JPH104318A - 温度補償型水晶発振器 - Google Patents
温度補償型水晶発振器Info
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- JPH104318A JPH104318A JP8289559A JP28955996A JPH104318A JP H104318 A JPH104318 A JP H104318A JP 8289559 A JP8289559 A JP 8289559A JP 28955996 A JP28955996 A JP 28955996A JP H104318 A JPH104318 A JP H104318A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
- H03L1/02—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only
- H03L1/022—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only by indirect stabilisation, i.e. by generating an electrical correction signal which is a function of the temperature
- H03L1/023—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only by indirect stabilisation, i.e. by generating an electrical correction signal which is a function of the temperature by using voltage variable capacitance diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高精度を有し、乾電池２本程度の低い電圧
（３Ｖ）で動作し、小型かつ低コストで、量産化が可能
な温度補償型水晶発振器を提供すること。 【解決手段】 定電圧を供給する安定化電源回路１と、
水晶振動子２１及びバリキャップ２２を備えた発振回路
２と、発振回路２の近傍に設けられた温度検出素子の温
度電圧特性を利用して発振部温度に対応した検出電圧信
号ＶTempを出力する温度検出回路３と、バリキャップ２
２に印加すべきバリキャップ制御電圧信号ＶVRを検出電
圧信号ＶTempからアナログ処理により生成する温度特性
補償部４とを有している。
（３Ｖ）で動作し、小型かつ低コストで、量産化が可能
な温度補償型水晶発振器を提供すること。 【解決手段】 定電圧を供給する安定化電源回路１と、
水晶振動子２１及びバリキャップ２２を備えた発振回路
２と、発振回路２の近傍に設けられた温度検出素子の温
度電圧特性を利用して発振部温度に対応した検出電圧信
号ＶTempを出力する温度検出回路３と、バリキャップ２
２に印加すべきバリキャップ制御電圧信号ＶVRを検出電
圧信号ＶTempからアナログ処理により生成する温度特性
補償部４とを有している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、温度安定度の要求
の厳しい通信機器の基準クロックとして用いられる温度
補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）に関する。
の厳しい通信機器の基準クロックとして用いられる温度
補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）に関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル携帯電話やＧＰＳ受信機などの
デジタル通信機器において、基準クロックとして用いら
れる水晶発振器は、発振周波数偏差（中心周波数に対す
る発振周波数の変化率Δｆ／ｆ０）が中心周波数（所定
周波数）の±２〜３ｐｐｍ以内という高い周波数安定度
を要求されている。
デジタル通信機器において、基準クロックとして用いら
れる水晶発振器は、発振周波数偏差（中心周波数に対す
る発振周波数の変化率Δｆ／ｆ０）が中心周波数（所定
周波数）の±２〜３ｐｐｍ以内という高い周波数安定度
を要求されている。
【０００３】また、この種の水晶発振器に用いられてい
るＡＴカット水晶振動子は、図３６に示される様な温度
周波数変化特性を有している。即ち、ＡＴカット水晶振
動子は、種々の温度において、夫々の固有共振周波数を
中心に振動するものであり、特に、所定温度における固
有共振周波数として、所定固有共振周波数を有してい
る。また、ＡＴカット水晶振動子は、所定固有共振周波
数に対する温度変化に応じた固有共振周波数の変化率
が、所定温度において変曲点を持つ３次曲線状の曲線で
あって、且つ、正の３次係数をもつ３次曲線状の曲線で
表されるように変化する温度周波数変化特性を有してい
る。尚、図３６の各曲線は、ＡＴカット中心角度（３５
度０分１５秒）に対して夫々−２分から＋１６分迄２分
おきに切り出した水晶振動子の温度周波数変化特性を示
すものである。
るＡＴカット水晶振動子は、図３６に示される様な温度
周波数変化特性を有している。即ち、ＡＴカット水晶振
動子は、種々の温度において、夫々の固有共振周波数を
中心に振動するものであり、特に、所定温度における固
有共振周波数として、所定固有共振周波数を有してい
る。また、ＡＴカット水晶振動子は、所定固有共振周波
数に対する温度変化に応じた固有共振周波数の変化率
が、所定温度において変曲点を持つ３次曲線状の曲線で
あって、且つ、正の３次係数をもつ３次曲線状の曲線で
表されるように変化する温度周波数変化特性を有してい
る。尚、図３６の各曲線は、ＡＴカット中心角度（３５
度０分１５秒）に対して夫々−２分から＋１６分迄２分
おきに切り出した水晶振動子の温度周波数変化特性を示
すものである。
【０００４】図３６を参照すると、温度依存性が非常に
小さいＡＴカット水晶を用いた水晶発振器であっても、
温度を補償しない場合には、発振周波数の温度依存性を
±５ｐｐｍ以下に抑える事は非常に困難であると理解す
ることができる。
小さいＡＴカット水晶を用いた水晶発振器であっても、
温度を補償しない場合には、発振周波数の温度依存性を
±５ｐｐｍ以下に抑える事は非常に困難であると理解す
ることができる。
【０００５】一方、ＰＨＳなどのデジタル携帯電話やＧ
ＰＳ受信機などのデジタル通信機器の基準クロック用発
振器では、使用温度範囲での周波数変化率の許容範囲が
±２〜３ｐｐｍ程度であるため、何らかの手段を用いて
周波数の温度変動を補償しなければならない。
ＰＳ受信機などのデジタル通信機器の基準クロック用発
振器では、使用温度範囲での周波数変化率の許容範囲が
±２〜３ｐｐｍ程度であるため、何らかの手段を用いて
周波数の温度変動を補償しなければならない。
【０００６】そこで、従来、ＡＴカット水晶振動子を有
した温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）として、以下に
示す直接補償方式の温度補償型水晶発振器と間接補償方
式の温度補償型水晶発振器の２つがあった。
した温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）として、以下に
示す直接補償方式の温度補償型水晶発振器と間接補償方
式の温度補償型水晶発振器の２つがあった。
【０００７】直接補償方式の温度補償型水晶発振器は、
図３７に示される様に、発振回路の中にサーミスタ（感
温抵抗素子）やコンデンサなどの温度検出のための温度
検出素子を有しており、その温度検出素子の温度特性を
直接利用して発振回路の温度特性を制御するものであ
る。
図３７に示される様に、発振回路の中にサーミスタ（感
温抵抗素子）やコンデンサなどの温度検出のための温度
検出素子を有しており、その温度検出素子の温度特性を
直接利用して発振回路の温度特性を制御するものであ
る。
【０００８】現在、市販されている温度補償型水晶発振
器としては、一般にこの直接補償方式のものが用いられ
ている。
器としては、一般にこの直接補償方式のものが用いられ
ている。
【０００９】一方、間接補償方式の温度補償型水晶発振
器は、温度検出素子が発振回路から独立しており、ま
た、発振回路の中の負荷容量の一つを温度補償素子とし
て用いており、発振回路の容量周波数変化特性が既知で
あるものである。ここで、温度補償用の負荷容量は電圧
制御型の可変容量ダイオード（以下、バリキャップ）に
なっており、このバリキャップに加える電圧を変化させ
る事によって負荷容量を制御して、即ち、発振回路全体
の容量を変化させ発振回路の発振周波数を制御するもの
である。
器は、温度検出素子が発振回路から独立しており、ま
た、発振回路の中の負荷容量の一つを温度補償素子とし
て用いており、発振回路の容量周波数変化特性が既知で
あるものである。ここで、温度補償用の負荷容量は電圧
制御型の可変容量ダイオード（以下、バリキャップ）に
なっており、このバリキャップに加える電圧を変化させ
る事によって負荷容量を制御して、即ち、発振回路全体
の容量を変化させ発振回路の発振周波数を制御するもの
である。
【００１０】この間接補償方式の温度補償型水晶発振器
としては、現在、図３８に示される様な、デジタル演算
処理によって制御するものが知られている。
としては、現在、図３８に示される様な、デジタル演算
処理によって制御するものが知られている。
【００１１】このデジタル演算処理による間接補償方式
の温度補償型水晶発振器は、予め周波数温度特性を測定
された水晶振動子を備えた温度検出用発振回路と、周波
数を計測する周波数カウンターと、Ａ／Ｄコンバータ
と、ＥＰＲＯＭと、Ｄ／Ａコンバータとを有している。
の温度補償型水晶発振器は、予め周波数温度特性を測定
された水晶振動子を備えた温度検出用発振回路と、周波
数を計測する周波数カウンターと、Ａ／Ｄコンバータ
と、ＥＰＲＯＭと、Ｄ／Ａコンバータとを有している。
【００１２】ここで、ＥＰＲＯＭには、温度検出用の水
晶発振回路の周波数温度特性データと、予め測定されて
いる出力用発振回路の温度特性に対応したバリキャップ
の制御電圧であるバリキャップ制御電圧の変換データが
書き込まれている。
晶発振回路の周波数温度特性データと、予め測定されて
いる出力用発振回路の温度特性に対応したバリキャップ
の制御電圧であるバリキャップ制御電圧の変換データが
書き込まれている。
【００１３】このような構成からなるデジタル演算処理
による間接補償方式の温度補償型水晶発振器は、ＥＰＲ
ＯＭに格納されているデータに基づいて、温度検出用発
振回路の発振周波数からバリキャップに印加するバリキ
ャップ制御電圧を割り出して、バリキャップにそのバリ
キャップ制御電圧を印加しバリキャップの容量を調整し
て出力用発振回路の発振周波数の制御を行うものであ
る。
による間接補償方式の温度補償型水晶発振器は、ＥＰＲ
ＯＭに格納されているデータに基づいて、温度検出用発
振回路の発振周波数からバリキャップに印加するバリキ
ャップ制御電圧を割り出して、バリキャップにそのバリ
キャップ制御電圧を印加しバリキャップの容量を調整し
て出力用発振回路の発振周波数の制御を行うものであ
る。
【００１４】このように温度補償にデジタル演算処理を
用いた温度補償型水晶発振器は、ＤＴＣＸＯ（デジタル
ＴＣＸＯ）と呼ばれている。また、このＤＴＣＸＯの
内、温度周波数変化特性が０．１ｐｐｍ以下のＤＴＣＸ
Ｏが、デジタル通信システムの基地局や高精度の測定機
器の基準発振器など超高精度が要求される分野において
使用されるものとして、市販されている。
用いた温度補償型水晶発振器は、ＤＴＣＸＯ（デジタル
ＴＣＸＯ）と呼ばれている。また、このＤＴＣＸＯの
内、温度周波数変化特性が０．１ｐｐｍ以下のＤＴＣＸ
Ｏが、デジタル通信システムの基地局や高精度の測定機
器の基準発振器など超高精度が要求される分野において
使用されるものとして、市販されている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記２
つの方式の温度補償型水晶発振器は、いずれも種々の問
題を有していた。
つの方式の温度補償型水晶発振器は、いずれも種々の問
題を有していた。
【００１６】例えば、直接補償方式の温度補償型水晶発
振器の場合には、発振回路に使用する抵抗、サーミス
タ、コンデンサの温度特性を厳密に管理して組み合わせ
ないと、発振回路の温度周波数変化特性を±３ｐｐｍ程
度の精度にすることはできない。
振器の場合には、発振回路に使用する抵抗、サーミス
タ、コンデンサの温度特性を厳密に管理して組み合わせ
ないと、発振回路の温度周波数変化特性を±３ｐｐｍ程
度の精度にすることはできない。
【００１７】しかしながら、現実の量産工程でこれらの
部品１個１個の温度特性を管理して組み立てることは非
常にコストがかかる上、必要な温度特性の組み合わせの
部品を入手することさえ困難な場合があり、低コスト
化、大量生産化の点で問題があった。
部品１個１個の温度特性を管理して組み立てることは非
常にコストがかかる上、必要な温度特性の組み合わせの
部品を入手することさえ困難な場合があり、低コスト
化、大量生産化の点で問題があった。
【００１８】一方、間接補償方式の温度補償型水晶発振
器の場合には、２つの水晶発振回路を必要とするために
使用部品点数が増えることになり、製造工程も複雑にな
るという問題があった。
器の場合には、２つの水晶発振回路を必要とするために
使用部品点数が増えることになり、製造工程も複雑にな
るという問題があった。
【００１９】また、ＥＰＲＯＭやデジタル演算処理用の
ＩＣ、Ａ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータ等の高価な
部品が必要であるという問題もあった。
ＩＣ、Ａ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータ等の高価な
部品が必要であるという問題もあった。
【００２０】更に、図３９に示されている様にＥＰＲＯ
Ｍに格納されているデータに載っている温度点に対して
の補正しかできないので、図４０に示される様な温度周
波数変化特性となり、ある制御中心値となる温度点とそ
の隣の制御中心値となる温度点とで挟まれた領域におい
て、不連続が生じるという問題があった。
Ｍに格納されているデータに載っている温度点に対して
の補正しかできないので、図４０に示される様な温度周
波数変化特性となり、ある制御中心値となる温度点とそ
の隣の制御中心値となる温度点とで挟まれた領域におい
て、不連続が生じるという問題があった。
【００２１】この不連続が生じるという問題を解決する
ために、制御温度点毎に制御温度ステップ幅を変える、
即ち、発振周波数の変化が大きい温度領域においては、
制御温度ステップ幅を小さくし、発振周波数の変化が小
さい温度領域においては、制御温度ステップ幅を大きく
するという方法がある。
ために、制御温度点毎に制御温度ステップ幅を変える、
即ち、発振周波数の変化が大きい温度領域においては、
制御温度ステップ幅を小さくし、発振周波数の変化が小
さい温度領域においては、制御温度ステップ幅を大きく
するという方法がある。
【００２２】しかしながら、このような方法をとると、
更なるコストアップに繋がることになり、いずれにして
も問題があった。
更なるコストアップに繋がることになり、いずれにして
も問題があった。
【００２３】本発明の目的は、民生用デジタル通信機器
などの通信機器に使用される温度補償型水晶発振器であ
って、十分な高精度を有し、乾電池２本程度の低い電圧
（３Ｖ）で動作し、小型かつ低コストで、量産化が可能
な温度補償型水晶発振器を提供することにある。
などの通信機器に使用される温度補償型水晶発振器であ
って、十分な高精度を有し、乾電池２本程度の低い電圧
（３Ｖ）で動作し、小型かつ低コストで、量産化が可能
な温度補償型水晶発振器を提供することにある。
【００２４】また、本発明の目的は、上記温度補償型水
晶発振器であって、更に、設計後における各部バラつき
を調整することが容易な温度補償型水晶発振器を提供す
ることにある。
晶発振器であって、更に、設計後における各部バラつき
を調整することが容易な温度補償型水晶発振器を提供す
ることにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述した課題
を解決するために以下に述べるような温度補償型水晶発
振器を提供する。
を解決するために以下に述べるような温度補償型水晶発
振器を提供する。
【００２６】即ち、本発明によれば、水晶振動子及びバ
リキャップを有する発振回路と、該発振回路近傍の温度
である発振部温度に対応する電圧を検出電圧として検出
すると共に該検出電圧を検出電圧信号として出力するた
めの温度検出回路と、前記検出電圧信号からアナログ処
理により前記バリキャップに印加すべきバリキャップ制
御電圧を生成すると共に該バリキャップ制御電圧をバリ
キャップ制御電圧信号として出力するための温度特性補
償部とを備えており、前記バリキャップ制御電圧信号を
前記バリキャップに加えることにより、前記バリキャッ
プの容量を調整して前記発振回路の発振周波数を所定周
波数に制御することのできる温度補償型水晶発振器であ
って、前記水晶振動子の温度周波数変化特性は既知であ
り、前記バリキャップの電圧容量特性は既知であり、前
記発振回路の容量周波数変化特性は既知であり、前記温
度検出回路は、前記発振回路の近傍に配置された温度検
出素子であって、温度電圧特性の既知である前記温度検
出素子を有しており、該温度検出素子の前記温度電圧特
性を利用して、前記発振部温度に対応した電圧を前記検
出電圧として検出し、該検出電圧を検出電圧信号として
出力するためのものであり、前記温度特性補償部は、前
記発振回路の発振周波数を前記所定周波数に制御するた
めに、前記水晶振動子の温度周波数変化特性、前記バリ
キャップの電圧容量特性、及び前記発振回路の容量周波
数変化特性の関係から前記発振部温度に応じて決定され
る前記バリキャップに印加すべきバリキャップ制御電圧
を前記検出電圧信号から前記アナログ処理により生成
し、該バリキャップ制御電圧を前記バリキャップ制御電
圧信号として前記バリキャップに対して出力するための
ものであることを特徴とする温度補償型水晶発振器が得
られる。
リキャップを有する発振回路と、該発振回路近傍の温度
である発振部温度に対応する電圧を検出電圧として検出
すると共に該検出電圧を検出電圧信号として出力するた
めの温度検出回路と、前記検出電圧信号からアナログ処
理により前記バリキャップに印加すべきバリキャップ制
御電圧を生成すると共に該バリキャップ制御電圧をバリ
キャップ制御電圧信号として出力するための温度特性補
償部とを備えており、前記バリキャップ制御電圧信号を
前記バリキャップに加えることにより、前記バリキャッ
プの容量を調整して前記発振回路の発振周波数を所定周
波数に制御することのできる温度補償型水晶発振器であ
って、前記水晶振動子の温度周波数変化特性は既知であ
り、前記バリキャップの電圧容量特性は既知であり、前
記発振回路の容量周波数変化特性は既知であり、前記温
度検出回路は、前記発振回路の近傍に配置された温度検
出素子であって、温度電圧特性の既知である前記温度検
出素子を有しており、該温度検出素子の前記温度電圧特
性を利用して、前記発振部温度に対応した電圧を前記検
出電圧として検出し、該検出電圧を検出電圧信号として
出力するためのものであり、前記温度特性補償部は、前
記発振回路の発振周波数を前記所定周波数に制御するた
めに、前記水晶振動子の温度周波数変化特性、前記バリ
キャップの電圧容量特性、及び前記発振回路の容量周波
数変化特性の関係から前記発振部温度に応じて決定され
る前記バリキャップに印加すべきバリキャップ制御電圧
を前記検出電圧信号から前記アナログ処理により生成
し、該バリキャップ制御電圧を前記バリキャップ制御電
圧信号として前記バリキャップに対して出力するための
ものであることを特徴とする温度補償型水晶発振器が得
られる。
【００２７】また、本発明によれば、前記温度補償型水
晶発振器において、前記水晶振動子は、所定温度におけ
る固有共振周波数として所定固有共振周波数を有してお
り、前記水晶振動子は、前記所定固有共振周波数に対す
る温度変化に応じた前記固有共振周波数の変化率が、前
記所定温度において変曲点を持つ３次曲線状の曲線であ
って、且つ、正の３次係数を持つ３次曲線状の曲線で表
される様に変化する前記温度周波数変化特性を有してお
り、前記バリキャップは、前記バリキャップの容量が、
前記バリキャップ制御電圧の変化に応じて、反比例状の
曲線で表される様に変化する前記電圧容量特性を有して
おり、前記発振回路は、前記所定周波数に対する発振周
波数の変化率が、前記発振回路の容量の変化に応じて、
反比例状の曲線で表される様に変化する前記容量周波数
変化特性を有しており、前記発振回路は、前記発振部温
度が前記所定温度である場合に、前記所定周波数を発振
することを特徴とする温度補償型水晶発振器が得られ
る。
晶発振器において、前記水晶振動子は、所定温度におけ
る固有共振周波数として所定固有共振周波数を有してお
り、前記水晶振動子は、前記所定固有共振周波数に対す
る温度変化に応じた前記固有共振周波数の変化率が、前
記所定温度において変曲点を持つ３次曲線状の曲線であ
って、且つ、正の３次係数を持つ３次曲線状の曲線で表
される様に変化する前記温度周波数変化特性を有してお
り、前記バリキャップは、前記バリキャップの容量が、
前記バリキャップ制御電圧の変化に応じて、反比例状の
曲線で表される様に変化する前記電圧容量特性を有して
おり、前記発振回路は、前記所定周波数に対する発振周
波数の変化率が、前記発振回路の容量の変化に応じて、
反比例状の曲線で表される様に変化する前記容量周波数
変化特性を有しており、前記発振回路は、前記発振部温
度が前記所定温度である場合に、前記所定周波数を発振
することを特徴とする温度補償型水晶発振器が得られ
る。
【００２８】更に、本発明によれば、前記温度補償型水
晶発振器において、前記温度検出回路の出力である検出
電圧信号は、前記発振部温度が前記所定温度のときに、
所定検出電圧を示すものであり、且つ、前記発振部温度
の変化に１次比例して変化するものであり、前記バリキ
ャップ制御電圧信号は、前記発振部温度が前記所定温度
のときに、所定バリキャップ制御電圧を示すものであ
り、且つ、前記発振部温度の変化に応じて、所定の負の
３次係数をもつ３次曲線状の曲線であって、前記所定バ
リキャップ制御電圧を変曲点とした３次曲線状の曲線で
表されるように変化する前記バリキャップ制御電圧を有
するものであることを特徴とする温度補償型水晶発振器
が得られる。
晶発振器において、前記温度検出回路の出力である検出
電圧信号は、前記発振部温度が前記所定温度のときに、
所定検出電圧を示すものであり、且つ、前記発振部温度
の変化に１次比例して変化するものであり、前記バリキ
ャップ制御電圧信号は、前記発振部温度が前記所定温度
のときに、所定バリキャップ制御電圧を示すものであ
り、且つ、前記発振部温度の変化に応じて、所定の負の
３次係数をもつ３次曲線状の曲線であって、前記所定バ
リキャップ制御電圧を変曲点とした３次曲線状の曲線で
表されるように変化する前記バリキャップ制御電圧を有
するものであることを特徴とする温度補償型水晶発振器
が得られる。
【００２９】また、本発明によれば、前記温度補償型水
晶発振器において、前記温度特性補償部は、前記検出電
圧信号を受けて変換電圧信号を生成するための変換電圧
信号生成手段と、基準電圧信号を生成するための基準電
圧信号生成手段と、設定電圧信号を生成するための設定
電圧信号生成手段と、前記バリキャップ制御電圧信号を
生成するためのバリキャップ制御電圧信号生成手段とを
備えており、前記変換電圧信号は、前記検出電圧信号が
前記所定検出電圧を示している場合に、０電圧を呈する
ものであり、且つ、前記検出電圧信号の示す電圧変化に
対応して、極値を持たない３次曲線状の曲線であって、
前記０電圧点を変曲点とする３次曲線状の曲線で表され
るように変化する電圧である変換電圧を有するものであ
り、前記基準電圧信号は、所望とする前記所定バリキャ
ップ制御電圧に対応した一定の基準電圧を有するもので
あり、前記設定電圧信号は、前記所定検出電圧に等しい
予め設定された設定電圧を有するものであり、前記バリ
キャップ制御電圧信号生成手段は、前記検出電圧信号と
前記設定電圧信号とを比較して電圧差信号を生成すると
共に、該電圧差信号と前記変換電圧信号と前記基準電圧
信号とを合成して、前記所定バリキャップ制御電圧とし
て前記基準電圧と等しい電圧値を有する前記バリキャッ
プ制御電圧信号を生成するためのものであることを特徴
とする温度補償型水晶発振器が得られる。
晶発振器において、前記温度特性補償部は、前記検出電
圧信号を受けて変換電圧信号を生成するための変換電圧
信号生成手段と、基準電圧信号を生成するための基準電
圧信号生成手段と、設定電圧信号を生成するための設定
電圧信号生成手段と、前記バリキャップ制御電圧信号を
生成するためのバリキャップ制御電圧信号生成手段とを
備えており、前記変換電圧信号は、前記検出電圧信号が
前記所定検出電圧を示している場合に、０電圧を呈する
ものであり、且つ、前記検出電圧信号の示す電圧変化に
対応して、極値を持たない３次曲線状の曲線であって、
前記０電圧点を変曲点とする３次曲線状の曲線で表され
るように変化する電圧である変換電圧を有するものであ
り、前記基準電圧信号は、所望とする前記所定バリキャ
ップ制御電圧に対応した一定の基準電圧を有するもので
あり、前記設定電圧信号は、前記所定検出電圧に等しい
予め設定された設定電圧を有するものであり、前記バリ
キャップ制御電圧信号生成手段は、前記検出電圧信号と
前記設定電圧信号とを比較して電圧差信号を生成すると
共に、該電圧差信号と前記変換電圧信号と前記基準電圧
信号とを合成して、前記所定バリキャップ制御電圧とし
て前記基準電圧と等しい電圧値を有する前記バリキャッ
プ制御電圧信号を生成するためのものであることを特徴
とする温度補償型水晶発振器が得られる。
【００３０】ここで、前記バリキャップ制御電圧信号生
成手段は、前記負の３次係数を前記所定の負の３次係数
にするために、前記変換電圧信号と前記電圧差信号との
少なくとも一方を増幅して合成することにより、前記バ
リキャップ制御電圧信号を生成するものとしても良い。
成手段は、前記負の３次係数を前記所定の負の３次係数
にするために、前記変換電圧信号と前記電圧差信号との
少なくとも一方を増幅して合成することにより、前記バ
リキャップ制御電圧信号を生成するものとしても良い。
【００３１】また、前記変換電圧信号は、正の３次係数
を持つ３次曲線状の曲線で表されるように変化する変換
電圧を有するものとしても良いし、負の３次係数を持つ
３次曲線状の曲線で表されるように変化する変換電圧を
有するものとしても良い。
を持つ３次曲線状の曲線で表されるように変化する変換
電圧を有するものとしても良いし、負の３次係数を持つ
３次曲線状の曲線で表されるように変化する変換電圧を
有するものとしても良い。
【００３２】更に、前記変換電圧信号が、前記負の３次
係数を持つ３次曲線状の曲線で表されるように変化する
変換電圧を有するものとした場合、本発明によれば、前
記温度補償型水晶発振器において、前記変換電圧信号生
成手段は、第１及び第２のトランジスタを有しており、
該第１及び第２のトランジスタの夫々のベースを２つの
入力端子とし、前記所定検出電圧より低い電圧を示す第
１の参照電圧信号を前記第１のトランジスタのベースに
対する入力とし、前記検出電圧信号を前記第２のトラン
ジスタのベースに対する入力とする第１の差動増幅器
と、第３及び第４のトランジスタを有しており、該第３
及び第４のトランジスタの夫々のベースを２つの入力端
子とし、前記所定検出電圧より高い電圧を示す第２の参
照電圧信号を前記第３のトランジスタのベースに対する
入力とし、前記検出電圧信号を前記第４のトランジスタ
のベースに対する入力とする第２の差動増幅器と、前記
第１のトランジスタのコレクタと前記第４のトランジス
タのコレクタとに接続され、前記第１のトランジスタの
コレクタ電流である第１のコレクタ電流と前記第２のト
ランジスタのコレクタ電流である第２のコレクタ電流と
を、第１のコレクタ電流から第２のコレクタ電流を引く
ようにして合成して、前記変換電圧信号と同様の変化を
有する電流合成信号を出力するための電流合成手段と、
該電流合成信号を受けて、前記変換電圧信号を生成する
ための電流電圧変換用抵抗とを備えたことを特徴とする
温度補償型水晶発振器が得られる。
係数を持つ３次曲線状の曲線で表されるように変化する
変換電圧を有するものとした場合、本発明によれば、前
記温度補償型水晶発振器において、前記変換電圧信号生
成手段は、第１及び第２のトランジスタを有しており、
該第１及び第２のトランジスタの夫々のベースを２つの
入力端子とし、前記所定検出電圧より低い電圧を示す第
１の参照電圧信号を前記第１のトランジスタのベースに
対する入力とし、前記検出電圧信号を前記第２のトラン
ジスタのベースに対する入力とする第１の差動増幅器
と、第３及び第４のトランジスタを有しており、該第３
及び第４のトランジスタの夫々のベースを２つの入力端
子とし、前記所定検出電圧より高い電圧を示す第２の参
照電圧信号を前記第３のトランジスタのベースに対する
入力とし、前記検出電圧信号を前記第４のトランジスタ
のベースに対する入力とする第２の差動増幅器と、前記
第１のトランジスタのコレクタと前記第４のトランジス
タのコレクタとに接続され、前記第１のトランジスタの
コレクタ電流である第１のコレクタ電流と前記第２のト
ランジスタのコレクタ電流である第２のコレクタ電流と
を、第１のコレクタ電流から第２のコレクタ電流を引く
ようにして合成して、前記変換電圧信号と同様の変化を
有する電流合成信号を出力するための電流合成手段と、
該電流合成信号を受けて、前記変換電圧信号を生成する
ための電流電圧変換用抵抗とを備えたことを特徴とする
温度補償型水晶発振器が得られる。
【００３３】ここで、前記電流合成手段は、少なくとも
２以上のトランジスタを有するカレントミラー回路を備
えているものとしても良い。
２以上のトランジスタを有するカレントミラー回路を備
えているものとしても良い。
【００３４】また、本発明によれば、前記温度補償型水
晶発振器において、前記温度検出回路は、前記発振部温
度の変化に応じて負の１次係数を持つ直線で表されるよ
うに変化する電圧を示す前記検出電圧信号を出力するこ
とを特徴とする温度補償型水晶発振器が得られる。
晶発振器において、前記温度検出回路は、前記発振部温
度の変化に応じて負の１次係数を持つ直線で表されるよ
うに変化する電圧を示す前記検出電圧信号を出力するこ
とを特徴とする温度補償型水晶発振器が得られる。
【００３５】ここで、前記温度検出回路は、前記所定検
出電圧が前記所定バリキャップ制御電圧の値に等しくな
るように調整されているものとしても良い。
出電圧が前記所定バリキャップ制御電圧の値に等しくな
るように調整されているものとしても良い。
【００３６】また、前記基準電圧信号生成手段は、前記
設定電圧信号生成手段を兼ねており、前記設定電圧信号
は、前記基準電圧信号生成手段の基準電圧信号として得
られるものとしても良い。
設定電圧信号生成手段を兼ねており、前記設定電圧信号
は、前記基準電圧信号生成手段の基準電圧信号として得
られるものとしても良い。
【００３７】更に、各部の構成に含まれる抵抗は、夫
々、可変抵抗を用いることとしても良い。
々、可変抵抗を用いることとしても良い。
【００３８】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を説明するに
あたって、本発明における水晶振動子の温度補償の原理
について説明する。
あたって、本発明における水晶振動子の温度補償の原理
について説明する。
【００３９】ＡＴカットの水晶振動子は、その切出角度
に応じて、夫々、図１に示される様な温度周波数特性を
有している。尚、図１には、原理の説明のために、理想
的な温度周波数特性が示されているが、実際の水晶振動
子の温度周波数特性は、固着方法、接着材料、及び熱処
理条件等の振動子片の搭載条件、並びに振動子片の形状
等の影響により、図１に示される温度周波数特性とは、
微妙に異なるものである。
に応じて、夫々、図１に示される様な温度周波数特性を
有している。尚、図１には、原理の説明のために、理想
的な温度周波数特性が示されているが、実際の水晶振動
子の温度周波数特性は、固着方法、接着材料、及び熱処
理条件等の振動子片の搭載条件、並びに振動子片の形状
等の影響により、図１に示される温度周波数特性とは、
微妙に異なるものである。
【００４０】図１を参照すれば理解される様に、ＡＴカ
ット水晶振動子は、種々の温度において、それぞれの固
有共振周波数を中心に振動するものであり、特に、所定
温度（ここでは、約２５℃とする。）における固有共振
周波数として、所定固有共振周波数（ここでは、ｆ0 と
する）を有しているものである。また、ＡＴカット水晶
振動子は、所定固有共振周波数ｆ0 に対する温度変化に
応じた固有共振周波数の変化率（ここでは、周波数偏差
Δｆ／ｆ0 として説明する。）が、所定温度において変
曲点を持つ３次曲線状の曲線であって、且つ、正の３次
係数を持つ３次曲線状の曲線で表されるように変化する
温度周波数特性を有している。
ット水晶振動子は、種々の温度において、それぞれの固
有共振周波数を中心に振動するものであり、特に、所定
温度（ここでは、約２５℃とする。）における固有共振
周波数として、所定固有共振周波数（ここでは、ｆ0 と
する）を有しているものである。また、ＡＴカット水晶
振動子は、所定固有共振周波数ｆ0 に対する温度変化に
応じた固有共振周波数の変化率（ここでは、周波数偏差
Δｆ／ｆ0 として説明する。）が、所定温度において変
曲点を持つ３次曲線状の曲線であって、且つ、正の３次
係数を持つ３次曲線状の曲線で表されるように変化する
温度周波数特性を有している。
【００４１】また、図１を参照して理解される様に、Ａ
Ｔカットの水晶振動子の温度周波数特性は、水晶振動子
の主面の切り出し角度によって異なる。
Ｔカットの水晶振動子の温度周波数特性は、水晶振動子
の主面の切り出し角度によって異なる。
【００４２】以下、一例として、主面の切り出し角度が
＋２分のＡＴカットの水晶振動子を用いて説明する。主
面の切り出し角度が＋２分のＡＴカットの水晶振動子の
温度周波数変化特性は、図２に示される様な正の３次係
数をもつ３次曲線状の曲線により示される。
＋２分のＡＴカットの水晶振動子を用いて説明する。主
面の切り出し角度が＋２分のＡＴカットの水晶振動子の
温度周波数変化特性は、図２に示される様な正の３次係
数をもつ３次曲線状の曲線により示される。
【００４３】一方、図３に示される様なコルピッツ型発
振回路は、バリキャップの可変容量ＣVRを含む発振回路
全体の容量値と、所定周波数（中心周波数）に対する発
振周波数の変化率Δｆ／ｆ0 との関係として、図４に示
される様な容量周波数変化特性を有している。
振回路は、バリキャップの可変容量ＣVRを含む発振回路
全体の容量値と、所定周波数（中心周波数）に対する発
振周波数の変化率Δｆ／ｆ0 との関係として、図４に示
される様な容量周波数変化特性を有している。
【００４４】このような容量周波数変化特性は、夫々の
発振回路に固有なものであり、発振回路を設計する際に
知ることができるものである。
発振回路に固有なものであり、発振回路を設計する際に
知ることができるものである。
【００４５】また、バリキャップは、バリキャップの制
御電圧と、バリキャップの容量値との関係として、図５
に示される様な電圧容量特性を有している。
御電圧と、バリキャップの容量値との関係として、図５
に示される様な電圧容量特性を有している。
【００４６】ここで、バリキャップの電圧容量特性は、
選択されたバリキャップ固有のものであり、発振回路を
設計する際に既知のものである。
選択されたバリキャップ固有のものであり、発振回路を
設計する際に既知のものである。
【００４７】図２において、例えば温度が８０度の場
合、温度補償をしなければ、水晶振動子の温度周波数変
化特性の影響による発振回路の発振周波数の所定周波数
に対する変化率Δｆ／ｆ0 は、約＋６ppm 程度ある。こ
の場合において、図４から発振回路の全体の容量値を発
振周波数の変化率Δｆ／ｆ0 が０の場合（発振周波数が
所定周波数の場合）に比べ大きい値（約２３ｐＦ程度）
として、発振回路の容量周波数変化特性による発振周波
数の変化率Δｆ／ｆ0 を約−６ppm 程度とすれば、発振
回路の内部で発振周波数の変化率を相殺することができ
る。従って、発振回路全体として発振周波数の変化を０
に近づけることができる。
合、温度補償をしなければ、水晶振動子の温度周波数変
化特性の影響による発振回路の発振周波数の所定周波数
に対する変化率Δｆ／ｆ0 は、約＋６ppm 程度ある。こ
の場合において、図４から発振回路の全体の容量値を発
振周波数の変化率Δｆ／ｆ0 が０の場合（発振周波数が
所定周波数の場合）に比べ大きい値（約２３ｐＦ程度）
として、発振回路の容量周波数変化特性による発振周波
数の変化率Δｆ／ｆ0 を約−６ppm 程度とすれば、発振
回路の内部で発振周波数の変化率を相殺することができ
る。従って、発振回路全体として発振周波数の変化を０
に近づけることができる。
【００４８】ここで、発振回路の容量値を所望の値にす
るためには、発振回路の負荷容量の一つであるバリキャ
ップの可変容量ＣVRを変化させて、発振回路の容量値を
調整すれば良いことが理解される。
るためには、発振回路の負荷容量の一つであるバリキャ
ップの可変容量ＣVRを変化させて、発振回路の容量値を
調整すれば良いことが理解される。
【００４９】また、図５を参照すると、バリキャップの
可変容量ＣVRを大きくするためには、バリキャップに印
加すべきバリキャップ制御電圧を、所定周波数の場合に
バリキャップに印加される電圧と比較して、低い値にし
なければならないことが理解される。
可変容量ＣVRを大きくするためには、バリキャップに印
加すべきバリキャップ制御電圧を、所定周波数の場合に
バリキャップに印加される電圧と比較して、低い値にし
なければならないことが理解される。
【００５０】以上説明した様にして、図２における各温
度点について考えると、図２に示される様な水晶振動子
の正の３次係数をもつ３次曲線状の曲線で表される温度
周波数変化特性を打ち消すためには、図３に示される発
振回路の有しているバリキャップに対して、図６に示さ
れる様なバリキャップ制御特性に従えば良いことが分か
る。換言すると、バリキャップ制御特性に従うことによ
り、即ち、温度の変化に応じて負の３次係数をもった３
次曲線状の曲線で表されるように変化するバリキャップ
制御電圧を発振回路の有するバリキャップに対して印加
することにより、水晶発振回路の温度補償を行うことが
できる。
度点について考えると、図２に示される様な水晶振動子
の正の３次係数をもつ３次曲線状の曲線で表される温度
周波数変化特性を打ち消すためには、図３に示される発
振回路の有しているバリキャップに対して、図６に示さ
れる様なバリキャップ制御特性に従えば良いことが分か
る。換言すると、バリキャップ制御特性に従うことによ
り、即ち、温度の変化に応じて負の３次係数をもった３
次曲線状の曲線で表されるように変化するバリキャップ
制御電圧を発振回路の有するバリキャップに対して印加
することにより、水晶発振回路の温度補償を行うことが
できる。
【００５１】更に、同様にして、前述の図１に示される
様な水晶振動子を備えた発振回路に対しては、夫々の水
晶振動子の主面の切り出し角度毎に、図７に示される様
な曲線で示されるようにして補償すれば良い。尚、図７
においては、バリキャップ制御特性を、発振回路の周波
数偏差としての補償量（単位はppm ）に換算して表示し
てある。
様な水晶振動子を備えた発振回路に対しては、夫々の水
晶振動子の主面の切り出し角度毎に、図７に示される様
な曲線で示されるようにして補償すれば良い。尚、図７
においては、バリキャップ制御特性を、発振回路の周波
数偏差としての補償量（単位はppm ）に換算して表示し
てある。
【００５２】本発明の温度補償型水晶発振器は、以上説
明してきた様な原理に基づき、バリキャップに印加すべ
きバリキャップ制御電圧ＶVRを生成することのできる温
度特性補償部を有している。この温度特性補償部は、後
述する様に、温度に対応して変化する電圧（検出電圧）
から、アナログ処理により、温度の変化に応じて負の３
次係数をもった３次曲線状の曲線で表されるように変化
する電圧を生成すると共に、その電圧に対して増幅など
の処理をしてバリキャップ制御電圧ＶVRを生成するため
のものである。このように、本発明の温度補償型水晶発
振器は、温度特性補償部において生成されたバリキャッ
プ制御電圧ＶVRをバリキャップに印加することにより、
バリキャップの可変容量を変化させ、もって発振回路の
発振周波数を所望の基準周波数に制御することを特徴と
するものである。
明してきた様な原理に基づき、バリキャップに印加すべ
きバリキャップ制御電圧ＶVRを生成することのできる温
度特性補償部を有している。この温度特性補償部は、後
述する様に、温度に対応して変化する電圧（検出電圧）
から、アナログ処理により、温度の変化に応じて負の３
次係数をもった３次曲線状の曲線で表されるように変化
する電圧を生成すると共に、その電圧に対して増幅など
の処理をしてバリキャップ制御電圧ＶVRを生成するため
のものである。このように、本発明の温度補償型水晶発
振器は、温度特性補償部において生成されたバリキャッ
プ制御電圧ＶVRをバリキャップに印加することにより、
バリキャップの可変容量を変化させ、もって発振回路の
発振周波数を所望の基準周波数に制御することを特徴と
するものである。
【００５３】以下に、上述した原理を実現するための一
例として、本発明の実施の形態の温度補償型水晶発振器
を図１乃至図３１を用いて説明する。まず、本実施の形
態の温度補償型水晶発振器全体の構成について説明する
こととし、その後、デバイス条件等による設計値からの
微調整に関して、様々な場合について説明することとす
る。
例として、本発明の実施の形態の温度補償型水晶発振器
を図１乃至図３１を用いて説明する。まず、本実施の形
態の温度補償型水晶発振器全体の構成について説明する
こととし、その後、デバイス条件等による設計値からの
微調整に関して、様々な場合について説明することとす
る。
【００５４】本実施の形態の温度補償型水晶発振器は、
図８に示される様に、定電圧を供給するための安定化電
源回路１と、水晶振動子２１及びバリキャップ２２とを
有する発振回路２と、温度検出回路３と、発振回路２及
び温度検出回路３に接続された温度特性補償部４とを備
えている。
図８に示される様に、定電圧を供給するための安定化電
源回路１と、水晶振動子２１及びバリキャップ２２とを
有する発振回路２と、温度検出回路３と、発振回路２及
び温度検出回路３に接続された温度特性補償部４とを備
えている。
【００５５】更に詳しくは、発振回路２は、容量周波数
特性を既知として設計されたものである。また、水晶振
動子２１は、温度周波数特性が既知なものであり、バリ
キャップ２２は、容量電圧特性が既知なものである。
特性を既知として設計されたものである。また、水晶振
動子２１は、温度周波数特性が既知なものであり、バリ
キャップ２２は、容量電圧特性が既知なものである。
【００５６】また、本実施の形態において、特に、水晶
振動子２１、バリキャップ２２、及び発振回路２の各特
性は、次の様なものとする。即ち、水晶振動子２１の温
度周波数変化特性は、温度変化に応じた固有共振周波数
の変化率Δｆ／ｆ0 が、所定温度における所定固有共振
周波数ｆ0 を変曲点とし、正の３次係数をもつ３次曲線
状の曲線で表されるように変化するものである（図１又
は図２参照）。また、バリキャップ２２の電圧容量特性
は、バリキャップ制御電圧ＶVRの変化に応じて、反比例
状の曲線で表せるように変化するものである（図５参
照）。また、発振回路２の容量周波数変化特性は、所定
周波数に対する発振周波数の変化率が、発振回路２の容
量の変化に応じて、反比例状の曲線で表せるように変化
するものである（図４参照）。
振動子２１、バリキャップ２２、及び発振回路２の各特
性は、次の様なものとする。即ち、水晶振動子２１の温
度周波数変化特性は、温度変化に応じた固有共振周波数
の変化率Δｆ／ｆ0 が、所定温度における所定固有共振
周波数ｆ0 を変曲点とし、正の３次係数をもつ３次曲線
状の曲線で表されるように変化するものである（図１又
は図２参照）。また、バリキャップ２２の電圧容量特性
は、バリキャップ制御電圧ＶVRの変化に応じて、反比例
状の曲線で表せるように変化するものである（図５参
照）。また、発振回路２の容量周波数変化特性は、所定
周波数に対する発振周波数の変化率が、発振回路２の容
量の変化に応じて、反比例状の曲線で表せるように変化
するものである（図４参照）。
【００５７】更に、このような各特性を有した各素子等
で構成された発振回路２は、発振部温度が所定温度のと
きに所定周波数を発振する。
で構成された発振回路２は、発振部温度が所定温度のと
きに所定周波数を発振する。
【００５８】温度検出回路３は、発振回路２の近傍に配
置された温度検出素子を備えている。ここで、温度検出
素子は、温度電圧特性の既知なものである。従って、温
度検出回路３は、この温度検出素子の温度電圧特性を利
用して、発振部温度に対応した電圧を検出電圧として検
出すると共に、温度により変化する該検出電圧を検出電
圧信号ＶTempとして出力することができる。特に、本実
施の形態において、温度検出回路３は、発振部温度が所
定温度のときに所定検出電圧ＶNTemp を示しており、且
つ、発振部温度の変化に応じて、負の１次係数を持つ直
線で表される様に変化する検出電圧信号ＶTempを出力す
る。尚、発振部温度とは、発振回路２近傍の温度のこと
を意味する。また、上記より理解される様に、所定検出
電圧ＶNT emp とは、発振部温度が所定温度のときに検出
される検出電圧（即ち、所定温度の場合の検出電圧信号
ＶTempの示す電圧値を有する検出電圧）のことを意味す
る。
置された温度検出素子を備えている。ここで、温度検出
素子は、温度電圧特性の既知なものである。従って、温
度検出回路３は、この温度検出素子の温度電圧特性を利
用して、発振部温度に対応した電圧を検出電圧として検
出すると共に、温度により変化する該検出電圧を検出電
圧信号ＶTempとして出力することができる。特に、本実
施の形態において、温度検出回路３は、発振部温度が所
定温度のときに所定検出電圧ＶNTemp を示しており、且
つ、発振部温度の変化に応じて、負の１次係数を持つ直
線で表される様に変化する検出電圧信号ＶTempを出力す
る。尚、発振部温度とは、発振回路２近傍の温度のこと
を意味する。また、上記より理解される様に、所定検出
電圧ＶNT emp とは、発振部温度が所定温度のときに検出
される検出電圧（即ち、所定温度の場合の検出電圧信号
ＶTempの示す電圧値を有する検出電圧）のことを意味す
る。
【００５９】また、温度特性補償部４は、発振回路２の
発振周波数を所望の周波数である所定周波数にするため
に、温度検出回路３の出力である検出電圧信号ＶTempに
応じて変化する電圧であって、バリキャップ２２に印加
すべきバリキャップ制御電圧をアナログ処理により生成
し、バリキャップ制御電圧信号ＶVRとして出力するもの
である。
発振周波数を所望の周波数である所定周波数にするため
に、温度検出回路３の出力である検出電圧信号ＶTempに
応じて変化する電圧であって、バリキャップ２２に印加
すべきバリキャップ制御電圧をアナログ処理により生成
し、バリキャップ制御電圧信号ＶVRとして出力するもの
である。
【００６０】更に詳しくは、温度特性補償部４は、変換
電圧信号生成手段と、基準電圧信号生成手段と、設定電
圧信号生成手段と、バリキャップ制御信号生成手段とを
備えている。
電圧信号生成手段と、基準電圧信号生成手段と、設定電
圧信号生成手段と、バリキャップ制御信号生成手段とを
備えている。
【００６１】変換電圧信号生成手段は、検出電圧信号Ｖ
Tempを入力とし、変換電圧を有する変換電圧信号ＶLOAD
を出力とするためのものである。ここで、変換電圧信号
ＶLO ADとは、検出電圧信号ＶTempに応じて、以下に示す
様な変換電圧を有する信号である。即ち、検出電圧信号
ＶTempが所定検出電圧ＶNTemp を示すときには（即ち、
発振部温度が所定温度のときには）、変換電圧として０
電圧を有しており、また、検出電圧信号ＶTempの変化に
対応して（即ち、発振部温度の変化に応じて）、変換電
圧が０電圧を示す点を変曲点とする３次曲線状の曲線で
あって、且つ、正の３次係数を有する極値を持たない３
次曲線状の曲線で表されるように変化する変換電圧を有
するものである。
Tempを入力とし、変換電圧を有する変換電圧信号ＶLOAD
を出力とするためのものである。ここで、変換電圧信号
ＶLO ADとは、検出電圧信号ＶTempに応じて、以下に示す
様な変換電圧を有する信号である。即ち、検出電圧信号
ＶTempが所定検出電圧ＶNTemp を示すときには（即ち、
発振部温度が所定温度のときには）、変換電圧として０
電圧を有しており、また、検出電圧信号ＶTempの変化に
対応して（即ち、発振部温度の変化に応じて）、変換電
圧が０電圧を示す点を変曲点とする３次曲線状の曲線で
あって、且つ、正の３次係数を有する極値を持たない３
次曲線状の曲線で表されるように変化する変換電圧を有
するものである。
【００６２】また、基準電圧信号生成手段は、発振部温
度が所定温度であるときにバリキャップ２２に印加すべ
き電圧値（即ち、所定温度の場合のバリキャップ制御電
圧信号ＶVRの示す電圧値）に対応した一定の電圧である
基準電圧を生成し、基準電圧信号Ｖoffsetとして出力す
るためのものである。
度が所定温度であるときにバリキャップ２２に印加すべ
き電圧値（即ち、所定温度の場合のバリキャップ制御電
圧信号ＶVRの示す電圧値）に対応した一定の電圧である
基準電圧を生成し、基準電圧信号Ｖoffsetとして出力す
るためのものである。
【００６３】また、設定電圧信号生成手段は、所定検出
電圧ＶNTemp に等しい電圧値を有する電圧であって、予
め設定された電圧である設定電圧を生成し、設定電圧信
号として出力するためのものである。
電圧ＶNTemp に等しい電圧値を有する電圧であって、予
め設定された電圧である設定電圧を生成し、設定電圧信
号として出力するためのものである。
【００６４】バリキャップ制御電圧信号生成手段は、変
換電圧信号ＶLOADや基準電圧信号Ｖoffset及び設定電圧
信号などを用いて、バリキャップ制御電圧信号ＶVRを生
成するためのものである。ここで、バリキャップ制御電
圧信号ＶVRとは、変化する温度に対応して、以下に示す
様な、バリキャップ２２に印加すべきバリキャップ制御
電圧を有する信号である。即ち、バリキャップ制御電圧
信号ＶVRは、発振部温度が所定温度のときに、所定バリ
キャップ制御電圧を有し、発振部温度の変化に応じて、
所定バリキャップ制御電圧を変曲点とした３次曲線状の
曲線であって、負の３次係数をもつ３次曲線状の曲線で
表されるように変化するバリキャップ制御電圧を有する
ものである。尚、所定バリキャップ制御電圧とは、所定
温度においてバリキャップ制御電圧信号ＶVRの示すバリ
キャップ制御電圧であって、基準電圧信号Ｖoffsetと同
じ電圧値を有する電圧である。
換電圧信号ＶLOADや基準電圧信号Ｖoffset及び設定電圧
信号などを用いて、バリキャップ制御電圧信号ＶVRを生
成するためのものである。ここで、バリキャップ制御電
圧信号ＶVRとは、変化する温度に対応して、以下に示す
様な、バリキャップ２２に印加すべきバリキャップ制御
電圧を有する信号である。即ち、バリキャップ制御電圧
信号ＶVRは、発振部温度が所定温度のときに、所定バリ
キャップ制御電圧を有し、発振部温度の変化に応じて、
所定バリキャップ制御電圧を変曲点とした３次曲線状の
曲線であって、負の３次係数をもつ３次曲線状の曲線で
表されるように変化するバリキャップ制御電圧を有する
ものである。尚、所定バリキャップ制御電圧とは、所定
温度においてバリキャップ制御電圧信号ＶVRの示すバリ
キャップ制御電圧であって、基準電圧信号Ｖoffsetと同
じ電圧値を有する電圧である。
【００６５】このような構成を備えた本実施の形態の温
度補償型水晶発振器は、前述した原理に基づき、発振部
温度を検出電圧として検出して、該検出電圧を伝達する
検出電圧信号ＶTempに対してアナログ処理を施して、該
発振部温度のときにバリキャップ２２に印加すべきバリ
キャップ制御電圧を生成し、該バリキャップ制御電圧を
バリキャップ制御電圧信号ＶVRとしてバリキャップ２２
に出力することにより、温度補償を行うことができる。
度補償型水晶発振器は、前述した原理に基づき、発振部
温度を検出電圧として検出して、該検出電圧を伝達する
検出電圧信号ＶTempに対してアナログ処理を施して、該
発振部温度のときにバリキャップ２２に印加すべきバリ
キャップ制御電圧を生成し、該バリキャップ制御電圧を
バリキャップ制御電圧信号ＶVRとしてバリキャップ２２
に出力することにより、温度補償を行うことができる。
【００６６】次に、本実施の形態の温度検出回路３及び
温度特性補償部４の動作をより詳細に説明する。
温度特性補償部４の動作をより詳細に説明する。
【００６７】温度検出回路３は、本実施の形態において
は、例えば、図９に示されるように、夫々ダイオード接
続をした２つのトランジスタＱ１及びＱ２と、抵抗Ｒと
を備えている。
は、例えば、図９に示されるように、夫々ダイオード接
続をした２つのトランジスタＱ１及びＱ２と、抵抗Ｒと
を備えている。
【００６８】一般に、トランジスタのエミッタ・ベース
間の順方向電圧ＶBEは、温度の上昇に対して、負の１次
係数をもつ直線で表される。この温度変化に対応するＶ
BEの変化特性は、経時安定性や再現性に優れていること
が良く知られている。従って、本実施の形態において
は、ダイオード接続をしたトランジスタを温度検出素子
として用いることにした。
間の順方向電圧ＶBEは、温度の上昇に対して、負の１次
係数をもつ直線で表される。この温度変化に対応するＶ
BEの変化特性は、経時安定性や再現性に優れていること
が良く知られている。従って、本実施の形態において
は、ダイオード接続をしたトランジスタを温度検出素子
として用いることにした。
【００６９】また、ダイオード接続がされたトランジス
タを一つだけ用いて温度検出回路を構成した場合に比較
して、ダイオード接続されたトランジスタを複数個用い
て温度検出回路を構成した方が、温度に対応した検出電
圧の変化率として大きい変化率を得ることができる。更
に、一般に、検出電圧信号ＶTempの温度に応じた電圧変
化の変化率が大きいほど温度検出の精度は良くなるが、
一方で、該変化率は電源電圧に制限されるものである。
従って、本実施の形態では、電源電圧が約３Ｖの場合を
念頭におきトランジスタを２つ用いることにした。
タを一つだけ用いて温度検出回路を構成した場合に比較
して、ダイオード接続されたトランジスタを複数個用い
て温度検出回路を構成した方が、温度に対応した検出電
圧の変化率として大きい変化率を得ることができる。更
に、一般に、検出電圧信号ＶTempの温度に応じた電圧変
化の変化率が大きいほど温度検出の精度は良くなるが、
一方で、該変化率は電源電圧に制限されるものである。
従って、本実施の形態では、電源電圧が約３Ｖの場合を
念頭におきトランジスタを２つ用いることにした。
【００７０】このような構成を有した温度検出回路３の
出力である検出電圧信号ＶTempは、図１０に示されるよ
うに、温度の変化に応じて負の１次係数をもつ直線で表
されるように変化する。
出力である検出電圧信号ＶTempは、図１０に示されるよ
うに、温度の変化に応じて負の１次係数をもつ直線で表
されるように変化する。
【００７１】尚、図１０に示される直線の傾きである負
の１次係数は、温度特性素子（ここでは、２つのトラン
ジスタ）により決まるものであるが、図１０に示される
直線の切片となるものは、温度検出回路３に組み込まれ
た抵抗等により調整することができる。
の１次係数は、温度特性素子（ここでは、２つのトラン
ジスタ）により決まるものであるが、図１０に示される
直線の切片となるものは、温度検出回路３に組み込まれ
た抵抗等により調整することができる。
【００７２】即ち、本実施の形態においては、発振部温
度に対する検出電圧信号ＶTempの電圧変化は温度特性素
子により決まるものであり、各発振部温度に対応する検
出電圧信号ＶTempの示す電圧値は温度検出回路３に組み
込まれた抵抗により調整することができるものである。
度に対する検出電圧信号ＶTempの電圧変化は温度特性素
子により決まるものであり、各発振部温度に対応する検
出電圧信号ＶTempの示す電圧値は温度検出回路３に組み
込まれた抵抗により調整することができるものである。
【００７３】また、検出電圧信号ＶTempに関して、その
特性を示す負の１次係数が温度特性素子により決まるも
のであることは、前述した通りであるが、この検出電圧
信号ＶTempを利用する場合において、１次係数を変化さ
せたい場合は、その都度、検出電圧信号ＶTempを増幅な
どすれば良いことは言うまでもない。
特性を示す負の１次係数が温度特性素子により決まるも
のであることは、前述した通りであるが、この検出電圧
信号ＶTempを利用する場合において、１次係数を変化さ
せたい場合は、その都度、検出電圧信号ＶTempを増幅な
どすれば良いことは言うまでもない。
【００７４】次に、本実施の形態の温度特性補償部４に
ついて詳細に説明する。
ついて詳細に説明する。
【００７５】本実施の形態の温度特性補償部は、前述し
たように、変換電圧信号生成手段と、基準電圧信号生成
手段と、設定電圧信号生成手段と、バリキャップ制御電
圧信号生成手段とを備えているものである。
たように、変換電圧信号生成手段と、基準電圧信号生成
手段と、設定電圧信号生成手段と、バリキャップ制御電
圧信号生成手段とを備えているものである。
【００７６】ここでは、特に、変換電圧信号生成手段に
ついて、その構成及び動作を詳細に説明する。
ついて、その構成及び動作を詳細に説明する。
【００７７】本実施の形態において、変換電圧信号生成
手段は、図１１に示されているように、第１及び第２の
差動増幅器Ａｍｐ１及びＡｍｐ２、第１のカレントミラ
ー回路ＣＭ１、並びに、抵抗ＲLOADを備えている。
手段は、図１１に示されているように、第１及び第２の
差動増幅器Ａｍｐ１及びＡｍｐ２、第１のカレントミラ
ー回路ＣＭ１、並びに、抵抗ＲLOADを備えている。
【００７８】図示された第１の差動増幅器Ａｍｐ１は、
１対のトランジスタＱ３及びＱ４を有している。また、
第１の差動増幅器Ａｍｐ１は、第１の入力電圧信号Ｖ
in1 をトランジスタＱ３のベースに対する入力とし、第
１の参照電圧信号ＶRef1をトランジスタＱ４のベースに
対する入力としている。ここで、第１の参照電圧信号Ｖ
Ref1とは、所定検出電圧ＶNTemp より低い電圧である第
１の参照電圧を有するものである。この第１の差動増幅
器Ａｍｐ１において、２つのトランジスタＱ３、Ｑ４の
特性及びそれらの温度が等しいと考えると、トランジス
タＱ４のコレクタ電流Ｉ１は、（１）式のように表さ
れ、第１の入力電圧信号Ｖin1 の電圧変化に応じて、図
１２に示されるように変化する。
１対のトランジスタＱ３及びＱ４を有している。また、
第１の差動増幅器Ａｍｐ１は、第１の入力電圧信号Ｖ
in1 をトランジスタＱ３のベースに対する入力とし、第
１の参照電圧信号ＶRef1をトランジスタＱ４のベースに
対する入力としている。ここで、第１の参照電圧信号Ｖ
Ref1とは、所定検出電圧ＶNTemp より低い電圧である第
１の参照電圧を有するものである。この第１の差動増幅
器Ａｍｐ１において、２つのトランジスタＱ３、Ｑ４の
特性及びそれらの温度が等しいと考えると、トランジス
タＱ４のコレクタ電流Ｉ１は、（１）式のように表さ
れ、第１の入力電圧信号Ｖin1 の電圧変化に応じて、図
１２に示されるように変化する。
【００７９】
【数１】 ここで、αはベース接地電流増幅率である。
【００８０】また、第２の差動増幅器Ａｍｐ２は、１対
のトランジスタＱ７及びＱ８を有している。また、第２
の差動増幅器Ａｍｐ２は、第２の入力電圧信号Ｖin2 を
トランジスタＱ７のベースに対する入力とし、第２の参
照電圧信号ＶRef2をトランジスタＱ８のベースに対する
入力としている。ここで、第２の参照電圧信号ＶRef2と
は、所定検出電圧ＶNTemp より高い電圧である第２の参
照電圧を有するものである。この第２の差動増幅器Ａｍ
ｐ２においても、第１の差動増幅器Ａｍｐ１と同様にし
て、トランジスタＱ７、Ｑ８の特性及びそれらの温度が
等しいと考えると、トランジスタＱ７のコレクタ電流Ｉ
２は、（２）式のように表され、第２の入力電圧信号Ｖ
in2 の変化に応じて、図１３に示されるように変化す
る。
のトランジスタＱ７及びＱ８を有している。また、第２
の差動増幅器Ａｍｐ２は、第２の入力電圧信号Ｖin2 を
トランジスタＱ７のベースに対する入力とし、第２の参
照電圧信号ＶRef2をトランジスタＱ８のベースに対する
入力としている。ここで、第２の参照電圧信号ＶRef2と
は、所定検出電圧ＶNTemp より高い電圧である第２の参
照電圧を有するものである。この第２の差動増幅器Ａｍ
ｐ２においても、第１の差動増幅器Ａｍｐ１と同様にし
て、トランジスタＱ７、Ｑ８の特性及びそれらの温度が
等しいと考えると、トランジスタＱ７のコレクタ電流Ｉ
２は、（２）式のように表され、第２の入力電圧信号Ｖ
in2 の変化に応じて、図１３に示されるように変化す
る。
【００８１】
【数２】
【００８２】尚、第１及び第２の差動増幅器Ａｍｐ１、
Ａｍｐ２において、トランジスタＱ４、Ｑ３、Ｑ７、Ｑ
８のそれぞれのエミッタに挿入した抵抗ＲE1、ＲE2、Ｒ
E3、ＲE4を小さくすると、図１２及び図１３に示される
曲線の傾斜部分が小さくなり、また、ＲCom1、ＲCom2を
小さくすると、トランジスタＱ４及びＱ７の夫々のコレ
クタに流れる電流Ｉ１及びＩ２に関して、最大電流（即
ち、コレクタ飽和電流）が大きくなる。また、通常はＲ
E1＝ＲE2、及びＲE3＝ＲE4として設計するが、ＲE1≠Ｒ
E2及び／又はＲE3≠ＲE4として設計した場合にも、基本
的に同じ動作が得られることは言うまでもない。
Ａｍｐ２において、トランジスタＱ４、Ｑ３、Ｑ７、Ｑ
８のそれぞれのエミッタに挿入した抵抗ＲE1、ＲE2、Ｒ
E3、ＲE4を小さくすると、図１２及び図１３に示される
曲線の傾斜部分が小さくなり、また、ＲCom1、ＲCom2を
小さくすると、トランジスタＱ４及びＱ７の夫々のコレ
クタに流れる電流Ｉ１及びＩ２に関して、最大電流（即
ち、コレクタ飽和電流）が大きくなる。また、通常はＲ
E1＝ＲE2、及びＲE3＝ＲE4として設計するが、ＲE1≠Ｒ
E2及び／又はＲE3≠ＲE4として設計した場合にも、基本
的に同じ動作が得られることは言うまでもない。
【００８３】また、第１の差動増幅器Ａｍｐ１のコレク
タ電流Ｉ１は、第１のカレントミラー回路ＣＭを介し
て、図１１に示される抵抗ＲLOADに流れるに対して、第
２の差動増幅器Ａｍｐ２のコレクタ電流Ｉ２は、何も介
さずに抵抗ＲLOADに流れることになる。即ち、図１１に
示される第１のカレントミラー回路ＣＭ１と、該第１の
カレントミラー回路ＣＭ１とトランジスタＱ７との接続
点とは、コレクタ電流Ｉ１からコレクタ電流Ｉ２を引く
ようにして、コレクタ電流Ｉ１とコレクタ電流Ｉ２とを
合成する電流合成手段を構成している。尚、電流合成手
段は、本実施の形態の構成に限られるものではなく、同
様の処理を行うものであれば、他に、例えば、抵抗など
を備えていてもよい。また、図１１に示されるカレント
ミラー回路ＣＭ１は、２つのトランジスタＱ５及びＱ６
で構成されたものであるが、３つ以上のトランジスタで
構成したものとしても良い。その場合、トランジスタの
個数の比により、伝達する電流の変換比を変えることが
できる。
タ電流Ｉ１は、第１のカレントミラー回路ＣＭを介し
て、図１１に示される抵抗ＲLOADに流れるに対して、第
２の差動増幅器Ａｍｐ２のコレクタ電流Ｉ２は、何も介
さずに抵抗ＲLOADに流れることになる。即ち、図１１に
示される第１のカレントミラー回路ＣＭ１と、該第１の
カレントミラー回路ＣＭ１とトランジスタＱ７との接続
点とは、コレクタ電流Ｉ１からコレクタ電流Ｉ２を引く
ようにして、コレクタ電流Ｉ１とコレクタ電流Ｉ２とを
合成する電流合成手段を構成している。尚、電流合成手
段は、本実施の形態の構成に限られるものではなく、同
様の処理を行うものであれば、他に、例えば、抵抗など
を備えていてもよい。また、図１１に示されるカレント
ミラー回路ＣＭ１は、２つのトランジスタＱ５及びＱ６
で構成されたものであるが、３つ以上のトランジスタで
構成したものとしても良い。その場合、トランジスタの
個数の比により、伝達する電流の変換比を変えることが
できる。
【００８４】また、本実施の形態においては、抵抗Ｒ
LOADに流れる電流の方向について、第１のカレントミラ
ー回路ＣＭ１を介して流れ込むコレクタ電流Ｉ１の方向
を正とする。従って、コレクタ電流Ｉ２に対応して抵抗
ＲLOADに流れる電流は、図１４に示される様に−Ｉ２と
なる。結果として、抵抗ＲLOADには、これらの合成され
た電流値を有する電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２が流れることにな
る。
LOADに流れる電流の方向について、第１のカレントミラ
ー回路ＣＭ１を介して流れ込むコレクタ電流Ｉ１の方向
を正とする。従って、コレクタ電流Ｉ２に対応して抵抗
ＲLOADに流れる電流は、図１４に示される様に−Ｉ２と
なる。結果として、抵抗ＲLOADには、これらの合成され
た電流値を有する電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２が流れることにな
る。
【００８５】ここで、第１及び第２の入力電圧信号Ｖ
in1 及びＶin2 を共に前述の検出電圧信号ＶTempとし、
更に、検出電圧信号ＶTempが所定検出電圧ＶNTemp を示
すときに、第１の差動増幅器のコレクタ電流Ｉ１から第
２の差動増幅器のコレクタ電流Ｉ２を引いた値が０にな
る様に、第１及び第２の参照電圧信号ＶRef1及びＶRef2
の電圧値を設定すると、図１１に示される抵抗ＲLOADを
流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２は、次のようになる。
in1 及びＶin2 を共に前述の検出電圧信号ＶTempとし、
更に、検出電圧信号ＶTempが所定検出電圧ＶNTemp を示
すときに、第１の差動増幅器のコレクタ電流Ｉ１から第
２の差動増幅器のコレクタ電流Ｉ２を引いた値が０にな
る様に、第１及び第２の参照電圧信号ＶRef1及びＶRef2
の電圧値を設定すると、図１１に示される抵抗ＲLOADを
流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２は、次のようになる。
【００８６】即ち、図１２及び図１４に示される曲線か
ら理解されるように、第１の参照電圧信号ＶRef1＜所定
検出電圧ＶNTemp ＜第２の参照電圧信号ＶRef2となる様
に、且つ、検出電圧信号ＶTemp＝所定検出電圧ＶNTemp
のときに、電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２＝０となる様に、第１及
び第２の参照電圧信号ＶRef1及びＶRef2が設定されてい
るため、抵抗ＲLOADを流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２は、検
出電圧信号ＶTempの電圧変化に応じて図１５に示される
ような曲線で示されるように変化することとなる。
ら理解されるように、第１の参照電圧信号ＶRef1＜所定
検出電圧ＶNTemp ＜第２の参照電圧信号ＶRef2となる様
に、且つ、検出電圧信号ＶTemp＝所定検出電圧ＶNTemp
のときに、電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２＝０となる様に、第１及
び第２の参照電圧信号ＶRef1及びＶRef2が設定されてい
るため、抵抗ＲLOADを流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２は、検
出電圧信号ＶTempの電圧変化に応じて図１５に示される
ような曲線で示されるように変化することとなる。
【００８７】更に、図１５においては横軸が検出電圧信
号ＶTempであるが、図１０に示される検出電圧信号Ｖ
Tempと発振部温度の関係を考慮して、横軸を発振部温度
とした特性に変換すると、抵抗ＲLOADを流れる電流Ｉ＝
Ｉ１−Ｉ２は、図１６に示される様な特性を示すことに
なる。即ち、抵抗ＲLOADを流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２
は、発振部温度が所定温度であるときに、電流値が０で
あり、発振部温度の変化に応じて、この０電流値の点を
変曲点とする３次曲線状の曲線であって、正の３次係数
を有する極値を持たない３次曲線状の曲線で表されるよ
うに変化する。
号ＶTempであるが、図１０に示される検出電圧信号Ｖ
Tempと発振部温度の関係を考慮して、横軸を発振部温度
とした特性に変換すると、抵抗ＲLOADを流れる電流Ｉ＝
Ｉ１−Ｉ２は、図１６に示される様な特性を示すことに
なる。即ち、抵抗ＲLOADを流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２
は、発振部温度が所定温度であるときに、電流値が０で
あり、発振部温度の変化に応じて、この０電流値の点を
変曲点とする３次曲線状の曲線であって、正の３次係数
を有する極値を持たない３次曲線状の曲線で表されるよ
うに変化する。
【００８８】ここで、第１及び第２の参照電圧信号Ｖ
Ref1及びＶRef2として、上述した条件を満たすものとし
て、図１７乃至図１９に示される３種類の例を示してお
く。図１７乃至図１９に示されるいずれのグラフにおい
ても、横軸は発振部温度であり、×で示されるものは第
１の差動増幅器Ａｍｐ１のコレクタ電流Ｉ１であり、＋
で示されるものは第２の差動増幅器Ａｍｐ２のコレクタ
電流Ｉ２を反転した電流−Ｉ２であり、○で示されるも
のは抵抗ＲLOADに流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２である。
Ref1及びＶRef2として、上述した条件を満たすものとし
て、図１７乃至図１９に示される３種類の例を示してお
く。図１７乃至図１９に示されるいずれのグラフにおい
ても、横軸は発振部温度であり、×で示されるものは第
１の差動増幅器Ａｍｐ１のコレクタ電流Ｉ１であり、＋
で示されるものは第２の差動増幅器Ａｍｐ２のコレクタ
電流Ｉ２を反転した電流−Ｉ２であり、○で示されるも
のは抵抗ＲLOADに流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２である。
【００８９】図１７は、第１及び第２の差動増幅器Ａｍ
ｐ１及びＡｍｐ２において、動作温度領域（出力である
コレクタ電流が立ち上がる領域）が重ならない場合に、
抵抗ＲLOADに流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を示したもので
ある。また図１８は、第１及び第２の差動増幅器Ａｍｐ
１及びＡｍｐ２において、動作温度領域が重なる場合
に、抵抗ＲLOADに流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を示したも
のである。また、図１９は、第１及び第２の差動増幅器
Ａｍｐ１及びＡｍｐ２において、双方の動作開始温度
（出力であるコレクタ電流が立ち上がる際の温度）が等
しい場合に、抵抗ＲLOADに流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を
示したものである。
ｐ１及びＡｍｐ２において、動作温度領域（出力である
コレクタ電流が立ち上がる領域）が重ならない場合に、
抵抗ＲLOADに流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を示したもので
ある。また図１８は、第１及び第２の差動増幅器Ａｍｐ
１及びＡｍｐ２において、動作温度領域が重なる場合
に、抵抗ＲLOADに流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を示したも
のである。また、図１９は、第１及び第２の差動増幅器
Ａｍｐ１及びＡｍｐ２において、双方の動作開始温度
（出力であるコレクタ電流が立ち上がる際の温度）が等
しい場合に、抵抗ＲLOADに流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を
示したものである。
【００９０】尚、図１６乃至図１９のいずれにおいて
も、縦軸は抵抗ＲLOADを流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２であ
ったが、これに図１１に示される抵抗ＲLOADを掛ける
と、図１１に示される変換電圧信号ＶLOADの有する変換
電圧を示すことになることは言うまでもない。即ち、横
軸を発振部温度とし縦軸を変換電圧信号ＶLOADとした場
合の特性は、夫々、図１６乃至図１９に示される曲線と
同じ形状の曲線で示されることが理解される。
も、縦軸は抵抗ＲLOADを流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２であ
ったが、これに図１１に示される抵抗ＲLOADを掛ける
と、図１１に示される変換電圧信号ＶLOADの有する変換
電圧を示すことになることは言うまでもない。即ち、横
軸を発振部温度とし縦軸を変換電圧信号ＶLOADとした場
合の特性は、夫々、図１６乃至図１９に示される曲線と
同じ形状の曲線で示されることが理解される。
【００９１】このように本実施の形態においては、第１
及び第２の差動増幅器Ａｍｐ１及びＡｍｐ２の立ち上が
り特性を利用して、発振部温度の変化に応じて、正の３
次係数を有する極値を持たない３次曲線状の曲線で表さ
れるように変化する電流（又は変換電圧）を得ている。
及び第２の差動増幅器Ａｍｐ１及びＡｍｐ２の立ち上が
り特性を利用して、発振部温度の変化に応じて、正の３
次係数を有する極値を持たない３次曲線状の曲線で表さ
れるように変化する電流（又は変換電圧）を得ている。
【００９２】ここで、差動増幅器は、一般に入力される
２つの電圧にある程度以上の電圧差があると、出力とな
るコレクタ電流は、飽和してしまい、一定値となる。ま
た、本実施の形態において、夫々の差動増幅器に入力さ
れる２つの電圧の電圧差は、参照電圧の示す温度と発振
部温度との温度差を意味している。
２つの電圧にある程度以上の電圧差があると、出力とな
るコレクタ電流は、飽和してしまい、一定値となる。ま
た、本実施の形態において、夫々の差動増幅器に入力さ
れる２つの電圧の電圧差は、参照電圧の示す温度と発振
部温度との温度差を意味している。
【００９３】従って、コレクタ電流が飽和しないような
電圧差の範囲が、温度補償できる温度範囲であると言え
る。
電圧差の範囲が、温度補償できる温度範囲であると言え
る。
【００９４】この温度補償できる温度範囲を広くするた
めには、第１の差動増幅器Ａｍｐ１を２つの差動増幅器
Ａｍｐ１ａ及びＡｍｐ１ｂを用いて構成し、第２の差動
増幅器Ａｍｐ２も同様に２つの差動増幅器Ａｍｐ２ａ及
びＡｍｐ２ｂを用いて構成すれば良い。
めには、第１の差動増幅器Ａｍｐ１を２つの差動増幅器
Ａｍｐ１ａ及びＡｍｐ１ｂを用いて構成し、第２の差動
増幅器Ａｍｐ２も同様に２つの差動増幅器Ａｍｐ２ａ及
びＡｍｐ２ｂを用いて構成すれば良い。
【００９５】但し、２つの差動増幅器Ａｍｐ１ａ及びＡ
ｍｐ１ｂに関して、差動増幅器Ａｍｐ１ａの立ち上がり
特性を利用できることになる検出電圧の電圧範囲と、差
動増幅器Ａｍｐ１ｂの立ち上がり特性を利用できること
になる検出電圧の電圧範囲とが、連続する様に、夫々に
入力する参照電圧を設定する。その上で、２つの差動増
幅器Ａｍｐ１ａ及びＡｍｐ１ｂのコレクタ電流を合成す
る。そのように構成すると、見掛上、立ち上がり特性の
利用できる検出電圧の電圧範囲が広い第１の差動増幅器
Ａｍｐ１が得られることになる。第２の差動増幅器につ
いても同様に構成する。
ｍｐ１ｂに関して、差動増幅器Ａｍｐ１ａの立ち上がり
特性を利用できることになる検出電圧の電圧範囲と、差
動増幅器Ａｍｐ１ｂの立ち上がり特性を利用できること
になる検出電圧の電圧範囲とが、連続する様に、夫々に
入力する参照電圧を設定する。その上で、２つの差動増
幅器Ａｍｐ１ａ及びＡｍｐ１ｂのコレクタ電流を合成す
る。そのように構成すると、見掛上、立ち上がり特性の
利用できる検出電圧の電圧範囲が広い第１の差動増幅器
Ａｍｐ１が得られることになる。第２の差動増幅器につ
いても同様に構成する。
【００９６】その上で、前述の第１及び第２の差動増幅
器として用い、変換電圧信号生成手段を形成すると、該
変換電圧信号生成手段は、広い温度補償可能な温度範囲
を有することになる。
器として用い、変換電圧信号生成手段を形成すると、該
変換電圧信号生成手段は、広い温度補償可能な温度範囲
を有することになる。
【００９７】尚、当然のことながら、同様の原理に基づ
いて、第１及び第２の差動増幅器Ａｍｐ１及びＡｍｐ２
を夫々３つ以上の差動増幅器にて構成しても良い。その
場合、温度補償のできる範囲が広くなる一方で、回路面
積が大きくなるため、必要に応じて選択することにな
る。
いて、第１及び第２の差動増幅器Ａｍｐ１及びＡｍｐ２
を夫々３つ以上の差動増幅器にて構成しても良い。その
場合、温度補償のできる範囲が広くなる一方で、回路面
積が大きくなるため、必要に応じて選択することにな
る。
【００９８】次に、図１１において、例えば、Ｖｂで示
される端子に基準電圧信号Ｖoffsetを供給すると、出力
端子Ｖａから出力される電圧信号は、図２０に曲線で示
される様に変化するものとなる。即ち、端子Ｖａから出
力される電圧信号は、発振部温度の変化に応じて、基準
電圧信号Ｖoffsetの基準電圧から各発振部温度に応じた
各変換電圧信号ＶLOADの示す変換電圧を引くように、基
準電圧信号Ｖoffsetと変換電圧信号ＶLOADとを合成した
ものとなる。
される端子に基準電圧信号Ｖoffsetを供給すると、出力
端子Ｖａから出力される電圧信号は、図２０に曲線で示
される様に変化するものとなる。即ち、端子Ｖａから出
力される電圧信号は、発振部温度の変化に応じて、基準
電圧信号Ｖoffsetの基準電圧から各発振部温度に応じた
各変換電圧信号ＶLOADの示す変換電圧を引くように、基
準電圧信号Ｖoffsetと変換電圧信号ＶLOADとを合成した
ものとなる。
【００９９】更に、下記のようにして、検出電圧信号Ｖ
Temp、設定電圧、及び図２０に示される様な電圧信号を
処理すると、発振部温度の変化に応じて、図２１に示さ
れる様な曲線で表される様に変化する電圧を有する電圧
信号が得られることになる。即ち、まず、検出電圧信号
ＶTempの示す検出電圧から設定電圧（電圧値は所定検出
電圧ＶNTemp 同じ）を引くようにして、検出電圧信号Ｖ
Tempと設定電圧信号とを合成し、図２２に示されるよう
な、電圧差信号を得る。次に、図２０に曲線で示される
ような変化をする電圧信号の電圧値から、図２２に示さ
れる様な該電圧差信号の電圧値を引くようにして、図２
０に示された電圧信号と図２２に示された電圧差信号と
を合成する。この様な処理を行うと、図２１に示される
ように、発振部温度の変化に応じて、負の３次係数をも
つ３次曲線状の曲線で表されるように変化する電圧を有
する電圧信号が得られることになる。
Temp、設定電圧、及び図２０に示される様な電圧信号を
処理すると、発振部温度の変化に応じて、図２１に示さ
れる様な曲線で表される様に変化する電圧を有する電圧
信号が得られることになる。即ち、まず、検出電圧信号
ＶTempの示す検出電圧から設定電圧（電圧値は所定検出
電圧ＶNTemp 同じ）を引くようにして、検出電圧信号Ｖ
Tempと設定電圧信号とを合成し、図２２に示されるよう
な、電圧差信号を得る。次に、図２０に曲線で示される
ような変化をする電圧信号の電圧値から、図２２に示さ
れる様な該電圧差信号の電圧値を引くようにして、図２
０に示された電圧信号と図２２に示された電圧差信号と
を合成する。この様な処理を行うと、図２１に示される
ように、発振部温度の変化に応じて、負の３次係数をも
つ３次曲線状の曲線で表されるように変化する電圧を有
する電圧信号が得られることになる。
【０１００】ここで、前述したように、水晶振動子２１
の温度周波数特性が既知であり、バリキャップ２２の容
量電圧特性が既知であり、発振回路２の容量周波数特性
が既知であるため、任意の温度において必要とされるバ
リキャップ制御電圧信号ＶVRは既知であると言い換える
ことができる。
の温度周波数特性が既知であり、バリキャップ２２の容
量電圧特性が既知であり、発振回路２の容量周波数特性
が既知であるため、任意の温度において必要とされるバ
リキャップ制御電圧信号ＶVRは既知であると言い換える
ことができる。
【０１０１】従って、図２１に示されるような、発振部
温度の変化に応じて、負の３次係数をもつ３次曲線状の
曲線で表されるように変化する電圧信号を、所定の増幅
率で増幅するなどして変換し、その変換された電圧信号
をバリキャップ制御電圧信号ＶVRとすれば良いことが理
解される。
温度の変化に応じて、負の３次係数をもつ３次曲線状の
曲線で表されるように変化する電圧信号を、所定の増幅
率で増幅するなどして変換し、その変換された電圧信号
をバリキャップ制御電圧信号ＶVRとすれば良いことが理
解される。
【０１０２】尚、本実施の形態においては、基準電圧信
号Ｖoffsetから変換電圧信号ＶLOADを引いた後、更に、
検出電圧信号ＶTempと設定電圧信号（電圧値は所定検出
電圧ＶNTemp に同じ）の差電圧（ＶTemp−ＶNTemp ）で
ある電圧差信号を引くことにより、発振部温度の変化に
応じて負の３次係数をもつ３次曲線状の曲線で表される
変化をする電圧信号を得ていたが、基本的には（３）式
の関係を満たせば、処理の順序は変更されても良い。
号Ｖoffsetから変換電圧信号ＶLOADを引いた後、更に、
検出電圧信号ＶTempと設定電圧信号（電圧値は所定検出
電圧ＶNTemp に同じ）の差電圧（ＶTemp−ＶNTemp ）で
ある電圧差信号を引くことにより、発振部温度の変化に
応じて負の３次係数をもつ３次曲線状の曲線で表される
変化をする電圧信号を得ていたが、基本的には（３）式
の関係を満たせば、処理の順序は変更されても良い。
【０１０３】
【数３】
【０１０４】尚、以上説明してきた例においては、設定
電圧信号（電圧値は所定検出電圧ＶNTemp に同じ）を生
成する設定電圧信号生成手段が必要である。この設定電
圧信号生成手段は、温度検出回路３及び温度特性補償回
路４のいずれかに含まれても良いし、温度検出回路３及
び温度特性補償回路４とは別に設けても良い。
電圧信号（電圧値は所定検出電圧ＶNTemp に同じ）を生
成する設定電圧信号生成手段が必要である。この設定電
圧信号生成手段は、温度検出回路３及び温度特性補償回
路４のいずれかに含まれても良いし、温度検出回路３及
び温度特性補償回路４とは別に設けても良い。
【０１０５】また、発振部温度の変化に応じて負の３次
係数をもつ３次曲線状の曲線で表されるように変化する
電圧信号を、バリキャップ２２に印加するバリキャップ
制御電圧信号ＶVRに変換するための増幅などは、（３）
式の右辺第２項の全てに対して行っても良いし、一部に
対して行っても良く、設計する発振回路２により任意に
選択できるものである。
係数をもつ３次曲線状の曲線で表されるように変化する
電圧信号を、バリキャップ２２に印加するバリキャップ
制御電圧信号ＶVRに変換するための増幅などは、（３）
式の右辺第２項の全てに対して行っても良いし、一部に
対して行っても良く、設計する発振回路２により任意に
選択できるものである。
【０１０６】また、温度検出回路３の出力する検出電圧
信号ＶTempであって、任意の負の１次係数を有する検出
電圧信号ＶTempに関して、前述したように、各温度に対
する検出電圧信号ＶTempの電圧値は、温度検出回路３に
含まれる抵抗などにより調整することが可能である。
信号ＶTempであって、任意の負の１次係数を有する検出
電圧信号ＶTempに関して、前述したように、各温度に対
する検出電圧信号ＶTempの電圧値は、温度検出回路３に
含まれる抵抗などにより調整することが可能である。
【０１０７】そこで、温度検出回路３に含まれる素子を
調整して、所定検出電圧ＶNTemp を所定バリキャップ制
御電圧（電圧値は基準電圧Ｖoffsetの示す基準電圧に同
じ）と同じ値にしたとすると（即ち、ＶNTemp ＝Ｖ
offsetとすると）、設定電圧（電圧値は所定検出電圧Ｖ
NTemp に同じ）を生成するための設定電圧信号生成手段
が必要なくなり、回路の小型化に寄与できる。
調整して、所定検出電圧ＶNTemp を所定バリキャップ制
御電圧（電圧値は基準電圧Ｖoffsetの示す基準電圧に同
じ）と同じ値にしたとすると（即ち、ＶNTemp ＝Ｖ
offsetとすると）、設定電圧（電圧値は所定検出電圧Ｖ
NTemp に同じ）を生成するための設定電圧信号生成手段
が必要なくなり、回路の小型化に寄与できる。
【０１０８】尚、設定電圧信号（電圧値は所定検出電圧
ＶNTemp に同じ）を所定バリキャップ制御電圧（即ち基
準電圧信号Ｖoffsetの示す電圧値）と同じ電圧値に調整
した場合、（３）式は（４）式のように書き替えること
ができる。
ＶNTemp に同じ）を所定バリキャップ制御電圧（即ち基
準電圧信号Ｖoffsetの示す電圧値）と同じ電圧値に調整
した場合、（３）式は（４）式のように書き替えること
ができる。
【０１０９】
【数４】 この場合も増幅等の変換に関することは（３）式の場合
と同様である。
と同様である。
【０１１０】尚、例えば、図２３に示される様に、バリ
キャップ制御電圧信号ＶVRに変換する際の増幅回路のゲ
インを変更することにより、バリキャップ２２の容量電
圧特性やその他素子及び回路の特性等のバラつきを調整
することができる。
キャップ制御電圧信号ＶVRに変換する際の増幅回路のゲ
インを変更することにより、バリキャップ２２の容量電
圧特性やその他素子及び回路の特性等のバラつきを調整
することができる。
【０１１１】また、例えば、水晶振動子の角度のバラつ
きに対応するためには、以下に示す様な調整を行えば良
い。
きに対応するためには、以下に示す様な調整を行えば良
い。
【０１１２】＋２分のＡＴカット水晶振動子の有する温
度特性は、図２４に示される様に、ある傾きを有する直
線成分と、極値を持たない３次曲線状の曲線成分とに、
分離することができる。
度特性は、図２４に示される様に、ある傾きを有する直
線成分と、極値を持たない３次曲線状の曲線成分とに、
分離することができる。
【０１１３】ここで、直線成分については、温度特性を
約２５℃付近で微分した際に得られる傾きで近似するこ
とができる。また、３次曲線上の曲線成分については、
異常スプリアス等の不具合のない水晶振動子の場合、＋
２分のＡＴカット水晶振動子に対して、±２分程度の角
度ずれを有する範囲内であれば、いずれの角度を有する
ＡＴカット水晶振動子でもほぼ同じ曲線を描くものであ
る。
約２５℃付近で微分した際に得られる傾きで近似するこ
とができる。また、３次曲線上の曲線成分については、
異常スプリアス等の不具合のない水晶振動子の場合、＋
２分のＡＴカット水晶振動子に対して、±２分程度の角
度ずれを有する範囲内であれば、いずれの角度を有する
ＡＴカット水晶振動子でもほぼ同じ曲線を描くものであ
る。
【０１１４】このような＋２分のＡＴカット水晶振動子
の温度特性から得られた直線成分と曲線成分とに基づい
て、直線成分のみを次のように変化させて、夫々を曲線
成分と合成することにより得られる３次曲線状の曲線
は、図２５に示される様に変化する。即ち、各切出角度
を有するＡＴカット水晶振動子について、夫々のＡＴカ
ット水晶振動子の室温近傍における温度特性曲線の傾き
（室温近傍で温度特性曲線を微分した際に得られる傾
き）を有する様な直線成分を導き出す。次に、夫々の傾
きを有する直線成分に対して、極値を持たない３次曲線
状の曲線成分を合成する。このようにして得られた３次
曲線状の曲線は、各切出角度のＡＴカット水晶振動子の
有する温度特性とほぼ一致することになる。
の温度特性から得られた直線成分と曲線成分とに基づい
て、直線成分のみを次のように変化させて、夫々を曲線
成分と合成することにより得られる３次曲線状の曲線
は、図２５に示される様に変化する。即ち、各切出角度
を有するＡＴカット水晶振動子について、夫々のＡＴカ
ット水晶振動子の室温近傍における温度特性曲線の傾き
（室温近傍で温度特性曲線を微分した際に得られる傾
き）を有する様な直線成分を導き出す。次に、夫々の傾
きを有する直線成分に対して、極値を持たない３次曲線
状の曲線成分を合成する。このようにして得られた３次
曲線状の曲線は、各切出角度のＡＴカット水晶振動子の
有する温度特性とほぼ一致することになる。
【０１１５】言い換えれば、＋２分のＡＴカット水晶振
動子を念頭に設計した発振器において、ＡＴカット水晶
振動子に角度ずれ等のバラつきが生じていた場合、直線
成分の傾きのみを増幅などにて変化させることにより、
該バラつきに対応することができる。 更に理解を深め
るために、図２６及び図２７を用いて、上述したことを
他の側面から説明する。図２６は、＋２分付近のＡＴカ
ット各水晶振動子の温度特性を各サンプルごとにプロッ
トしたものである。また、この図２６は、＋２分のＡＴ
カットで切出した各水晶振動子のバラつきを有する温度
特性を示すものと捕らえることもできる。一方、図２６
に示された各切出角度の平均値を求め、各サンプルごと
に該平均値からのずれをプロットしたものが図２７に示
されている。図２７を参照すると理解される様に、各サ
ンプル毎の平均値からのずれは、ほぼ直線で示されてい
る。言い換えると、直線の傾きを調整してしまえば、平
均値からのずれを補正することができる。ここでは、平
均値からのずれとして説明したが、同様の理由から、所
望の角度（＋２分）を基準としたずれを補正することが
できることは言うまでもない。
動子を念頭に設計した発振器において、ＡＴカット水晶
振動子に角度ずれ等のバラつきが生じていた場合、直線
成分の傾きのみを増幅などにて変化させることにより、
該バラつきに対応することができる。 更に理解を深め
るために、図２６及び図２７を用いて、上述したことを
他の側面から説明する。図２６は、＋２分付近のＡＴカ
ット各水晶振動子の温度特性を各サンプルごとにプロッ
トしたものである。また、この図２６は、＋２分のＡＴ
カットで切出した各水晶振動子のバラつきを有する温度
特性を示すものと捕らえることもできる。一方、図２６
に示された各切出角度の平均値を求め、各サンプルごと
に該平均値からのずれをプロットしたものが図２７に示
されている。図２７を参照すると理解される様に、各サ
ンプル毎の平均値からのずれは、ほぼ直線で示されてい
る。言い換えると、直線の傾きを調整してしまえば、平
均値からのずれを補正することができる。ここでは、平
均値からのずれとして説明したが、同様の理由から、所
望の角度（＋２分）を基準としたずれを補正することが
できることは言うまでもない。
【０１１６】以上のことから理解される様に、図２８に
示される様な傾き成分、即ち、（３）式及び（４）式に
おける検出電圧信号ＶTempに対して増幅などを施すこと
により、図２９に示される様に、水晶振動子の角度バラ
つきに対応することができる。尚、図２９は、＋２分の
ＡＴカット水晶振動子を念頭におき設計された発振器に
おいて、検出電圧信号ＶTempの増幅率のみ変化させたと
きのバリキャップ制御電圧の特性を周波数変化率（ppm
表示）で示したものである。
示される様な傾き成分、即ち、（３）式及び（４）式に
おける検出電圧信号ＶTempに対して増幅などを施すこと
により、図２９に示される様に、水晶振動子の角度バラ
つきに対応することができる。尚、図２９は、＋２分の
ＡＴカット水晶振動子を念頭におき設計された発振器に
おいて、検出電圧信号ＶTempの増幅率のみ変化させたと
きのバリキャップ制御電圧の特性を周波数変化率（ppm
表示）で示したものである。
【０１１７】更に、上述した温度検出回路３の素子調整
により、設定電圧信号（電圧値は所定検出電圧ＶNTemp
に同じ）を所定バリキャップ制御電圧（電圧値は基準電
圧信号Ｖoffsetの示す基準電圧に同じ）と同じ電圧値へ
調整することをより確実なものにするために、可変抵抗
などの検出温度オフセット調整素子５１を備えた検出温
度オフセット調整回路５を温度検出回路３に接続しても
良い。
により、設定電圧信号（電圧値は所定検出電圧ＶNTemp
に同じ）を所定バリキャップ制御電圧（電圧値は基準電
圧信号Ｖoffsetの示す基準電圧に同じ）と同じ電圧値へ
調整することをより確実なものにするために、可変抵抗
などの検出温度オフセット調整素子５１を備えた検出温
度オフセット調整回路５を温度検出回路３に接続しても
良い。
【０１１８】この検出温度オフセット調整回路５を備え
た場合、温度検出回路３の素子のバラつきによる影響を
抑えることができる。
た場合、温度検出回路３の素子のバラつきによる影響を
抑えることができる。
【０１１９】また、本実施の形態の温度補償型水晶発振
器において、基準電圧信号生成手段の生成した基準電圧
信号Ｖoffsetをより正確なものにするために、可変抵抗
などの制御電圧オフセット調整素子６１を備えた制御電
圧オフセット調整回路６を基準電圧信号生成手段に接続
しても良い。
器において、基準電圧信号生成手段の生成した基準電圧
信号Ｖoffsetをより正確なものにするために、可変抵抗
などの制御電圧オフセット調整素子６１を備えた制御電
圧オフセット調整回路６を基準電圧信号生成手段に接続
しても良い。
【０１２０】更に、この制御電圧オフセット調整回路６
を用いると、以下に示す様に、発振周波数が所定周波数
からずれた場合にも、発振周波数を所定周波数に調整す
ることができる。
を用いると、以下に示す様に、発振周波数が所定周波数
からずれた場合にも、発振周波数を所定周波数に調整す
ることができる。
【０１２１】即ち、基準電圧信号Ｖoffsetを変化させた
場合、バリキャップ制御電圧信号ＶVRは、図３０に示さ
れる様に変化する。図３０から理解される様に、基準電
圧信号Ｖoffsetを変化させることによって、バリキャッ
プ制御電圧信号ＶVRを一定電圧分だけ平行移動すること
ができる。これに伴い、発振回路２に対する温度補償の
補償量（ppm 表示）も図３１に示される様に、一律に一
定量だけ増減することができる。従って、発振回路２の
発振周波数が設計当初の所定周波数からずれた場合に
も、基準電圧信号Ｖoffsetを制御電圧オフセット調整回
路６にて調整することにより、該発振周波数を所定周波
数に合わせることができる。
場合、バリキャップ制御電圧信号ＶVRは、図３０に示さ
れる様に変化する。図３０から理解される様に、基準電
圧信号Ｖoffsetを変化させることによって、バリキャッ
プ制御電圧信号ＶVRを一定電圧分だけ平行移動すること
ができる。これに伴い、発振回路２に対する温度補償の
補償量（ppm 表示）も図３１に示される様に、一律に一
定量だけ増減することができる。従って、発振回路２の
発振周波数が設計当初の所定周波数からずれた場合に
も、基準電圧信号Ｖoffsetを制御電圧オフセット調整回
路６にて調整することにより、該発振周波数を所定周波
数に合わせることができる。
【０１２２】尚、同様の効果は、前述の検出温度オフセ
ット調整回路にても行えることは言うまでもない。即
ち、検出温度オフセット調整回路にて、所定温度におけ
る所定検出電圧ＶNTemp を一定量だけ増減するようにし
て調整しても、検出電圧信号ＶTempの傾き自体は変化し
ないため、同様の効果が得られることになる。
ット調整回路にても行えることは言うまでもない。即
ち、検出温度オフセット調整回路にて、所定温度におけ
る所定検出電圧ＶNTemp を一定量だけ増減するようにし
て調整しても、検出電圧信号ＶTempの傾き自体は変化し
ないため、同様の効果が得られることになる。
【０１２３】また、本実施の形態の温度補償型水晶発振
器において、安定化電源回路１並びに第１の差動増幅器
Ａｍｐ１及び第２の差動増幅器Ａｍｐ２に接続された参
照電圧生成手段７を更に備えていてもよい。この参照電
圧生成手段７は、第１の参照電圧と第２の参照電圧とを
生成して、夫々、第１の参照電圧信号ＶRef1及び第２の
参照電圧信号ＶRef2として、出力するためのものであ
る。
器において、安定化電源回路１並びに第１の差動増幅器
Ａｍｐ１及び第２の差動増幅器Ａｍｐ２に接続された参
照電圧生成手段７を更に備えていてもよい。この参照電
圧生成手段７は、第１の参照電圧と第２の参照電圧とを
生成して、夫々、第１の参照電圧信号ＶRef1及び第２の
参照電圧信号ＶRef2として、出力するためのものであ
る。
【０１２４】該参照電圧生成手段７の最も簡単な例とし
て、例えば、安定化電源回路１とグランドとの間に設け
られた電圧分割回路を備えているものが挙げられる。例
えば、２つの参照電圧信号が必要な場合、この電圧分割
回路は、少なくとも３つ以上の抵抗を備えており、少な
くとも２つの接続点から２つの異なる電圧を出力するも
のであれば良い。また、その場合、２つの異なる電圧の
内、他方に比べ大きい電圧値を有する電圧である一方を
前述した第２の参照電圧とし、小さい方の他方を前述の
第１の参照電圧とすれば良い。尚、必要とする参照電圧
信号の数が増えた場合、同様の原理にて、更に複数の抵
抗を用いて、電圧分割回路を構成すれば良いことは、言
うまでもない。
て、例えば、安定化電源回路１とグランドとの間に設け
られた電圧分割回路を備えているものが挙げられる。例
えば、２つの参照電圧信号が必要な場合、この電圧分割
回路は、少なくとも３つ以上の抵抗を備えており、少な
くとも２つの接続点から２つの異なる電圧を出力するも
のであれば良い。また、その場合、２つの異なる電圧の
内、他方に比べ大きい電圧値を有する電圧である一方を
前述した第２の参照電圧とし、小さい方の他方を前述の
第１の参照電圧とすれば良い。尚、必要とする参照電圧
信号の数が増えた場合、同様の原理にて、更に複数の抵
抗を用いて、電圧分割回路を構成すれば良いことは、言
うまでもない。
【０１２５】このような参照電圧生成手段７を備えてい
ると、例えば、水晶振動子の主面の切出角度が多少ずれ
ていたとしても、第１及び第２の参照電圧ＶRef1、Ｖ
Ref2を簡単に変更できるため、水晶発振器の設計後に容
易に調整することができる。
ると、例えば、水晶振動子の主面の切出角度が多少ずれ
ていたとしても、第１及び第２の参照電圧ＶRef1、Ｖ
Ref2を簡単に変更できるため、水晶発振器の設計後に容
易に調整することができる。
【０１２６】尚、以上説明してきた温度補償型水晶発振
器の各構成要素に含まれる抵抗の全てについて、概念的
に可変抵抗とすると（抵抗値を連続的に変化させること
のできる可変抵抗、例えばボリュームつまみを有する可
変抵抗はもちろんのこと、それ以外の可変抵抗も含むこ
ととすると）、設計後のテストにて判明したバラつきで
あって、可変抵抗を有する構成要素に起因するバラつき
を容易に調整することができる。
器の各構成要素に含まれる抵抗の全てについて、概念的
に可変抵抗とすると（抵抗値を連続的に変化させること
のできる可変抵抗、例えばボリュームつまみを有する可
変抵抗はもちろんのこと、それ以外の可変抵抗も含むこ
ととすると）、設計後のテストにて判明したバラつきで
あって、可変抵抗を有する構成要素に起因するバラつき
を容易に調整することができる。
【０１２７】この種の可変抵抗の一例としては、薄膜抵
抗等が挙げられる。回路を集積化した場合に一般的に用
いられている該薄膜抵抗は、レーザトリミング、陽極化
成トリミング、及びスクライブトリミングなどにより、
容易に抵抗値を調整することができるものである。
抗等が挙げられる。回路を集積化した場合に一般的に用
いられている該薄膜抵抗は、レーザトリミング、陽極化
成トリミング、及びスクライブトリミングなどにより、
容易に抵抗値を調整することができるものである。
【０１２８】また、可変抵抗の他の例としては、複数の
抵抗からなる抵抗合成回路が挙げられる。この抵抗合成
回路に含まれる抵抗について、抵抗を付け替えたり、配
線途中へ抵抗を挿入したり、又は抵抗の端子の両端を短
絡させたり、抵抗の端子の一端の接続を切断したりなど
の処理を施すことにより、抵抗値を変更することができ
る。また、該抵抗合成回路に、例えば、予め一端のみを
接続して他端を解放した抵抗を含ませておき、抵抗値を
調整する際に、該他端を接続して、抵抗値を変更しても
良い。
抵抗からなる抵抗合成回路が挙げられる。この抵抗合成
回路に含まれる抵抗について、抵抗を付け替えたり、配
線途中へ抵抗を挿入したり、又は抵抗の端子の両端を短
絡させたり、抵抗の端子の一端の接続を切断したりなど
の処理を施すことにより、抵抗値を変更することができ
る。また、該抵抗合成回路に、例えば、予め一端のみを
接続して他端を解放した抵抗を含ませておき、抵抗値を
調整する際に、該他端を接続して、抵抗値を変更しても
良い。
【０１２９】尚、本実施の形態において、抵抗ＲLOADに
流れる電流は、第１の差動増幅器のコレクタ電流Ｉ１か
ら第２の差動増幅器のコレクタ電流Ｉ２を引いた電流Ｉ
＝Ｉ１−Ｉ２であったが、逆に、第２の差動増幅器のコ
レクタ電流Ｉ２から第１の差動増幅器のコレクタ電流Ｉ
１を引いた電流Ｉ＝Ｉ２−Ｉ１としても良い。
流れる電流は、第１の差動増幅器のコレクタ電流Ｉ１か
ら第２の差動増幅器のコレクタ電流Ｉ２を引いた電流Ｉ
＝Ｉ１−Ｉ２であったが、逆に、第２の差動増幅器のコ
レクタ電流Ｉ２から第１の差動増幅器のコレクタ電流Ｉ
１を引いた電流Ｉ＝Ｉ２−Ｉ１としても良い。
【０１３０】その場合、当然のことながら、バリキャッ
プ制御電圧信号ＶVR又はその基となる電圧信号、即ち、
発振部温度が所定温度のときに、所定バリキャップ制御
電圧を有し、発振部温度の変化に応じて、所定バリキャ
ップ制御電圧を変曲点とした３次曲線状の曲線であっ
て、負の３次係数を持つ３次曲線状の曲線で表される信
号を生成する際の手順は、異なるものになる。
プ制御電圧信号ＶVR又はその基となる電圧信号、即ち、
発振部温度が所定温度のときに、所定バリキャップ制御
電圧を有し、発振部温度の変化に応じて、所定バリキャ
ップ制御電圧を変曲点とした３次曲線状の曲線であっ
て、負の３次係数を持つ３次曲線状の曲線で表される信
号を生成する際の手順は、異なるものになる。
【０１３１】例えば、該手順としては、まず、発振部温
度の変化に応じて変化する電流Ｉ＝Ｉ２−Ｉ１を、抵抗
などにて、次のような電圧信号に変換する。この際、生
成される電圧信号は、発振部温度が所定温度のときに０
電圧を呈し、極値を持たない３次曲線状の曲線であっ
て、負の３次係数を持つ３次曲線状の曲線（以下、第１
の３次曲線状の曲線）で表される様に変化するものであ
る。
度の変化に応じて変化する電流Ｉ＝Ｉ２−Ｉ１を、抵抗
などにて、次のような電圧信号に変換する。この際、生
成される電圧信号は、発振部温度が所定温度のときに０
電圧を呈し、極値を持たない３次曲線状の曲線であっ
て、負の３次係数を持つ３次曲線状の曲線（以下、第１
の３次曲線状の曲線）で表される様に変化するものであ
る。
【０１３２】次に、この第１の３次曲線状の曲線に対し
て、一律に基準電圧信号Ｖoffsetを加える。ここで生成
される曲線は、発振部温度が所定温度のときに、基準電
圧信号Ｖoffsetの示す電圧値を呈し、極値を持たない３
次曲線状の曲線であって、負の３次係数を持つ３次曲線
状の曲線（第２の３次曲線状の曲線）で表される様に変
化するものである。
て、一律に基準電圧信号Ｖoffsetを加える。ここで生成
される曲線は、発振部温度が所定温度のときに、基準電
圧信号Ｖoffsetの示す電圧値を呈し、極値を持たない３
次曲線状の曲線であって、負の３次係数を持つ３次曲線
状の曲線（第２の３次曲線状の曲線）で表される様に変
化するものである。
【０１３３】次に、この第２の３次曲線状の曲線から検
出電圧信号ＶTempを引く。このようにすると、本実施の
形態においてバリキャップ制御電圧信号生成手段の出力
する信号と同じ変化をする信号が得られる。
出電圧信号ＶTempを引く。このようにすると、本実施の
形態においてバリキャップ制御電圧信号生成手段の出力
する信号と同じ変化をする信号が得られる。
【０１３４】ここで、バリキャップ制御電圧信号を生成
する際の増幅などは、本実施の形態本文におけるものと
同様であることは言うまでもないことである。
する際の増幅などは、本実施の形態本文におけるものと
同様であることは言うまでもないことである。
【０１３５】また、本実施の形態においては、バイポー
ラ・トランジスタを用いて各部回路を構成した例を挙げ
て説明してきたが、バイポーラ・トランジスタに替えて
ＭＯＳトランジスタ等のＦＥＴ（電界効果型トランジス
タ）を用いて各部回路を構成し、信号処理動作をさせる
ものとしても良い。
ラ・トランジスタを用いて各部回路を構成した例を挙げ
て説明してきたが、バイポーラ・トランジスタに替えて
ＭＯＳトランジスタ等のＦＥＴ（電界効果型トランジス
タ）を用いて各部回路を構成し、信号処理動作をさせる
ものとしても良い。
【０１３６】
【実施例】以下に、本発明の温度補償型水晶発振器に関
する理解をより確実なものにするために、実施例として
図３２及び図３３に示される様な回路を用いて説明す
る。
する理解をより確実なものにするために、実施例として
図３２及び図３３に示される様な回路を用いて説明す
る。
【０１３７】（第１の実施例）本発明の第１の実施例
は、図３２に示される様な回路構成を有している。
は、図３２に示される様な回路構成を有している。
【０１３８】ここで、安定化電源回路１は、図面の簡略
化のため省略した。但し、安定化電源回路１により供給
される電圧は、図３２において、ＶReg で示してある。
化のため省略した。但し、安定化電源回路１により供給
される電圧は、図３２において、ＶReg で示してある。
【０１３９】図３２において、温度検出回路３は、抵抗
１０１と、トランジスタＱ１と、トランジスタＱ２とを
備えている。また、温度検出回路３には、可変抵抗Ｒ
Trimin g1からなる検出温度オフセット調整素子５１と、
抵抗１０２とを備えた検出温度オフセット調整回路５が
接続されている。
１０１と、トランジスタＱ１と、トランジスタＱ２とを
備えている。また、温度検出回路３には、可変抵抗Ｒ
Trimin g1からなる検出温度オフセット調整素子５１と、
抵抗１０２とを備えた検出温度オフセット調整回路５が
接続されている。
【０１４０】ここで、検出温度オフセット調整回路５
は、温度検出回路３の出力である検出電圧信号Ｖ
Tempを、所定検出電圧ＶNTemp が、基準電圧信号Ｖ
offsetの有する基準電圧となるように、調整するもので
ある。尚、所定検出電圧ＶNTemp は、前述の通り、所定
温度（本実施例では２５℃）における検出電圧信号Ｖ
Tempの有する電圧である。
は、温度検出回路３の出力である検出電圧信号Ｖ
Tempを、所定検出電圧ＶNTemp が、基準電圧信号Ｖ
offsetの有する基準電圧となるように、調整するもので
ある。尚、所定検出電圧ＶNTemp は、前述の通り、所定
温度（本実施例では２５℃）における検出電圧信号Ｖ
Tempの有する電圧である。
【０１４１】このような構成を備えた温度検出回路３
は、実施の形態にて説明したものと基本的に同様の動作
を行う（図１０参照）。
は、実施の形態にて説明したものと基本的に同様の動作
を行う（図１０参照）。
【０１４２】この温度検出回路３の出力である検出電圧
信号ＶTempは、第１の差動増幅器Ａｍｐ１のトランジス
タＱ３のベースと、第２の差動増幅器Ａｍｐ２のトラン
ジスタＱ７のベースとに入力されている。また、検出電
圧信号ＶTempは、電圧ホロワを構成するオペアンプＯＰ
１の非反転入力端子にも入力されている。
信号ＶTempは、第１の差動増幅器Ａｍｐ１のトランジス
タＱ３のベースと、第２の差動増幅器Ａｍｐ２のトラン
ジスタＱ７のベースとに入力されている。また、検出電
圧信号ＶTempは、電圧ホロワを構成するオペアンプＯＰ
１の非反転入力端子にも入力されている。
【０１４３】更に、第１の差動増幅器Ａｍｐ１のトラン
ジスタＱ４のベースには、第１の参照電圧信号ＶRef1が
与えられ、第２の差動増幅器Ａｍｐ２のトランジスタＱ
８のベースには、第２の参照電圧信号ＶRef2が与えられ
ている。
ジスタＱ４のベースには、第１の参照電圧信号ＶRef1が
与えられ、第２の差動増幅器Ａｍｐ２のトランジスタＱ
８のベースには、第２の参照電圧信号ＶRef2が与えられ
ている。
【０１４４】ここで、第１の参照電圧信号ＶRef1と第２
の参照電圧信号ＶRef2とは、夫々、実施の形態において
説明したような条件を満たすように設定されている（Ｖ
Ref1＜ＶNTemp ＜ＶRef2；ＶTemp＝ＶNTemp において、
抵抗ＲLOADに流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２＝０）。
の参照電圧信号ＶRef2とは、夫々、実施の形態において
説明したような条件を満たすように設定されている（Ｖ
Ref1＜ＶNTemp ＜ＶRef2；ＶTemp＝ＶNTemp において、
抵抗ＲLOADに流れる電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２＝０）。
【０１４５】尚、抵抗１０３、１０４、１０６、１０７
は、実施の形態において抵抗ＲE1、ＲE2、ＲE3、ＲE4と
して説明したものと同じものであり、また、抵抗１０
５、１０８は、実施の形態において抵抗ＲCom1、ＲCom2
として説明したものと同じものである。
は、実施の形態において抵抗ＲE1、ＲE2、ＲE3、ＲE4と
して説明したものと同じものであり、また、抵抗１０
５、１０８は、実施の形態において抵抗ＲCom1、ＲCom2
として説明したものと同じものである。
【０１４６】更に、トランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉ
１と、トランジスタＱ７のコレクタ電流Ｉ２とが、電流
Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２となるようにして合成され、抵抗ＲLOAD
に導かれている。具体的には、コレクタ電流Ｉ１は、２
つのトランジスタＱ５及びＱ６で構成された第１のカレ
ントミラー回路ＣＭ１を介して、抵抗ＲLOADに導入され
ており、コレクタ電流Ｉ２は、そのまま抵抗ＲLOADに導
入されている。この際、実施の形態においてした説明と
同様に、抵抗ＲLOADに流れる電流は、コレクタ電流Ｉ１
の方向を正としたため、電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２となる。
１と、トランジスタＱ７のコレクタ電流Ｉ２とが、電流
Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２となるようにして合成され、抵抗ＲLOAD
に導かれている。具体的には、コレクタ電流Ｉ１は、２
つのトランジスタＱ５及びＱ６で構成された第１のカレ
ントミラー回路ＣＭ１を介して、抵抗ＲLOADに導入され
ており、コレクタ電流Ｉ２は、そのまま抵抗ＲLOADに導
入されている。この際、実施の形態においてした説明と
同様に、抵抗ＲLOADに流れる電流は、コレクタ電流Ｉ１
の方向を正としたため、電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２となる。
【０１４７】ここで、電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２は、発振部温
度が所定温度であるときに、電流値が０であり、発振部
温度の変化に応じて、この０電流値の点を変曲点とする
３次曲線状の曲線であって、正の３次係数を有する極値
を持たない３次曲線状の曲線で表されるように変化する
ものである（図１６参照）。
度が所定温度であるときに、電流値が０であり、発振部
温度の変化に応じて、この０電流値の点を変曲点とする
３次曲線状の曲線であって、正の３次係数を有する極値
を持たない３次曲線状の曲線で表されるように変化する
ものである（図１６参照）。
【０１４８】この電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を抵抗ＲLOADに流
すことにより、変換電圧信号ＶLOADに変換し、更に、検
出電圧信号ＶTempと変換電圧信号ＶLOADを合成している
（ＶTemp＋ＶLOAD）。
すことにより、変換電圧信号ＶLOADに変換し、更に、検
出電圧信号ＶTempと変換電圧信号ＶLOADを合成している
（ＶTemp＋ＶLOAD）。
【０１４９】制御電圧オフセット調整回路６は、可変抵
抗ＲTriming2からなる制御電圧オフセット調整素子６１
と、抵抗１０９と、１１０とを備えており、基準電圧信
号Ｖoffsetを、反転増幅器の非反転入力端子に対して出
力するためのものである。ここで、基準電圧信号Ｖ
offsetとは、前述の通り、所定温度におけるバリキャッ
プ制御電圧である所定バリキャップ制御電圧と同じ電圧
値を有する信号である。このような構成を備えた制御電
圧オフセット調整回路６により、基準電圧信号Ｖof fset
の示す電圧値を変化させることにより、発振回路２の発
振周波数を所望周波数に調整することができる（図３０
及び図３１参照）。
抗ＲTriming2からなる制御電圧オフセット調整素子６１
と、抵抗１０９と、１１０とを備えており、基準電圧信
号Ｖoffsetを、反転増幅器の非反転入力端子に対して出
力するためのものである。ここで、基準電圧信号Ｖ
offsetとは、前述の通り、所定温度におけるバリキャッ
プ制御電圧である所定バリキャップ制御電圧と同じ電圧
値を有する信号である。このような構成を備えた制御電
圧オフセット調整回路６により、基準電圧信号Ｖof fset
の示す電圧値を変化させることにより、発振回路２の発
振周波数を所望周波数に調整することができる（図３０
及び図３１参照）。
【０１５０】また、反転増幅器は、オペアンプＯＰ２
と、抵抗ＲG1及びＲG2とを備えたものである。また、反
転増幅器の反転入力端子には、抵抗ＲG1を介して、検出
電圧信号ＶTempと変換電圧信号ＶLOADとが合成された電
圧信号（ＶTemp＋ＶLOAD）が入力されている。
と、抵抗ＲG1及びＲG2とを備えたものである。また、反
転増幅器の反転入力端子には、抵抗ＲG1を介して、検出
電圧信号ＶTempと変換電圧信号ＶLOADとが合成された電
圧信号（ＶTemp＋ＶLOAD）が入力されている。
【０１５１】ここで、反転増幅器の反転入力端子は、反
転増幅器の出力端子と抵抗ＲG2を介して接続されている
ため、この反転増幅器は、負帰還がかかっている。
転増幅器の出力端子と抵抗ＲG2を介して接続されている
ため、この反転増幅器は、負帰還がかかっている。
【０１５２】したがって、反転増幅器の２つの入力端子
間（非反転入力端子と反転入力端子との間）には仮想短
絡が適用できるため、点Ｐ１の電位は基準電圧信号Ｖ
offsetの示す基準電圧となる。
間（非反転入力端子と反転入力端子との間）には仮想短
絡が適用できるため、点Ｐ１の電位は基準電圧信号Ｖ
offsetの示す基準電圧となる。
【０１５３】以上より、反転増幅器の出力するバリキャ
ップ制御電圧信号ＶVRは（５）式のように示される。
ップ制御電圧信号ＶVRは（５）式のように示される。
【０１５４】
【数５】
【０１５５】ここで、ＲG2／ＲG1は増幅率である。尚、
この増幅率を調整するることにより、前述の様に、バリ
キャップの容量電圧特性のバラつきに対応することがで
きる（図２３参照）。
この増幅率を調整するることにより、前述の様に、バリ
キャップの容量電圧特性のバラつきに対応することがで
きる（図２３参照）。
【０１５６】この様にして、発振部温度の変化に応じ
て、負の３次係数をもつ３次曲線状の曲線で描かれるよ
うに変化するバリキャップ制御電圧信号ＶVR（図２１参
照）が出力され、抵抗１１１を介してバリキャップ２２
に印加されている。
て、負の３次係数をもつ３次曲線状の曲線で描かれるよ
うに変化するバリキャップ制御電圧信号ＶVR（図２１参
照）が出力され、抵抗１１１を介してバリキャップ２２
に印加されている。
【０１５７】また、このバリキャップ制御電圧信号ＶVR
がバリキャップ２２に印加されることにより、バリキャ
ップの容量値は所望の容量値となり、その結果、水晶振
動子２１の周波数温度特性を補償することができる。
がバリキャップ２２に印加されることにより、バリキャ
ップの容量値は所望の容量値となり、その結果、水晶振
動子２１の周波数温度特性を補償することができる。
【０１５８】ここで、抵抗１１１は、発振回路２側から
見たときの温度特性補償部４側のインピーダンスを高く
して、温度特性補償部４側のリアクタンス成分を無視で
きるようにするためのものである。
見たときの温度特性補償部４側のインピーダンスを高く
して、温度特性補償部４側のリアクタンス成分を無視で
きるようにするためのものである。
【０１５９】尚、本実施例においては、可変抵抗Ｒ
Triming1からなる検出温度オフセット調整素子５１及び
可変抵抗ＲTriming2からなる制御電圧オフセット調整素
子６１とを備えているため回路設計後に微調整を行うこ
とが可能である。
Triming1からなる検出温度オフセット調整素子５１及び
可変抵抗ＲTriming2からなる制御電圧オフセット調整素
子６１とを備えているため回路設計後に微調整を行うこ
とが可能である。
【０１６０】しかしながら、この検出温度オフセット調
整素子５１及び制御電圧オフセット調整素子６１は、各
部の素子特性のばらつきによる影響を抑えるためのもの
であるから、各部の素子特性のばらつきがない場合はも
ちろんのこと、各部の素子特性のばらつきによる影響を
考慮しない場合も、検出温度オフセット調整素子５１及
び／又は制御電圧オフセット調整素子６１を必要とする
かどうかは、任意に選択することができるものである。
整素子５１及び制御電圧オフセット調整素子６１は、各
部の素子特性のばらつきによる影響を抑えるためのもの
であるから、各部の素子特性のばらつきがない場合はも
ちろんのこと、各部の素子特性のばらつきによる影響を
考慮しない場合も、検出温度オフセット調整素子５１及
び／又は制御電圧オフセット調整素子６１を必要とする
かどうかは、任意に選択することができるものである。
【０１６１】（第２の実施の形態）本発明の第２の実施
例は、図３３に示されるような回路構成を有している。
例は、図３３に示されるような回路構成を有している。
【０１６２】ここで、第１の実施例と同様に安定化電源
回路１は、簡略化のため省略し、安定化電源回路１によ
り供給される電圧は図３３においてＶReg で示した。
回路１は、簡略化のため省略し、安定化電源回路１によ
り供給される電圧は図３３においてＶReg で示した。
【０１６３】更に、第１の実施例と同様の動作を行う素
子については、同じ参照符号を付した。
子については、同じ参照符号を付した。
【０１６４】従って、図３３から理解されるように、本
実施例において、温度検出回路３、検出温度オフセット
調整回路５、第１の差動増幅器Ａｍｐ１、第２の差動増
幅器Ａｍｐ２、２つのトランジスタＱ５、Ｑ６からなる
第１のカレントミラー回路ＣＭ１、制御電圧オフセット
調整回路６、オペアンプＯＰ１からなる電圧ホロワ、及
び抵抗１１１の動作は同じであるため説明を省略する。
実施例において、温度検出回路３、検出温度オフセット
調整回路５、第１の差動増幅器Ａｍｐ１、第２の差動増
幅器Ａｍｐ２、２つのトランジスタＱ５、Ｑ６からなる
第１のカレントミラー回路ＣＭ１、制御電圧オフセット
調整回路６、オペアンプＯＰ１からなる電圧ホロワ、及
び抵抗１１１の動作は同じであるため説明を省略する。
【０１６５】即ち、第２の実施例の温度補償型水晶発振
器は、第１の実施例と比較すると、検出電圧信号ＶTemp
と基準電圧信号Ｖoffsetと変換電圧信号ＶLOADとを用い
て、バリキャップ制御電圧信号ＶVRを生成する手段が異
なっている。
器は、第１の実施例と比較すると、検出電圧信号ＶTemp
と基準電圧信号Ｖoffsetと変換電圧信号ＶLOADとを用い
て、バリキャップ制御電圧信号ＶVRを生成する手段が異
なっている。
【０１６６】本実施例においても、第１の実施例と同様
に、反転増幅器は、オペアンプＯＰ２と、抵抗ＲLOAD及
び抵抗ＲTempとを備えている。このような構成を備えた
反転増幅器において、オペアンプＯＰ２の出力端子と反
転入力端子とが抵抗ＲLOADを介して接続されているた
め、反転入力端子と非反転入力端子との間には仮想短絡
が適用される。
に、反転増幅器は、オペアンプＯＰ２と、抵抗ＲLOAD及
び抵抗ＲTempとを備えている。このような構成を備えた
反転増幅器において、オペアンプＯＰ２の出力端子と反
転入力端子とが抵抗ＲLOADを介して接続されているた
め、反転入力端子と非反転入力端子との間には仮想短絡
が適用される。
【０１６７】従って、点Ｐ１の電位は、非反転入力端子
に入力される基準電圧信号Ｖoffsetの示す電圧値と同じ
電圧値となる。ここで、基準電圧信号Ｖoffsetは、第１
の実施例と同様、制御電圧オフセット調整回路６により
調整することができる。従って、発振回路２の発振周波
数のバラつきにも対応することができる（図３０及び図
３１参照）。
に入力される基準電圧信号Ｖoffsetの示す電圧値と同じ
電圧値となる。ここで、基準電圧信号Ｖoffsetは、第１
の実施例と同様、制御電圧オフセット調整回路６により
調整することができる。従って、発振回路２の発振周波
数のバラつきにも対応することができる（図３０及び図
３１参照）。
【０１６８】また、変換電圧信号ＶLOADが抵抗ＲLOADと
電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２との積であることをふまえた上で、
反転増幅器により生じる出力電圧に注目し、重ね合わせ
の原理を適用すると、（６）式の関係が導かれる。
電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２との積であることをふまえた上で、
反転増幅器により生じる出力電圧に注目し、重ね合わせ
の原理を適用すると、（６）式の関係が導かれる。
【０１６９】
【数６】 ここで、ＲLOAD／ＲTempは反転増幅器全体の増幅率であ
る。
る。
【０１７０】また、抵抗ＲTempの抵抗値を変化させる
と、検出電圧信号Ｖtempの増幅率を変えることができ、
もって検出電圧信号Ｖtempの傾きを調整することができ
る。従って、抵抗ＲTempの抵抗値を調整することによ
り、前述の通り、水晶振動子の角度バラつきに対応する
ことができる（図２４乃至図２９参照）。
と、検出電圧信号Ｖtempの増幅率を変えることができ、
もって検出電圧信号Ｖtempの傾きを調整することができ
る。従って、抵抗ＲTempの抵抗値を調整することによ
り、前述の通り、水晶振動子の角度バラつきに対応する
ことができる（図２４乃至図２９参照）。
【０１７１】更に、反転増幅器全体の増幅率を変化させ
ると、第１の実施例と同様、バリキャップの容量電圧特
性のバラつきに対応することができる（図２３参照）。
ると、第１の実施例と同様、バリキャップの容量電圧特
性のバラつきに対応することができる（図２３参照）。
【０１７２】このようにして、第２の実施例において
も、負の３次係数をもつ３次曲線状の曲線で描かれるバ
リキャップ制御電圧信号ＶVR（図２１参照）が出力さ
れ、抵抗１１１を介してバリキャップ２２に印加されて
いる。
も、負の３次係数をもつ３次曲線状の曲線で描かれるバ
リキャップ制御電圧信号ＶVR（図２１参照）が出力さ
れ、抵抗１１１を介してバリキャップ２２に印加されて
いる。
【０１７３】また、このバリキャップ制御電圧信号ＶVR
がバリキャップ２２に印加されることにより、バリキャ
ップ２２の容量値は所望の容量値となり、その結果、水
晶振動子２１の周波数温度特性を補償することができ
る。
がバリキャップ２２に印加されることにより、バリキャ
ップ２２の容量値は所望の容量値となり、その結果、水
晶振動子２１の周波数温度特性を補償することができ
る。
【０１７４】尚、本実施例においても、第１の実施例と
同様に、可変抵抗ＲTriming1からなる検出温度オフセッ
ト調整素子５１及び可変抵抗ＲTriming2からなる制御電
圧オフセット調整素子６１とを備えているため回路設計
後に微調整を行うことが可能である。
同様に、可変抵抗ＲTriming1からなる検出温度オフセッ
ト調整素子５１及び可変抵抗ＲTriming2からなる制御電
圧オフセット調整素子６１とを備えているため回路設計
後に微調整を行うことが可能である。
【０１７５】しかしながら、この検出温度オフセット調
整素子及５１び制御電圧オフセット調整素子６１は、各
部の素子特性のばらつきによる影響を抑えるためのもの
であるから、各部の素子特性のばらつきがない場合はも
ちろんのこと、各部の素子特性のばらつきによる影響を
考慮しない場合も、検出温度オフセット調整素子５１及
び／又は制御電圧オフセット調整素子６１を必要とする
かどうかは、任意に選択することができるものである。
整素子及５１び制御電圧オフセット調整素子６１は、各
部の素子特性のばらつきによる影響を抑えるためのもの
であるから、各部の素子特性のばらつきがない場合はも
ちろんのこと、各部の素子特性のばらつきによる影響を
考慮しない場合も、検出温度オフセット調整素子５１及
び／又は制御電圧オフセット調整素子６１を必要とする
かどうかは、任意に選択することができるものである。
【０１７６】（第３の実施例）本発明の第３の実施例
は、図３４に示される様な回路構成をしている。本実施
例は、第１の実施例の変形である。従って、第１の実施
例と同様の動作を行うものについては、同じ符号を付し
てある。
は、図３４に示される様な回路構成をしている。本実施
例は、第１の実施例の変形である。従って、第１の実施
例と同様の動作を行うものについては、同じ符号を付し
てある。
【０１７７】本実施例の温度補償型水晶発振器は、第１
の実施例における第１及び第２の差動増幅器Ａｍｐ１及
びＡｍｐ２が、夫々２つの差動増幅器Ａｍｐ１ａ及びＡ
ｍｐ１ｂ並びにＡｍｐ２ａ及びＡｍｐ２ｂにより構成さ
れたものである。その上で、夫々に入力される参照電圧
を適当に定めることにより、前述のように、温度補償が
できる温度範囲の広い温度補償型水晶発振器が得られ
る。
の実施例における第１及び第２の差動増幅器Ａｍｐ１及
びＡｍｐ２が、夫々２つの差動増幅器Ａｍｐ１ａ及びＡ
ｍｐ１ｂ並びにＡｍｐ２ａ及びＡｍｐ２ｂにより構成さ
れたものである。その上で、夫々に入力される参照電圧
を適当に定めることにより、前述のように、温度補償が
できる温度範囲の広い温度補償型水晶発振器が得られ
る。
【０１７８】更に、同様にして、第２の実施例の変形を
示す回路例を図３５に示す。
示す回路例を図３５に示す。
【０１７９】尚、第１及び第２の差動増幅器Ａｍｐ１及
びＡｍｐ２は、実施の形態において説明した通り、夫々
複数の差動増幅器にて構成しても良く、選択可能なもの
である。
びＡｍｐ２は、実施の形態において説明した通り、夫々
複数の差動増幅器にて構成しても良く、選択可能なもの
である。
【０１８０】尚、以上説明してきた本発明の温度補償型
水晶発振器は、その構成から容易に理解できるようにＩ
Ｃ化が可能なものである。
水晶発振器は、その構成から容易に理解できるようにＩ
Ｃ化が可能なものである。
【０１８１】
【発明の効果】以上、説明してきたように、本発明によ
れば、高価な機器を用いずに、且つアナログ処理により
水晶振動子の温度周波数特性による発振周波数の変化を
補償できる温度補償型水晶発振器を提供することができ
る。
れば、高価な機器を用いずに、且つアナログ処理により
水晶振動子の温度周波数特性による発振周波数の変化を
補償できる温度補償型水晶発振器を提供することができ
る。
【０１８２】また、本発明によれば、温度特性回路を構
成する温度特性素子の数を任意に選択できるため、低い
電圧で動作させることも可能である。
成する温度特性素子の数を任意に選択できるため、低い
電圧で動作させることも可能である。
【０１８３】また、本発明によれば、例えば、可変抵抗
などからなる検出温度オフセット調整素子や制御電圧オ
フセット調整素子を備えているため、回路設計後に回路
動作の微調整を行うことができる。
などからなる検出温度オフセット調整素子や制御電圧オ
フセット調整素子を備えているため、回路設計後に回路
動作の微調整を行うことができる。
【０１８４】従って、素子選択におけるコストを低減で
きると共に量産化が可能な温度補償型水晶発振器を提供
することができる。
きると共に量産化が可能な温度補償型水晶発振器を提供
することができる。
【０１８５】また、本発明によれば、その構成をＩＣに
て実現することが可能であるため、小型化された温度補
償型水晶発振器を提供することができる。
て実現することが可能であるため、小型化された温度補
償型水晶発振器を提供することができる。
【図１】種々の切出角度のＡＴカット水晶振動子の温度
周波数変化特性を示す図である。
周波数変化特性を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態において、本発明の温度補
償型水晶発振器の原理を説明するために用いた主面切り
出し角度がＡＴカット中心角度＋２分の水晶振動子の温
度周波数特性を示す図である。
償型水晶発振器の原理を説明するために用いた主面切り
出し角度がＡＴカット中心角度＋２分の水晶振動子の温
度周波数特性を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態において、本発明の温度補
償型水晶発振器の原理を説明するために用いた発振回路
の例であるコルピッツ型発振回路を示す図である。
償型水晶発振器の原理を説明するために用いた発振回路
の例であるコルピッツ型発振回路を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態において、本発明の温度補
償型水晶発振器の原理を説明するために用いた発振回路
の容量周波数特性を示す図である。
償型水晶発振器の原理を説明するために用いた発振回路
の容量周波数特性を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態において、本発明の温度補
償型水晶発振器の原理を説明するために用いたバリキャ
ップの電圧容量特性を示す図である。
償型水晶発振器の原理を説明するために用いたバリキャ
ップの電圧容量特性を示す図である。
【図６】本発明の温度補償型水晶発振器の原理において
得られたバリキャップ制御電圧と発振部温度との関係を
示す図である。
得られたバリキャップ制御電圧と発振部温度との関係を
示す図である。
【図７】図６と同様の原理において得られたバリキャッ
プ制御電圧信号（補償量）であって、図１の各特性に対
応するバリキャップ制御電圧信号を示す図である。
プ制御電圧信号（補償量）であって、図１の各特性に対
応するバリキャップ制御電圧信号を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態の温度補償型水晶発振器の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態の温度検出回路の例を示す
図である。
図である。
【図１０】図９に示した温度検出回路の出力する検出電
圧と温度（発振部温度）との関係を示す図である。
圧と温度（発振部温度）との関係を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態において、温度特性補償
部に備えられた第１及び第２の差動増幅器Ａｍｐ１、Ａ
ｍｐ２の動作を説明するための図である。
部に備えられた第１及び第２の差動増幅器Ａｍｐ１、Ａ
ｍｐ２の動作を説明するための図である。
【図１２】本発明の実施の形態において、第１の差動増
幅器Ａｍｐ１のトランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉ１を
示す図である。
幅器Ａｍｐ１のトランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉ１を
示す図である。
【図１３】本発明の実施の形態において、第２の差動増
幅器Ａｍｐ２のトランジスタＱ７のコレクタ電流Ｉ２を
示す図である。
幅器Ａｍｐ２のトランジスタＱ７のコレクタ電流Ｉ２を
示す図である。
【図１４】コレクタ電流Ｉ２を反転した電流−Ｉ２を示
す図である。
す図である。
【図１５】変換電圧信号生成手段において、コレクタ電
流Ｉ１とコレクタ電流Ｉ２から得られる電流Ｉ＝Ｉ１−
Ｉ２を示す図である。
流Ｉ１とコレクタ電流Ｉ２から得られる電流Ｉ＝Ｉ１−
Ｉ２を示す図である。
【図１６】図１５に示した電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２の温度
（発振部温度）に対する変化を示す図である。
（発振部温度）に対する変化を示す図である。
【図１７】第１の差動増幅器Ａｍｐ１と第２の差動増幅
器Ａｍｐ２との動作温度領域が重ならない様にして、第
１の参照電圧ＶRef1と第２の参照電圧ＶRef2とを設定し
た場合の電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を示す図である。
器Ａｍｐ２との動作温度領域が重ならない様にして、第
１の参照電圧ＶRef1と第２の参照電圧ＶRef2とを設定し
た場合の電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を示す図である。
【図１８】第１の差動増幅器Ａｍｐ１と第２の差動増幅
器Ａｍｐ２との動作温度領域が重なる様にして、第１の
参照電圧ＶRef1と第２の参照電圧ＶRef2とを設定した場
合の電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を示す図である。
器Ａｍｐ２との動作温度領域が重なる様にして、第１の
参照電圧ＶRef1と第２の参照電圧ＶRef2とを設定した場
合の電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を示す図である。
【図１９】第１の差動増幅器Ａｍｐ１と第２の差動増幅
器Ａｍｐ２との動作開始温度が等しくなる様にして、第
１の参照電圧ＶRef1と第２の参照電圧ＶRef2とを設定し
た場合の電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を示す図である。
器Ａｍｐ２との動作開始温度が等しくなる様にして、第
１の参照電圧ＶRef1と第２の参照電圧ＶRef2とを設定し
た場合の電流Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２を示す図である。
【図２０】図１１に示される回路の端子Ｖｂに基準電圧
信号Ｖoffsetを入力した場合の端子Ｖａに出力される電
圧信号の変化を示す図である。
信号Ｖoffsetを入力した場合の端子Ｖａに出力される電
圧信号の変化を示す図である。
【図２１】図２０においてＶａで示される曲線から、電
圧差信号を引いた電圧を示す図である。
圧差信号を引いた電圧を示す図である。
【図２２】検出電圧信号ＶTempから所定検出電圧Ｖ
NTemp と同じ電圧値を有する設定電圧信号を引いて得ら
れる電圧差信号を示す図である。
NTemp と同じ電圧値を有する設定電圧信号を引いて得ら
れる電圧差信号を示す図である。
【図２３】バリキャップ制御電圧信号全体を増幅した場
合の変化を示す図である。
合の変化を示す図である。
【図２４】＋２分ＡＴカット水晶振動子の温度周波数変
化特性を、直線成分と曲線成分とに分離した状態を示す
図である。
化特性を、直線成分と曲線成分とに分離した状態を示す
図である。
【図２５】図２４に示される直線成分のみを変化させ
て、図２４に示される曲線成分に合成した状態を示す図
である。
て、図２４に示される曲線成分に合成した状態を示す図
である。
【図２６】＋２分付近の切出角度を有するＡＴカット水
晶振動子の実測温度周波数変化特性を示す図である。
晶振動子の実測温度周波数変化特性を示す図である。
【図２７】図２６において、平均値からの各サンプルの
ずれを示す図である。
ずれを示す図である。
【図２８】＋２分ＡＴカット水晶振動子に対する補償量
を直線成分と曲線成分とに分離した状態を示す図であ
る。
を直線成分と曲線成分とに分離した状態を示す図であ
る。
【図２９】図２８における直線成分のみを変化させて、
図２８における曲線成分に合成した状態を示す図であ
る。
図２８における曲線成分に合成した状態を示す図であ
る。
【図３０】基準電圧信号Ｖoffsetを変化させた場合のバ
リキャップ制御電圧信号の変化を示す図である。
リキャップ制御電圧信号の変化を示す図である。
【図３１】図３０に対応して補償される補償量を示す図
である。
である。
【図３２】本発明の第１の実施例の温度補償型水晶発振
器の構成を示す回路略図である。
器の構成を示す回路略図である。
【図３３】本発明の第２の実施例の温度補償型水晶発振
器の構成を示す回路略図である。
器の構成を示す回路略図である。
【図３４】本発明の第１の実施例の変形である第３の実
施例の温度補償型水晶発振器の構成を示す回路略図であ
る。
施例の温度補償型水晶発振器の構成を示す回路略図であ
る。
【図３５】本発明の第２の実施例の変形である温度補償
型水晶発振器の構成を示す回路略図である。
型水晶発振器の構成を示す回路略図である。
【図３６】様々な主面切り出し角度で切り出したＡＴカ
ット水晶振動子の温度周波数特性を示す図である。
ット水晶振動子の温度周波数特性を示す図である。
【図３７】従来の直接補償方式の温度補償型水晶発振器
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図３８】従来の間接補償方式の温度補償型水晶発振器
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図３９】従来の間接補償方式の温度補償型水晶発振器
の動作を示す図である。
の動作を示す図である。
【図４０】図３９に示される従来の間接補償方式の温度
補償型水晶発振器の動作から理解される従来の間接補償
方式の温度補償型水晶発振器の問題点を示す図である。
補償型水晶発振器の動作から理解される従来の間接補償
方式の温度補償型水晶発振器の問題点を示す図である。
１ 安定化電源回路 ２ 発振回路 ２１ 水晶振動子 ２２ バリキャップ ３ 温度検出回路 ４ 温度特性補償部 ５ 検出温度オフセット調整回路 ５１ 検出温度オフセット調整素子 ６ 制御電圧オフセット調整回路 ６１ 制御電圧オフセット調整素子 ７ 参照電圧生成手段 Ａｍｐ１ 第１の差動増幅器 Ａｍｐ２ 第２の差動増幅器 １０１ 抵抗 １０２ 抵抗 １０３ 抵抗 １０４ 抵抗 １０５ 抵抗 １０６ 抵抗 １０７ 抵抗 １０８ 抵抗 １０９ 抵抗 １１０ 抵抗 １１１ 抵抗 ＲLOAD 抵抗 ＲG1 抵抗 ＲG2 抵抗 ＲTemp 抵抗 ＲTriming1 可変抵抗 ＲTriming2 可変抵抗 Ｑ１ トランジスタ Ｑ２ トランジスタ Ｑ３ トランジスタ Ｑ４ トランジスタ Ｑ５ トランジスタ Ｑ６ トランジスタ Ｑ７ トランジスタ Ｑ８ トランジスタ ＯＰ１ オペアンプ ＯＰ２ オペアンプ ＶTemp 検出電圧信号 ＶNTemp 所定検出電圧 ＶRef1 第１の参照電圧信号 ＶRef2 第２の参照電圧信号 Ｖoffset 基準電圧信号 ＶVR バリキャップ制御電圧信号
Claims (36)
- 【請求項１】 水晶振動子及びバリキャップを有する発
振回路と、該発振回路近傍の温度である発振部温度に対
応する電圧を検出電圧として検出すると共に該検出電圧
を検出電圧信号として出力するための温度検出回路と、
前記検出電圧信号からアナログ処理により前記バリキャ
ップに印加すべきバリキャップ制御電圧を生成すると共
に該バリキャップ制御電圧をバリキャップ制御電圧信号
として出力するための温度特性補償部とを備えており、
前記バリキャップ制御電圧信号を前記バリキャップに加
えることにより、前記バリキャップの容量を調整して前
記発振回路の発振周波数を所定周波数に制御することの
できる温度補償型水晶発振器であって、 前記水晶振動子の温度周波数変化特性は既知であり、 前記バリキャップの電圧容量特性は既知であり、 前記発振回路の容量周波数変化特性は既知であり、 前記温度検出回路は、前記発振回路の近傍に配置された
温度検出素子であって、温度電圧特性の既知である前記
温度検出素子を有しており、該温度検出素子の前記温度
電圧特性を利用して、前記発振部温度に対応した電圧を
前記検出電圧として検出し、該検出電圧を検出電圧信号
として出力するためのものであり、 前記温度特性補償部は、前記発振回路の発振周波数を前
記所定周波数に制御するために、前記水晶振動子の温度
周波数変化特性、前記バリキャップの電圧容量特性、及
び前記発振回路の容量周波数変化特性の関係から前記発
振部温度に応じて決定される前記バリキャップに印加す
べきバリキャップ制御電圧を前記検出電圧信号から前記
アナログ処理により生成し、該バリキャップ制御電圧を
前記バリキャップ制御電圧信号として前記バリキャップ
に対して出力するためのものであることを特徴とする温
度補償型水晶発振器。 - 【請求項２】 請求項１に記載の温度補償型水晶発振器
において、 前記水晶振動子は、所定温度における固有共振周波数と
して所定固有共振周波数を有しており、 前記水晶振動子は、前記所定固有共振周波数に対する温
度変化に応じた前記固有共振周波数の変化率が、前記所
定温度において変曲点を持つ３次曲線状の曲線であっ
て、且つ、正の３次係数を持つ３次曲線状の曲線で表さ
れる様に変化する前記温度周波数変化特性を有してお
り、 前記バリキャップは、前記バリキャップの容量が、前記
バリキャップ制御電圧の変化に応じて、反比例状の曲線
で表される様に変化する前記電圧容量特性を有してお
り、 前記発振回路は、前記所定周波数に対する発振周波数の
変化率が、前記発振回路の容量の変化に応じて、反比例
状の曲線で表される様に変化する前記容量周波数変化特
性を有しており、 前記発振回路は、前記発振部温度が前記所定温度である
場合に、前記所定周波数を発振することを特徴とする温
度補償型水晶発振器。 - 【請求項３】 請求項２に記載の温度補償型水晶発振器
において、 前記温度検出回路の出力である検出電圧信号は、前記発
振部温度が前記所定温度のときに、所定検出電圧を示す
ものであり、且つ、前記発振部温度の変化に１次比例し
て変化するものであり、 前記バリキャップ制御電圧信号は、前記発振部温度が前
記所定温度のときに、所定バリキャップ制御電圧を示す
ものであり、且つ、前記発振部温度の変化に応じて、所
定の負の３次係数をもつ３次曲線状の曲線であって、前
記所定バリキャップ制御電圧を変曲点とした３次曲線状
の曲線で表されるように変化する前記バリキャップ制御
電圧を有するものであることを特徴とする温度補償型水
晶発振器。 - 【請求項４】 請求項３に記載の温度補償型水晶発振器
において、 前記温度特性補償部は、前記検出電圧信号を受けて変換
電圧信号を生成するための変換電圧信号生成手段と、基
準電圧信号を生成するための基準電圧信号生成手段と、
設定電圧信号を生成するための設定電圧信号生成手段
と、前記バリキャップ制御電圧信号を生成するためのバ
リキャップ制御電圧信号生成手段とを備えており、 前記変換電圧信号は、前記検出電圧信号が前記所定検出
電圧を示している場合に、０電圧を呈するものであり、
且つ、前記検出電圧信号の示す電圧変化に対応して、極
値を持たない３次曲線状の曲線であって、前記０電圧点
を変曲点とする３次曲線状の曲線で表されるように変化
する電圧である変換電圧を有するものであり、 前記基準電圧信号は、所望とする前記所定バリキャップ
制御電圧に対応した一定の基準電圧を有するものであ
り、 前記設定電圧信号は、前記所定検出電圧に等しい予め設
定された設定電圧を有するものであり、 前記バリキャップ制御電圧信号生成手段は、前記検出電
圧信号と前記設定電圧信号とを比較して電圧差信号を生
成すると共に、該電圧差信号と前記変換電圧信号と前記
基準電圧信号とを合成して、前記所定バリキャップ制御
電圧として前記基準電圧と等しい電圧値を有する前記バ
リキャップ制御電圧信号を生成するためのものであるこ
とを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 【請求項５】 請求項４に記載の温度補償型水晶発振器
において、 前記バリキャップ制御電圧信号生成手段は、前記負の３
次係数を前記所定の負の３次係数にするために、前記変
換電圧信号と前記電圧差信号との少なくとも一方を増幅
して合成することにより、前記バリキャップ制御電圧信
号を生成することを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 【請求項６】 請求項４又は請求項５のいずれかに記載
の温度補償型水晶発振器において、 前記変換電圧信号は、正の３次係数を持つ３次曲線状の
曲線で表される様に変化する前記変換電圧を有すること
を特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 【請求項７】 請求項４又は請求項５のいずれかに記載
の温度補償型水晶発振器において、 前記変換電圧信号は、負の３次係数を持つ３次曲線状の
曲線で表される様に変化する前記変換電圧を有すること
を特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 【請求項８】 請求項７に記載の温度補償型水晶発振器
において、 前記変換電圧信号生成手段は、 第１及び第２のトランジスタを有しており、該第１及び
第２のトランジスタの夫々のベースを２つの入力端子と
し、前記所定検出電圧より低い電圧を示す第１の参照電
圧信号を前記第１のトランジスタのベースに対する入力
とし、前記検出電圧信号を前記第２のトランジスタのベ
ースに対する入力とする第１の差動増幅器と、 第３及び第４のトランジスタを有しており、該第３及び
第４のトランジスタの夫々のベースを２つの入力端子と
し、前記所定検出電圧より高い電圧を示す第２の参照電
圧信号を前記第３のトランジスタのベースに対する入力
とし、前記検出電圧信号を前記第４のトランジスタのベ
ースに対する入力とする第２の差動増幅器と、 前記第１のトランジスタのコレクタと前記第４のトラン
ジスタのコレクタとに接続され、前記第１のトランジス
タのコレクタ電流である第１のコレクタ電流と前記第２
のトランジスタのコレクタ電流である第２のコレクタ電
流とを、第１のコレクタ電流から第２のコレクタ電流を
引くようにして合成して、前記変換電圧信号と同様の変
化を有する電流合成信号を出力するための電流合成手段
と、 該電流合成信号を受けて、前記変換電圧信号を生成する
ための電流電圧変換用抵抗とを備えたことを特徴とする
温度補償型水晶発振器。 - 【請求項９】 請求項８に記載の温度補償型水晶発振器
において、 前記電流合成手段は、 少なくとも２以上のトランジスタを有するカレントミラ
ー回路を備えていることを特徴とする温度補償型水晶発
振器。 - 【請求項１０】 請求項８又は請求項９のいずれかに記
載の温度補償型水晶発振器において、 前記温度検出回路は、前記発振部温度の変化に応じて負
の１次係数をもつ直線で表されるように変化する電圧を
示す前記検出電圧信号を出力することを特徴とする温度
補償型水晶発振器。 - 【請求項１１】 請求項１０に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記温度検出回路は、前記所定検出電圧が前記所定バリ
キャップ制御電圧の値と等しくなるように調整されてい
ることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 【請求項１２】 請求項１１に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記基準電圧信号生成手段は、前記設定電圧信号生成手
段を兼ねており、 前記設定電圧信号は、前記基準電圧信号生成手段の基準
電圧信号として得られることを特徴とする温度補償型水
晶発振器。 - 【請求項１３】 請求項１２に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記バリキャップ制御電圧信号生成手段は、 前記変換電圧と前記検出電圧とを足した電圧を前記基準
電圧から引くように、前記変換電圧信号と前記検出電圧
信号と前記基準電圧信号とを合成して第１の合成電圧信
号を出力する第１の信号合成手段と、 前記第１の合成電圧信号を所定の増幅率で増幅して増幅
電圧信号として出力する信号増幅手段と、 該増幅電圧信号の示す電圧と前記基準電圧とを足すよう
に、前記増幅電圧信号と前記基準電圧信号を合成して前
記バリキャップ制御電圧信号を出力する第２の信号合成
手段とを備えることを特徴とする温度補償型水晶発振
器。 - 【請求項１４】 請求項１２に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記バリキャップ制御電圧信号生成手段は、 前記変換電圧と前記検出電圧とを足すように、前記変換
電圧信号と前記検出電圧信号とを合成して第１の合成電
圧信号を出力する第１の信号合成手段と、 第１及び第２の抵抗とオペアンプを有しており、前記オ
ペアンプの反転入力端子が前記オペアンプの出力端子と
前記第１の抵抗を介して接続されており、前記反転入力
端子に前記第１の合成電圧信号が前記第２の抵抗を介し
て入力されており、前記オペアンプの非反転入力端子に
前記基準電圧信号が入力されており、前記バリキャップ
制御電圧信号を前記出力端子から出力する反転増幅器を
備えたことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 【請求項１５】 請求項１２に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記バリキャップ制御電圧信号生成手段は、 前記基準電圧から前記検出電圧を引くように、前記基準
電圧信号と前記検出電圧信号とを合成して第１の合成電
圧信号を出力する第１の信号合成手段と、 前記第１の合成電圧信号を所定の増幅率で増幅して増幅
電圧信号を出力する信号増幅手段と、 前記基準電圧と前記増幅信号の示す電圧とを足した電圧
から前記変換電圧を引くように、前記基準電圧信号と前
記増幅電圧信号と前記変換電圧信号とを合成して前記バ
リキャップ制御電圧信号を出力する第２の信号合成手段
とを備えることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 【請求項１６】 請求項１２に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記バリキャップ制御電圧信号生成手段は、 第１及び第２の抵抗とオペアンプとを有しており、前記
オペアンプの反転入力端子が前記オペアンプの出力端子
と前記第１の抵抗を介して接続されており、前記反転入
力端子に前記検出電圧信号が前記第２の抵抗を介して入
力されており、前記オペアンプの非反転入力端子に前記
基準電圧信号が入力されており、前記出力端子から反転
増幅電圧を示す反転増幅電圧信号を出力する反転増幅器
と、 前記反転増幅電圧から前記変換電圧を引くように、前記
反転増幅電圧信号と前記変換電圧信号を合成して前記バ
リキャップ制御電圧信号を出力する信号合成手段とを備
えたことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 【請求項１７】 請求項１６に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記第１の抵抗は、前記電流電圧変換用抵抗を兼ねるよ
うに構成されていることを特徴とする温度補償型水晶発
振器。 - 【請求項１８】 請求項１４又は請求項１６のいずれか
に記載の温度補償型水晶発振器において、 前記第１の抵抗又は前記第２の抵抗の内、少なくとも一
方は、複数の抵抗からなる合成抵抗であることを特徴と
する温度補償型水晶発振器。 - 【請求項１９】 請求項１８に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記合成抵抗の内、少なくとも１つは、可変抵抗であ
り、 該可変抵抗の抵抗値を変更することにより、前記反転増
幅器の増幅率を調整することができることを特徴とする
温度補償型水晶発振器。 - 【請求項２０】 請求項１９に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記可変抵抗は、 少なくとも２つ以上の抵抗を備えた抵抗合成回路として
構成されており、 該２つ以上の抵抗の内、少なくとも１つ以上の抵抗につ
いての接続を切断することにより、該抵抗合成回路の合
成抵抗値を可変とすることを特徴とする温度補償型水晶
発振器。 - 【請求項２１】 請求項１８に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記合成抵抗の内、少なくとも１つは、抵抗値を連続的
に変化させることのできる可変抵抗であり、 該可変抵抗の抵抗値を変更することにより、前記反転増
幅器の増幅率を調整することができることを特徴とする
温度補償型水晶発振器。 - 【請求項２２】 請求項１２乃至請求項２１のいずれか
に記載の温度補償型水晶発振器において、 定電圧を出力するための安定化電源回路と、 該安定化電源回路に接続された検出温度オフセット調整
回路であって、前記所定検出電圧を調整することができ
る検出温度オフセット調整回路とを更に備えることによ
り、 前記温度検出回路を構成する素子のバラつきにより、前
記所定検出電圧が基準電圧からずれた場合においても、
前記所定検出電圧を前記基準電圧に調整することができ
ることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 【請求項２３】 請求項２２に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記検出温度オフセット調整回路は、前記所定検出電圧
を調整するための検出温度オフセット調整素子として、
可変抵抗を備えていることを特徴とする温度補償型水晶
発振器。 - 【請求項２４】 請求項２３に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記可変抵抗は、 少なくとも２つ以上の抵抗を備えた抵抗合成回路として
構成されており、 該２つ以上の抵抗の内、少なくとも１つ以上の抵抗につ
いての接続を切断することにより、該抵抗合成回路の合
成抵抗値を可変とすることを特徴とする温度補償型水晶
発振器。 - 【請求項２５】 請求項２３に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記可変抵抗は、抵抗値を連続的に変化させることがで
きるものであることを特徴とする温度補償型水晶発振
器。 - 【請求項２６】 請求項４乃至請求項２１のいずれかに
記載の温度補償型水晶発振器において、 定電圧を出力するための安定化電源回路と、 該安定化電源回路に接続された制御電圧オフセット調整
回路であって、前記基準電圧を調整することができる制
御電圧オフセット調整回路とを更に備えることにより、 前記基準電圧生成手段を構成する素子のバラつきによ
り、前記基準電圧の電圧値が前記所望とする所定バリキ
ャップ制御電圧の電圧値からずれた場合においても、前
記基準電圧の電圧値を前記所望とする所定バリキャップ
制御電圧の電圧値に調整することができることを特徴と
する温度補償型水晶発振器。 - 【請求項２７】 請求項２６に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記制御電圧オフセット調整回路は、前記基準電圧を調
整するための制御電圧オフセット調整素子として、可変
抵抗を備えていることを特徴とする温度補償型水晶発振
器。 - 【請求項２８】 請求項２７に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記可変抵抗は、 少なくとも２つ以上の抵抗を備えた抵抗合成回路として
構成されており、 該２つ以上の抵抗の内、少なくとも１つ以上の抵抗につ
いての接続を切断することにより、該抵抗合成回路の合
成抵抗値を可変とすることを特徴とする温度補償型水晶
発振器。 - 【請求項２９】 請求項２７に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記可変抵抗は、抵抗値を連続的に変化させることがで
きるものであることを特徴とする温度補償型水晶発振
器。 - 【請求項３０】 請求項８乃至請求項２１のいずれかに
記載の温度補償型水晶発振器において、 定電圧を出力するための安定化電源回路と、 該安定化電源回路並びに前記第１の差動増幅器及び前記
第２の差動増幅器に接続され、第１の参照電圧と第２の
参照電圧とを生成して、該第１の参照電圧を前記第１の
参照電圧信号として前記第１の差動増幅器に出力し、該
第２の参照電圧を前記第２の参照電圧信号として前記第
２の差動増幅器に出力するための参照電圧生成手段とを
更に備えていることを特徴とする温度補償型水晶発振
器。 - 【請求項３１】 請求項３０に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記参照電圧生成手段は、前記第１の参照電圧と前記第
２の参照電圧との電圧差を変更することができる機能を
有しており、 該電圧差を変更することにより、 前記第１のトランジスタのコレクタ電流が立ち上がる温
度である第１の動作開始温度と、前記第２のトランジス
タのコレクタ電流が立ち上がる温度である第２の動作開
始温度との温度差を変更して、 結果として、前記変換電圧信号の有する前記変換電圧の
電圧変化を示す前記３次曲線状の曲線について、該曲線
の形状を変更することにより、 前記バリキャップ制御電圧信号の有する前記バリキャッ
プ制御電圧の電圧変化を調整することができることを特
徴とする温度補償型水晶発振器。 - 【請求項３２】 請求項３１に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記参照電圧生成手段は、前記安定化電源回路とグラン
ドとの間に設けられた電圧分割回路を備えており、 該電圧分割回路は、少なくとも３つ以上の抵抗を備え、
少なくとも異なる２つの電圧を出力するものであり、 前記２つの電圧は、夫々、接地電圧、及び前記安定化電
源の出力である前記定電圧、並びに前記所定検出電圧の
いずれの電圧とも異なる電圧値を有するものであり、 前記２つの電圧の内、他方に比べ大きい電圧値を有する
電圧である一方を前記第２の参照電圧とし、該一方に比
べ小さい電圧値を有する電圧である他方を前記第１の参
照電圧とすることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 【請求項３３】 請求項３２に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記電圧分割回路を構成する前記抵抗の内、少なくとも
１つ以上の抵抗は、前記温度特性補償部及び／又は前記
安定化電源回路を備えた集積回路に内蔵される抵抗であ
ることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 【請求項３４】 請求項３２又は請求項３３のいずれか
に記載の温度補償型水晶発振器において、 前記電圧分割回路を構成する前記抵抗の内、少なくとも
１つ以上の抵抗は、可変抵抗であることを特徴とする温
度補償型水晶発振器。 - 【請求項３５】 請求項３４に記載の温度補償型水晶発
振器において、 前記可変抵抗は、 少なくとも２つ以上の抵抗を備えた抵抗合成回路として
構成されており、 該２つ以上の抵抗の内、少なくとも１つ以上の抵抗につ
いての接続を切断することにより、該抵抗合成回路の合
成抵抗値を可変とすることを特徴とする温度補償型水晶
発振器。 - 【請求項３６】 請求項３２又は請求項３３のいずれか
に記載の温度補償型水晶発振器において、 前記電源分割回路を構成する前記抵抗の内、少なくとも
１つ以上の抵抗は、抵抗値を連続的に変化させることが
できる可変抵抗であることを特徴とする温度補償型水晶
発振器。
Priority Applications (2)
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|---|---|---|---|
| JP8289559A JPH104318A (ja) | 1996-04-15 | 1996-10-31 | 温度補償型水晶発振器 |
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|---|---|---|---|
| JP9225196 | 1996-04-15 | ||
| JP8-92251 | 1996-04-15 | ||
| JP8289559A JPH104318A (ja) | 1996-04-15 | 1996-10-31 | 温度補償型水晶発振器 |
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ID=26433711
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