CN115118278A - 压控振荡器、锁相环电路、光探测装置及激光雷达 - Google Patents

Abstract

压控振荡器、锁相环电路、光探测装置及激光雷达，其中，所述压控振荡器包括：电感单元、可变电容单元和温度补偿单元，其中：所述电感单元，耦接于所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端之间；所述可变电容单元，耦接在所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端之间，包括多个并联的可变电容支路，所述多个可变电容支路均各自分别与所述温度补偿单元耦接，适于使所述压控振荡器覆盖预设的目标频率；所述温度补偿单元，与所述多个可变电容支路分别耦接，适于根据检测到的环境温度，相应地改变温度补偿电压，调整所述多个可变电容支路的电容值。上述方案可以减小环境温度对压控振荡器的影响。

Description

压控振荡器、锁相环电路、光探测装置及激光雷达

技术领域

本说明书实施例涉及压控振荡器技术领域，尤其涉及一种压控振荡器、锁相环电路、光探测装置及激光雷达。

背景技术

锁相环(Phase Lock Loop，PLL)电路广泛用于射频收发系统，可提供本振信号或者向数据转换器及数字电路提供时钟信号，本振信号或者时钟信号的信号质量对射频系统、高速度高精度的数据转换器中的关键指标有直接影响。

能使PLL保持良好频率信号质量的核心部件是压控振荡器(Voltage-ControlledOscillator，VCO)，由于具有稳定的振荡频率和较宽的调频范围，LC型VCO在PLL中得到普遍应用。LC型VCO是一个正反馈放大器。在电路开始工作时，放大器会将电路中的噪声循环放大，若放大器满足巴克豪森起振(Barkhausen)条件，则振荡器最终会发生振荡，进而能够获得所需的振荡信号。如图1所示的LC型VCO的原理图，信号的频率可以由螺旋型电感L的电感值与总电容值确定，总电容包括由变容管提供的电容C_v以及寄生电容C1、C2。改变Vctrl值(图1中未示出)可以改变可变电容两端的电压差U_c，使可变电容容值发生变化，从而改变振荡频率ω。其中，改变Vctrl值的电压信号由PLL中的环路滤波器(Loop Filter，LPF)提供。

但是，在外界温度发生变化时，LC型VCO内部寄生电容和电感具有较明显的温度特性，若VCO的实时调谐增益K_VCO很小，PLL会经历重新锁定的过程，并需要长达几十微秒的稳定时间，在这个重新锁定的时间段内，PLL的工作状态是不正常的，这在系统应用中是不被允许的。

发明内容

有鉴于此，本说明书实施例提供一种压控振荡器、锁相环电路、光探测装置及激光雷达，能够减小环境温度变化对压控振荡器的影响。

首先，本说明书实施例提供了一种压控振荡器，包括：电感单元、可变电容单元和温度补偿单元，其中：

所述电感单元，耦接于所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端之间；

所述可变电容单元，耦接在所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端之间，包括多个并联的可变电容支路，所述多个可变电容支路均各自分别与所述温度补偿单元耦接，适于使所述压控振荡器覆盖预设的目标频率；

所述温度补偿单元，与所述多个可变电容支路分别耦接，适于根据检测到的环境温度，相应地改变温度补偿电压，调整所述多个可变电容支路的电容值。

可选地，所述压控振荡器还包括电压控制单元，与所述可变电容单元耦接，所述电压控制单元包括：

电压控制模块，适于调节其自身输出电压，以调整所述多个可变电容支路的电容值；

电阻模块，所述电阻模块耦接于所述电压控制模块和所述可变电容单元之间。

可选地，所述可变电容支路包括：可变电容模块和固定电容模块，其中：

所述可变电容模块，分别与所述温度补偿单元和所述电压控制单元耦接；

所述固定电容模块，耦接于所述可变电容模块与所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端之间，适于提供基础电容值。

可选地，所述压控振荡器还包括交叉耦合单元，所述交叉耦合单元，耦接于电源和地之间，并与所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端耦接，适于提供负电阻。

可选地，所述交叉耦合单元包括：第一交叉耦合模块和第二交叉耦合模块，其中：

所述第一交叉耦合模块，设置于所述压控振荡器的接地端，并与所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端耦接；

所述第二交叉耦合模块，设置于所述压控振荡器的电源端，并与所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端耦接。

可选地，所述电感单元直接与电源连接；所述交叉耦合单元包括：设置于接地端的交叉耦合模块，所述交叉耦合模块与所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端分别耦接。

可选地，所述压控振荡器还包括频率粗调单元，所述频率粗调单元包括：

数字控制码模块，适于输出数字控制码；

并联的多个频率粗调支路，所述频率粗调支路包括：

开关模块，其控制端耦接于所述数字控制码模块，适于基于所述数字控制码进行通断控制；

至少两个固定电容，耦接于所述开关模块和压控振荡器的第一输出端或第二输出端之间，适于在所述开关模块导通时，接入到所述压控振荡器的电路中，以调整所述压控振荡器的子带频率。

本说明书实施例还提供了一种锁相环电路，包括：

前述任一实施例所述的压控振荡器，适于生成预设频率范围的振荡信号；

鉴相器，与所述压控振荡器耦接，适于基于输入的参考信号，判断所述压控振荡器输出的振荡信号是否与所述参考信号的频率相同，并在二者不同时，输出控制电压信号调节所述压控振荡器的振荡频率。

可选地，所述锁相环电路还包括：低通滤波器，耦接于所述鉴相器与所述压控振荡器之间，适于对所述鉴相器输出的控制电压信号进行滤波。

本说明书实施例还提供了一种光探测装置，包括：

光电传感器，适于将探测目标物反射后的光信号转换为模拟电信号；

模数转换模块，适于将所述模拟电信号转换为数字信号；

前述任一实施例所述的锁相环电路，适于向所述模数转换模块提供时钟信号。

可选地，所述光探测装置还包括：电信号预处理模块，耦接于所述光电传感器和所述模数转换模块之间，适于对所述模拟电信号执行如下至少一种预处理：

对所述模拟电信号进行滤波；

对所述模拟电信号进行信号放大。

本说明书实施例还提供了一种激光雷达，包括光发射装置、光学系统和计算系统，还包括前述任一实施例所述的光探测装置，其中：

所述光发射装置，适于提供探测光；

所述光学系统，适于将所述探测光传导到探测目标物，并将所述探测目标物的反射光传导到所述光探测装置；

所述光探测装置，适于获取所述反射光的接收时间；

所述计算系统，适于根据所述探测光的发射时间和所述反射光的接收时间，计算所述探测目标物的距离。

采用本说明书实施例中的压控振荡器，所述压控振荡器包括电感单元、可变电容单元、温度补偿单元，其中，由于所述可变电容单元采用多个可变电容支路并联的方式，所述温度补偿单元根据检测到的环境温度，相应地改变温度补偿电压，调整所述多个可变电容支路的电容值，实现对所述压控振荡器的振荡频率的自适应调整，减小环境温度变化对压控振荡器的影响，进而可以提高压控振荡器的频率输出精度及稳定性且所述可变电容单元包括多个并联的可变电容支路，能够以较小面积的可变电容单元，减小因压控振荡器输出的高频振动信号引起的回踢效应，提高所述压控振荡器温度补偿的稳定性，总之，采用本说明书实施例中的压控振荡器，能够以较小的芯片面积保障温度补偿的稳定性。

进一步地，所述压控振荡器还包括与所述可变电容单元耦接的电压控制单元，即所述电压控制单元与所述温度补偿单元共用所述可变电容单元，二者均可以调整所述可变电容单元的电容值，从而无须再为所述电压控制单元专门适配不同的可变电容，因此可以进一步减小电路面积以及封装所述压控振荡器的芯片的面积，相应地还可以降低芯片功耗。并且，所述电压控制单元包括电压控制模块和电阻模块，由于所述电阻模块耦接于所述电压控制模块和所述可变电容单元之间，因此所述电阻模块可以抵消来自所述可变电容单元产生的激荡电流，避免激荡电流对所述电压控制模块的输出电压产生影响，从而可以进一步提高压控振荡器输出频率的稳定性。

进一步的，所述压控振荡器的可变电容支路包括可变电容模块和固定电容模块，一方面，所述温度补偿单元和所述电压控制单元可以通过调节所述可变电容模块，实现对所述压控振荡器的振荡频率的调整；另一方面，通过所述固定电容模块可以提高压控振荡器频率调节的线性度。

进一步地，通过所述交叉耦合单元耦接于电源和地之间，并与所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端耦接，为所述压控振荡器提供负阻，可以平衡所述压控振荡器中电容和电感自身的电阻，减小振荡幅值的衰减，进一步提高所述压控振荡器输出频率的稳定性。

进一步的，所述压控振荡器的输入端通过所述电感单元与电源直接连接，且所述交叉耦合单元仅包括设置于接地端的的交叉耦合模块，因此，所述电源电压可以不经过所述交叉耦合单元，直接加到所述压控振荡器，故可以降低压控振荡器工作时所需的电源电压，从而可以降低压控振荡器的功耗。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为一种LC型VCO的原理示意图；

图2为一种LC型VCO的结构简图；

图3为另一种LC型VCO的结构简图；

图4为LC型VCO的振荡幅值波形图；

图5为一种压控振荡器电路结构图；

图6为本说明书实施例中一种压控振荡器电路结构图；

图7示出了本说明书一些实施例中压控振荡器的输出频率与电压控制单元的输出电压之间的关系映射曲线；

图8示出了本说明书一具体示例中压控振荡器的输出频率与电压控制单元的输出电压之间的关系映射曲线；

图9为图5和图6所示示例电路的振荡频率随温度变化的波形图；

图10为本说明书实施例中另一种压控振荡器电路结构图；

图11为本说明书实施例中一种锁相环电路的结构示意图；

图12为说明书实施例中一种光探测装置的结构示意图；

图13为说明书实施例中一种激光雷达的结构示意图。

具体实施方式

如背景技术可知，压控振荡器为PLL的核心部件，其中，由于具有稳定的振荡频率和较宽的调频范围，LC型VCO在PLL中得到普遍应用。

然而，LC型VCO内部寄生电容和电感具有较明显的温度特性，会使振荡频率在工作过程中发生偏移。

为使本领域技术人员更好地理解和实施本说明书实施例，以下首先参照压控振荡器的结构简图，说明本说明书实施例中涉及到的压控振荡器的工作原理。

参照图2所示的一压控振荡器的结构简图，所述压控振荡器可以看作是由寄生电容C_p和等效电感L_eq组成的LC振荡电路，其工作原理为通过所述寄生电容C_p和所述等效电感L_eq引起电流振荡:

然而电容、电感存在温度效应，在压控振荡器的工作环境温度(例如-40～125℃)下，随着温度上升，电路中的电容值和电感值都会变大，从而导致振荡频率变小，使得所述压控振荡器的控制电压偏离中间值，造成电路性能的降低，而且如果振荡频率变化太大，可能会造成PLL的失锁。

在实际工作中，如图3所示，所述压控振荡器的寄生电容C_p存在寄生电阻R_C、等效电感L_eq存在寄生电阻R_L，这两个寄生电阻的存在使得所述压控振荡器在一个振荡周期内的振荡幅值逐渐衰弱。为减少寄生电容和等效电感的电阻引起的振荡幅值衰减现象，可以在压控振荡电路中增加一个负阻-R，通过所述负阻-R平衡寄生电阻R_C和R_L，从而可以减小振荡幅值衰减。

参照图4所示LC型压控振荡器的振荡幅值变化曲线图，其中，纵轴A表示振荡幅值、横轴t表示时间，将输入脉冲P0分别输入图2和图3所示LC型VCO电路的输入端Vin，在LC型VCO电路的输出端Vout分别输出相应的振荡波形，如图4中所示的波形f1、f2，其中波形f1表示无负电阻的振荡幅值变化曲线、波形f2表示有负电阻的振荡幅值变化曲线。

由图4可知，采用图3所示的电路结构，可以减少因寄生电容和等效电感的电阻引起的振荡幅值衰减现象。但是，当压控振荡器的工作温度发生变化时，所述压控振荡器电路中的电感值和电容值会改变，从而影响压控振荡器输出的振荡频率。

针对上述问题，目前存在一种压控振荡器电路，可以减小工作温度变化对压控振荡器振荡频率的影响。

如图5所述的压控振荡器的电路结构图，所述压控振荡器50包括：第一交叉耦合管51、第二交叉耦合管52、电感L、可变电容C_C1、C_C2、C_C3、C_C4、电压控制模块53、温度补偿模块54、频率粗调单元55和稳定电容C_S，以下简述温度补偿模块54的补偿原理：

假设预设的压控振荡器的等效电容的容值为C，电感为L，其中所述等效容值C为电容C_C1、C_C2、C_C3、C_C4、C_DC1、C_DC2的等效容值。当所述压控振荡器50的工作温度发生变化，相应的，电感变为ΔL，温度补偿模块54可以调整温度补偿电压V_TH，改变C_C3和C_C4的容值，使得所述等效电容的容值变为ΔC，理想状态下，可以使得：

C·L＝ΔC·ΔL (2)

即所述温度补偿模块54通过改变温度补偿电压V_TH的大小，使得在温度变化前后，所述压控振荡器50输出的振荡频率不随温度变化，从而可以减小温度变化对振荡频率的影响。

采用上述压控振荡器，在温度改变时，可以由所述温度补偿模块输出不同的温度补偿电压V_TH，通过改变可变电容C_C3、C_C4的电容值，可以改变所述压控振荡器的等效电容值，使得所述压控振荡器输出预设的振荡频率，减小因温度变化对压控振荡器振荡频率的影响。

然而，在实际工作过程中，压控振荡器不仅要覆盖正常工作温度范围内变化，还要覆盖其他电子器件因温度变化等因素导致的工作参数变化引起的振荡频率漂移，因此，用于温度补偿的可变电容C_C3或C_C4除了补偿所述压控振荡器自身因温度变化引起的振荡频率变化，还要补偿因其他电子器件导致的振荡频率漂移问题。因此，在实际设计时，为了能够提供足够的可变电容值补偿因温度变化造成的振荡频率偏移问题，图5中的可变电容C_C3或C_C4的面积相对会较大。

并且，由于压控振荡器输出的振荡频率为高频振荡信号，会影响耦接在电电源VCC和输出端Out的之间的可变电容，使得输出端Out的电流或电压反馈到电压输入端，如电压控制模块53的输出端Vctrl和温度补偿模块54的输出端V_TH，产生回踢效应(Kick Back)，例如可能导致温度补偿模块54的输出端(图5中的电容C_C3和C_C4之间)产生很大的抖动，为了减小温度补偿模块54输出端的抖动，稳定电容C_S会被设计成较大的面积。

由上可知，采用上述的压控振荡器虽然可以减小因温度变化导致的振动频率漂移问题，但是，过大的可变电容和稳定电容面积不仅增加了芯片的面积，同时降低了温度补偿的稳定性。

为了解决上述问题，采用本说明书实施例提供的压控振荡器，其中，可变电容单元采用多个可变电容支路并联的方式，并通过温度补偿单元根据检测到的环境温度，相应地改变温度补偿电压，调整所述多个可变电容支路的电容值，实现对所述压控振荡器的振荡频率的自适应调整，减少环境温度变化对压控振荡器的影响，进而可以提高所述压控振荡器的频率输出精度及稳定性。而且，由于所述可变电容单元采用多个可变电容支路并联的方式，可以减小所述可变电容单元的面积，进而可以减小芯片面积，并且仍然可以减小因压控振荡器输出的高频振动信号引起的回踢效应，提高所述压控振荡器温度补偿的稳定性。

为使本领域技术人员更好地理解本说明书所提供方案的构思、优点以及实施本说明书的方案，以下参照附图，并通过具体实施例对本说明书实施例提供的压控振荡器、锁相器等方案的原理进行详细的描述及示例说明。

参照图6所示的本说明书实施例的压控振荡器电路的结构图，如图6所示，所述压控振荡器60可以包括电感单元6A、可变电容单元63、温度补偿单元64，其中：

所述电感单元6A，耦接于所述压控振荡器60的第一输出端Out1和第二输出端Out2之间；

所述可变电容单元63，耦接在所述压控振荡器60的第一输出端Out1和第二输出端Out2之间，所述可变电容单元63包括多个并联的可变电容支路63i，所述多个可变电容支路63i均分别与所述温度补偿单元64耦接，适于使所述压控振荡器60覆盖预设的目标频率；

所述温度补偿单元64，与所述多个可变电容支路63i分别耦接，适于根据检测到的环境温度，相应地改变温度补偿电压V_TH，调整所述多个可变电容支路63i的电容值。

采用上述压控振荡器60，所述可变电容单元63包括多个并联的所述可变电容支路63i，通过所述温度补偿单元64，根据检测到的环境温度，相应地可以改变其温度补偿电压V_TH，从而可以调节所述多个可变电容支路63i的电容值，进而可以调整所述压控振荡器60的振荡频率，从而可以补偿由于环境温度变化引起的所述压控振荡器60的频率漂移。并且，所述可变电容单元63包括多个并联的可变电容支路63i，能够以较小面积的可变电容单元63，减小因压控振荡器60输出的高频振动信号引起的回踢效应，提高所述压控振荡器60温度补偿的稳定性。

由上可知，采用本说明书实施例中的压控振荡器，能够以较小的芯片面积保障温度补偿的稳定性。

因此，当所述压控振荡器60的工作温度变化时，通过温度补偿单元64可以自动调节所述可变电容单元63的电容值，补偿因温度变化引起的振荡频率漂移问题，从而能够减小环境温度变化对压控振荡器的影响。

在具体实施中，所述压控振荡器还可以包括电压控制单元65，所述电压控制单元65与所述可变电容单元63耦接，适于调节其自身输出电压Vctrl，以调整所述多个可变电容支路63i的电容值。

采用上述实施例，通过所述电压控制单元65与所述温度补偿单元64共用所述可变电容单元63，二者均可以调整所述可变电容单元63的电容值，从而无须再为所述电压控制单元65专门适配不同的可变电容，因此可以进一步减小电路面积以及封装所述压控振荡器60的芯片的面积，相应地还可以降低芯片功耗。

为清楚说明上述温度补偿过程，以下通过具体应用示例详细说明压控振荡器的工作原理，包括如何调整可变电容单元的电容值，以减小环境温度变化对压控振荡器的影响。

首先，在本发明一些实施例中，可以先对压控振荡器的寄生电容进行粗调，之后再进行精确调整。继续参照图6，在具体实施中，可以先确定压控振荡器输出的子带频率范围，再由所述电压控制单元65进行调整，使得输出的振荡频率稳定于某一固定值，因此，可以先对压控振荡器进行频率粗调操作，使得所述振荡频率满足预设的频率范围，为实现压控振荡器振荡频率的分级调节，如图6所示，所述压控振荡器60还可以包括频率粗调单元66，由所述频率粗调单元66确定所述压控振荡器输出的子带频率范围后，再调整电压控制单元65，得到调整后的Vctrl，通过调整Vctrl对可变电容单元63的容值进行调整，从而间接地精确调整压控振荡器的振荡频率，并锁定在目标频率上。其中，目标频率可以理解为用户期望的频率。

在本说明书一些实施例中，所述频率粗调单元66可以包括数字控制码模块661和并联的多个频率粗调支路66j。其中：所述数字控制码模块661适于输出数字控制码；作为一具体示例，所述频率粗调支路66j可以包括开关模块K和至少两个固定电容(如电容C_DC1、C_DC2)，其中：所述开关模块K，其控制端耦接于所述数字控制码模块661，适于基于所述数字控制码进行通断控制；所述至少两个固定电容，耦接于所述开关模块K和所述压控振荡器的第一输出端Out1或第二输出端Out2之间(例如，固定电容C_DC1耦接于所述开关模块K和所述压控振荡器的第一输出端Out1之间，固定电容C_DC2耦接于所述开关模块K和所述压控振荡器的第二输出端Out2之间)，适于在所述开关模块K导通时，接入到所述压控振荡器60的电路中，以调整所述压控振荡器60的子带频率。

以下简述所述并联的多个频率粗调支路66i的工作原理：当所述开关模块K导通时，固定电容C_DC1和C_DC2接入到压控振荡器的电路中，使得所述压控振荡器的等效电容变大，所述压控振荡器的子带频率变小；当开关模块K断开时，固定电容C_DC1和C_DC2与所述压控振荡器电路断开，使得所述压控振荡器的子带频率变大。因此，通过控制各所述频率粗调支路66i的通断，可以选择合适的子带频率。

在具体实施中，所述数字控制码模块661可以由PLL环路提供，用于输出数字控制码，以选择合适的压控振荡器的子带频率，从而可以粗调所述压控振荡器的频率。

在具体实施中，所述压控振荡器还可以包括交叉耦合单元，耦接于电源VCC和地GND之间，并与所述压控振荡器60的第一输出端Out1和第二输出端Out2耦接，适于提供负电阻。

在本说明书的一些实施例中，继续参照图6，所述交叉耦合单元可以包括第一交叉耦合模块61和第二交叉耦合模块62，其中：所述第一交叉耦合模块61设置于接地端，并与所述压控振荡器60的第一输出端Out1和第二输出端Out2耦接；所述第二交叉耦合模块62设置于电源VCC端，并与所述压控振荡器60的第一输出端Out1和第二输出端Out2耦接。

作为一具体示例，如图6所示，所述第一交叉耦合模块61可以包括第一晶体管NM1和第二晶体管NM2，其中，所述第一晶体管NM1和所述第二晶体管NM2的源极均与地耦接；所述第一晶体管NM1的漏极分别与所述第二晶体管NM2的栅极和所述压控振荡器60的第一输出端Out1耦接；所述第二晶体管NM2的漏极分别与所述第一晶体管NM1的栅极和所述压控振荡器的第一输出端Out2耦接，所述第一晶体管NM1和所述第二晶体管NM2交叉耦合，作为接地端的负电阻。

继续参照图6，所述第二交叉耦合模块62可以包括第三晶体管PM1和第四晶体管PM2，其中，所述第三晶体管PM1和所述第四晶体管PM2的源极均与电源VCC耦接；所述第三晶体管PM1的漏极分别与所述第四晶体管PM2的栅极和所述压控振荡器60的第一输出端Out1耦接；所述第四晶体管PM2的漏极分别与所述第三晶体管PM1的栅极与所述压控振荡器60的第二输出端Out2耦接，所述第三晶体管PM1和所述第四晶体管PM2交叉耦合，作为电源端的负电阻。

在具体实施中，所述第二交叉耦合模块62中的晶体管除了可以采用P型晶体管，还可以采用N型晶体管。

需要说明的是，所述第一输出端Out1和所述第二输出端Out2所输出的振荡信号，相位相差180°。

在具体应用过程中，用户可以单独将所述压控振荡器60的第一输出端Out1或第二输出端Out2与其他电路模块耦接，提供其他电路模块所需的振荡信号，也可以将所述压控振荡器60的第一输出端Out1和第二输出端Out2分别与不同的电路模块耦接，以提供相应电路模块所需的振荡信号。

通过在电源和地之间设置第一交叉耦合模块61和第二交叉耦合模块62，作为负电阻，可以平衡压控振荡电路中电容和电感自身的电阻，减小振荡幅值的衰减。

所述电感单元6A，如图6所示，具体可以包括电感L，适于提供压控振荡器所需的电感。

采用上述压控振荡器60，所述可变电容单元63的任一可变电容支路63i均分别与所述电压控制单元65和温度补偿单元64耦接，也即所述电压控制单元65和温度补偿单元64共用所述可变电容单元63，一方面，所述电压控制单元65可以调节其自身输出电压Vctrl，从而可以调整所述多个可变电容支路63i的电容值，进而调整所述压控振荡器60的振荡频率；另一方面，所述温度补偿单元64可以基于环境温度自适应调整温度补偿电压V_TH，从而可以调节与其耦接的所述可变电容单元63中各可变电容支路63i的电容值，实现对所述压控振荡器60的振荡频率的调整，因而可以减小环境温度变化对压控振荡器60的影响。

在本说明书的一些实施例中，所述可变电容支路63i可以包括可变电容模块631和固定电容模块632，其中，所述可变电容模块631分别与所述温度补偿单元64和所述电压控制单元65耦接，所述固定电容模块632耦接于所述可变电容模块631与所述压控振荡器60的第一输出端Out1和第二输出端Out2之间，适于提供基础电容值。

如前所述，通过电压控制单元65可以调节所述多个可变电容支路63i的电容值，进而调整所述压控振荡器60的振荡频率。以下参照附图并通过具体示例说明所述电压控制单元的调节原理：

作为一具体示例，如图6所示，所述可变电容模块631可以包括可变电容C_C1、C_C2，所述固定电容模块632可以包括固定电容C₁、C₂，其中，所述固定电容C₁和C₂提供所述固定电容模块632所在的可变电容支路所需的电流，可以由所述温度补偿单元64根据温度变化，改变电容C_C1、C_C2容值，间接地调整所述压控振荡器的振荡频率，得到预设的振荡频率。

通过在所述可变电容支路63i中耦接固定电容模块632，相对于未耦合所述固定电容模块632的情况下，可以显著提高压控振荡器输出频率的线性度。如图7所示的压控振荡器的输出频率与压控振荡器的输出电压之间的关系曲线，其中曲线f4为所述可变电容支路63i中未耦接所述固定电容模块632情况下的输出频率f随所述电压控制单元65的输出电压Vctrl的输出波形图，曲线f3为所述可变电流支路中包含所述固定电容模块632情况下的输出频率f随所述电压控制单元65的输出电压Vctrl变化的输出波形图，由图7所示可知，曲线f3的斜率变化更加缓慢，线性度更高。

在具体实施中，通过配置所述各可变电容支路63i中的可变电容模块631和固定电容模块632中的电容参数，可以实现压控振荡器的输出频率与所述电压控制单元65的输出电压Vctrl线性变化。如图8所示的本说明书一实施例中的压控振荡器的输出频率与所述电压控制单元的输出电压的关系映射曲线f5，其中可以看出，压控振荡器的输出频率f与所述电压控制单元的输出电压Vctrl呈线性关系，因此，采用上述压控振荡器，通过调节所述电压控制单元，可以便捷地得到所需要的振荡频率。

在本说明书的一些实施例中，所述电压控制单元65可以包括电压控制模块651和电阻模块652，所述电阻模块652可以耦接于所述电压控制模块651和所述可变电容单元63之间，可以防止激荡电流对电压控制单元65的输出电压Vctr1产生影响，从而可以进一步提高所述压控振荡器60输出频率的稳定性。

在具体实施中，可以为每个可变电容支路63i设置匹配的电阻子模块，各电阻子模块作为所述电阻模块652的一部分。作为一具体示例，如图6所示为每一可变电容支路63i设置的电阻子模块包括R₁和R₂。

在本说明书另一些实施例中，所述电阻模块652可以耦接在所述电压控制模块651与整个可变电容单元63之间，也即为所有的可变电容支路63i设置共用的电阻模块652，从而可以进一步减少电路所占面积。

采用本发明实施例，通过将多个可变电容支路并联，作为可变电容单元63，当压控振荡器的工作温度变化时，温度补偿单元64基于工作温度的变化，可以自适应改变并联的可变电容支路一端的电压，可以同时调整多个可变电容支路的电容值，以覆盖所述压控振荡器的预设目标频率。

而且，采用将多个可变电容支路并联的方式，能够使整个可变电容单元所占的面积减少，在减小芯片的面积同时，可以减小因压控振荡器输出的高频振动信号引起的回踢效应，提高压控振荡器温度补偿的稳定性。

在本说明书实施例中，所述温度补偿单元64可以检测压控振荡器60的实时工作温度，并根据检测到的温度，自动地调整其温度补偿电压，即所述温度补偿单元的温度补偿电压V_TH，从而可以改变可变电容模块631两端的电压差，从而改变所述可变电容模块631的电容容值，以补偿因温度变化引起的振荡频率漂移。

在具体实施中，为了稳定所述温度补偿单元64的温度补偿电压V_TH，可以在所述温度补偿单元64的输出端耦接一稳压单元，用于稳定所述温度补偿单元64的温度补偿电压V_TH。如前所述，压控振荡器60在工作过程中，会产生回踢效应，导致温度补偿单元64的输出端存在波动，因此可以在所述温度补偿单元64的输出端耦接一稳定电容Cs，用于稳定所述温度补偿单元64的输出电压。其中，所述稳定电容C_S的第一端耦接于所述温度补偿单元64的输出端，第二端耦接于地。

需要说明的是，由于所述压控振荡器采用多个可变电容单元并联的方式，减弱了回踢效应，使得所述温度补偿单元64的输出端的波动减小，因此所述稳压电容Cs的面积与图5中的稳压电容相比，可以设计的更小一些，从而可以缩短整个压控振荡电路的面积，进而可以缩小整个压控振荡器的体积。

由以上实施例描述可知，当所述压控振荡器60正常工作时，参照图6，由频率粗调单元66选定所述压控振荡器60输出的子带频率，通过电压控制单元65调整输出电压Vctrl，从而可以调节可变电容模块631的电容值，使得所述压控振荡器60输出预设的振荡频率。其中，所述第一交叉耦合模块61中的第一晶体管NM1、第二晶体管NM2和所述第二交叉耦合模块中的第三晶体管PM1、第四晶体管PM2作为电路中的负阻，可以用来平衡整个压控振荡电路中电容和电感自身的电阻，减小振荡幅值的衰减，提高压控振荡器输出频率的稳定性和可靠性。

当工作温度变化时，由所述温度补偿单元64根据环境温度自动调整输出端的温度补偿电压V_TH，因此所述可变电容单元63中的可变电容C_C1和C_C2两端的电压值发生变化，产生压差，使得所述C_C1和C_C2的电容值发生变化；与此同时，可以人工调节所述电压控制模块651，其输出端的输出电压Vtr1经电阻R1、R2分压后，一部分向固定电容模块632中的固定电容C₁和C₂充电，并在可变电容单元63所在的可变电容支路63i产生电流，另一部分流向可变电容模块631，改变可变电容C_C1和C_C2的电容值，通过调整所述温度补偿单元64和电压控制单元65的输出电压，改变可变电容单元63两端的电压差，使得所述C_C1和C_C2的电容值发生变化，可以改变压控振荡器的等效电容值，实现对所述压控振荡器的振荡频率的调整。

而且，为了减小所述温度补偿单元64的输出端的电压抖动，可以在所述温度补偿单元64的输出端耦接稳定电容C_S。

采用图6所示的压控振荡器电路，由于电压控制单元65和温度补偿单元64共用一可变电容单元63，且所述可变电容单元63采用多个可变电容支路并联的方式，可以将每个可变电容支路的电容面积设计的很小，因此可以减小因压控振荡器输出的高频振动信号引起的回踢效应，与图5所示的压控振荡器电路相比，具有更好的温度补偿效果，能够提高压控振荡器温度补偿的稳定性。

参照图9所示的压控振荡器振荡频率随温度变化的波形图，横轴T表示温度(单位：℃)，纵轴f表示振荡频率(单位：GHz)，其中，曲线fa表示图5所示的压控振荡器的振荡器振荡频率随温度变化的波形，曲线fb表示图6所示的压控振荡器的振荡器振荡频率随温度变化的波形。由图9可知，相对于曲线fa，曲线fb所对应的振荡频率受温度影响更小，因此采用本说明书上述电压控制单元与温度补偿单元共用所述由多个并联的可变电容支路形成的可变电容单元，可以减小温度漂移对压控振荡器输出频率的影响。

另经实验发现，通过电压控制单元与温度补偿单元共用所述由多个并联的可变电容支路形成的可变电容单元，可以显著减小电路面积。例如在有两个可变电容支路的情况下，电路面积大约可以减少50％。

本说明书实施例提供了另一种压控振荡器，如图10所示的压控振荡器100，可以包括电感单元10A、可变电容单元103和温度补偿单元104等，作为具体示例，还可以包括电压控制单元105和频率粗调单元106以及交叉耦合单元，其中交叉耦合单元仅包括接地端的交叉耦合模块101，结合图6和图10所示可知，压控振荡器100与压控振荡器60的不同之处在于，省略掉电源端耦接的交叉耦合模块，具体而言，如图10所示，电源电压VCC直接与所述电感单元10A耦接且仅使用由晶体管NM3和晶体管NM4组成的交叉耦合模块101作为负阻，以补偿所述压控振荡器100的电路中电感和电容自身的电阻，减小振荡幅值的衰减。

在具体实施中，如图10所示，所述压控振荡器100通过所述电感L与电源VCC耦接，且交叉耦合单元仅包括设置于接地端的交叉耦合模101，由于所述电源VCC直接耦接到所述压控振荡器100，可以降低压控振荡器100正常工作时的电源电压，从而可以降低压控振荡器100功耗。

在本说明书一些实施例中，继续参照图10，所述交叉耦合模块101可以包括第一晶体管NM1和第二晶体管NM2，其中，所述第一晶体管NM1和所述第二晶体管NM2的源极均与地耦接；所述第一晶体管NM1漏极分别与所述第二晶体管NM2的栅极和所述压控振荡器100的第一输出端Out1耦接；所述第二晶体管NM2的漏极分别与所述第一晶体管NM1的栅极和所述压控振荡器100的第二输出端Out2耦接。

由于图10所示的压控振荡器100仅使用一个交叉耦合模块，即交叉耦合模块101，因此所述压控振荡器的等效负阻相对较小，因此，在具体实施中，为了增大等效负阻，图10中的第一晶体管NM1和第二晶体管NM2可以选择具有更大尺寸的晶体管。

本说明书实施例还提供了相应的锁相环电路，如图11所示的锁相环电路的结构示意图，锁相环电路110可以包括：鉴相器111、压控振荡器112，其中：

所述鉴相器111，与所述压控振荡器112耦接，适于基于输入的参考信号，判断所述压控振荡器112输出的振荡信号是否与所述参考信号的频率相同，并在二者不同时，输出控制电压信号调节所述压控振荡器112的振荡频率；

所述压控振荡器112，适于生成预设频率范围的振荡信号，在具体实施中，可以采用前述任一实施例所述的压控振荡器，具体结构及工作原理、优点等均可以参见前述实施例，此处不再赘述。

在本说明书实施例中，继续参照图11，所述锁相环电路110还可以包括低通滤波器113，所述低通滤波器113可以耦接于所述鉴相器111与所述压控振荡器112之间，适于对所述鉴相器111输出的控制电压信号进行滤波。

在具体实施中，参照图11所示的锁相环电路的结构示意图，压控振荡器112的输出信号经过采集并反馈至鉴相器111，同时将基准信号输入到所述鉴相器111，所述鉴相器111通过比较所述输出信号θ2(t)和所述基准信号θ1(t)的频率差，输出直流脉冲电压u_d(t)，所述直流脉冲电压u_d(t)经低通滤波器113滤波后，输出控制电压u_c(t)至所述压控振荡器112，改变所述压控振荡器112输出信号的振荡频率，使得所述输出信号的振荡频率θ2(t)与基准信号振荡频率θ1(t)一致。

在具体实施中，可以将所述锁相环电路应用于多种领域，例如可以应用于光探测领域。具体而言，对于脉冲型光探测装置而言，高精度的时钟是保证其探测精度的关键要素，因此可以在光探测装置中内置锁相环电路，由所述锁相环电路为所述光探测装置提供稳定且高频的脉冲信号。为此，本说明书实施例提供了一种光探测装置，如图12所示，所述光探测装置120可以包括锁相环电路110。在具体实施中，可以采用前述任一实施例所述的锁相环电路，具体可以参见前述实施例，此处不再赘述。

参照图12所示的一种光探测装置的结构示意图，在本说明书一些实施例中，如图12所示，光探测装置120可以包括：光电传感器121、模数转换模块122和锁相环电路110，其中：

所述光电传感器121，适于将探测目标物反射后的光信号转换为模拟电信号；

所述模数转换模块122，适于将所述模拟电信号转换为数字信号；

所述锁相环电路110，适于向所述模数转换模块提供时钟信号。

其中，所述锁相环电路110的具体实现方式可以参见前述实施例，此处不再赘述。

由于采用本说明书实施例中的压控振荡器，可以减小温漂的影响，因此所述锁相环可以输出精度和稳定性更高的时钟信号，进而可以提高所述光探测装置的探测精度。并且，由于所述压控振荡器所占的体积可以缩小，因此也可以使包含所述压控振荡器的锁相环电路和光探测装置的体积进一步缩小，并降低功耗。

在具体实施中，继续参照图12，光探测装置120还可以电信号预处理模块123，其可以耦接于所述光电传感器121和所述模数转换模块122之间，适于根据具体情况对所述模拟电信号进行预处理。作为一具体示例，所述电信号预处理模块123可以对所述模拟电信号进行滤波，从而可以减少噪声干扰；作为另一具体示例，所述电信号预处理模块123可以对所述模拟电信号进行信号放大，以更便于后续信号处理。

在具体实施中，所述模数转换模块122具体可以包括如下至少一种：

模数转换器；

时间数字转换器。

所述模数转换器或时间数字转换器可以将接收到的模拟电信号转换为数字信号，所述数字信号中包含很多信息，其中包括所述光探测装置120接收光信号的时间信息。

因此，在所述光探测装置120中采用本说明书前述实施例中的锁相环电路为所述模数转换模块122提供时钟信号，所述时钟信号相当于光飞行时间测量的标尺，因此采用本说明书实施例中的光探测装置，可以获得更加精确的光信号接收时间信息。

本说明书实施例还提供了可以用于前述实施例中的光探测装置的激光雷达。

参照图13所示的激光雷达的结构示意图，在本说明书实施例中，如图13所示，激光雷达130可以包括光发射装置131、光学系统132和计算系统133，以及光探测装置120，其中：

所述光发射装置131，适于提供探测光；

所述光学系统132，适于将所述探测光传导到探测目标物13A，并将所述探测目标物13A的反射光传导到所述光探测装置120；

所述光探测装置120，适于将所述反射光转换为数字信号，得到所述反射光的接收时间；

所述计算系统133，适于根据所述探测光的发射时间和所述反射光的接收时间，计算所述探测目标物13A的距离。

在具体实施中，所述计算系统133，根据所述探测光的发射时间和所述反射光的接收时间，可以获得光飞行时间，进而可以计算得到所述探测目标物13A的距离。具体而言，所述计算系统133通过计算光飞行了多少个时钟周期，以及每个时钟周期的具体时间，可以得到所述光飞行时间。

所述光探测装置的具体实施方式可以参见前述实施例，此处不再赘述。

如前所述，采用本说明书实施例的锁相环电路，可以提高时钟信号精度，因此采用应用所述锁相环电路的激光雷达，可以提高测距精度；并且，采用本说明书实施例的激光雷达，具有更小的体积及功耗。

需要说明的是，在具体实施中，本说明书所示的多个实施例可以根据需求组合或选择或进一步优化使用。

虽然本发明实施例披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (12)

1.一种压控振荡器，其特征在于，包括：电感单元、可变电容单元和温度补偿单元，其中：

所述电感单元，耦接于所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端之间；

所述可变电容单元，耦接在所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端之间，包括多个并联的可变电容支路，所述多个可变电容支路均各自分别与所述温度补偿单元耦接，适于使所述压控振荡器覆盖预设的目标频率；

所述温度补偿单元，与所述多个可变电容支路分别耦接，适于根据检测到的环境温度，相应地改变温度补偿电压，调整所述多个可变电容支路的电容值。

2.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，还包括电压控制单元，与所述可变电容单元耦接，所述电压控制单元包括：

电压控制模块，适于调节其自身输出电压，以调整所述多个可变电容支路的电容值；

电阻模块，所述电阻模块耦接于所述电压控制模块和所述可变电容单元之间。

3.根据权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，所述可变电容支路包括：可变电容模块和固定电容模块，其中：

所述可变电容模块，分别与所述温度补偿单元和所述电压控制单元耦接；

所述固定电容模块，耦接于所述可变电容模块与所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端之间，适于提供基础电容值。

4.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，还包括交叉耦合单元，所述交叉耦合单元，耦接于电源和地之间，并与所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端耦接，适于提供负电阻。

5.根据权利要求4所述的压控振荡器，其特征在于，所述交叉耦合单元包括：第一交叉耦合模块和第二交叉耦合模块，其中：

所述第一交叉耦合模块，设置于所述压控振荡器的接地端，并与所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端耦接；

所述第二交叉耦合模块，设置于所述压控振荡器的电源端，并与所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端耦接。

6.根据权利要求4所述的压控振荡器，其特征在于，所述电感单元直接与电源连接；所述交叉耦合单元包括：设置于接地端的交叉耦合模块，所述交叉耦合模块与所述压控振荡器的第一输出端和第二输出端分别耦接。

7.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，还包括频率粗调单元，所述频率粗调单元包括：

数字控制码模块，适于输出数字控制码；

并联的多个频率粗调支路，所述频率粗调支路包括：

开关模块，其控制端耦接于所述数字控制码模块，适于基于所述数字控制码进行通断控制；

至少两个固定电容，耦接于所述开关模块和压控振荡器的第一输出端或第二输出端之间，适于在所述开关模块导通时，接入到所述压控振荡器的电路中，以调整所述压控振荡器的子带频率。

8.一种锁相环电路，其特征在于，包括：

权利要求1-7任一项所述的压控振荡器，适于生成预设频率范围的振荡信号；

鉴相器，与所述压控振荡器耦接，适于基于输入的参考信号，判断所述压控振荡器输出的振荡信号是否与所述参考信号的频率相同，并在二者不同时，输出控制电压信号调节所述压控振荡器的振荡频率。

9.根据权利要求8所述的锁相环电路，其特征在于，还包括：低通滤波器，耦接于所述鉴相器与所述压控振荡器之间，适于对所述鉴相器输出的控制电压信号进行滤波。

10.一种光探测装置，其特征在于，包括：

光电传感器，适于将探测目标物反射后的光信号转换为模拟电信号；

模数转换模块，适于将所述模拟电信号转换为数字信号；

权利要求8或9所述的锁相环电路，适于向所述模数转换模块提供时钟信号。

11.根据权利要求10所述的光探测装置，其特征在于，还包括：电信号预处理模块，耦接于所述光电传感器和所述模数转换模块之间，适于对所述模拟电信号执行如下至少一种预处理：

对所述模拟电信号进行滤波；

对所述模拟电信号进行信号放大。

12.一种激光雷达，包括光发射装置、光学系统和计算系统，其特征在于，还包括权利要求10或11所述的光探测装置，其中：

所述光发射装置，适于提供探测光；

所述光学系统，适于将所述探测光传导到探测目标物，并将所述探测目标物的反射光传导到所述光探测装置；

所述光探测装置，适于获取所述反射光的接收时间；

所述计算系统，适于根据所述探测光的发射时间和所述反射光的接收时间，计算所述探测目标物的距离。

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