JP2002062355A - Ｆｍ−ｃｗレーダ方式における変調信号発生装置 - Google Patents
Ｆｍ−ｃｗレーダ方式における変調信号発生装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＦＭ−ＣＷレーダに関し、特に三角波変調信
号の補正回路の回路規模の低減と距離・速度誤差の低減
とを両立させた変調信号発生装置を提供する。 【解決手段】 変調信号発生装置は、ＦＭ−ＣＷレーダ
方式における電圧制御発振器出力をＦＭ変調する変調信
号発生装置であって、変調信号の所定時間経過後毎の周
波数遷移を示す周波数傾きデータをデジタルデータとし
て保持し出力する傾きデータ出力部と、前記傾きデータ
出力部から出力された周波数傾きデータを対応するアナ
ログ傾斜階段信号に変換するデジタル−アナログ変換器
と、前記デジタル−アナログ変換器からの傾斜階段信号
を逐次積分することによって変調信号を生成する積分回
路と、で構成される。
号の補正回路の回路規模の低減と距離・速度誤差の低減
とを両立させた変調信号発生装置を提供する。 【解決手段】 変調信号発生装置は、ＦＭ−ＣＷレーダ
方式における電圧制御発振器出力をＦＭ変調する変調信
号発生装置であって、変調信号の所定時間経過後毎の周
波数遷移を示す周波数傾きデータをデジタルデータとし
て保持し出力する傾きデータ出力部と、前記傾きデータ
出力部から出力された周波数傾きデータを対応するアナ
ログ傾斜階段信号に変換するデジタル−アナログ変換器
と、前記デジタル−アナログ変換器からの傾斜階段信号
を逐次積分することによって変調信号を生成する積分回
路と、で構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＦＭ−ＣＷレーダに
関し、特にＦＭ−ＣＷレーダ装置の回路規模の低減と距
離・速度誤差の低減とを両立させたＦＭ−ＣＷレーダ方
式における変調信号発生装置に関するものである。
関し、特にＦＭ−ＣＷレーダ装置の回路規模の低減と距
離・速度誤差の低減とを両立させたＦＭ−ＣＷレーダ方
式における変調信号発生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭ−ＣＷレーダは、目標物との相対速
度及び距離を同時に計測でき、自動車の車間距離の監視
装置等として広く用いられている。ＦＭ−ＣＷレーダに
よる上記計測において、三角波変調の直線性（リニアリ
ティ）が悪いと、送信波と受信波のミキシング波形の周
波数広がりを招き、探知性能の低下及び距離・速度精度
の劣化となることが周知されている。そのため、従来か
らＦＭ−ＣＷレーダには種々の三角波変調信号波形の補
正回路が用いられてきた。
度及び距離を同時に計測でき、自動車の車間距離の監視
装置等として広く用いられている。ＦＭ−ＣＷレーダに
よる上記計測において、三角波変調の直線性（リニアリ
ティ）が悪いと、送信波と受信波のミキシング波形の周
波数広がりを招き、探知性能の低下及び距離・速度精度
の劣化となることが周知されている。そのため、従来か
らＦＭ−ＣＷレーダには種々の三角波変調信号波形の補
正回路が用いられてきた。
【０００３】図１〜４は、従来のＦＭ−ＣＷレーダ装置
の一構成例を示したものである。図１において、変調信
号発生回路１からの三角波変調信号が波形補正回路２に
入力される。波形補正回路２は、後段の電圧制御発振器
（ＶＣＯ）３の電圧−周波数特性（Ｖ−ｆ特性）の非線
型性を補償するために入力された三角波変調信号に所定
の補正を加える。
の一構成例を示したものである。図１において、変調信
号発生回路１からの三角波変調信号が波形補正回路２に
入力される。波形補正回路２は、後段の電圧制御発振器
（ＶＣＯ）３の電圧−周波数特性（Ｖ−ｆ特性）の非線
型性を補償するために入力された三角波変調信号に所定
の補正を加える。
【０００４】電圧制御発振器３は、前記補正後の三角波
変調信号の入力によって線形性が補償されたＦＭ高周波
発振信号を出力する。その信号は送信アンテナ５を介し
て外部の目標物体である自動車等に向けて放射される。
その反射波は受信アンテナ６で受信され、その受信信号
は方向性結合器４を介して前記送信信号の一部が分岐さ
れた信号と混合器７で混合される。その結果、送信信号
と受信信号との位相差によるビート信号から目標物体ま
での距離と相対速度が検出８される。この位相差の測定
精度を向上させるには、電圧制御発振器３の三角変調出
力の線形性が重要な要素となる。
変調信号の入力によって線形性が補償されたＦＭ高周波
発振信号を出力する。その信号は送信アンテナ５を介し
て外部の目標物体である自動車等に向けて放射される。
その反射波は受信アンテナ６で受信され、その受信信号
は方向性結合器４を介して前記送信信号の一部が分岐さ
れた信号と混合器７で混合される。その結果、送信信号
と受信信号との位相差によるビート信号から目標物体ま
での距離と相対速度が検出８される。この位相差の測定
精度を向上させるには、電圧制御発振器３の三角変調出
力の線形性が重要な要素となる。
【０００５】図２は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３の変
調電圧−変調周波数特性の一例を示したものである。図
２の実線曲線９に示すように、電圧制御発振器３の変調
周波数は変調電圧に対して非線形な特性を有している。
従って、その変調周波数を線形に変化させるには図２の
点線曲線１０で示すような入力電圧の補正が必要にな
る。
調電圧−変調周波数特性の一例を示したものである。図
２の実線曲線９に示すように、電圧制御発振器３の変調
周波数は変調電圧に対して非線形な特性を有している。
従って、その変調周波数を線形に変化させるには図２の
点線曲線１０で示すような入力電圧の補正が必要にな
る。
【０００６】図３は、従来の波形補正回路２の一例を示
しており、ここではダイオード折れ線近似回路の回路要
部を示している。図３に示すように、変調信号発生回路
１から入力された三角波変調信号は異なる増幅率Ａ１〜
Ａｎの増幅器２１〜２２で増幅され、その出力はダイオ
ードスイッチ２３〜２４で出力レベルの大きい側が選択
される。
しており、ここではダイオード折れ線近似回路の回路要
部を示している。図３に示すように、変調信号発生回路
１から入力された三角波変調信号は異なる増幅率Ａ１〜
Ａｎの増幅器２１〜２２で増幅され、その出力はダイオ
ードスイッチ２３〜２４で出力レベルの大きい側が選択
される。
【０００７】それにより、図２の点線曲線１０上の複数
ポイントに近似する折れ線出力特性が得られる。なお、
本例では入力信号として三角波変調信号を用いている
が、入力信号に方形パルス等を用い、さらに増幅器２１
〜２２に代えて積分回路を使用しても同様なダイオード
折れ線近似回路を構成することができる。
ポイントに近似する折れ線出力特性が得られる。なお、
本例では入力信号として三角波変調信号を用いている
が、入力信号に方形パルス等を用い、さらに増幅器２１
〜２２に代えて積分回路を使用しても同様なダイオード
折れ線近似回路を構成することができる。
【０００８】図４は、別の従来例として図１の点線枠内
をデジタル回路で構成した例を示している。図４では、
メモリ（ＭＥＭ）２５に予め図２の点線曲線で示す補正
後の三角波変調信号の各波形点をデジタルデータとして
記憶しておく。それを所定周期で繰り返し読み出すこと
で次段のデジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）２６から
は補正されたアナログ三角波変調信号が出力される。
をデジタル回路で構成した例を示している。図４では、
メモリ（ＭＥＭ）２５に予め図２の点線曲線で示す補正
後の三角波変調信号の各波形点をデジタルデータとして
記憶しておく。それを所定周期で繰り返し読み出すこと
で次段のデジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）２６から
は補正されたアナログ三角波変調信号が出力される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図３の
ダイオード折れ線近似を用いた補正回路では、補正精度
向上のために補正ポイントを増加させると、部品点数が
増加し、回路が複雑となってコスト上昇につながるとい
う問題があった。また、補正ポイントの調整も回路相互
間のレベル比較によるため、１つの補正ポイントの調整
が他の補正ポイントに影響を与え、調整ポイントの増加
は調整工数の増大につながるという問題もあった。さら
に、ミリ波発振回路３の単調増加特性及び単調減少特性
等のバラツキを考慮すると、それぞれの特性に応じて個
別の回路を設ける必要があり、その結果回路規模が増大
するという問題もあった。
ダイオード折れ線近似を用いた補正回路では、補正精度
向上のために補正ポイントを増加させると、部品点数が
増加し、回路が複雑となってコスト上昇につながるとい
う問題があった。また、補正ポイントの調整も回路相互
間のレベル比較によるため、１つの補正ポイントの調整
が他の補正ポイントに影響を与え、調整ポイントの増加
は調整工数の増大につながるという問題もあった。さら
に、ミリ波発振回路３の単調増加特性及び単調減少特性
等のバラツキを考慮すると、それぞれの特性に応じて個
別の回路を設ける必要があり、その結果回路規模が増大
するという問題もあった。
【００１０】一方、図４のメモリ２５とデジタル−アナ
ログ変換器（Ｄ／Ａ）２６とを用いる構成では、メモリ
２５内に図２の点線曲線１０のように補正された三角波
変調波形のサンプリングデータを多数格納しておく必要
がある。そのため、所望の精度を実現するには大容量の
メモリ２５と高精度なデジタル−アナログ変換器２６が
必要となり、コスト的に高価なものになるという問題が
あった。
ログ変換器（Ｄ／Ａ）２６とを用いる構成では、メモリ
２５内に図２の点線曲線１０のように補正された三角波
変調波形のサンプリングデータを多数格納しておく必要
がある。そのため、所望の精度を実現するには大容量の
メモリ２５と高精度なデジタル−アナログ変換器２６が
必要となり、コスト的に高価なものになるという問題が
あった。
【００１１】ところで、制限された折れ線近似点の数、
サンプリングポイント数、及び前記各点の微細な調整ズ
レ等は、変調信号をミキシングした後のビート信号に影
響することが分かっている。すなわち、このビート信号
をＦＦＴ処理によって周波数解析すると、上記の制限に
よる信号の不連続性によって本来あるべき周波数ピーク
の前後に隣接する周波数ピーク（ピーク割れ）が発生す
ることになる。
サンプリングポイント数、及び前記各点の微細な調整ズ
レ等は、変調信号をミキシングした後のビート信号に影
響することが分かっている。すなわち、このビート信号
をＦＦＴ処理によって周波数解析すると、上記の制限に
よる信号の不連続性によって本来あるべき周波数ピーク
の前後に隣接する周波数ピーク（ピーク割れ）が発生す
ることになる。
【００１２】その結果、本来の受信周波数以外にあたか
も別の周波数が存在するように見えてしまい、探知性能
の低下や誤検出等が発生することになる。このため、上
記図３及び４のいずれの場合にも所望の探知性能を実現
するにはそれなりの回路規模及びコストが必要となり、
上述した各問題点を根本的に解決することはできなかっ
た。
も別の周波数が存在するように見えてしまい、探知性能
の低下や誤検出等が発生することになる。このため、上
記図３及び４のいずれの場合にも所望の探知性能を実現
するにはそれなりの回路規模及びコストが必要となり、
上述した各問題点を根本的に解決することはできなかっ
た。
【００１３】そこで本発明の目的は、上記種々の問題に
鑑み、ＦＭ−ＣＷレーダの距離及び速度誤差を低減する
直線性の補正を行ないながら、その回路規模の低減化を
達成し、同時にその調整精度や調整工数のコスト及び誤
検出をも低減したＦＭ−ＣＷレーダ方式における変調信
号発生装置を提供することにある。
鑑み、ＦＭ−ＣＷレーダの距離及び速度誤差を低減する
直線性の補正を行ないながら、その回路規模の低減化を
達成し、同時にその調整精度や調整工数のコスト及び誤
検出をも低減したＦＭ−ＣＷレーダ方式における変調信
号発生装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ＦＭ−
ＣＷレーダ方式における電圧制御発振器出力をＦＭ変調
する変調信号発生装置であって、変調信号の所定時間経
過後毎の周波数遷移を示す周波数傾きデータをデジタル
データとして保持し出力する傾きデータ出力部と、前記
傾きデータ出力部から出力された周波数傾きデータを対
応するアナログ傾斜階段信号に変換するデジタル−アナ
ログ変換器と、前記デジタル−アナログ変換器からの傾
斜階段信号を逐次積分することによって変調信号を生成
する積分回路と、で構成された変調信号発生装置が提供
される。
ＣＷレーダ方式における電圧制御発振器出力をＦＭ変調
する変調信号発生装置であって、変調信号の所定時間経
過後毎の周波数遷移を示す周波数傾きデータをデジタル
データとして保持し出力する傾きデータ出力部と、前記
傾きデータ出力部から出力された周波数傾きデータを対
応するアナログ傾斜階段信号に変換するデジタル−アナ
ログ変換器と、前記デジタル−アナログ変換器からの傾
斜階段信号を逐次積分することによって変調信号を生成
する積分回路と、で構成された変調信号発生装置が提供
される。
【００１５】前記電圧制御発振器のＶ−ｆ特性を基に所
定区間で分割した変調周波数幅（Δｆ）毎の各周波数ポ
イントの電圧を求め、各周波数ポイント電圧間の電圧
（周波数傾き）に対応した周波数傾きデータを求る。そ
の周波数ポイント間の遷移時間を前所定時間経過毎の時
間とする。
定区間で分割した変調周波数幅（Δｆ）毎の各周波数ポ
イントの電圧を求め、各周波数ポイント電圧間の電圧
（周波数傾き）に対応した周波数傾きデータを求る。そ
の周波数ポイント間の遷移時間を前所定時間経過毎の時
間とする。
【００１６】また本発明によれば、さらに前記積分回路
で生成された変調信号と同一周期のバイアス補正値を発
生させるバイアス補正回路と、前記積分回路で生成され
た変調信号と前記バイアス補正回路からのバイアス値と
を加算する加算回路と、前記加算回路でバイアスされた
変調信号を積分して２次関数で補正された変調信号を生
成する別の積分回路と、で構成された変調信号発生装置
が提供される。
で生成された変調信号と同一周期のバイアス補正値を発
生させるバイアス補正回路と、前記積分回路で生成され
た変調信号と前記バイアス補正回路からのバイアス値と
を加算する加算回路と、前記加算回路でバイアスされた
変調信号を積分して２次関数で補正された変調信号を生
成する別の積分回路と、で構成された変調信号発生装置
が提供される。
【００１７】さらに本発明によれば、受信したビート信
号を周波数解析し、その際に発生したピーク周波数の割
れについて最大パワーデータに隣接する所定周波数範囲
内のピークデータを除去する信号処理部が設けられる。
号を周波数解析し、その際に発生したピーク周波数の割
れについて最大パワーデータに隣接する所定周波数範囲
内のピークデータを除去する信号処理部が設けられる。
【００１８】
【発明の実施の形態】図５は、本発明によるＦＭ−ＣＷ
レーダ装置の基本構成例を示したものである。図５にお
いて、傾きデータ出力部１１は、図２の点線曲線１０に
示すような補正された変調信号（三角波や鋸波等）を所
定時間経過毎の周波数遷移量を示す周波数傾きデータと
してデジタル的に保持する。また、図２に一点鎖線で示
すように本発明ではミリ波発振回路（ＶＣＯ）のＶ−ｆ
特性を基に、所定区間で分割した変調周波数幅（Δｆ）
毎の各周波数ポイントの電圧を求め、各周波数ポイント
電圧間の電位差（図２の上側特性の周波数傾きに相当）
に相当する前記周波数傾きデータを求める（図２の上側
特性参照）。また、そのＶ−ｔ特性（図２の下側特性参
照）からその周波数ポイント間の遷移時間（所定時間経
過毎）が求まる。
レーダ装置の基本構成例を示したものである。図５にお
いて、傾きデータ出力部１１は、図２の点線曲線１０に
示すような補正された変調信号（三角波や鋸波等）を所
定時間経過毎の周波数遷移量を示す周波数傾きデータと
してデジタル的に保持する。また、図２に一点鎖線で示
すように本発明ではミリ波発振回路（ＶＣＯ）のＶ−ｆ
特性を基に、所定区間で分割した変調周波数幅（Δｆ）
毎の各周波数ポイントの電圧を求め、各周波数ポイント
電圧間の電位差（図２の上側特性の周波数傾きに相当）
に相当する前記周波数傾きデータを求める（図２の上側
特性参照）。また、そのＶ−ｔ特性（図２の下側特性参
照）からその周波数ポイント間の遷移時間（所定時間経
過毎）が求まる。
【００１９】前記変調信号は前記電圧制御発振器のＶ−
ｆ特性に基いて補正された三角変調信号であり、それを
前記電圧制御発振器に供給することによってＦＭ変調の
直線性を補正する。デジタル−アナログ変換器（Ｄ／
Ａ）１２は、前記傾きデータ出力部１１から所定時間経
過後毎に一定周期で繰り返し出力される周波数傾きデジ
タルデータをアナログ変換して対応する傾斜階段信号を
生成する。積分回路は、前記デジタル−アナログ変換器
１２からの傾斜階段信号を逐次積分することで前記補正
された変調信号をアナログ的に生成する。
ｆ特性に基いて補正された三角変調信号であり、それを
前記電圧制御発振器に供給することによってＦＭ変調の
直線性を補正する。デジタル−アナログ変換器（Ｄ／
Ａ）１２は、前記傾きデータ出力部１１から所定時間経
過後毎に一定周期で繰り返し出力される周波数傾きデジ
タルデータをアナログ変換して対応する傾斜階段信号を
生成する。積分回路は、前記デジタル−アナログ変換器
１２からの傾斜階段信号を逐次積分することで前記補正
された変調信号をアナログ的に生成する。
【００２０】電圧制御発振器３、送信アンテナ５、受信
アンテナ６、方向性結合器４、及び混合器７の動作は図
１の従来例と同様である。従って、ここでは更に説明し
ない。次に、信号処理部１４では、混合器７からのビー
ト信号に対して後述するような本発明による隣接周波数
ピークの削除処理が行なわれ、本来のピーク周波数から
なるビート信号が受信出力８される。
アンテナ６、方向性結合器４、及び混合器７の動作は図
１の従来例と同様である。従って、ここでは更に説明し
ない。次に、信号処理部１４では、混合器７からのビー
ト信号に対して後述するような本発明による隣接周波数
ピークの削除処理が行なわれ、本来のピーク周波数から
なるビート信号が受信出力８される。
【００２１】図６は、本発明の第１の実施例を示したも
のである。また、図７は、図６の動作波形の一例を示し
たものである。図６において、図５の各ブロックと対応
するブロックには同一符号を付している。本例では、図
５の傾きデータ出力部をマイクロコンピュータ１１で構
成している。マイクロコンピュータ１１は、内臓又は外
部のＲＯＭ等に格納した周波数傾きデータをその入出力
ポートやバス出力等によって次段のデジタル−アナログ
変換器（Ｄ／Ａ）１２へ出力する。デジタル−アナログ
変換器１２は、それをアナログ信号に変換して傾斜階段
信号（ａ）を生成する。積分回路１３は、入力された傾
斜階段信号を積分して補正された三角波変調信号（ｂ）
を出力する。
のである。また、図７は、図６の動作波形の一例を示し
たものである。図６において、図５の各ブロックと対応
するブロックには同一符号を付している。本例では、図
５の傾きデータ出力部をマイクロコンピュータ１１で構
成している。マイクロコンピュータ１１は、内臓又は外
部のＲＯＭ等に格納した周波数傾きデータをその入出力
ポートやバス出力等によって次段のデジタル−アナログ
変換器（Ｄ／Ａ）１２へ出力する。デジタル−アナログ
変換器１２は、それをアナログ信号に変換して傾斜階段
信号（ａ）を生成する。積分回路１３は、入力された傾
斜階段信号を積分して補正された三角波変調信号（ｂ）
を出力する。
【００２２】図７の（ａ）には、前記傾斜階段信号の一
例を示している。本例では基準点（ｒｅｆ）を始点とし
て一定時間ｔの経過毎にその時点のレベルを基準に次の
積分波形の傾斜を与える周波数傾きデータがマイクロコ
ンピュータ１１から出力される。その結果、図７の
（ｂ）に示すように６×ｔ時間を１周期とするミリ波ユ
ニット３のＶ−ｆ特性の補正がなされた三角変調信号波
形が得られる。
例を示している。本例では基準点（ｒｅｆ）を始点とし
て一定時間ｔの経過毎にその時点のレベルを基準に次の
積分波形の傾斜を与える周波数傾きデータがマイクロコ
ンピュータ１１から出力される。その結果、図７の
（ｂ）に示すように６×ｔ時間を１周期とするミリ波ユ
ニット３のＶ−ｆ特性の補正がなされた三角変調信号波
形が得られる。
【００２３】このように、本発明では従来の補正された
三角変調波形を忠実にサンプリングする場合（図４参
照）にくらべ各データの絶対レベルが必要とされない。
従って、例えば積分傾斜に相当する差分データのみをメ
モリに格納しておき、マイクロコンピュータ１１内のレ
ジスタやアキュームレータ等を使った加減演算によって
その差分データから前記傾斜階段信号（ａ）を順次作り
出すことができる。また、最終波形は積分回路１３によ
ってアナログ的に生成されるためデジタル−アナログ変
換器１２の精度も従来例のようには要求されない。
三角変調波形を忠実にサンプリングする場合（図４参
照）にくらべ各データの絶対レベルが必要とされない。
従って、例えば積分傾斜に相当する差分データのみをメ
モリに格納しておき、マイクロコンピュータ１１内のレ
ジスタやアキュームレータ等を使った加減演算によって
その差分データから前記傾斜階段信号（ａ）を順次作り
出すことができる。また、最終波形は積分回路１３によ
ってアナログ的に生成されるためデジタル−アナログ変
換器１２の精度も従来例のようには要求されない。
【００２４】また、図７では一定時間ｔ毎にデータが出
力される簡易な例を示しているが、傾斜が急峻に変化す
る波形領域とそれ以外の領域とで前記時間ｔを可変にし
（前者を密に、後者を疎にする）、少ないデータ量で忠
実に波形を生成することも可能である。さらに、本発明
の周波数傾きデータは図７の（ｂ）に示すように後段の
積分回路１３で積分されることを前提に設定されるた
め、前記積分回路１３の時定数を利用した波形補間作用
によってそのデータ出力間隔ｔをより大きくすることが
でき、図４の従来例に比べて一層のデータ削減が達成さ
れる。
力される簡易な例を示しているが、傾斜が急峻に変化す
る波形領域とそれ以外の領域とで前記時間ｔを可変にし
（前者を密に、後者を疎にする）、少ないデータ量で忠
実に波形を生成することも可能である。さらに、本発明
の周波数傾きデータは図７の（ｂ）に示すように後段の
積分回路１３で積分されることを前提に設定されるた
め、前記積分回路１３の時定数を利用した波形補間作用
によってそのデータ出力間隔ｔをより大きくすることが
でき、図４の従来例に比べて一層のデータ削減が達成さ
れる。
【００２５】なお、図６の構成からも分かるように、マ
イクロコンピュータ１１はＦＭ−ＣＷレーダ装置全体の
制御を行なうマイクロコンピュータがそのまま流用で
き、もしワンチップタイプのマイクロコンピュータなら
デジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１２も内臓（本発
明では精度を要求しない）されており、また上述したよ
うに周波数傾きデータ量は小さい。従って、１個のワン
チップマイクロコンピュータに簡易なＣＲ積分回路１３
を付加するだけで本発明の第１の実施例は実現可能であ
る。これから、本発明は図３に示した従来のアナログ回
路構成と比べて回路規模及びコスト等の面で明らかに優
位であることが分かる。
イクロコンピュータ１１はＦＭ−ＣＷレーダ装置全体の
制御を行なうマイクロコンピュータがそのまま流用で
き、もしワンチップタイプのマイクロコンピュータなら
デジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１２も内臓（本発
明では精度を要求しない）されており、また上述したよ
うに周波数傾きデータ量は小さい。従って、１個のワン
チップマイクロコンピュータに簡易なＣＲ積分回路１３
を付加するだけで本発明の第１の実施例は実現可能であ
る。これから、本発明は図３に示した従来のアナログ回
路構成と比べて回路規模及びコスト等の面で明らかに優
位であることが分かる。
【００２６】図８は、本発明の第２の実施例を示したも
のである。また、図９は、図８の動作波形の一例を示し
たものである。図８でも、図５の各ブロックと対応する
ブロックには同一符号を付している。本例では、図７の
ブロックにデジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１５、
加算回路１６、及び積分回路１７が追加されている。
のである。また、図９は、図８の動作波形の一例を示し
たものである。図８でも、図５の各ブロックと対応する
ブロックには同一符号を付している。本例では、図７の
ブロックにデジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１５、
加算回路１６、及び積分回路１７が追加されている。
【００２７】図８のマイクロコンピュータ１１、デジタ
ル−アナログ変換器１２、及び積分回路１３の動作は図
６及び７で説明したものと同じである。図９の（ａ）に
は図７の（ｂ）の波形を再掲載している。本実施例では
第２のデジタル−アナログ変換器１５が追加され、マイ
クロコンピュータ１１からの出力データによって図７の
（ａ）の波形の周期と同じ時間周期Ｔ（＝６ｔ）で所定
レベルの方形パルス信号（ｂ）が出力される。
ル−アナログ変換器１２、及び積分回路１３の動作は図
６及び７で説明したものと同じである。図９の（ａ）に
は図７の（ｂ）の波形を再掲載している。本実施例では
第２のデジタル−アナログ変換器１５が追加され、マイ
クロコンピュータ１１からの出力データによって図７の
（ａ）の波形の周期と同じ時間周期Ｔ（＝６ｔ）で所定
レベルの方形パルス信号（ｂ）が出力される。
【００２８】加算回路１６は、オペアンプ回路等による
一般的なアナログ加算演算を行ない、その出力（ｃ）は
図９の（ｃ）に示すような出力波形信号となる。前記出
力波形信号はさらに次段の積分回路１７に入力され、二
次積分された波形は図９の（ｄ）に示すような変調信号
となる。このように本実施例によれば、マイクロコンピ
ュータ１１に格納される周波数傾きデータ値及びその量
は図６の第１の実施例と同じでありながら、最終的に得
られる変調信号はより連続的な補正が与えられたものと
なる。
一般的なアナログ加算演算を行ない、その出力（ｃ）は
図９の（ｃ）に示すような出力波形信号となる。前記出
力波形信号はさらに次段の積分回路１７に入力され、二
次積分された波形は図９の（ｄ）に示すような変調信号
となる。このように本実施例によれば、マイクロコンピ
ュータ１１に格納される周波数傾きデータ値及びその量
は図６の第１の実施例と同じでありながら、最終的に得
られる変調信号はより連続的な補正が与えられたものと
なる。
【００２９】従って、上記第２の実施例の補正された三
角波変調信号を使用すると、ビート信号をＦＦＴ処理に
よって周波数解析する際に本来あるべき周波数ピークの
前後に発生する周波数ピーク割れを顕著に低減すること
ができる。このように、本実施例によれば、図４の従来
例における大容量メモリと高精度なデジタル−アナログ
変換器の代わりに、精度の要求されないデジタル−アナ
ログ変換器１５、簡易なオペアンプ加算回器１６、及び
ＣＲ積分器１７を使ってより滑らかな補正が与えられた
三角波変調信号を生成することができる。
角波変調信号を使用すると、ビート信号をＦＦＴ処理に
よって周波数解析する際に本来あるべき周波数ピークの
前後に発生する周波数ピーク割れを顕著に低減すること
ができる。このように、本実施例によれば、図４の従来
例における大容量メモリと高精度なデジタル−アナログ
変換器の代わりに、精度の要求されないデジタル−アナ
ログ変換器１５、簡易なオペアンプ加算回器１６、及び
ＣＲ積分器１７を使ってより滑らかな補正が与えられた
三角波変調信号を生成することができる。
【００３０】図１０〜１２には、図５の本発明の基本構
成における信号処理部１４の動作を示している。図１０
には、ビート信号のピーク割れ波形の一例を示してい
る。このように本来のビート信号の両側に小さなピーク
信号が発生する。この発生原因については先に説明した
通りである。図１１は、本発明による信号処理部１４の
ピーク割れ処理動作の原理を示しており、図１２にはそ
の処理フロー例を示している。
成における信号処理部１４の動作を示している。図１０
には、ビート信号のピーク割れ波形の一例を示してい
る。このように本来のビート信号の両側に小さなピーク
信号が発生する。この発生原因については先に説明した
通りである。図１１は、本発明による信号処理部１４の
ピーク割れ処理動作の原理を示しており、図１２にはそ
の処理フロー例を示している。
【００３１】本発明ではピーク割れを除去するために以
下の方法をとる。 （１）本来のピークからそれぞれ数ＫＨｚはなれた周波
数範囲にあるピークデータは本来のピークの割れである
可能性が高いためそのピークデータを除去する。 （２）上記条件時に合うピークデータが複数ある場合に
は、本来のピークパワーを基準とした所定レベル以下の
ピークパワーも削除する。
下の方法をとる。 （１）本来のピークからそれぞれ数ＫＨｚはなれた周波
数範囲にあるピークデータは本来のピークの割れである
可能性が高いためそのピークデータを除去する。 （２）上記条件時に合うピークデータが複数ある場合に
は、本来のピークパワーを基準とした所定レベル以下の
ピークパワーも削除する。
【００３２】ここでは、具体的に図１２の処理フローに
ついて説明する。先ず、ステップＳ１０でビート信号を
ＦＦＴ解析する。それによって最大ピークパワーｐとそ
の周波数ｆとを求める（Ｓ１１）。次に、図１１に示す
ように前記周波数ｆを中心にその前後周波数幅ａ以内
（ｘ＝ｆ−ａ又はｘ＝ｆ＋ａ）にピークが存在し（Ｓ１
２）、そのピークパワーが前記最大ピークパワーｐから
所定レベルｂ以下（ｐ−ｂ＞ｙ）の場合に（Ｓ１３）、
その信号がピーク割れ信号と判断してそのピーク信号デ
ータを削除する（Ｓ１４）。
ついて説明する。先ず、ステップＳ１０でビート信号を
ＦＦＴ解析する。それによって最大ピークパワーｐとそ
の周波数ｆとを求める（Ｓ１１）。次に、図１１に示す
ように前記周波数ｆを中心にその前後周波数幅ａ以内
（ｘ＝ｆ−ａ又はｘ＝ｆ＋ａ）にピークが存在し（Ｓ１
２）、そのピークパワーが前記最大ピークパワーｐから
所定レベルｂ以下（ｐ−ｂ＞ｙ）の場合に（Ｓ１３）、
その信号がピーク割れ信号と判断してそのピーク信号デ
ータを削除する（Ｓ１４）。
【００３３】この処理によってピーク割れのないビート
信号が出力される。本信号処理は本発明の第１の実施例
のように、回路規模の削減によって変調信号波形上に補
正ポイント（折れ線ポイント）が存在するような不連続
な三角変調信号を用いた場合に特に有効である。本構成
によりハードウェア削減によって生じた欠点が別の又は
追加のハードウェアではなく既存の信号処理部１４のソ
フトウェア処理によって補完されるからである。これに
より、規模の大きなハードウェアを使用した場合と同等
の誤検出低減効果が達成され、また初期精度の調整も疎
調整ですむため調整工数が削減される。
信号が出力される。本信号処理は本発明の第１の実施例
のように、回路規模の削減によって変調信号波形上に補
正ポイント（折れ線ポイント）が存在するような不連続
な三角変調信号を用いた場合に特に有効である。本構成
によりハードウェア削減によって生じた欠点が別の又は
追加のハードウェアではなく既存の信号処理部１４のソ
フトウェア処理によって補完されるからである。これに
より、規模の大きなハードウェアを使用した場合と同等
の誤検出低減効果が達成され、また初期精度の調整も疎
調整ですむため調整工数が削減される。
【００３４】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によればＦＭ
−ＣＷレーダの距離及び速度誤差を低減する直線性の補
正を行ないながら、その回路規模の低減化を達成し、同
時にその調整精度や調整工数のコスト及び誤検出をも低
減したＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供することが可能とな
る。
−ＣＷレーダの距離及び速度誤差を低減する直線性の補
正を行ないながら、その回路規模の低減化を達成し、同
時にその調整精度や調整工数のコスト及び誤検出をも低
減したＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供することが可能とな
る。
【図１】従来のＦＭ−ＣＷレーダ装置の一構成例を示し
た図である。
た図である。
【図２】電圧制御発振器の変調電圧−変調周波数特性の
一例を示した図である。
一例を示した図である。
【図３】ダイオード折れ線近似回路の回路要部を示した
図である。
図である。
【図４】メモリとＡ／Ｄ回路を用いたデジタル回路構成
例を示した図である。
例を示した図である。
【図５】本発明によるＦＭ−ＣＷレーダ装置の基本構成
例を示した図である。
例を示した図である。
【図６】本発明の第１の実施例を示した図である。
【図７】図６の動作波形の一例を示した図である。
【図８】本発明の第２の実施例を示した図である。
【図９】図８の動作波形の一例を示した図である。
【図１０】ビート信号のピーク割れ波形の一例を示した
図である。
図である。
【図１１】信号処理部の動作原理を図式的に示した図で
ある。
ある。
【図１２】信号処理部の処理フローの一例を示した図で
ある。
ある。
１…変調信号発生回路 ２…波形補正回路 ３…電圧制御発振回路（ミリ波ユニット） ４…方向性結合器 ５、６…アンテナ ７…混合器 １１…傾きデータ出力部（マイクロコンピュータ） １２、１５、２６…デジタル−アナログ変換器 １３、１７…積分回路 １４…信号処理部 １６…加算回路 ２１、２２…増幅器 ２３、２４…ダイオード ２５…メモリ
フロントページの続き (72)発明者 岸田 正幸 兵庫県神戸市兵庫区御所通１丁目２番28号 富士通テン株式会社内 (72)発明者 山野 真市 兵庫県神戸市兵庫区御所通１丁目２番28号 富士通テン株式会社内 (72)発明者 伊佐治 修 兵庫県神戸市兵庫区御所通１丁目２番28号 富士通テン株式会社内 (72)発明者 二宮 照尚 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 Ｆターム(参考） 5J070 AB17 AB24 AC02 AC06 AE01 AF03 AH31 AH35 AK22
Claims (7)
- 【請求項１】 ＦＭ−ＣＷレーダ方式における電圧制御
発振器出力をＦＭ変調する変調信号発生装置であって、 変調信号の所定時間経過後毎の周波数遷移を示す周波数
傾きデータをデジタルデータとして保持し出力する傾き
データ出力部と、 前記傾きデータ出力部から出力された周波数傾きデータ
を対応するアナログ傾斜階段信号に変換するデジタル−
アナログ変換器と、 前記デジタル−アナログ変換器からの傾斜階段信号を逐
次積分することによって変調信号を生成する積分回路
と、で構成されたことを特徴とする変調信号発生装置。 - 【請求項２】 前記電圧制御発振器のＶ−ｆ特性を基に
所定区間で分割した変調周波数幅（Δｆ）毎の各周波数
ポイントとなる電圧を求めることで、各周波数ポイント
電圧間の電位差（周波数傾き）に相当する周波数傾きデ
ータを求める請求項１記載の装置。 - 【請求項３】 前記変調信号は前記電圧制御発振器のＶ
−ｆ特性に基いて補正された三角変調信号であり、それ
を前記電圧制御発振器に供給することによってＦＭ変調
の直線性を補正する請求項１又は２記載の装置。 - 【請求項４】 ＦＭ−ＣＷレーダ方式における電圧制御
発振器出力をＦＭ変調する変調信号発生装置であって、 前記電圧制御発振器のＶ−ｆ特性に基いて補正された変
調信号の所定時間経過後毎の周波数遷移を示す周波数傾
きデータをデジタルデータとして保持し出力する傾きデ
ータ出力部１１と、 前記傾きデータ出力部１１から出力された周波数傾きデ
ータをアナログ傾斜階段信号に変換するデジタル−アナ
ログ変換器と、 前記デジタル−アナログ変換器からの傾斜階段信号を一
次積分することで前記補正された変調信号を生成する第
１の積分回路と、 前記第１の積分回路で生成された変調信号と同一周期の
バイアス補正値を発生させるバイアス補正回路と、 前記第１の積分回路で生成された変調信号と前記バイア
ス補正回路からのバイアス値とを加算する加算回路と、 前記加算回路でバイアスされた変調信号をさらに積分
し、２次関数で補正された変調信号を生成する第２の積
分回路と、で構成されたことを特徴とする変調信号発生
装置。 - 【請求項５】 受信したビート信号を周波数解析し、抽
出したピークデータの周波数に隣接する所定周波数範囲
内の他のピークデータを除去する機能を持ったレーダ装
置。 - 【請求項６】 前記所定周波数範囲内に存在する前記他
のピークのうち任意のパワー以下のピークデータを除去
する請求項５記載の装置。 - 【請求項７】 前記任意のパワーレベルを抽出したピー
クデータのレベルにより決定する事を特長とする請求項
６の装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000246431A JP3719917B2 (ja) | 2000-08-15 | 2000-08-15 | Ｆｍ−ｃｗレーダ方式における変調信号発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000246431A JP3719917B2 (ja) | 2000-08-15 | 2000-08-15 | Ｆｍ−ｃｗレーダ方式における変調信号発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002062355A true JP2002062355A (ja) | 2002-02-28 |
| JP3719917B2 JP3719917B2 (ja) | 2005-11-24 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000246431A Expired - Fee Related JP3719917B2 (ja) | 2000-08-15 | 2000-08-15 | Ｆｍ−ｃｗレーダ方式における変調信号発生装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3719917B2 (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006013689A1 (ja) * | 2004-08-06 | 2006-02-09 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | レーダ |
| US7248126B2 (en) | 2002-11-14 | 2007-07-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Temperature correction device and voltage control oscillation device |
| WO2008010298A1 (fr) | 2006-07-21 | 2008-01-24 | Mitsubishi Electric Corporation | circuit de génération de signal de modulation, module de transmission/réception et dispositif de radar |
| US7834804B2 (en) | 2006-11-30 | 2010-11-16 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Radar apparatus |
| JP2011196880A (ja) * | 2010-03-19 | 2011-10-06 | Toshiba Corp | Ｆｍｃｗ信号生成回路及びレーダー装置 |
| JP2012112861A (ja) * | 2010-11-26 | 2012-06-14 | Fujitsu Ltd | Ｆｍ−ｃｗレーダ装置、ペアリング方法 |
| JP2013002949A (ja) * | 2011-06-16 | 2013-01-07 | Toshiba Corp | 信号生成回路、レーダー装置 |
| JP2013047617A (ja) * | 2011-08-29 | 2013-03-07 | Toshiba Corp | 信号生成回路、発振器、レーダー装置 |
| EP2600520A1 (en) | 2006-07-21 | 2013-06-05 | Mitsubishi Electric Corporation | Modulation signal generation circuit, transmission/reception module, and radar device |
| JP2014215166A (ja) * | 2013-04-25 | 2014-11-17 | 株式会社ワイヤーデバイス | 距離測定装置 |
| JP2016099148A (ja) * | 2014-11-19 | 2016-05-30 | 日置電機株式会社 | 測定データ処理装置および測定データ処理方法 |
-
2000
- 2000-08-15 JP JP2000246431A patent/JP3719917B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7248126B2 (en) | 2002-11-14 | 2007-07-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Temperature correction device and voltage control oscillation device |
| US7642875B2 (en) | 2002-11-14 | 2010-01-05 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Temperature correcting apparatus and voltage-controlled oscillation apparatus |
| WO2006013689A1 (ja) * | 2004-08-06 | 2006-02-09 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | レーダ |
| EP2600520A1 (en) | 2006-07-21 | 2013-06-05 | Mitsubishi Electric Corporation | Modulation signal generation circuit, transmission/reception module, and radar device |
| WO2008010298A1 (fr) | 2006-07-21 | 2008-01-24 | Mitsubishi Electric Corporation | circuit de génération de signal de modulation, module de transmission/réception et dispositif de radar |
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| US7834804B2 (en) | 2006-11-30 | 2010-11-16 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Radar apparatus |
| JP2011196880A (ja) * | 2010-03-19 | 2011-10-06 | Toshiba Corp | Ｆｍｃｗ信号生成回路及びレーダー装置 |
| US8284099B2 (en) | 2010-03-19 | 2012-10-09 | Kabushiki Kaisha Toshiba | FMCW signal generation circuit and radar apparatus |
| JP2012112861A (ja) * | 2010-11-26 | 2012-06-14 | Fujitsu Ltd | Ｆｍ−ｃｗレーダ装置、ペアリング方法 |
| JP2013002949A (ja) * | 2011-06-16 | 2013-01-07 | Toshiba Corp | 信号生成回路、レーダー装置 |
| US9057775B2 (en) | 2011-06-16 | 2015-06-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Signal generator, radar device |
| JP2013047617A (ja) * | 2011-08-29 | 2013-03-07 | Toshiba Corp | 信号生成回路、発振器、レーダー装置 |
| JP2014215166A (ja) * | 2013-04-25 | 2014-11-17 | 株式会社ワイヤーデバイス | 距離測定装置 |
| JP2016099148A (ja) * | 2014-11-19 | 2016-05-30 | 日置電機株式会社 | 測定データ処理装置および測定データ処理方法 |
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