JP6049817B1 - パワー制御可能な無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】安価で、環境変動に影響されにくいパワー制御が可能な無線通信装置を提供する。【解決手段】パワー制御が可能な無線通信装置は、ゲインコントロール信号に基づいて、ゲインが制御可能な可変ゲインアンプＰＧＡと、第１基準パワーと、第１基準パワーとは異なる第２基準パワーとを生成する基準パワー生成回路ＲＰＧと、可変ゲインアンプから出力される高周波信号のパワー、基準パワー生成回路によって生成された第１基準パワーおよび第２基準パワーが、選択的に供給されるセンサー回路と、センサー回路からのセンサー出力に基づいて、ゲインコントロール信号を生成する制御回路を備える。制御回路は、第１基準パワーに対応した第１センサー出力と、第２基準パワーに対応した第２センサー出力と、高周波信号のパワーに対応した高周波センサー出力との比に基づいて、パワーを制御するとき、ゲインコントロール信号を生成する。【選択図】図２

Description

本発明は、パワー制御可能な無線通信装置に関し、特にミリ波レーダ用無線通信装置に関する。

現在、ミリ波レーダ用無線通信装置は、高価であるため、一部の高級車のみに適用されている。ミリ波レーダを一般大衆車まで普及させるため、安価なミリ波レーダ用無線通信装置（ＭＭＩＣ：Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）の開発が求められている。

一方で、各国の電波法では、ミリ波レーザの許容出力電力の範囲が、規定されている。許容出力電力の範囲のうち、最小出力電力は、日本の電波法によって規定されている。すなわち、日本の電波法によれば、最小出力電力は、最大出力電力から４．７７ｄＢの幅に収めることが要求される。

この電波法による出力電力幅の規定を満足するために、ミリ波レーダ用装置には、電力調整技術が用いられているが、これが、コストアップの要因となっている。電力調整技術の低価格化が実現できれば、安価なミリ波レーダ用装置の提供が可能となる。

ミリ波レーダの電力調整に関する技術は、例えば特許文献１および特許文献２に記載されている。

特許４４２９３４７号公報 特許４０８７８０３号公報

無線通信装置は、電波法や無線通信装置の特性上の理由で、その出力電力を調整することが要求されることがある。例えば、上述したように、許容出力電力の範囲内に、無線通信装置の出力電力（以下、パワーとも称する）が、収まるように、無線通信装置を調整することが要求される。

一方、無線通信装置のパワーは、ばらつく。このばらつきは、主に、次に述べる２種類の要因によって生じる。先ず、第１の要因は、無線通信装置を構成する高周波部品、例えばＭＭＩＣ、ＭＭＩＣとＭＭＩＣを制御するマイクロプロセッサとを搭載するモジュール基板、アンテナ等を、製造するときに生じる製造ばらつきに起因するものである。第２の要因は、送信動作中における、無線通信装置へ給電されている電源電圧の変動、周囲の温度変化等の環境変動に起因するものである。ここで、第１の要因は、無線通信装置を製造する初期に発生する初期ばらつきに起因していると見なすことができる。これに対して、第２の要因は、環境ばらつきに起因していると見なすことができる。

第１の要因によって生じるばらつきについては、無線通信装置に、出力電力を調整する回路ブロックを設けることにより、対策を図ることが可能である。すなわち、無線通信装置を出荷する前に、無線通信装置の出力電力を測定し、出力電力を調整する回路ブロックで、所定の出力電力となるように調整する。これにより、初期ばらつきに起因する出力電力のばらつきを抑制することが可能である。例えば、このような技術は、特許文献１に記載されている。特許文献１に記載されている技術では、環境ばらつきに起因して生じる出力電力のばらつきは、抑制することは困難である。

一方、第２の要因によって生じるばらつきの対策は、例えば、特許文献２に記載されているような技術がある。すなわち、電流モニタ回路と温度モニタ回路を設け、環境変動に対応して出力電力を調整する。これにより、環境ばらつきによって生じる出力電力のばらつきを抑制することが可能となる。

しかしながら、環境変動に対応するために、環境変動に対するテーブルを作成して、マイクロプロセッサに書き込む工程が必要とされる。また、テーブルを作成するためには、出荷する前に、温度依存性のデータ等を収集することが必要とされる。そのため、出荷までの工数が増加し、無線通信装置の製造に掛かる費用が増加することになる。

本発明の目的は、安価で、環境変動に対応して出力電力の調整が可能なパワー制御可能な無線通信装置を提供することにある。

本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

一実施の形態において、パワー制御可能な無線通信装置は、ゲインコントロール信号に基づいて、ゲインが制御可能な可変ゲインアンプと、基準パワー生成回路と、センサー回路と、ゲインコントロール信号を生成する制御回路とを備えている。ここで、基準パワー生成回路は、第１基準パワーと、第１基準パワーとは異なる第２基準パワーとを生成する。また、センサー回路は、可変ゲインアンプから出力される高周波信号のパワー、第１基準パワーおよび第２基準パワーが、選択的に供給される。制御回路は、センサー回路からのセンサー出力に基づいて、ゲインコントロール信号を生成する。制御回路は、センサー回路からの、第１基準パワーに対応した第１センサー出力と、第２基準パワーに対応した第２センサー出力と、高周波信号のパワーに対応した高周波センサー出力との比に基づいて、パワーを制御するとき、ゲインコントロール信号を生成する。

また、一実施の形態において、パワー制御可能な無線通信装置は、マイクロプロセッサと、マイクロプロセッサによってパワー制御される半導体装置とを備えている。ここで、半導体装置は、送信信号を増幅するアンプであって、ゲインコントロール信号によってゲインを変えることが可能な可変ゲインアンプと、可変ゲインアンプからの高周波信号を増幅して、アンテナへ伝達するパワーアンプと、パワーアンプからアンテナへ伝達される高周波信号のパワーを検出するパワーセンサーと、パワーセンサーと可変ゲインアンプとマイクロプロセッサに結合されたインタフェース回路とを備えている。さらに、パワーセンサーは、第１基準パワーと第１基準パワーとは異なる第２基準パワーを生成する基準パワー生成回路と、インタフェース回路を介して、マイクロプロセッサからの制御に従って、第１基準パワー、第２基準パワーおよび高周波信号のパワーを選択する選択回路とを備えている。

上記したマイクロプロセッサは、選択回路によって、第１基準パワーを選択したときにパワーセンサーから出力される第１センサー出力と、第２基準パワーを選択したときにパワーセンサーから出力される第２センサー出力と、高周波信号のパワーを選択したときにパワーセンサーから出力される第３センサー出力とを、インタフェース回路を介して、受ける。マイクロプロセッサは、第１センサー出力と、第２センサー出力と、第３センサー出力との間の比に基づいて、無線通信装置のパワーを制御するとき、ゲインコントロール信号を形成し、インタフェース回路を介して、可変ゲインアンプへ供給する。

第１基準パワーおよび第２基準パワーは、環境変動に対して、変動の少ない基準パワーである。この第１基準パワーに対応した第１センサー出力と、第２基準パワーに対応した第２センサー出力と、所望のパワーのときの高周波信号のパワーとの比に基づいて、パワーを制御するとき、ゲインコントロール信号が生成される。比は、環境変動に対して一定となるため、パワーを制御するとき、環境変動が生じていても、パワーを所望のパワーへ調整することが可能となる。また、環境変動に対応するテーブルを作成することが要求されないため、安価でパワー制御可能な無線通信装置を提供することが可能となる。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。

安価で、環境変動に影響されにくいパワー制御が可能な無線通信装置を提供することが可能となる。

実施の形態１に係わる無線通信装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係わる無線通信装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係わるパワー制御の原理を示す特性図である。 （Ａ）〜（Ｃ）は、実施の形態１に係わる基準パワー生成回路を説明するための波形図である。 実施の形態１に係わるパワーセンサーの特性を示す特性図である。 実施の形態１に係わるパワーセンサーの特性を示す特性図である。 実施の形態１に係わるパワーセンサーの構成を示す回路図である。 実施の形態２に係わるパワーセンサーの構成を示す回路図である。 実施の形態２に係わるパワー制御の原理を説明するための特性図である。 実施の形態２に係わるパワー制御の原理を説明するための特性図である。 実施の形態２に係わるパワーセンサーの特性を示す特性図である。 実施の形態２に係わる無線通信装置の精度を示す特性図である。 本発明者が検討した無線通信装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一部分には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は、原則として省略する。また、以下では、無線通信装置として、ミリ波レーダに用いられる無線通信装置を例にして説明する。

（実施の形態１）
実施の形態を説明する前に、実施の形態の特徴をより明確にするために、本発明者らが、本発明に先だって検討した無線通信装置の構成を説明しておく。

＜検討無線通信装置＞
図１３は、検討した無線通信装置の構成を示すブロック図である。図１３において、ＭＯＤは、無線通信装置に内蔵されるモジュールを示している。モジュールＭＯＤは、ＭＭＩＣおよびマイクロプロセッサ等を備えており、これらのＭＭＩＣおよびマイクロプロセッサは、モジュール基板に搭載されて、モジュールＭＯＤが構成されている。このようなモジュールＭＯＤを、本明細書においては、無線通信装置と見なす。

図１３においては、ＭＭＩＣとして、無線送信回路を構成する送信用半導体装置が、ＴＸ−ＩＣとして描かれている。また、マイクロプロセッサは、図１３では、ＭＰＵとして描かれている。図１３において、ＡＮＴは、アンテナを示している。アンテナＡＮＴは、図１３では、モジュールＭＯＤに備えられているように描かれているが、アンテナＡＮＴは、モジュールＭＯＤの外部に設けるようにしてもよい。また、図１３では、省略しているが、モジュールＭＯＤは、無線受信回路を構成する受信用半導体装置ＲＸ−ＩＣも備えており、受信用半導体装置（以下、受信半導体とも称する）ＲＸ−ＩＣは、送信用半導体装置（以下、送信半導体とも称する）ＴＸ−ＩＣと同様に、モジュール基板に搭載されている。

図１３には示されていない処理装置から、送信する送信信号が送信半導体ＴＸ−ＩＣへ供給される。送信半導体ＴＸ−ＩＣは、送信信号を高周波信号へ変換し、アンテナＡＮＴへ伝達する。これにより、アンテナＡＮＴから、送信信号に従った高周波信号が出力されることになる。また、アンテナＡＮＴで受信した高周波信号は、受信半導体ＲＸ−ＩＣに供給され、受信半導体ＲＸ−ＩＣによって低周波の信号へ周波数変換され、例えば復号化されて、図示されていない処理装置へ受信信号として供給される。これにより、アンテナＡＮＴが受信した高周波信号に従った受信信号が、受信半導体ＲＸ−ＩＣから処理装置へ供給されることになる。

マイクロプロセッサ（以下、単にプロセッサとも称する）ＭＰＵは、送信半導体ＴＸ−ＩＣおよび受信半導体ＲＸ−ＩＣに結合され、送信半導体ＴＸ−ＩＣおよび受信半導体ＲＸ−ＩＣを制御する。プロセッサＭＰＵは、送信半導体ＴＸ−ＩＣおよび受信半導体ＲＸ−ＩＣの種々の動作を制御するが、図１３には、プロセッサＭＰＵによって、送信半導体ＴＸ−ＩＣの出力電力（パワー）を制御する部分のみが描かれている。

送信半導体ＴＸ−ＩＣは、電圧制御発振回路ＶＣＯ、バイアス回路ＢＣＴ、可変ゲインアンプＰＧＡおよびパワーアンプＰＡを備えている。さらに、送信半導体ＴＸ−ＩＣは、シリアルインタフェース回路ＳＰＩ（Ｓｅｒｉａｌ Ｐｅｒｉｐｈｅｒａｌ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ：以下、インタフェース回路ＳＰＩとも称する）、アナログ／デジタル変換回路（以下、Ａ／Ｄ変換回路とも称する）ＡＤＣ、温度センサーＴＳＮを備えている。

ここでは、送信半導体ＴＸ−ＩＣが、処理装置からの送信信号を、位相変調し、位相変調された高周波信号を、アンテナＡＮＴから出力する例を説明する。

送信信号は、電圧制御発振回路ＶＣＯに制御電圧として供給される。これにより、電圧制御発振回路ＶＣＯは、送信信号の電圧に従った周波数を有する高周波信号を出力することになる。送信信号の電圧に従って、周波数が変化するため、高周波信号の位相が、送信信号に従って変化することになる。その結果、位相変調が行われることになる。電圧制御発振回路ＶＣＯから出力された高周波信号は、可変ゲインアンプＰＧＡによって増幅され、さらにパワーアンプＰＡによって増幅され、アンテナＡＮＴへ伝達される。

可変ゲインアンプＰＧＡおよびパワーアンプＰＡのそれぞれは、バイアス回路ＢＣＴによって、所定のバイアスが供給される。バイアス回路ＢＣＴは、インタフェース回路ＳＰＩを介してプロセッサＭＰＵによって、予め所定のバイアスを形成するように設定される。すなわち、初期ばらつきに起因する出力電力のばらつきが、予め測定され、初期ばらつきに起因する出力電力のばらつきを抑制するように、プロセッサＭＰＵは、バイアス回路ＢＣＴを設定する。

可変ゲインアンプＰＧＡは、インタフェース回路ＳＰＩを介して、プロセッサＭＰＵからゲインコントロール信号が供給される。可変ゲインアンプＰＧＡは、ゲインコントロール信号に従ったゲインで、電圧制御発振回路ＶＣＯからの高周波信号を増幅することになる。送信半導体ＴＸ−ＩＣの出力電力の調整、すなわちパワーの制御は、ゲインコントロール信号によって、可変ゲインアンプＰＧＡのゲインを変更することにより、実施することになる。

温度センサーＴＳＮは、温度を測定し、温度に従ったアナログ信号をＡ／Ｄ変換回路ＡＤＣへ供給する。Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣは、温度に従ったアナログ信号をデジタルデータへ変化し、変換結果をインタフェース回路ＳＰＩへ供給する。

プロセッサＭＰＵは、ルックアップテーブルＬＵＴを備えている。このルックアップテーブルＬＵＴには、例えば無線通信装置（モジュールＭＯＤ）を出荷する前、例えば検査工程において、温度に応じた可変ゲインアンプＰＧＡの最適な設定値と、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣの変換結果との対応関係を書き込む。

ルックアップテーブルＬＵＴに、温度に応じた可変ゲインアンプＰＧＡの最適値とＡ／Ｄ変換回路ＡＤＣの変換結果の対応関係が格納された状態で、無線通信装置（モジュールＭＯＤ）は、出荷される。

図１３に示した無線通信装置を用いたミリ波レーダで、距離を測定するとき（以下、測距時とも称する）に、温度センサーＴＳＮは、温度に応じたアナログ信号を出力する。出力されたアナログ信号は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣによって変換され、変換結果が、インタフェース回路ＳＰＩを介して、プロセッサＭＰＵへ供給される。プロセッサＭＰＵは、供給された変換結果を基にして、ルックアップテーブルＬＵＴに格納されている複数の設定値から対応する設定値を検索する。検索により、変換結果に対応する最適値を読み出し、読み出した最適値を、インタフェース回路ＳＰＩを介して、可変ゲインアンプＰＧＡへ、ゲインコントロール信号として供給する。これにより、温度に合わせて、可変ゲインアンプＰＧＡのゲインを設定することが可能となる。すなわち、温度に合わせて、無線通信装置のパワーを制御し、パワーを調整することが可能となる。

図１３に示した無線通信装置においては、送信半導体ＴＸ−ＩＣの出力電力を検出しているのではなく、温度を検出して、出力電力の調整を行っている。そのため、送信半導体ＴＸ−ＩＣの出力電力の変化が、例えば可変ゲインアンプＰＧＡまたは／およびパワーアンプＰＡ等の経年変化によって生じている場合には、無線通信装置の出力電力を所望の値に調整することは困難となる。また、ルックアップテーブルＬＵＴに書き込む対応関係を求める工程と、求めた対応関係をルックアップテーブルＬＵＴに書き込む工程が必要とされる。これにより、無線通信装置を製造するのに要する費用が増加することが懸念される。

＜パワー制御可能な無線通信装置の構成＞
次に実施の形態１に係わるパワー制御可能な無線通信装置（ＭＯＤ）の構成を説明する。図１および図２のそれぞれは、パワー制御可能な無線通信装置の構成を示すブロック図である。図１は、無線通信装置を出荷する前の状態を示しており、図２は、距離を測定しているとき（測距時）の状態を示している。距離を測定しているときに、無線通信装置の出力電力（パワー）が制御されるため、図２は、出力電力を制御しているときの状態が示されていると見なすことができる。

無線通信装置（ＭＯＤ）は、出荷前における動作と、測距時の動作とが異なる。図１は、出荷前の動作の状態を示し、図２は、測距時の動作を示している。無線通信装置の構成は、出荷前と測距時とで、同じであるが、図１および図２は、それぞれのときの動作を示すように描かれているため、部分的に異なる部分がある。実施の形態１に係わるパワー制御可能な無線通信装置の構成は、図１３に示した無線通信装置の構成と類似している。そのため、相違する部分を主に説明するが、説明の都合上必要がある場合には、同じ部分についても説明する。

パワー制御可能な無線通信装置（図１および図２において、モジュールＭＯＤ）は、複数の高周波部品を備えているが、図１および図２には、複数の高周波部品のうち、送信半導体ＴＸ−ＩＣ、受信半導体ＲＸ−ＩＣおよびプロセッサＭＰＵ（制御回路）のみが示されている。受信半導体ＲＸ−ＩＣの構成は、詳しく示されていないが、アンテナＡＮＴが受信した高周波信号を、低周波信号へ周波数変換し、復号化して、図示しない処理装置へ受信信号として供給する。

送信用半導体装置ＴＸ−ＩＣは、処理装置からの送信信号を、高周波信号へ変換し、アンテナＡＮＴへ伝達し、アンテナＡＮＴから出力する。プロセッサＭＰＵは、送信半導体ＴＸ−ＩＣおよび受信半導体ＲＸ−ＩＣを制御する。

図示しない処理装置は、送信半導体ＴＸ−ＩＣへ供給した送信信号と、受信半導体ＲＸ−ＩＣから供給された受信信号とに基づいて、物体との距離を求める。

送信半導体ＴＸ−ＩＣは、１個の半導体チップに、周知の半導体製造技術によって形成された複数の回路ブロックを備えているが、図１および図２には、説明に必要な回路ブロックのみが描かれている。送信半導体ＴＸ−ＩＣは、電圧制御発振回路ＶＣＯ、可変ゲインアンプＰＧＡ、パワーアンプＰＡ、パワーセンサーＰＳＮ、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣおよびインタフェース回路ＳＰＩを備えている。

処理装置からの送信信号が、電圧制御発振回路ＶＣＯの制御電圧として供給される。これにより、電圧制御発振回路ＶＣＯは、送信信号に従った周波数の高周波信号を出力する。電圧制御発振回路ＶＣＯから出力された高周波信号は、可変ゲインアンプＰＧＡによって増幅され、さらにパワーアンプＰＡによって増幅される。パワーアンプＰＡによって増幅された高周波信号が、アンテナＡＮＴに伝達され、アンテナＡＮＴから無線信号として送信される。アンテナＡＮＴから送信される高周波信号のパワー、すなわちパワーアンプＰＡから出力される高周波信号のパワーが、測距時に、所望の値となるように制御（調整）される。言い換えるならば、無線通信装置の出力電力が、測距時に、制御される。

なお、特に制限されないが、送信信号に従って高周波信号の位相が変化するため、図１３で説明したのと同様に、実施の形態１に係わる無線通信装置は、位相変調方式を採用している場合を示している。勿論、位相変調方式に限定されず、振幅変調方式、周波数変調方式等の種々の方式を採用することが可能である。

パワーセンサーＰＳＮは、基準パワー生成回路ＲＰＧ、センサー回路ＳＣＣおよび選択回路ＳＥＬを備えている。基準パワー生成回路ＲＰＧは、基準パワー選択信号Ｐｈｅ、Ｐｂｅを受け、環境変動に対して変化が少ない第１基準パワーＰＷ１または第２基準パワーＰＷ２を生成する。ここで、第１基準パワーＰＷ１と第２基準パワーＰＷ２とは、値が異なっている。選択回路ＳＥＬには、基準パワー生成回路ＲＰＧによって生成された第１基準パワーＰＷ１または第２基準パワーＰＷ２と、パワーアンプＰＡから出力される高周波信号の一部が、分配され、高周波信号のパワーＰＦとして供給される。選択回路ＳＥＬは、パワー選択信号ＳＩに従って、基準パワー生成回路ＲＰＧにより生成された基準パワー（第１基準パワーＰＷ１または第２基準パワーＰＷ２）または高周波信号のパワーＰＦを選択し、センサー回路ＳＣＣへ供給する。センサー回路ＳＣＣは、供給された基準パワー（第１基準パワーＰＷ１または第２基準パワーＰＷ２）または高周波信号のパワーＰＦに対応するセンサー出力を出力する。

パワーセンサーＰＳＮから出力されたセンサー出力は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣへ供給される。Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣは、センサー出力をデジタルデータへ変換し、変換されたデジタルデータを、インタフェース回路ＳＰＩへ供給する。インタフェース回路ＳＰＩは、プロセッサＭＰＵ、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣ、パワーセンサーＰＳＮ、バイアス回路ＢＣＴおよび可変ゲインアンプＰＧＡに結合されている。インタフェース回路ＳＰＩは、プロセッサＭＰＵによって制御される。すなわち、プロセッサＭＰＵからの指示に従って、プロセッサＭＰＵと送信半導体ＴＸ−ＩＣに含まれている回路ブロック（Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣ、パワーセンサーＰＳＮ、バイアス回路ＢＣＴおよび可変ゲインアンプＰＧＡ）との間の信号の伝達を制御する。

プロセッサＭＰＵは、プログラムが格納されたメモリ回路ＲＭと、パワー制御に用いられるデータが格納されるメモリ回路ＭＭ（記憶回路）とを備えている。プロセッサＭＰＵは、メモリ回路ＲＭに格納されているプログラムに従って、種々の処理を行う。パワー制御に関して行う処理の一例を述べると、プログラムに従って、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩの制御、パワー選択信号ＳIの形成、基準パワー選択信号Ｐｂｅ、Ｐｈｅの形成およびパワー制御を行うための演算等を実行する。

また、バイアス回路ＢＣＴは、可変ゲインアンプＰＧＡおよびパワーアンプＰＡ用のバイアスを発生し、それぞれに供給する。バイアス回路ＢＣＴは、インタフェース回路ＳＰＩから設定情報が供給された場合、設定情報に従って、可変ゲインアンプＰＧＡおよびパワーアンプＰＡへ供給されるバイアスを設定する。

＜出荷前の動作＞
図１を用いて、パワー制御可能な無線通信装置ＭＯＤを出荷する前、より具体的な例で説明すると、無線通信装置ＭＯＤを検査する工程で行われる動作を説明する。

図１には、無線通信装置ＭＯＤ以外に、外部測定器ＴＳＴが示されている。この外部測定器ＴＳＴを用いて、無線通信装置ＭＯＤが送信する高周波信号を測定する。外部測定器ＴＳＴは、特に制限されないが、アンテナＡＮＴ−Ｔと、パワーメータＰＭＥと、制御ユニットＣＮＴとを備えている。パワーメータＰＭＥは、アンテナＡＮＴ−Ｔが受信した高周波信号のパワーを測定し、測定した高周波信号のパワーを示す測定信号を制御ユニットＣＮＴへ供給する。制御ユニットＣＮＴは、供給された測定信号に基づいた測定結果を、無線通信装置ＭＯＤ内のプロセッサＭＰＵへ出力する。このように、検査のときには、無線通信装置から出力されている高周波信号（無線信号）のパワーを、外部測定器ＴＳＴによって、直接的に測定することが可能である。

＜＜製造ばらつき起因によるばらつきの低減＞＞
先ず検査工程において、製造ばらつきに起因する無線通信装置の出力電力のばらつきを低減する処理を行う。このために、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、プロセッサＭＰＵからインタフェース回路ＳＰＩへ供給された信号を、設定情報として、バイアス回路ＢＣＴへ伝達するように指示する。次に、所定の送信信号を、制御電圧として電圧制御発振回路ＶＣＯに供給する。これにより、電圧制御発振回路ＶＣＯは、所定の周波数の高周波信号を、アンテナＡＮＴから出力する。

外部測定器ＴＳＴは、無線通信装置ＭＯＤから出力された高周波信号をアンテナＡＮＴ−Ｔで受信する。受信した高周波信号のパワーをパワーメータＰＭＥで測定し、測定信号を制御ユニットＣＮＴへ供給する。制御ユニットＣＮＴは、供給された測定信号に基づいた測定結果を、無線通信装置ＭＯＤ内のプロセッサＭＰＵへ供給する。プロセッサＭＰＵは、供給された測定結果から、無線通信装置ＭＯＤの出力電力を把握し、目標とする所望の電力となるような設定信号を形成し、インタフェース回路ＳＰＩを介して、バイアス回路ＢＣＴへ供給する。バイアス回路ＢＣＴは、供給された設定信号を、設定して、設定情報に基づいたバイアスを形成し、可変ゲインアンプＰＧＡおよびパワーアンプＰＡへ供給する。これにより、無線通信装置ＭＯＤの出力電力が、所望のパワー（目標電力）となるように、可変ゲインアンプＰＧＡおよびパワーアンプＰＡのそれぞれのゲインが、設定される。

＜＜パワー調整に用いる比の取得＞＞
上記した処理を実行することによって、製造ばらつきに起因する出力電力のばらつきが低減されることになる。製造ばらつきに起因したばらつきの低減を図ったあと、環境変動の際に、パワーを調整（制御）するために使用する比を取得する。この実施の形態では、比として内分比を用いる場合を説明する。内分比を取得するために実行される処理を、図１および図３を基にして、説明する。

図３は、測距時において、環境変動の際に実施するパワー調整の原理を示す特性図であり、パワーセンサーＰＳＮの特性を示している。図３において、横軸は、選択回路ＳＥＬに供給される電力（パワー）を示しており、縦軸はセンサー回路ＳＣＣからの出力（センサー出力）を示している。ここで、センサー出力は、例えば電圧である。図３において、直線Ａは、図１に示した状態、すなわち検査のときの特性を表しており、直線Ｂは、測距時のときの特性を表している。

無線通信装置ＭＯＤの出力電力が、目標電力となっている状態で、プロセッサＭＰＵは、プロセッサＭＰＵが形成するパワー選択信号が、選択回路ＳＥＬに供給されるように、インタフェース回路ＳＰＩを制御する。これにより、プロセッサＭＰＵが形成したパワー選択信号が、インタフェース回路ＳＰＩを介して、パワー選択信号ＳＩとして、選択回路ＳＥＬへ供給されるようになる。このとき、プロセッサＭＰＵは、選択回路ＳＥＬに対して、高周波信号のパワーＰＦを選択するパワー選択信号を形成する。これにより、パワーアンプＰＡから出力されている高周波信号の一部が、高周波信号のパワーＦＰとして、選択回路ＳＥＬを介して、センサー回路ＳＣＣに供給されることになる。このとき、パワーアンプＰＡから出力されている高周波信号は、目標電力に対応したパワーを有しているため、センサー回路ＳＣＣへ供給される高周波信号のパワーＰＦも、目標電力に対応したパワーを有していることになる。

このときの高周波信号のパワーＰＦが、目標電力Ｐｏとして、図３に示されている。高周波信号のパワーＰＦが、目標電力Ｐｏのとき、センサー回路ＳＣＣからは、図３に示すような目標電力Ｐｏに対応したセンサー出力Ｓ０（高周波信号のパワーＰＦに対応したセンサー出力：第３センサー出力）が出力される。

このセンサー出力Ｓ０は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣによって、デジタルデータへ変換され、インタフェース回路ＳＰＩへ供給される。このとき、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣからインタフェース回路ＳＰＩへ供給されているデジタルデータを、プロセッサＭＰＵへ出力するように指示する。これにより、高周波信号のパワーＰＦに対応したセンサー出力が、プロセッサＭＰＵに供給されることになる。このときの高周波信号のパワーＰＦは、目標電力Ｐｏに対応しているため、センサー出力は、目標電力Ｐｏに対応したセンサー出力Ｓ０である。プロセッサＭＰＵは、供給されたデジタルデータ、すなわちセンサー出力Ｓ０に対応したデジタルデータを、メモリ回路ＭＭへ格納する。

次に、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、プロセッサＭＰＵが形成する基準パワー選択信号およびパワー選択信号を、基準パワー生成回路ＲＰＧおよび選択回路ＳＥＬへ供給するように指示する。このとき、プロセッサＭＰＵは、例えば基準パワー選択信号Ｐｂｅを形成し、また、基準パワー生成回路ＲＰＧによって生成された基準パワー（ＰＷ１またはＰＷ２）を選択するパワー選択信号ＳＩを形成する。

基準パワー生成回路ＲＰＧは、インタフェース回路ＳＰＩを介して、基準パワー選択信号Ｐｂｅが供給されることにより、第１基準パワーＰＷ１を生成し、選択回路ＳＥＬへ供給する。選択回路ＳＥＬは、インタフェース回路ＳＰＩを介して、基準パワー生成回路ＲＰＧによって生成された基準パワーを選択するパワー選択信号ＳＩが供給されているため、供給されている第１基準パワーＰＷ１を選択し、センサー回路ＳＣＣへ供給する。

基準パワー生成回路ＲＰＧについては、後で図４および図７を用いて詳しく説明するが、基準パワー選択信号Ｐｂｅが供給されたとき、基準となる第１基準パワーＰＷ１を生成し、基準パワー選択信号Ｐｈｅが供給されたとき、基準となる第２基準パワーＰＷ２を生成する。基準パワー生成回路ＲＰＧは、環境変動に対して、変化の少ない（依存性の低い）第１基準パワーＰＷ１および第２基準パワーＰＷ２を生成する。

また、第１基準パワーＰＷ１の値は、目標パワー（目標電力Ｐｏ）に対して小さい値であり、第２基準パワーＰＷ２は、目標電力Ｐｏに対して大きい値である。見方を変えると、２段階の基準パワー、すなわち、小さい値を有する第１基準パワーＰＷ１と、大きな値を有する第２基準パワーＰＷ２とが、基準パワー生成回路ＲＰＧによって生成されることになる。目標電力Ｐｏ、第１基準パワーＰＷ１および第２基準パワーＰＷ２の相互関係で捉えた場合、目標電力Ｐｏの値を間に挟むように、第１基準パワーＰＷ１の値と第２基準パワーＰＷ２の値は定められている。なお、第１基準パワーＰＷ１および第２基準パワーＰＷのいずれか一方は、目標パワー（目標電力Ｐｏ）と等しくてもよい。

図３では、第１基準パワーＰＷ１の値が、第１基準電力Ｐｂとして表されている。この第１基準電力Ｐｂが、選択回路ＳＥＬを介して、センサー回路ＳＣＣへ供給されることにより、センサー回路ＳＣＣからは、第１基準パワーＰＷ１（Ｐｂ）に対応したセンサー出力Ｒｂ０が出力される。このセンサー出力Ｒｂ０は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣによってデジタルデータへ変換され、インタフェース回路ＳＰＩへ供給される。このとき、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣからインタフェース回路ＳＰＩへ供給されているデジタルデータを、プロセッサＭＰＵへ出力するように指示する。これにより、第１基準パワーＰＷ１（Ｐｂ）に対応したセンサー出力Ｒｂ０（第１センサー出力）のデジタルデータが、プロセッサＭＰＵに供給されることになる。プロセッサＭＰＵは、供給されたデジタルデータ、すなわちセンサー出力Ｒｂ０（第１センサー出力）に対応したデジタルデータを、メモリ回路ＭＭへ格納する。

次に、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、プロセッサＭＰＵが形成する基準パワー選択信号およびパワー選択信号を、基準パワー生成回路ＲＰＧおよび選択回路ＳＥＬへ供給するように指示する。このとき、プロセッサＭＰＵは、基準パワー選択信号Ｐｈｅを形成し、また、基準パワー生成回路ＲＰＧによって生成された基準パワー（ＰＷ１またはＰＷ２）を選択するパワー選択信号ＳＩを形成する。

基準パワー生成回路ＲＰＧは、インタフェース回路ＳＰＩを介して、基準パワー選択信号Ｐｈｅが供給されることにより、第２基準パワーＰＷ２を生成し、選択回路ＳＥＬへ供給する。選択回路ＳＥＬは、インタフェース回路ＳＰＩを介して、基準パワー生成回路ＲＰＧによって生成された基準パワーを選択するパワー選択信号ＳＩが供給されているため、供給されている第２基準パワーＰＷ２を選択し、センサー回路ＳＣＣへ供給する。

図３では、第２基準パワーＰＷ２の値が、第２基準電力Ｐｈとして表されている。この第２基準電力Ｐｈが、選択回路ＳＥＬを介して、センサー回路ＳＣＣへ供給されることにより、センサー回路ＳＣＣからは、第２基準パワーＰＷ２（Ｐｈ）に対応したセンサー出力Ｒｈ０が出力される。このセンサー出力Ｒｈ０は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣによってデジタルデータへ変換され、インタフェース回路ＳＰＩへ供給される。このとき、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣからインタフェース回路ＳＰＩへ供給されているデジタルデータを、プロセッサＭＰＵへ出力するように指示する。これにより、第２基準パワーＰＷ２（Ｐｈ）に対応したセンサー出力Ｒｈ０（第２センサー出力）のデジタルデータが、プロセッサＭＰＵに供給されることになる。プロセッサＭＰＵは、供給されたデジタルデータ、すなわちセンサー出力Ｒｈ０（第２センサー出力）に対応したデジタルデータを、メモリ回路ＭＭへ格納する。

プロセッサＭＰＵは、上記のようにして、メモリ回路ＭＭに格納した高周波信号のパワーＰＦ（Ｐｏ）に対応するセンサー出力Ｓ０、第１基準パワーＰＷ１（Ｐｂ）に対応する第１センサー出力Ｒｂ０および第２基準パワーＰＷ２（Ｐｈ）に対応する第２センサー出力Ｒｈ０間の比を求める演算を実行する。この実施の形態１の場合、高周波信号のパワーＰｏに対応するセンサー出力Ｓ０と第１基準パワーＰｂに対応する第１センサー出力Ｒｂ０との間の差分と、第１基準パワーＰｂに対応する第１センサー出力Ｒｂ０と第２基準パワーＰｈに対応する第２センサー出力Ｒｈ０の間の差分とを求める。図３では、高周波信号のパワーＰｏに対応するセンサー出力Ｓ０と第１基準パワーＰｂに対応する第１センサー出力Ｒｂ０との間の差分が、ｍ０として示され、第１基準パワーＰｂに対応する第１センサー出力Ｒｂ０と第２基準パワーＰｈに対応する第２センサー出力Ｒｈ０の間の差分が、ｈ０として示されている。

プロセッサＭＰＵは、求めた差分ｍ０と差分ｈ０との比を、演算により求め、内分比Ｒ０として、メモリ回路ＭＭに格納する。勿論、それぞれのセンサー出力は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣによって、デジタルデータへ変換されているため、上記した演算は、デジタル演算によって行われる。このときに行われる演算を、式（１）に示す。

同一の選択回路ＳＥＬおよびセンサー回路ＳＣＣによって、高周波信号のパワーＰＦ、第１基準パワーＰＷ１および第２基準パワーＰＷ２から、それぞれに対応したセンサー出力が出力される。また、目標電力Ｐｏは、第１基準電力Ｐｂと第２基準電力Ｐｈの間に挟まれているため、図３に示すように、目標電力Ｐｏに対応するセンサー出力Ｓ０は、第１基準パワーＰｂに対応するセンサー出力Ｒｂ０と第２基準パワーＰｈに対応するセンサー出力Ｒｈ０とを結ぶ直線Ａの線上に存在することになる。これにより、比として内分比Ｒ０を求めることが可能となる。

環境が変動するとき、すなわち測距時に、無線通信装置ＭＯＤのパワーを制御するために、予めメモリ回路ＭＭに格納された比（内分比Ｒ０）が用いられる。測距時、無線通信装置ＭＯＤが置かれている環境が変動すると、送信半導体ＴＸ−ＩＣから出力される出力電力が変動する。この出力電力の変動は、例えば可変ゲインアンプＰＧＡまたは／およびパワーアンプＰＡのゲインが、例えば温度の変化、電源電圧の変化により生じる。また、パワーセンサーＰＳＮのゲイン等の特性も、環境変動によって変化する。

そのため、環境が変動したとき、パワーセンサーＰＳＮから出力される、パワーアンプＰＡからの高周波信号に対応するセンサー出力は、可変ゲインアンプＰＧＡまたは／およびパワーアンプＰＡのゲイン変化と、パワーセンサーＰＳＮのゲイン変化によって変わることになる。従って、このときのパワーセンサーＰＳＮからのセンサー出力と、所定の基準値とを、例えば絶対値で比較し、可変ゲインアンプＰＧＡのゲインを調整するようにした場合には、環境変動によって生じるパワーセンサーＰＳＮのゲインの変化に起因する出力電力の変化を除くことが困難になる。その結果、パワーセンサーＰＳＮのゲイン変化に伴う電力誤差が残ってしまうことになる。

この実施の形態１においては、第１基準パワーＰＷ１、第２基準パワーＰＷ２および高周波信号のパワーＰＦが、同一の選択回路ＳＥＬおよびセンサー回路ＳＣＣに供給される。そのため、選択回路ＳＥＬまたは／およびセンサー回路ＳＣＣの特性が、環境変動によって変化した場合、その特性の変化は、第１基準パワーＰＷ１、第２基準パワーＰＷ２および高周波信号のパワーＰＦのそれぞれに対応するセンサー出力に与えられることになる。さらに、絶対値ではなく、第１基準パワーＰＷ１、第２基準パワーＰＷ２および高周波信号のパワーＰＦのそれぞれに対応するセンサー出力の比（内分比Ｒ０）に基づいて、送信電力の調整が行われる。この比は、環境が変動することによって、可変ゲインアンプＰＧＡ、パワーアンプＰＡおよび／またはパワーセンサーＰＳＮ（選択回路ＳＥＬ、センサー回路ＳＣＣ）のゲイン等の特性が変化しても、一定である。そのため、環境が変動しても、無線通信装置ＭＯＤから出力される送信電力を、所望の値（目標電力）へ調整することが可能となる。

＜＜測距時のパワー制御（調整）＞＞
次に、メモリ回路ＭＭに格納された内分比Ｒ０を用いて、測距時にパワー制御する動作を説明する。

先に述べたように、図２は、測距時の無線通信装置ＭＯＤの状態を示している。製造ばらつきに起因した出力電力のばらつきを抑制するために、図１の状態では、インタフェース回路ＳＰＩからバイアス回路ＢＣＴに設定情報が供給されていた。これに対して、測距時には、インタフェース回路ＳＰＩから可変ゲインアンプＰＧＡに、ゲインコントロール信号ＧＣＣが供給される。特に制限されないが、この実施の形態１では、バイアス回路ＢＣＴに設定された状態は、測距時には、変更されない。そのため、パワーアンプＰＡのゲインは、測距時には変更されない。

図２に示す無線通信装置ＭＯＤの構成は、インタフェース回路ＳＰＩから、設定情報が、バイアス回路ＢＣＴへ供給されず、ゲインコントロール信号ＧＣＣが、可変ゲインアンプＰＧＡに供給されることを除いて、図１に示した構成と同じである。また、測距時であるため、プロセッサＭＰＵは、プログラムに従って、図１で説明した検査時とは異なる動作をする。図２および図３を用いて、測距時の動作を説明する。

無線通信装置ＭＯＤが高周波信号を出力している期間における所定の時刻で、プロセッサＭＰＵは、パワー選択信号をインタフェース回路ＳＰＩへ供給する。このとき、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、プロセッサＭＰＵが供給するパワー選択信号を、パワー選択信号ＳＩとして、選択回路ＳＥＬへ供給するように制御する。このとき、プロセッサＭＰＵがインタフェース回路ＳＰＩへ供給するパワー選択信号は、基準パワー（第１基準パワーＰＷ１、第２基準パワーＰＷ２）を選択し、選択した基準パワーを、センサー回路ＳＣＣへ供給するように指示する選択信号である。

また、このとき、プロセッサＭＰＵは、基準パワー選択信号をインタフェース回路ＳＰＩへ供給する。このとき、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、供給する基準パワー選択信号を、基準パワー選択信号Ｐｂｅ、Ｐｈｅとして基準パワー生成回路ＲＰＧへ供給するように指示する。例えば、プロセッサＭＰＵは、基準パワー選択信号Ｐｂｅに相当する基準パワー選択信号を、インタフェース回路ＳＰＩへ供給する。これにより、プロセッサＭＰＵから出力された基準パワー選択信号は、基準パワー選択信号Ｐｂｅとして、インタフェース回路ＳＰＩから、基準パワー生成回路ＲＰＧへ供給されることになる。

基準パワー選択信号Ｐｂｅが供給されることにより、基準パワー生成回路ＲＰＧは、第１基準パワーＰＷ１を生成し、選択回路ＳＥＬへ供給する。選択回路ＳＥＬは、第１基準パワーＰＷ１を、センサー回路ＳＣＣへ供給する。これにより、パワーセンサーＰＳＮからは、所定の時刻における第１基準パワーＰＷ１に対応したセンサー出力が出力されることになる。パワーセンサーＰＳＮから出力されたセンサー出力は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣによって、デジタルデータへ変換され、インタフェース回路ＳＰＩへ供給される。

プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、インタフェース回路ＳＰＩへ供給されたデジタルデータを、プロセッサＭＰＵへ出力するように、インタフェース回路ＳＰＩを制御する。これによって、所定の時刻における第１基準パワーＰＷ１に対応したセンサー出力が、デジタルデータとして、プロセッサＭＰＵへ供給されることになる。プロセッサＭＰＵは、供給されたデジタルデータをメモリ回路ＭＭへ格納する。

次に、プロセッサＭＰＵは、基準パワー選択信号Ｐｈｅに対応する基準パワー選択信号を、インタフェース回路ＳＰＩへ供給する。このとき、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、供給される基準パワー選択信号を基準パワー選択信号Ｐｈｅとして、基準パワー生成回路ＲＰＧへ供給するように、インタフェース回路ＳＰＩへ指示する。インタフェース回路ＳＰＩから、基準パワー生成回路ＲＰＧへ基準パワー選択信号Ｐｈｅが供給されることにより、基準パワー生成回路ＲＰＧは、第２基準パワーＰＷ２を生成し、選択回路ＳＥＬへ供給する。

このとき、選択回路ＳＥＬは、基準パワーを選択している状態を継続している。そのため、基準パワー生成回路ＲＰＧによって生成された第２基準パワーＰＷ２は、選択回路ＳＥＬを介して、センサー回路ＳＣＣへ供給される。センサー回路ＳＣＣからは、所定の時刻における第２基準パワーＰＷ２に対応するセンサー出力が出力され、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣへ供給される。第２基準パワーＰＷ２に対応するセンサー出力は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣによって、デジタルデータへ変換され、インタフェース回路ＳＰＩへ供給される。このとき、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、供給されるデジタルデータを、プロセッサＭＰＵへ出力するように指示する。これによって、プロセッサＭＰＵには、所定の時刻における第２基準パワーＰＷ２に対応するセンサー出力のデジタルデータが、インタフェース回路ＳＰＩから供給されることになる。このデジタルデータを、プロセッサＭＰＵは、メモリ回路ＭＭへ格納する。

基準パワー生成回路ＲＰＧが生成する第１基準パワーＰＷ１および第２基準パワーＰＷ２のそれぞれは、環境の変動に対して、変化が少ない。そのため、図３において、第１基準パワーＰＷ１の値は、検査工程のときと同じ第１基準電力Ｐｂとなる。同様に、第２基準パワーＰＷ２の値も、検査工程のときと同じ第２基準電力Ｐｈとなる。

図３では、図面を見易くするために、第１基準パワーＰＷ１および第２基準パワーＰＷ２が、パワーセンサーＰＳＮに供給されたとき、基準パワーＰＷ１およびＰＷ２のそれぞれに対応するセンサー出力の値が、所定の時刻における環境変動によって、検査工程のときに比べて高くなっている場合が示されている。すなわち、所定の時刻における環境変動によって、第１基準パワーＰＷ１（Ｐｂ）に対応するセンサー出力の値は、Ｒｂ１となり、第２基準パワーＰＷ２（Ｐｈ）に対応するセンサー出力の値は、Ｒｈ１となっている。

所望の出力電力、言い換えるならば、パワー制御によって合わせるべき目標電力に対応するセンサー出力は、第１基準パワーＰＷ１（Ｐｂ）に対応するセンサー出力Ｒｂ１と、第２基準パワーＰＷ２（Ｐｈ）に対応するセンサー出力Ｒｈ１とを結ぶ特性曲線（直線Ｂ）の線上に存在する。この直線Ｂの線上において、目標電力に対応するセンサー出力の値は、所定の時刻において、求めたセンサー出力Ｒｂ１とセンサー出力Ｒｈ１間の差分と、検査工程のときに求めた内分比とによって定めることができる。

すなわち、測距時における所定の時刻での、第１基準パワーＰＷ１（Ｐｂ）に対応するセンサー出力の値Ｒｂ１と、測距時における所定の時刻での、第２基準パワーＰＷ２（Ｐｈ）に対応するセンサー出力Ｒｈ１との間の差分ｈ１と、先にメモリ回路ＭＭに格納されている比（内分比Ｒ０）とによって、測距時において、出力電力を目標電力にするセンサー出力の値Ｓ１を求めることができる。

測距時における所定の時刻での、第１基準パワーＰＷ１（Ｐｂ）に対応するセンサー出力の値Ｒｂ１のデジタルデータと、第２基準パワーＰＷ２（Ｐｈ）に対応するセンサー出力の値Ｒｈ１のデジタルデータとは、メモリ回路ＭＭに格納されている。そのため、プロセッサＭＰＵは、センサー出力の値Ｒｈ１とセンサー出力の値Ｒｂ１との差分ｈ１を演算により求める。求めた差分ｈ１に内分比Ｒ０を掛け算し、掛け算によって得られた値ｍ１に、第１基準パワーＰＷ１の値Ｒｂ１を加算することによって、所定の時刻における目標電力Ｐｏに対応するセンサー出力の値Ｓ１を求める。プロセッサＭＰＵによって実行される演算を、式（２）および（３）に示す。

所定の時刻における目標電力Ｐｏに対応するセンサー出力の値Ｓ１を、プロセッサＭＰＵが、演算によって求めると、プロセッサＭＰＵは、パワー選択信号をインタフェース回路ＳＰＩへ供給する。このときのパワー選択信号は、選択回路ＳＥＬにおいて、高周波信号のパワーＰＦの選択を指示する選択信号である。このとき、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、プロセッサＭＰＵから供給されたパワー選択信号を、パワー選択信号ＳＩとして、選択回路ＳＥＬへ供給するように指示する。これにより、選択回路ＳＥＬは、高周波信号のパワーＰＦを、センサー回路ＳＣＣへ供給するようになる。

センサー回路ＳＣＣからは、高周波信号のパワーＰＦに対応したセンサー出力が、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣへ出力される。Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣで変換されたデジタルデータは、インタフェース回路ＳＰＩへ供給される。このときプロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、供給されているＡ／Ｄ変換回路ＡＤＣからのデジタルデータを、プロセッサＭＰＵへ供給するように、インタフェース回路ＳＰＩに対して指示を行う。その結果、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣによって変換されたデジタルデータは、プロセッサＭＰＵへ供給される。

プロセッサＭＰＵは、供給されたデジタルデータによって表されているセンサー出力と、演算により求めたセンサー出力Ｓ１とを比較し、デジタルデータによって表されているセンサー出力の値が、センサー出力Ｓ１と等しくなるような、ゲインコントロール信号を形成し、インタフェース回路ＳＰＩへ供給する。このとき、プロセッサＭＰＵは、インタフェース回路ＳＰＩに対して、供給されているゲインコントロール信号をゲインコントロール信号ＧＣＣとして、可変ゲインアンプＰＧＡへ供給するように、指示する。

可変ゲインアンプＰＧＡは、供給されたゲインコントロール信号ＧＣＣに従って、ゲインを変更する。可変ゲインアンプＰＧＡのゲインが変更されることにより、出力電力が変更され、高周波信号のパワーＰＦも変更される。変更された高周波信号のパワーＰＦは、再び、選択回路ＳＥＬを介して、センサー回路ＳＣＣへ供給される。センサー回路ＳＣＣからは、変更された高周波信号のパワーＰＦに対応するセンサー出力が出力される。以後、センサー回路ＳＣＣから出力されるセンサー出力が、演算によって求めたセンサー出力Ｓ１と一致するまで、上記した比較の動作と、ゲイン変更の動作が繰り返される。

測距時において、例えば所定の時間間隔で、上記した動作を繰り返す。これにより、測距時に、環境変動が生じても、無線通信装置ＭＯＤからの出力電力を目標電力に調整することが可能となる。

＜基準パワー生成回路＞
基準パワー生成回路ＲＰＧは、環境変動に対して依存性の少ない基準パワーを生成することが要求される。無線通信装置ＭＯＤから出力される高周波信号と同様に、基準パワー生成回路ＲＰＧによって、高周波信号のパワーを基準パワーとして用いることが考えられる。しかしながら、高周波信号のパワーを基準パワーとして生成する基準パワー生成回路は、設計および製造が複雑になる。そこで、本発明者らは、直流（ＤＣ）信号で、基準パワーを生成することを検討した。ここでは、本発明者らの検討と、検討結果の検証を述べる。

図１に示すように、無線通信装置ＭＯＤから出力される高周波信号のパワーＰＦ、すなわちパワーアンプＰＡからの出力信号の一部分は、パワーセンサーＰＳＮへ供給され、選択回路ＳＥＬを介してセンサー回路ＳＣＣへ供給される。この選択回路ＳＥＬおよびセンサー回路ＳＣＣには、容量が付随している。そのため、選択回路ＳＥＬおよびセンサー回路ＳＣＣは、フィルタ回路として機能することになり、このフィルタ回路によるフィルタリングによって、高周波成分は取り除かれることになる。その結果、パワーセンサーＰＳＮからのセンサー出力の値は、パワーアンプＰＡから供給される高周波信号の周波数に依存しないと考えられる。

そのため、パワーアンプＰＡから選択回路ＳＥＬへ供給される信号が、図４（Ａ）に示すように、高周波の正弦波であっても、図４（Ｂ）に示すような低周波の矩形波であっても、実効値が等しければ、パワーセンサーＰＳＮから出力されるセンサー出力の値は同じであると考えた。さらに、図４（Ｂ）に示した低周波矩形波の信号の周波数を下げ、図４（Ｃ）に示すような直流的な電圧信号を、選択回路ＳＥＬに供給するようにしても、実効値が等しければ、パワーセンサーＰＳＮから出力されるセンサー出力の値は、図４（Ａ）に示した高周波の正弦波信号と同じであると考えた。

図４（Ａ）〜図４（Ｃ）のそれぞれにおいて、横軸は時間を示しており、縦軸は、電圧を示している。図４（Ａ）〜図４（Ｃ）において、一点鎖線は、基準電圧Ｖｒｅｆを示している。高周波正弦波の信号は、図４（Ａ）に実線と破線で示すように、基準電圧Ｖｒｅｆを中心として、電圧が上下に変化する。電力（パワー）を測定するためには、基準電圧Ｖｒｅｆに対して、上側（正極側）と下側（負極側）の電圧を測定することが要求される。これに合わせて、低周波矩形波の信号も、図４（Ｂ）に実線と破線で示すように、基準電圧Ｖｒｅｆを中心として、電圧が上下に変化する。この場合も、パワーを測定するためには、基準電圧Ｖｒｅｆに対して、上側（正極側）と下側（負極側）の電圧を測定することになる。同様に、直流的な電圧信号も、図４（Ｃ）に実線と破線で示すように、基準電圧Ｖｒｅｆを中心として、電圧が上側（正極側）にある信号と電圧が下側（負極側）にある信号とを考えることになる。すなわち、パワーを測定するためには、基準電圧Ｖｒｅｆに対して、上側（正極側）の電圧信号と下側（負極側）の電圧信号とを測定することになる。

上記した考えを検証するために、パワーアンプＰＡからパワーセンサーＰＳＮに供給される信号を直流的な電圧信号とした場合と、高周波正弦波の信号とした場合とで、パワーセンサーＰＳＮから出力されるセンサー出力を、演算によって求めた。図５は、パワーアンプＰＡからパワーセンサーＰＳＮに供給される信号を直流的な電圧信号とした場合のパワーセンサーＰＳＮの特性を示す特性図であり、図６は、パワーアンプＰＡからパワーセンサーＰＳＮに供給される信号を高周波正弦波の信号とした場合のパワーセンサーＰＳＮの特性を示す特性図である。図５および図６のそれぞれにおいて、横軸は、パワーアンプＰＡから出力される信号のパワーを示しており、縦軸は、パワーセンサーＰＳＮから出力されるセンサー出力の値を示している。また、図５および図６において、ひし形（◆）の点は、温度が、−４０℃の状態で、パワーアンプＰＡからのパワーを変化させた場合を示し、正方形（■）の点は、温度が、６０℃の状態で、パワーアンプＰＡからのパワーを変化させた場合を示している。同様に、三角形（▲）の点は、温度が、１５０℃の状態で、パワーアンプＰＡからのパワーを変化させた場合を示している。

図５および図６を比較した場合、パワーアンプＰＡから出力される信号のパワーが等しければ、パワーセンサーＰＳＮから出力されるセンサー出力の値も、ほぼ等しくなることが分かる。本発明者らが検討したように、実効値が等しければ、高周波信号であっても、直流的な電圧信号であっても、パワーセンサーＰＳＮから出力されるセンサー出力の値はほぼ等しくなる。

従って、基準パワー生成回路ＲＰＧが形成する基準パワーＰＷ１、ＰＷ２として、直流的な電圧信号を用いることが可能である。この実施の形態１においては、基準パワー生成回路ＲＰＧは、直流的な信号である電圧が、第１基準パワーＰＷ１および第２基準パワーＰＷ２として用いられる。一方、選択回路ＳＥＬへ供給される高周波信号のパワーは、パワーアンプＰＡから出力される高周波信号の一部が、用いられる。

また、第１基準パワーＰＷ１および第２基準パワーＰＷ２として用いられる直流的な電圧信号は、環境変動に対して依存性が小さいことが要求される。この実施の形態１においては、温度の変化等の環境変動に対して、安定した電圧を生成することが可能なバンドギャップ電圧発生回路（Ｂａｎｄｇａｐ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）によって発生した基準電圧（参照電圧）が、第１基準パワーＰＷ１および第２基準パワーＰＷ２を生成するための電圧信号として用いられる。

なお、環境変動の一つである温度変化によって、パワーセンサーＰＳＮの特性が変化することは、図６からも理解されるであろう。

＜パワーセンサーの構成＞
図７は、実施の形態１に係わるパワーセンサーＰＳＮの構成を示す回路図である。図７には、説明の都合上、高周波信号の送信に係わる送信系出力部の構成も示されている。

送信系出力部としては、図１に示したパワーアンプＰＡとアンテナＡＮＴとの間の構成が示されている。図１では、説明を容易にするために、パワーアンプＰＡの出力が、アンテナＡＮＴに供給されるように模式的に示されていた。図７では、より具体的な構成が示されている。すなわち、パワーアンプＰＡとアンテナＡＮＴとの間には、バランＢＡＲとカプラＣＵＰが結合されている。

図１では、パワーアンプＰＡの入力と出力のそれぞれが、１つの信号線で示されていたが、図７では、パワーアンプＰＡがより具体的に示されている。すなわち、パワーアンプＰＡは、１対の差動入力端子ＰＩ１、／ＰＩ１を備えている。この１対の差動入力端子ＰＩ１、／ＰＩ１に、アンテナＡＮＴから送信されるべき高周波信号に対応する差動の高周波信号が供給される。パワーアンプＰＡは、１対の差動入力端子ＰＩ１、／ＰＩ１に供給される差動の高周波信号を増幅して、増幅された差動の高周波信号をバランＢＡＲに供給する。

バランＢＡＲは、相互誘導結合したコイルＢＬ１、ＢＬ２と、容量素子Ｃ１と、抵抗素子Ｒ１とを備えている。コイルＢＬ１の両端部に、パワーアンプＰＡによって増幅された差動の高周波信号が供給される。コイルＢＬ２の一方の端部は、容量素子Ｃ１および抵抗素子Ｒ１を介して、接地電圧Ｖｓに接続され、コイルＢＬ２の他方の端部が、バランＢＡＲの出力端子とされ、カプラＣＵＰに接続されている。バランＢＡＲは、コイルＢＬ１の両端部に供給された差動の高周波信号を、単相の高周波信号に変換し、出力端子を介して、カプラＣＵＰへ供給するように機能する。また、バランＢＡＲは、インピーダンス変換を行い、パワーアンプＰＡとカプラＣＵＰとのインピーダンス整合を図るように機能する。

カプラＣＵＰは、相互誘導結合したコイルＣＬ１、ＣＬ２を備えている。コイルＣＬ１を介して、バランＢＡＲの出力端子は、アンテナＡＮＴに結合されている。これにより、バランＢＡＲから出力された高周波信号は、アンテナＡＮＴに伝達され、アンテナＡＮＴから出力される。コイルＣＬ２は、コイルＣＬ１と相互誘導結合しているため、コイルＣＬ１を流れる高周波信号に応じた高周波信号が、コイルＣＬ２に発生する。すなわち、アンテナＡＮＴから送信されるべき高周波信号の一部が、コイルＣＬ２に取り出される。コイルＣＬ２の一方の端部は、ノードｄｎｏに接続され、コイルの他方の端部は、ノード／ｄｎｏに接続されている。そのため、ノードｄｎｏの電位とノード／ｄｎｏの電位は、送信される高周波信号に応じて、差動的に変化する。また、アンテナＡＮＴから送信される高周波信号のパワーに従って、コイルＣＬ１とコイルＣＬ２との相互誘導結合の強さが変化するため、ノードｄｎｏ、／ｄｎｏの電位は、送信される高周波信号のパワーに従って変化することになる。

この実施の形態１では、パワーアンプＰＡは、送信半導体ＴＸ−ＩＣに内蔵され、バランＢＡＲ、カプラＣＵＰおよびアンテナＡＮＴは、送信半導体ＴＸ−ＩＣの外部に設けられている。しかしながら、これに限定されるものではない。例えばバランＢＡＲおよびカプラＣＵＰは、送信半導体ＴＸ−ＩＣに内蔵させてもよい。また、バランＢＡＲおよびカプラＣＵＰの構成も、上記した構成に限定されるものではない。

カプラＣＵＰによって取り出された高周波信号の一部が、高周波信号のパワーＰＦとして、パワーセンサーＰＳＮへ供給される。すなわち、パワーセンサーＰＳＮは、ノードｄｎｏ、／ｄｎｏに接続されている。パワーセンサーＰＳＮは、図１に示したように、選択回路ＳＥＬ、基準パワー生成回路ＲＰＧおよびセンサー回路ＳＣＣを備えている。先ず、選択回路ＳＥＬの構成について説明する。

この実施の形態１において、選択回路ＳＥＬは、カプラＣＵＰによって取り出された高周波信号のパワーを、電流に変換する第１電流変換回路ＲＦＡと、基準パワー生成回路ＲＰＧによって生成された基準パワー（第１基準パワー、第２基準パワー）を、電流に変換する第２電流変換回路ＲＰＡと、セレクタＳＥＣを備えている。

第１電流変換回路ＲＦＡは、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下、Ｂトランジスタとも称する）ＢＴ１〜ＢＴ４と、定電流源ＩＩ１と、抵抗素子Ｒ２、Ｒ３を備えている。抵抗素子Ｒ２およびＲ３のそれぞれは、ノードｄｎｏ、／ｄｎｏと、所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの間に接続されている。ＢトランジスタＢＴ１とＢＴ２は、ペアーとされ、それぞれのコレクタは、共通に接続され、共通に接続されたコレクタは、定電流源ＩＩ１を介して、電源電圧Ｖｄに接続されている。また、ペアーのＢトランジスタＢＴ１およびＢＴ２のベースも、共通に接続され、共通接続されたベースは所定のバイアス電圧ＶＢに接続されている。ＢトランジスタＢＴ３およびＢＴ４も、ペアーとされ、ＢトランジスタＢＴ３およびＢＴ４のそれぞれのエミッタは、接地電圧Ｖｓに接続され、ＢトランジスタＢＴ３のコレクタは、ＢトランジスタＢＴ１のエミッタに接続され、ＢトランジスタＢＴ４のコレクタは、ＢトランジスタＢＴ２のエミッタに接続されている。ペアーとされているＢトランジスタＢＴ３のベースは、ノードｄｎｏに接続され、ＢトランジスタＢＴ４のベースは、ノード／ｄｎｏに接続されている。

ノードｄｎｏおよび／ｄｎｏは、抵抗素子Ｒ２およびＲ３を介して、基準電圧Ｖｒｅｆにバイアスされている。そのため、ノードｄｎｏおよび／ｄｎｏの電位は、基準電圧Ｖｒｅｆを中心として、高周波信号に従って、上側（正極側）または下側（負極側）へ変化する。すなわち、図４（Ａ）に示したように、基準電圧Ｖｒｅｆを中心として、ノードｄｎｏおよび／ｄｎｏの電圧は変化する。

ノードｄｎｏおよび／ｄｎｏにおける電圧の変化が、ＢトランジスタＢＴ３およびＢＴ４のベースに伝えられるため、ＢトランジスタＢＴ３およびＢＴ４のコレクタ電流は、ノードｄｎｏおよび／ｄｎｏにおける電圧の変化に従って変化することになる。このＢトランジスタＢＴ３およびＢＴ４のコレクタ電流の変化は、所定のバイアス電圧ＶＢによってベースがバイアスされたＢトランジスタＢＴ１およびＢＴ２を介して、合成（加算）される。合成された電流の変化と、定電流源ＩＩ１によって生成されている定電流との間の差電流が、第１電流変換回路ＲＦＡの出力として、セレクタＳＥＣの入力端子ＳＩ１に供給される。

第２電流変換回路ＲＰＡは、ＢトランジスタＢＴ５〜ＢＴ８および定電流源ＩＩ２を備えている。この第２電流変換回路ＲＰＡにおいて、ＢトランジスタＢＴ５〜ＢＴ８は、第１電流変換回路ＲＦＡにおけるＢトランジスタＢＴ１〜ＢＴ４と、同様な動作をし、定電流源ＩＩ２は、定電流源ＩＩ１と同様な動作をする。すなわち、ペアーとなるＢトランジスタＢＴ５、ＢＴ６のベースは、共通接続され、共通接続されたベースは、所定のバイアス電圧ＶＢが供給されている。また、ＢトランジスタＢＴ５およびＢＴ６のそれぞれのコレクタも、共通接続され、共通接続されたコレクタは、定電流源ＩＩ２を介して、電源電圧Ｖｄに接続されている。ペアーとなるＢトランジスタＢＴ７、ＢＴ８のそれぞれのエミッタは、接地電圧Ｖｓに接続され、ＢトランジスタＢＴ７のコレクタは、ＢトランジスタＢＴ５のエミッタに接続され、ＢトランジスタＢＴ８のコレクタは、ＢトランジスタＢＴ６のエミッタに接続されている。

ＢトランジスタＢＴ７およびＢＴ８のそれぞれのベースには、基準パワー（第１基準パワーＰＷ１、第２基準パワーＰＷ２）が、供給される。この実施の形態１においては、基準パワーとして、基準電圧Ｖｒｅｆを中心として、正極側の電圧信号と、負極側の電圧信号とが用いられる。図７に示す例においては、ＢトランジスタＢＴ７のベースに、正極側の電圧信号が供給され、ＢトランジスタＢＴ８のベースに、負極側の電圧信号が供給される。ＢトランジスタＢＴ７およびＢＴ８は、それぞれのベースに供給されている正極側の電圧信号および負極側の電圧信号に従った、コレクタ電流を流す。このＢトランジスタＢＴ７およびＢＴ８を流れるコレクタ電流は、ＢトランジスタＢＴ５およびＢＴ６を介して、合成（加算）される。定電流源ＩＩ２によって形成された定電流と、合成（加算）により形成された電流との間の差電流が、第２電流変換回路ＲＰＡの出力として、セレクタＳＥＣの入力端子ＳＩ２に供給される。

基準パワー生成回路ＲＰＧは、バンドギャップ電圧発生回路ＢＧＲと、選択生成回路ＳＲＰＧとを備えている。選択生成回路ＳＲＰＧは、基準パワー選択信号Ｐｈｅ、Ｐｂｅと、バンドギャップ電圧発生回路ＢＧＲによって生成された基準電圧ＶＢＧＲを受け、基準パワー選択信号Ｐｈｅ、Ｐｂｅに従って、第１基準パワーＰＷ１または第２基準パワーＰＷ２を生成する。生成される第１基準パワーＰＷ１および第２基準パワーＰＷ２のそれぞれの値（電圧値）が、基準電圧ＶＢＧＲに基づいている。

選択生成回路ＳＲＰＧは、アンプＯＰ１、ＯＰ２と、Ｎチャンネル型絶縁ゲートトランジスタ（以下、Ｎ型ＦＥＴとも称する）ＮＴ１〜ＮＴ３と、Ｐチャンネル型絶縁ゲートトランジスタ（以下、Ｐ型ＦＥＴとも称する）ＰＴ１〜ＰＴ４と、抵抗素子Ｒ４〜Ｒ６と、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２とを備えている。

アンプＯＰ１は、正相入力端子（＋）と反転入力端子（−）とを備えており、その正相入力端子（＋）に、バンドギャップ電圧発生回路ＢＧＲによって生成された基準電圧ＶＢＧＲが供給されている。アンプＯＰ１の出力信号は、Ｐ型ＦＥＴＰＴ１〜ＰＴ４のそれぞれのゲートに供給されている。Ｐ型ＦＥＴＰＴ１のソースは、電源電圧Ｖｄに接続され、そのドレインは、抵抗素子Ｒ４を介して接地電圧Ｖｓに接続されている。アンプＯＰ１の反転入力端子（−）は、Ｐ型ＦＥＴＰＴ１のドレインに接続されている。アンプＯＰ１の出力信号によって、Ｐ型ＦＥＴＰＴ１が制御される。すなわち、Ｐ型ＦＥＴＰＴ１を流れるドレイン電流によって生じる抵抗素子Ｒ４での電圧と、基準電圧ＶＢＧＲとが同じになるように、アンプＯＰ１から出力される出力信号の電圧によって、Ｐ型ＦＥＴＰＴ１は制御される。

Ｐ型ＦＥＴＰＴ２のソースは、電源電圧Ｖｄに接続され、そのドレインは、Ｎ型ＦＥＴＮＴ１のドレインおよびゲートに接続されている。このＮ型ＦＥＴＮＴ１のソースは、接地電圧Ｖｓに接続されている。また、Ｎ型ＦＥＴＮＴ１のゲートは、Ｎ型ＦＥＴＮＴ２およびＮＴ３のゲートに接続されている。Ｎ型ＦＥＴＮＴ２のソースは、基準パワー選択信号Ｐｈｅによってスイッチ制御されるスイッチＳＷ１２を介して、接地電圧Ｖｓに接続され、Ｎ型ＦＥＴＮＴ３のソースは、基準パワー選択信号Ｐｂｅによってスイッチ制御されるスイッチＳＷ２２を介して、接地電圧Ｖｓに接続されている。Ｎ型ＦＥＴＮＴ２およびＮＴ３のそれぞれのドレインは、共通に接続され、抵抗素子Ｒ６を介して、アンプＯＰ２の出力に接続されている。

Ｐ型ＦＥＴＰＴ２のゲートには、アンプＯＰ１の出力信号が供給されているため、Ｐ型ＦＥＴＰＴ２のドレイン電流は、Ｐ型ＦＥＴＰＴ１のドレイン電流と比例した値となる。スイッチＳＷ１２がオン状態にされたとき、Ｎ型ＦＥＴＮＴ１とＮＴ２とによってカレントミラー回路が構成されることになる。この場合には、Ｎ型ＦＥＴＮＴ２のドレイン電流は、Ｐ型ＦＥＴＰＴ１のドレイン電流に比例した値となる。同様に、スイッチＳＷ２２がオン状態にされたときには、Ｎ型ＦＥＴＮＴ１とＮＴ３とによってカレントミラー回路が構成されることになる。この場合には、Ｎ型ＦＥＴＮＴ３のドレイン電流は、Ｐ型ＦＥＴＰＴ１のドレイン電流に比例した値となる。この実施の形態１においては、基準パワー選択信号Ｐｈｅによって、スイッチＳＷ１２がオン状態にされたときに流れるドレイン電流の値が、基準パワー選択信号Ｐｂｅによって、スイッチＳＷ２２がオン状態にされたときに流れるドレイン電流の値よりも大きくなるように、Ｎ型ＦＥＴＮＴ２とＮＴ３のサイズが設定されている。

Ｎ型ＦＥＴＮＴ２およびＮＴ３の共通接続されたドレインから、電圧信号ＲＬが出力され、ＢトランジスタＢＴ８のベースに供給されている。

アンプＯＰ２の反転入力端子（−）は、アンプＯＰ２の出力に接続され、その正相入力端子（＋）には、所定の基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。反転入力端子（−）が、出力に接続されているため、アンプＯＰ２は、ボルテージフォロワ回路として動作する。従って、抵抗素子Ｒ６には、ボルテージフォロワ回路から、基準電圧Ｖｒｅｆが供給されることになる。スイッチＳＷ１２またはスイッチＳＷ２２がオン状態にされることにより、基準電圧Ｖｒｅｆから、接地電圧Ｖｓに向けて電流（ドレイン電流）が流れることになる。この電流が流れることにより、抵抗素子Ｒ６において電圧降下が発生し、電圧信号ＲＬの電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆに対して下側（負極側）の電圧となる。

基準パワー選択信号ＰｈｅによってスイッチＳＷ１２がオン状態にされているときに流れる電流（ドレイン電流）が、基準パワー選択信号ＰｂｅによってスイッチＳＷ２２がオン状態にされているときに流れる電流よりも大きい。そのため、基準パワー選択信号ＰｈｅによってスイッチＳＷ１２がオン状態にされているときの電圧信号ＲＬの絶対値は、基準パワー選択信号ＰｂｅによってスイッチＳＷ２２がオン状態にされているときの電圧信号ＲＬの絶対値よりも大きくなる。

Ｐ型ＦＥＴＰＴ３のソースは、基準パワー選択信号Ｐｈｅによってスイッチ制御されるスイッチＳＷ１１を介して電源電圧Ｖｄに接続され、Ｐ型ＦＥＴＰＴ４のソースは、基準パワー選択信号Ｐｂｅによってスイッチ制御されるスイッチＳＷ２１を介して電源電圧Ｖｄに接続されている。Ｐ型ＦＥＴＰＴ３およびＰＴ４のそれぞれのドレインは、共通接続され、抵抗素子Ｒ５を介して、アンプＯＰ２の出力に接続されている。このＰ型ＦＥＴＰＴ３とＰ型ＦＥＴＰＴ４の共通接続されたドレインから、電圧信号ＲＨが出力され、ＢトランジスタＢＴ７のベースに供給される。

基準パワー選択信号ＰｈｅによってスイッチＳＷ１１がオン状態にされたとき、Ｐ型ＦＥＴＰＴ３のゲートには、アンプＯＰ１の出力信号が供給されているため、このＰ型ＦＥＴＰＴ３を流れるドレイン電流は、Ｐ型ＦＥＴＰＴ１を流れるドレイン電流と比例した値となる。同様に、基準パワー選択信号ＰｂｅによってスイッチＳＷ２１がオン状態にされたとき、Ｐ型ＦＥＴＰＴ４のゲートには、アンプＯＰ１の出力信号が供給されているため、このＰ型ＦＥＴＰＴ４を流れるドレイン電流は、Ｐ型ＦＥＴＰＴ１を流れるドレイン電流と比例した値となる。この実施の形態１においては、スイッチＳＷ１１がオン状態にされたときに流れるドレイン電流の値が、スイッチＳＷ２１がオン状態にされたときに流れるドレイン電流の値よりも大きくなるように、Ｐ型ＦＥＴＰＴ３およびＰＴ４のサイズが設定されている。

スイッチＳＷ１１またはＳＷ２１がオン状態となることにより、電源電圧Ｖｄから、ボルテージフォロワ回路（ＯＰ２）の出力である基準電圧Ｖｒｅｆに向けて電流が流れることになる。そのため、電圧信号ＲＨの電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆの上側（正極側）の値となる。また、スイッチＳＷ１１がオン状態となったときに流れるドレイン電流の値が、スイッチＳＷ２１がオン状態となったときに流れるドレイン電流の値よりも大きい。そのため、基準パワー選択信号Ｐｈｅによって、スイッチＳＷ１１がオン状態にされたときの電圧信号ＲＨの絶対値は、スイッチＳＷ２１がオン状態にされたときの電圧信号ＲＨの絶対値よりも大きくなる。

これにより、基準パワー生成回路ＲＰＧは、基準パワー選択信号Ｐｈｅによって、基準パワーが選択されたとき、スイッチＳＷ１１およびスイッチＳＷ１２がオン状態となり、絶対値において大きな電圧を有する電圧信号ＲＨ（正極性の第２電圧）、ＲＬ（負極性の第２電圧）を出力することになる。また、基準パワー選択信号Ｐｂｅによって、基準パワーが選択されたときには、スイッチＳＷ２１およびスイッチＳＷ２２がオン状態となり、絶対値において小さな電圧を有する電圧信号ＲＨ（正極性の第１電圧）、ＲＬ（負極性の第１電圧）を出力することになる。特に制限されないが、絶対値において小さな電圧を有する電圧信号ＲＨ（正極性の第１電圧）と電圧信号ＲＬ（負極性の第１電圧）の値は、絶対値において、等しい値を有している。また、絶対値において大きな電圧を有する電圧信号ＲＨ（正極性の第２電圧）と電圧信号ＲＬ（負極性の第２電圧）の値は、絶対値において、等しい値を有している。

また、電圧信号ＲＨおよびＲＬの値は、バンドギャップ電圧発生回路ＢＧＲによって生成された基準電圧ＶＢＧＲに基づいているため、温度等の環境の変動に対して依存性が少なく、変化の少ない電圧値となる。

バンドギャップ電圧発生回路ＢＧＲは、環境変動に対して依存性が少ない電圧を発生するものであり、種々の回路が公知である。そのため、ここでは詳しい説明は省略する。

第１電流変換回路ＲＦＡは、アンテナＡＮＴから出力される高周波信号の一部を、高周波信号のパワーＰＦとして受ける。第１電流変換回路ＲＦＡにおいては、受けた高周波信号のうち、基準電圧Ｖｒｅｆに対して、正極側の信号に応じた電流と、基準電圧Ｖｒｅｆに対して負極側の信号に応じた電流とが加算され、セレクタＳＥＣの入力端子ＳＩ１へ供給される。

一方、第２電流変換回路ＲＰＡは、電圧信号ＲＨおよびＲＬを基準パワー（第１基準パワーＰＷ１、第２基準パワーＰＷ２）として受ける。第２電流変換回路ＲＰＡにおいては、基準電圧Ｖｒｅｆに対して正極側の電圧信号ＲＨに応じた電流と、基準電圧Ｖｒｅｆに対して負極側の電圧信号ＲＬに応じた電流とが加算され、セレクタＳＥＣの入力端子ＳＩ２へ供給される。基準パワー生成回路ＲＰＧにおいては、基準パワー選択信号Ｐｈｅ、Ｐｂｅに従って、電圧信号ＲＨおよびＲＬの絶対値が変更される。これにより、基準パワー選択信号Ｐｈｅ、Ｐｂｅによって、セレクタＳＥＣの入力端子ＳＩ２へ供給される加算電流の値を変更することが可能となる。

セレクタＳＥＣは、それぞれの入力端子ＳＩ１、ＳＩ２に供給された電流を電圧に変換する。セレクタＳＥＣは、パワー選択信号ＳＩに従って、入力端子ＳＩ１に供給されている電流に対応する電圧または入力端子ＳＩ２に供給されている電流に対応する電圧を選択し、出力端子Ｓｏから出力する。

セレクタＳＥＣの出力端子Ｓｏから出力された出力信号は、出力アンプＯＢに供給される。出力アンプＯＢは、特に制限されないがオフセットＯＦＴを有するアンプであり、セレクタＳＥＣからの出力信号を増幅して、センサー出力として、出力端子ＰＳＥ−Ｏから後段のＡ／Ｄ変換回路ＡＤＣへ出力する。この実施の形態１では、出力アンプＯＢにおいて、後段のＡ／Ｄ変換回路ＡＤＣの入力レンジに合わせて、センサー出力の電圧レベルの調整が行われる。

図７に示した例では、出力アンプＯＢが、図１に示したセンサー回路ＳＣＣに相当するが、センサー回路ＳＣＣは、出力アンプＯＢに限定されず、種々の回路をセンサー回路ＳＣＣとすることが可能である。

図７を用いて、検査工程のときの動作と、測距時のときの動作を述べておくと次の通りである。

検査工程のときには、目標電力Ｐｏを出力しているときの、カプラＣＵＰからの高周波信号が、ノードｄｎｏ、／ｄｎｏに供給される。ノードｄｎｏ、／ｄｎｏにおける正極側の高周波信号と負極側の高周波信号が、高周波信号のパワーＰＦとして、第１電流変換回路ＲＦＡに供給される。第１電流変換回路ＲＦＡにおいて、正極側の高周波信号と負極側の高周波信号の振幅は、ＢトランジスタＢＴ３、ＢＴ４によって、それぞれ電流に変換され、加算される。加算された電流と定電流源ＩＩ１の定電流との差分が、セレクタＳＥＣの入力端子ＳＩ１に供給される。このとき、パワー選択信号ＳＩによって、セレクタＳＥＣは、入力端子ＳＩ１に供給されている電流に対応する電圧を選択し、出力端子Ｓｏから出力される。出力端子Ｓｏから出力された出力信号は、出力アンプＯＢに供給され、出力アンプＯＢから、センサー出力Ｓ０として出力される。このセンサー出力Ｓ０が、デジタルデータへ変換され、メモリ回路ＭＭに格納される。

次に、パワー選択信号ＳＩによって、セレクタＳＥＣは、入力端子ＳＩ２に供給されている電流を電圧として選択する状態にされる。このとき、例えば基準パワー選択信号Ｐｂｅによって、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２がオン状態にされる。スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２がオン状態にされることにより、選択生成回路ＳＲＰＧは、基準電圧Ｖｒｅｆに対して正極側で絶対値が小さい電圧を有する電圧信号ＲＨと、負極側で絶対値が小さい電圧を有する電圧信号ＲＬを生成し、第１基準パワーＰＷ１として第２電流変換回路ＲＰＡへ供給する。第２電流変換回路ＲＰＡにおいては、電圧信号ＲＨ、ＲＬを、ＢトランジスタＢＴ７およびＢＴ８によって電流に変換し、加算が行われる。加算によって得られた電流と定電流源ＩＩ２の定電流との差分が、セレクタＳＥＣの入力端子ＳＩ２に供給される。

セレクタＳＥＣは、この入力端子ＳＩ２に供給された電流を電圧に変換し、出力アンプＯＢへ供給する。出力アンプＯＢは、供給されたセレクタＳＥＣの出力信号に対応したセンサー出力（Ｒｂ０）を出力する。このセンサー出力（Ｒｂ０）が、デジタルデータに変換され、メモリ回路ＭＭに格納される。

次に、基準パワー選択信号Ｐｈｅによって、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２がオン状態にされる。スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２がオン状態にされることにより、選択生成回路ＳＲＰＧは、基準電圧Ｖｒｅｆに対して正極側で絶対値が大きい電圧を有する電圧信号ＲＨと、負極側で絶対値が大きい電圧を有する電圧信号ＲＬを生成し、第２基準パワーＰＷ２として第２電流変換回路ＲＰＡへ供給する。第２電流変換回路ＲＰＡにおいては、電圧信号ＲＨ、ＲＬを、ＢトランジスタＢＴ７およびＢＴ８によって電流に変換し、加算が行われる。加算によって得られた電流と定電流源ＩＩ２の定電流との差分が、セレクタＳＥＣの入力端子ＳＩ２に供給される。

セレクタＳＥＣは、この入力端子ＳＩ２に供給された電流を電圧に変換し、出力アンプＯＢへ供給する。出力アンプＯＢは、供給されたセレクタＳＥＣの出力信号に対応したセンサー出力（Ｒｈ０）を出力する。このセンサー出力（Ｒｈ０）が、デジタルデータに変換され、メモリ回路ＭＭに格納される。

プロセッサＭＰＵが、メモリ回路ＭＭに格納されたセンサー出力（Ｓ０、Ｒｂ０、Ｒｈ０）に対応するデジタルデータに基づいて、内分比Ｒ０を算出し、メモリ回路ＭＭに格納する。

次に、測距時において、パワーを制御する場合の動作を説明する。

パワー選択信号ＳＩによって、セレクタＳＥＣは、入力端子ＳＩ２に供給されている電流を電圧として選択する状態にされる。このとき、例えば基準パワー選択信号Ｐｂｅによって、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２がオン状態にされる。これにより、選択生成回路ＳＲＰＧは、基準電圧Ｖｒｅｆに対して正極側で絶対値が小さい電圧を有する電圧信号ＲＨと、負極側で絶対値が小さい電圧を有する電圧信号ＲＬを生成し、第１基準パワーＰＷ１として第２電流変換回路ＲＰＡへ供給する。第２電流変換回路ＲＰＡにおいては、電圧信号ＲＨ、ＲＬを、電流に変換し、加算が行われる。加算によって得られた電流と定電流源ＩＩ２の定電流との差分が、セレクタＳＥＣの入力端子ＳＩ２に供給される。

セレクタＳＥＣは、この入力端子ＳＩ２に供給された電流を電圧に変換し、出力アンプＯＢへ供給する。出力アンプＯＢは、供給されたセレクタＳＥＣの出力信号に対応したセンサー出力（Ｒｂ１）を出力する。このセンサー出力（Ｒｂ１）が、デジタルデータに変換され、メモリ回路ＭＭに格納される。

次に、基準パワー選択信号Ｐｈｅによって、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２がオン状態にされる。これにより、選択生成回路ＳＲＰＧは、基準電圧Ｖｒｅｆに対して正極側で絶対値が大きい電圧を有する電圧信号ＲＨと、負極側で絶対値が大きい電圧を有する電圧信号ＲＬを生成し、第２基準パワーＰＷ２として第２電流変換回路ＲＰＡへ供給する。第２電流変換回路ＲＰＡにおいては、電圧信号ＲＨ、ＲＬを、電流に変換し、加算が行われる。加算によって得られた電流と定電流源ＩＩ２の定電流との差分が、セレクタＳＥＣの入力端子ＳＩ２に供給される。

セレクタＳＥＣは、この入力端子ＳＩ２に供給された電流を電圧に変換し、出力アンプＯＢへ供給する。出力アンプＯＢは、供給されたセレクタＳＥＣの出力信号に対応したセンサー出力（Ｒｈ１）を出力する。このセンサー出力（Ｒｈ１）が、デジタルデータに変換され、メモリ回路ＭＭに格納される。

プロセッサＭＰＵは、メモリ回路ＭＭに格納されている内分比（Ｒ０）と、センサー出力（Ｒｂ１、Ｒｈ１）に対応するデジタルデータを基にして演算を実行し、パワーを制御するときのセンサー出力（Ｓ１）を求める。

次に、パワー選択信号ＳＩによって、入力端子ＳＩ１に供給される電流に対応する電圧が、セレクタＳＥＣによって選択されるようにする。このとき、カプラＣＵＰからパワーセンサーＰＳＮへ供給されている高周波信号は、第１電流変換回路ＲＦＡによって、電流に変換され、加算され、定電流源ＩＩ１の定電流との差分が、セレクタＳＥＣの入力端子ＳＩ１へ供給される。これにより、セレクタＳＥＣからは、測距時に、アンテナＡＮＴから出力されている高周波信号のパワーＰＦに対応した電圧が、出力端子Ｓｏから出力されることになる。そのため、出力アンプＯＢからも、高周波信号のパワーに対応するセンサー出力が出力されることになる。このセンサー出力は、デジタルデータへ変換され、プロセッサＭＰＵへ供給される。プロセッサＭＰＵは、供給されているセンサー出力の値と、先に求めたセンサー出力（Ｓ１）とを比較し、一致するように、ゲインコントロール信号ＧＣＣを発生する。これにより、無線通信装置のパワーが、目標電力へ調整される。

この実施の形態１においては、温度等の環境変動のそれぞれに対して、補正値を求めなくて済む。さらに求めたそれぞれの補正値を、予めテーブルに格納する工程も要求されない。また、環境変動に対して依存性の小さい２段階の基準パワーに対応するセンサー出力と、目標電力に対応するセンサー出力との間の比を用いて、パワーを制御する際に目標とするセンサー出力を算出するようにしている。比は環境変動に対して依存性が小さい。そのため、安価で、環境変動が生じていても、出力電力を所望の電力へ調整することが可能なパワー制御可能な無線通信装置を提供することが可能となる。

図１および図２では、インタフェース回路ＳＰＩを用いて、プロセッサＭＰＵと送信半導体ＴＸ−ＩＣ内の回路ブロックとの間の信号の送受信を行う例を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、それぞれの回路ブロックに対応する端子を、送信半導体ＴＸ−ＩＣに設けるようにし、プロセッサＭＰＵと回路ブロックとの間で直接的に信号の送受信を行うようにしてもよい。また、プロセッサＭＰＵを、送信半導体ＴＸ−ＩＣに内蔵させるようにしてもよい。

（実施の形態２）
図８は、実施の形態２に係わるパワーセンサーの構成を示す回路図である。図８にも、図７と同様に、パワーセンサー以外に、送信系出力部が示されている。図８に示すパワーセンサーの構成は、図７で説明したパワーセンサーと類似している。異なる部分は、出力アンプＯＢに係わる部分のみである。そのため、ここでは、出力アンプＯＢに係わる部分を主に説明し、他の部分については、原則、説明を省略する。

実施の形態１で説明した無線通信装置に対して、実施の形態２においては、温度特性調整回路が、追加される。実施の形態１では、出力アンプＯＢのオフセットＯＦＴは、固定にされていた。これに対して、実施の形態２においては、出力アンプＯＢのオフセットＶＯＦＴは、可変とされる。すなわち、実施の形態２に係わる出力アンプＯＢは、オフセット可変アンプである。可変オフセットＶＯＦＴは、プロセッサＭＰＵから供給されるオフセット制御信号ＯＣＴに従って、出力レベル調整回路ＯＦＣにより、所望のオフセットへ設定される。特に制限されないが、この実施の形態２においては、可変オフセットＶＯＦＴの値は、８段階に調整可能とされている。すなわち、プロセッサＭＰＵからのオフセット制御信号ＯＣＴによって、８段階のオフセットから所望のオフセットを指定することにより、出力アンプは、指定されたオフセットを有することになる。この可変オフセットＶＯＦＴと、出力レベル調整回路ＯＦＣとによって、温度特性調整回路が構成される。なお、オフセット制御信号ＯＣＴも、インタフェース回路ＳＰＩを介して、プロセッサＭＰＵから供給される。

この実施の形態２において、プロセッサＭＰＵは、カプラＣＵＰからの高周波信号のパワーＰＦを、パワーセンサーＰＳＮで測定するとき（以下、送信出力モニタ時とも称する）と、基準パワーを、パワーセンサーＰＳＮで測定するとき（以下、基準パワーモニタ時とも称する）とで、可変オフセットＶＯＦＴが異なる値となるように、オフセット制御信号ＯＣＴによって出力レベル調整回路ＯＦＣを制御する。このように可変オフセットＶＯＦＴが異なる値となるようにすることで、高周波信号のパワーと基準パワーとが、同じ値であっても、パワーセンサーＰＳＮから出力されるセンサー出力は、送信出力モニタ時と、基準パワーモニタ時とでは、異なった値にすることができる。このようにすることにより、パワーを調整するとき、一定の温度オフセットを加えることが可能となり、例えば、パワーセンサーＰＳＮ以降の部分で生じている温度依存性を、パワー調整の際に補償することが可能となる。

次に、図９および図１０を用いて、実施の形態２に係わるパワー調整（制御）の原理を説明する。ここでは、パワーセンサーＰＳＮから出力されるセンサー出力は、パワーセンサーＰＳＮに供給される入力パワー（高周波信号のパワーおよび基準パワー）に依存した温度特性を有しているものとする。また、入力パワーが同じであれば、高周波信号のパワーが供給されたときと、基準パワーが供給されたときとで、同じ温度依存性を有しているものとする。

図９および図１０において、横軸は電力を示し、縦軸はパワーセンサーＰＳＮからのセンサー出力を示している。また、これらの図において、ＲＥＦＬは、２段階の基準パワー（第１基準パワーＰＷ１と第２基準パワーＰＷ２）のうち、値が小さい第１基準パワーＰＷ１が、パワーセンサーＰＳＮへ供給されたときのセンサー出力の値を示している。また、ＲＥＦＨは、２段階の基準パワーのうち、値が大きい第２基準パワーＰＷ２が、パワーセンサーＰＳＮへ供給されたときのセンサー出力の値を示している。

図９は、プロセッサＭＰＵによって、送信出力モニタ時と基準パワーモニタ時とで、可変オフセットＶＯＦＴの値を同じにした場合を示している。説明を容易にするために、図９では、第２基準パワーＰＷ２が、パワーＰｈとなっているとき、すなわち、基準パワーモニタ時において、パワーＰｈを有する第２基準パワーＰＷ２が、パワーセンサーＰＳＮに供給されたとき、パワーセンサーＰＳＮからのセンサー出力の値は、Ｖｈとなるものとする。また、送信出力モニタ時に、パワーＰｈを有する高周波信号のパワーＰＦが、パワーセンサーＰＳＮに供給されたときも、パワーセンサーＰＳＮからのセンサー出力の値は、Ｖｈとなるものとする。

同じパワーＰｈを有する第２基準パワーＰＷ２と高周波信号のパワーＰＦとが、パワーセンサーＰＳＮに供給されたとき、同じ温度特性を有しているため、温度Ｔが温度Ｔｏから温度Ｔｏ＋ΔＴ（温度変化分）へ変化しても、センサー出力の値は同じ値Ｖｈ（ＲＥＦＨ）Ｔ＝Ｔｏ＋ΔＴとなる。すなわち、温度Ｔが温度Ｔｏのときのセンサー出力の値Ｖｈ（ＲＥＦＨ）Ｔ＝Ｔｏから、値Ｖｈ（ＲＥＦＨ）Ｔ＝Ｔｏ＋ΔＴへ変わっているだけである。従って、目標電力を例えばＰｈとした場合、温度が温度Ｔｏから温度Ｔｏ＋ΔＴに変化した場合も、目標電力Ｐｈへ調整することが可能である。そのため、パワー調整の際には、温度依存性が発生しない。

第１基準パワーＰＷ１が、パワーＰｌのときも同様に、パワー調整の際には、温度依存性は発生しない。そのため、第１基準パワーＰＷ１（Ｐｌ）に対応したセンサー出力Ｖｌ（ＲＥＦＬ）と第２基準パワーＰＷ２（Ｐｈ）に対応したセンサー出力Ｖｈ（ＲＥＦＨ）Ｔ＝Ｔｏを用いた内分比を算出し、この内分比を用いてパワー調整する際には、温度依存性が発生しない。

図９において、破線Ｃ１およびＣ２は、高周波信号のパワーＰＦが、パワーＰｈのときのセンサー出力と、高周波信号のパワーＰＦが、パワーＰｌのときのセンサー出力との間を直線で補間して得た特性曲線である。ここで、破線Ｃ１は、温度が温度Ｔｏの場合を示しており、破線Ｃ２は、温度がΔＴだけ変化し、温度が、温度Ｔｏ＋ΔＴとなった場合を示している。

次に、プロセッサＭＰＵからのオフセット制御信号ＯＣＴによって、基準パワーモニタ時と、送信出力モニタ時とで、可変オフセットＶＯＦＴが異なる値になるように調整した場合のパワー調整について、図１０を用いて説明する。

ここでは、送信出力モニタ時に、基準パワーモニタ時に比べて、センサー出力がΔＶｏのオフセットを有するように、出力レベル調整回路ＯＦＣによって、可変オフセットＶＯＦＴが設定された場合を例にして説明する。そのため、破線で示した特性曲線Ｃ１およびＣ２（図９および図１０）のそれぞれは、オフセットΔＶｏだけ、平行移動し、実線で示す特性曲線Ｄ１およびＤ２（図１０）のようになる。

ΔＶｏのオフセットが設定されていなければ、図９で述べたように、高周波信号のパワーＰＦが、基準パワーＰｈのとき、センサー出力は、Ｖｈ（ＲＥＦＨ）となる。ΔＶｏのオフセットが付加されているため、センサー出力を、同じ値Ｖｈ（ＲＥＦＨ）のポイントへ到達させるための高周波信号のパワーＰＦは、パワーの小さい方向へシフト（１）し、パワーＰｈ’となる。

センサー出力が、基準パワーＰｈに対応するセンサー出力の値に到達するポイントの付近での、送信出力モニタ時のセンサー出力の温度特性は、基準パワーモニタ時のセンサー出力の温度特性に比べて小さい。温度が温度Ｔｏ＋ΔＴとなった場合、送信出力モニタ時において、センサー出力が、基準パワーＰｈに対応するセンサー出力の値Ｖｈ（ＲＥＦＨ）Ｔ＝Ｔｏ＋ΔＴに到達するポイントは、パワーＰｈ’に対してΔＰだけシフト（２）する。

パワー調整は、基準パワーＰｈを基にして実施するため、温度が温度Ｔｏのときに、目標電力を例えばパワーＰｈ’とした場合、温度が温度Ｔｏ＋ΔＴに変化した場合には、目標電力Ｐｈ’に対して、ΔＰ大きな値に調整（２）されることになる。すなわち、パワー調整の結果に、パワー変化分ΔＰ／温度変化分ΔＴの温度特性を付加することが可能となる。

第１基準パワーＰＷ１が、パワーＰｌを有している場合も同様に、オフセットにより、センサー出力が、値Ｖｌ（ＲＥＦＬ）に到達するポイントは、パワーの小さい方向へシフトし、パワーＰｌ’となる。温度が温度Ｔｏのときの目標電力を例えばパワーＰｌ’とした場合、温度が温度Ｔｏ＋ΔＴになったときには、ΔＰ大きな値に調整（３）される。すなわち、パワー調整の結果に、パワー変化分ΔＰ／温度変化分ΔＴの温度特性を付加することが可能となる。なお、値Ｖｌ（ＲＥＦＬ）は、図９参照。

そのため、第１基準パワーＰＷ１（Ｐｌ）に対応したセンサー出力Ｖｌ（ＲＥＦＬ）と第２基準パワーＰＷ２（Ｐｈ）に対応したセンサー出力Ｖｈ（ＲＥＦＨ）Ｔ＝Ｔｏとを用いた内分比を算出し、この内分比を用いてパワー調整する際に、温度依存性を付加することが可能となる。ここで付加される依存性は、パワー変化分ΔＰ／温度変化分ΔＴの温度特性となる。この付加される温度依存性を用いて、例えばパワーセンサーＰＳＮ以降の部分で発生する温度依存性を補償することが可能となる。

次に、実施の形態２に係わる温度補償により補償される温度補償値を、図１１を参照にしながら、定量的に述べる。図１１は、図９および図１０と同等に、パワーセンサーＰＳＮの特性を示す特性図であって、横軸は電力を示し、縦軸はセンサー出力を示している。

先ず、パワーセンサーＰＳＮの特性を定義する。パワーセンサーＰＳＮの特性は、式（４）で表される。ここで、Ｖｐは、センサー出力を示し、Ａは、パワーセンサーＰＳＮの感度係数を示し、αは、感度係数Ａの温度依存性を示しており、ΔＴは変化温度を示している。また、Ｐは、高周波信号のパワーを示し、Ｖｏは、オフセット電圧を示している。

基準パワーモニタ時の可変オフセットＶＯＦＴを所定の値、例えばオフセットなしに設定し、送信出力モニタ時の可変オフセットＶＯＦＴは、電圧ΔＶの値に設定する。このようにすると、基準パワーモニタ時のパワーセンサーＰＳＮの特性Ｖｄｃは、式（５）で表される。また、送信出力モニタ時のパワーセンサーＰＳＮの特性Ｖｒｆは、式（６）で表される。

次に、内分比を算出する。ここでは、第１基準パワーＰＷ１の値が、Ｐｌであり、第２基準パワーＰＷ２の値が、Ｐｈであるとする。温度が温度Ｔｏの場合、第１基準パワーＰＷ１（Ｐｌ）が供給されているとき、パワーセンサーＰＳＮのセンサー出力電圧Ｖｌは、式（７）で表される。また、温度が温度Ｔｏの場合、第２基準パワーＰＷ２（Ｐｈ）が供給されているとき、パワーセンサーＰＳＮのセンサー出力電圧Ｖｈは、式（８）で表される。

パワー調整によって、調整の目標となる目標電力の値をＰｏ（図１１）とすると、温度が温度Ｔｏのとき、送信出力モニタ時のセンサー出力の値Ｖｒｆは、式（９）によって表される。すなわち、目標電力の値Ｐｏを有する高周波信号のパワーＰＦが、パワーセンサーＰＳＮに供給されたときに、パワーセンサーＰＳＮから出力されるセンサー出力の電圧値がＶｒｆ（図１１）である。

式（７）〜式（９）から、内分比Ｒは、式（１０）によって表される。

温度が、温度Ｔｏ＋ΔＴのとき、第１基準パワーＰＷ１（Ｐｌ）がパワーセンサーＰＳＮに供給されたときのセンサー出力Ｖｌ（Ｔ）は、式（１１）によって表される。また、このとき、第２基準パワーＰＷ２（Ｐｈ）がパワーセンサーＰＳＮに供給されたときのセンサー出力Ｖｈ（Ｔ）は、式（１２）によって表される。

温度が、温度Ｔｏ＋ΔＴとなったとき、目標電力Ｐｏに対応するセンサー出力の期待値Ｖｒｆ（Ｔ）は、式（１３）によって表される。プロセッサＭＰＵは、パワー調整のとき、送信出力モニタ時にパワーセンサーＰＳＮから出力されるセンサー出力の値と、期待値Ｖｒｆ（Ｔ）とを比較し、一致するように、可変ゲインアンプＰＧＡのゲインが調整される。これにより、無線通信装置の出力電力が目標電力Ｐｏとなる。この期待値Ｖｒｆ（Ｔ）は、内分比Ｒと、温度が温度Ｔｏ＋ΔＴとなっているときの第１基準パワーＰＷ１（Ｐｌ）に対応するセンサー出力Ｖｌ（Ｔ）と、温度が温度Ｔｏ＋ΔＴとなっているときの第２基準パワーＰＷ２（Ｐｈ）に対応するセンサー出力Ｖｈ（Ｔ）とによって求まる。ここで、内分比Ｒは、式（１０）で表され、センサー出力Ｖｌ（Ｔ）およびＶｈ（Ｔ）は、式（１１）および（１２）で表される。

パワーセンサーＰＳＮが、期待値Ｖｒｆ（Ｔ）のセンサー出力を出力するときに、パワーセンサーＰＳＮに供給されている入力パワーをＰ（Ｔ）とすると、式（６）は、式（１４）に示すようになり、入力パワーＰ（Ｔ）は、式（１５）によって表される。なお、期待値Ｖｒｆ（Ｔ）と入力パワーＰ（Ｔ）との関係は、図１１に示されている。

図１１に示すように、パワーセンサーＰＳＮのパワー精度誤差ΔＰ（Ｔ）は、ΔＰ（Ｔ）＝Ｐ（Ｔ）−Ｐｏである。これに式（１５）を代入すると、パワー精度誤差ΔＰ（Ｔ）は、式（１６）で表される。

さらに、式（１３）を適用すると、パワー精度誤差ΔＰ（Ｔ）は、式（１７）で表される。

式（１７）から、パワー精度誤差ΔＰ（Ｔ）は、可変オフセットＶＯＦＴによって設定したオフセットΔＶｏに比例した温度特性を有する。そのため、パワーセンサーＰＳＮ以降の部分あるいはパワーセンサーＰＳＮ以前の部分で温度依存性が発生している場合、可変オフセットＶＯＦＴを適切な値に設定することにより、パワー調整によって、全体として温度依存性を補償することが可能である。例えば、カプラＣＵＰで温度依存性が発生する場合でも、可変オフセットを適切な値に設定することにより、無線通信装置ＭＯＤ全体として、温度依存性を補償することが可能である。

図１２は、温度を変えながら、無線通信装置ＭＯＤからの出力電力を測定した結果を示す特性図である。図１２において、横軸は温度を示し、縦軸は無線通信装置ＭＯＤからの出力電力を示している。ここでは、送信出力モニタ時の可変オフセットＶＯＦＴは、所定のオフセット値に設定し、基準パワーモニタ時の可変オフセットＶＯＦＴの値を変更している。

すなわち、図１２において、ひし形（◆）で示した特性曲線は、基準パワーモニタ時の可変オフセットＶＯＦＴの値を、送信出力モニタ時の可変オフセットＶＯＦＴの値と同じ所定のオフセット値に設定した場合を示している。この場合には、温度補償が行われない（温特補償なし）。図１２において、正方形（■）で示した特性曲線は、基準パワーモニタ時の可変オフセットＶＯＦＴの値を、上記した所定のオフセット値よりも小さな第１オフセットに設定した場合を示している。この場合には、温度補償が行われるが、補償量は小さい（温特補償小）。さらに、図１２において、三角形（▲）で示した特性曲線は、基準パワーモニタ時の可変オフセットＶＯＦＴの値を、上記した第１オフセットよりもさらに小さい第２オフセットに設定した場合を示している。この場合には、補償量が大きくなる（温特補償大）。

図１２は、送信出力モニタ時の可変オフセットＶＯＦＴを固定にして、基準パワーモニタ時の可変オフセットを変更する例である。しかしながら、言い換えれば、正方形で示した特性曲線は、第１オフセットだけ、送信出力モニタ時の可変オフセットＶＯＦＴが、大きくなっている場合の特性を示していると見なすことができる。同様に、三角形で示した特性曲線は、第２オフセットだけ、送信出力モニタ時の可変オフセットＶＯＦＴが、大きくなっている場合の特性を示していると見なすことができる。

図１２に示す特性曲線を求めるために、図１に示した検査工程のときには、温度が、２５℃のときに、出力電力が、２．８５ｄＢｍになるように調整されている。一方、測距時には、温度が、−４０℃および１２５℃のときの出力電力を測定している。これらの温度で測定した出力電力間を直線補間して、図１２に示す特性曲線を得ている。

温特補償なしの場合、出力電力精度は、約０．９ｄＢであるのに対し、温特補償小および温特補償大のそれぞれでは、出力電力精度は、約０．３ｄＢとなり、温度特性の改善が図られている。また、図１２に示すように、温特補償大の場合には、温特補償小の場合に比べて、特性曲線の傾きが右肩上がりとなっており、温度調整回路の効果が現れていることがわかる。

図７および図８においては、基準パワー選択信号Ｐｈｅ、Ｐｂｅによって、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１およびＳＷ２２を制御する例を示したが、これに限定されるものではない。例えば、図７および図８に示した抵抗素子Ｒ４を可変抵抗素子により構成し、基準パワー選択信号によって、可変抵抗素子の抵抗値が変わるようにしてもよい。この場合、例えばＰ型ＦＥＴＰＴ３のソースが電源電圧Ｖｄに接続され、Ｎ型ＦＥＴＮＴ２のソースは接地電圧Ｖｓに接続される。可変抵抗素子の抵抗値を変えることにより、Ｐ型ＦＥＴＰＴ３およびＮ型ＦＥＴＮＴ２を流れるドレイン電流が変わるため、電圧信号ＲＨ、ＲＬの値を変えることができ、互いに異なる値の基準パワーを生成することが可能となる。この場合には、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２、Ｎ型ＦＥＴＮＴ３およびＰ型ＦＥＴＰＴ４を省略することが可能となり、素子数の低減を図ることが可能となる。

実施の形態で述べたように、基準電圧Ｖｒｅｆに対して、正極側および負極側の加算を行うことにより、ノードｄｎｏ、／ｄｎｏにおける高周波信号の電圧の対称性が崩れた場合でも、より正確にパワーを測定することが可能となる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

ＡＵＴ アンテナ
ＭＯＤ モジュール（無線通信装置）
ＭＰＵ プロセッサ
ＰＡ パワーアンプ
ＰＧＡ 可変ゲインアンプ
ＲＰＧ 基準パワー生成回路
ＲＸ−ＩＣ 受信半導体
ＳＥＬ 選択回路
ＳＣＣ センサー回路
ＰＳＮ パワーセンサー
ＴＸ−ＩＣ 送信半導体

Claims (10)

1. ゲインコントロール信号に基づいて、ゲインが制御可能な可変ゲインアンプと、
   第１基準パワーと、前記第１基準パワーとは異なる第２基準パワーとを生成する基準パワー生成回路と、
   前記可変ゲインアンプから出力される高周波信号のパワー、前記基準パワー生成回路によって生成された第１基準パワーおよび第２基準パワーが、選択的に供給されるセンサー回路と、
   前記センサー回路からのセンサー出力に基づいて、前記ゲインコントロール信号を生成する制御回路と、
   を備え、
   前記制御回路は、前記センサー回路から出力される、前記第１基準パワーに対応した第１センサー出力と前記第２基準パワーに対応した第２センサー出力との差分と、前記第１基準パワーに対応した第１センサー出力と前記高周波信号のパワーに対応した高周波センサー出力との差分との比に基づいて、パワーを制御するとき、前記ゲインコントロール信号を生成する、パワー制御可能な無線通信装置。
2. 請求項１に記載のパワー制御可能な無線通信装置において、
   前記比は、前記第１センサー出力と前記第２センサー出力との差分と、前記第１センサー出力と前記高周波センサー出力との差分との間の内分比である、パワー制御可能な無線通信装置。
3. 請求項２に記載のパワー制御可能な無線通信装置において、
   前記制御回路は、前記内分比を格納する記憶回路を備え、
   パワーを制御するとき、前記センサー回路から出力される、第１基準パワーに対応したセンサー出力と、前記第２基準パワーに対応したセンサー出力との差分と、前記記憶回路に格納されている前記内分比とに基づいて、前記パワー制御可能な無線通信装置が、所定のパワーとなるように、ゲインコントロール信号が、前記制御回路によって生成される、パワー制御可能な無線通信装置。
4. 請求項３に記載のパワー制御可能な無線通信装置において、
   前記基準パワー生成回路は、バンドギャップ電圧発生回路を備え、前記バンドギャップ電圧発生回路により発生した参照電圧を基にして、所定の基準電圧に対して正極性の第１電圧および第２電圧と、前記所定の基準電圧に対して負極性の第１電圧および第２電圧とを生成し、
   前記第１基準パワーは、前記正極性の第１電圧と前記負極性の第１電圧とによって形成され、前記第２基準パワーは、前記正極性の第２電圧と前記負極性の第２電圧とによって形成される、パワー制御可能な無線通信装置。
5. 請求項４に記載のパワー制御可能な無線通信装置において、
   前記センサー回路は、オフセットを変えることが可能なオフセット可変アンプを備え、
   前記オフセット可変アンプは、前記第１基準パワーに対応したセンサー出力および前記第２基準パワーに対応したセンサー出力を出力するときと、前記高周波信号のパワーに対応した高周波センサー出力を出力するときとで、オフセットが異なるように、前記制御回路によって制御される、パワー制御可能な無線通信装置。
6. マイクロプロセッサと、前記マイクロプロセッサによってパワー制御される半導体装置とを備えたパワー制御可能な無線通信装置であって、
   前記半導体装置は、
   送信信号を増幅するアンプであって、ゲインコントロール信号によってゲインを変えることが可能な可変ゲインアンプと、
   前記可変ゲインアンプからの高周波信号を増幅して、アンテナへ伝達するパワーアンプと、
   前記パワーアンプから前記アンテナへ伝達される高周波信号のパワーを検出するパワーセンサーと、
   前記パワーセンサーと前記可変ゲインアンプと前記マイクロプロセッサに結合されたインタフェース回路と、
   を備え、
   前記パワーセンサーは、
   第１基準パワーと前記第１基準パワーとは異なる第２基準パワーを生成する基準パワー生成回路と、
   前記インタフェース回路を介して、前記マイクロプロセッサからの制御に従って、前記第１基準パワーと前記第２基準パワーと、前記パワーアンプからの高周波信号のパワーとを選択する選択回路と、
   を備え、
   前記マイクロプロセッサは、前記選択回路によって、前記第１基準パワーを選択したときに前記パワーセンサーから出力される第１センサー出力と、前記第２基準パワーを選択したときに前記パワーセンサーから出力される第２センサー出力と、前記高周波信号のパワーを選択したときに前記パワーセンサーから出力される第３センサー出力とを、前記インタフェース回路を介して、受け、
   前記マイクロプロセッサは、前記第１センサー出力と前記第２センサー出力との差分と、前記第１センサー出力と前記第３センサー出力との差分との比に基づいて、前記パワー制御可能な無線通信装置のパワーを制御するとき、ゲインコントロール信号を形成し、前記インタフェース回路を介して、前記可変ゲインアンプへ供給する、パワー制御可能な無線通信装置。
7. 請求項６に記載のパワー制御可能な無線通信装置において、
   前記比は、前記第１センサー出力と前記第２センサー出力との差分と、前記第１センサー出力と前記第３センサー出力との差分との間の内分比であり、
   前記マイクロプロセッサは、前記内分比を格納する記憶回路を備え、
   前記パワー制御可能な無線通信装置のパワーを制御するとき、前記マイクロプロセッサは、前記パワーセンサーから出力される前記第１基準パワーに対応したセンサー出力と、前記第２基準パワーに対応したセンサー出力との差分と、前記記憶回路に格納されている前記内分比とに基づいて、ゲインコントロール信号を形成する、パワー制御可能な無線通信装置。
8. 請求項７に記載のパワー制御可能な無線通信装置において、
   前記基準パワー生成回路は、
   参照電圧を発生するバンドギャップ電圧発生回路と、
   前記インタフェース回路を介して、前記マイクロプロセッサから供給される基準パワー選択信号に従って、前記バンドギャップ電圧発生回路により発生した参照電圧を基に、基準電圧に対して正極性の第１電圧または第２電圧と、前記基準電圧に対して負極性の第１電圧または第２電圧を生成する選択生成回路と、
   を備え、
   前記第１基準パワーは、前記正極性の第１電圧と前記負極性の第１電圧とによって形成され、前記第２基準パワーは、前記正極性の第２電圧と前記負極性の第２電圧とによって形成される、パワー制御可能な無線通信装置。
9. 請求項８に記載のパワー制御可能な無線通信装置において、
   前記選択回路は、
   前記パワーアンプから出力される高周波信号を受け、前記基準電圧に対する前記高周波信号の振幅に応じた電流信号を生成する第１電流変換回路と、
   前記選択生成回路からの正極性の第１電圧または第２電圧と、負極性の第１電圧または第２電圧が供給され、供給された電圧に応じた電流信号を生成する第２電流変換回路と、
   前記マイクロプロセッサの制御によって、前記第１電流変換回路からの電流信号または前記第２電流変換回路からの電流信号を選択し、選択された電流信号に対応する電圧信号を出力するセレクタと、
   を備える、パワー制御可能な無線通信装置。
10. 請求項８に記載のパワー制御可能な無線通信装置において、
    前記パワーセンサーは、前記選択回路からの出力を増幅するオフセット可変アンプを備え、
    前記オフセット可変アンプは、前記第１基準パワーに対応したセンサー出力および前記第２基準パワーに対応したセンサー出力を出力するときと、前記高周波信号のパワーに対応したセンサー出力を出力するときとで、オフセットが異なるように、前記マイクロプロセッサによって制御される、パワー制御可能な無線通信装置。

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