変調信号発生回路を備え、 FM変調波を送受信し、送信波と受信波の混合波から得るビート信号を信号処理することにより、目標物との相対距離、相対速度を算出することを特徴とするレーダ装置。