CN101361007A - 调制信号发生电路、发送接收模块、以及雷达装置 - Google Patents

调制信号发生电路、发送接收模块、以及雷达装置 Download PDF

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Abstract

在调制信号发生电路中，能够得到在法定频率范围内线性良好的FM调制波。又，能够简化用于得到该线性良好的FM调制波的调制修正电压的温度数据。该调制信号发生电路具备：检测电路的框体温度的温度监控部(4)、具有根据输入的控制电压独立控制振荡频率的2个可变阻抗电路的电压控制振荡器(1)、根据上述温度监控部(4)检测出的框体温度，对上述一个可变阻抗电路输出补偿振荡频率的温度漂移的电压的频率修正电压发生部(3)、以及在上述频率修正电压发生部(3)产生的温度漂移补偿条件下，对另一可变阻抗电路输出与温度无关的恒定的直流分量和规定的交流分量构成的调制电压的FM调制电压发生部(2)。

Description

调制信号发生电路、发送接收模块、以及雷达装置
技术领域
本发明涉及安装在测量与目标物体之间的距离和速度的雷达装置上的发送接收模块的调制信号发生电路，特别是涉及利用电压控制振荡器输出调频波的微波带和毫米波带等的调制信号发生电路。
背景技术
作为计算与先行车之间的车间距离、相对速度的雷达，很久以来都是使用FM-CW雷达。上述雷达向目标物体发出实施了调频(FM调制)的信号波，检测来自目标物体的反射波与发送波的混合波(拍频信号)，通过提取延迟时间和多普勒位移，计算出与目标物体之间的距离和相对速度。
图14是安装在上述FM-CW雷达上的一般的发送接收模块和调制信号发生电路的大概构成图，调制信号发生电路具有：根据控制电压改变振荡频率的电压控制振荡器(VCO)41、将控制电压输入到VCO的FM调制电压发生部42、由VCO41和FM调制电压发生部42构成的调制信号发生电路40、发送由VCO输出的信号，使发送信号的一部分分流、输出的发送部5、以及取出来自目标的反射信号和来自上述发送部的分波信号的混合波的接收部6。
将上述发送接收模块应用于测量距离、速度的雷达时的测量精度，取决于由调制信号发生电路40发出的FM调制波的线性、即VCO41的振荡信号的调制线性。然而，无论在成本上，还是在技术上，要获得具有线性良好的FM调制电压-频率特性(VT-f特性)的VCO都有困难。
另外，这种VCO要求在雷达系统中有规定的频率调制波幅，因此往往这种VCO的结构是将调谐电路的Q值设定在低水平，振荡电路一侧的有源元件的温度波动的影响相对较大，VCO输出频率的温度漂移增大。因此，VT-f特性因周围温度而在频率轴方向上变化。
图15-1是VCO41的一般的VT-f特性，A表示常温时的特性，B表示高温时的特性，C表示低温时的特性。常温时，VCO41在FM调制电压VT为中心电压VA，振幅ΔVA(工作点PA)的条件下振荡，输出中心频率fA、频率调制幅度ΔfA的FM调制波。若周围温度上升或下降，则上述工作点移动到PB、PC，导致由VCO41输出的FM调制波(Δfb、Δfc的范围)超出电波法等规定的法定频率范围。
因此，如15-2所示，向来根据周围温度使工作点在水平方向上位移，在常温、高温、低温各温度条件下，使其在工作点PA、PB’、PC’工作，以此避免发生上述问题。作为这样的已有的FM-CW雷达装置，下述专利文献1中公开了根据模块温度控制独立发生调制电压(交流成分)与DC偏置电压的、加上了上述FM调制电压的调制电压电路的结构的已有技术。
上述工作点PA、PB’、PC’上的VCO41的VT-f特性A、B、C的斜率(调制灵敏度)不同，因此在输入相同FM调制电压(交流成分)的情况下，频率调制幅度Δf因周围温度而发生变化，雷达装置的拍频产生波动，因而存在无法正确测量与目标物体之间的相对距离R、相对速度v的问题。
作为解决上述问题的方法，以往一般采用以控制电压补偿VCO41的电压-频率特性(VT-f特性)的非线性的方法、即对FM调制电压发生部42输出的FM调制电压施加与上述VT-f特性相反斜度斜度的校正的方法。
图16表示VCO41的调制电压-调制频率特性(曲线F)与使其线性化的时间-调制电压(修正电压、曲线G)的关系。作为这样的VCO的FM调制线性化技术，下述专利文献2中公开了预先将修正VT-f特性的电压数据存储在存储器内，按恒定周期将该数据作为数字数据读出，通过D/A变换器和积分电路得到模拟信号输出的调制信号发生电路。
专利文献1：特开平8-146125号公报(参考第9～18段、图1以及图4)
专利文献2：特开平2002-62355号公报(参考图2、图7)
发明内容
然而事实是，设定高精度的FM调制电压(修正电压)时需要大量的试验和调整工作。即已有技术中所述的VCO41的振荡频率因在微波、毫米波带等的高频电路中特别变得显著的半导体偏差，对于每一制造批次、每一制造工序发生随机变化，图15-2所示的电压-频率特性(VT-f特性)在纵坐标轴(频率轴)方向上波动。因此，要在法定频率范围内获得规定的FM调制波时，不得不分别对每一VCO改变、设定工作点P。各VCO的调制灵敏度因该工作点的改变而发生变化，因此存在这样的问题，即上述应修正的FM调制修正电压也必须根据该调制灵敏度分别进行设定，对于每一安装这种电路的雷达装置，需要大量的试验和调整时间。
另外，如上所述，为了避免温度漂移引起的法定频率范围外的输出，使工作点在水平方向上位移(逐个温度地改变调制电压的DC偏置)，因此存在这样的问题，即如图15-2所示，相对于常温下的调制灵敏度，在例如低温下的调制灵敏度为其约1.5倍，高温下的调制灵敏度为其约0.8倍，调制灵敏度有很大的变动，为了补偿该调制灵敏度随温度的变化，需要具有多个温度补偿数据的数据表。所需要的FM调制电压补偿量因VCO41的个体偏差(即工作点＝调制灵敏度的偏差)而发生变化，因此获得该温度补偿数据也需要大量的试验时间、调整时间，无法承受大量生产。
本发明是鉴于上述存在问题而完成的，其目的在于简化用于获取电压控制振荡器的输出信号的调制线性的调制修正电压的温度数据。
另外，本发明的目的还在于，借助于此大幅度减少试验时间、调整时间。
本发明的调制信号发生电路，输出频率随着时间的推移而周期性且线性地变化的发送波；该调制信号发生电路具备检测电路的框体温度的温度监控部、具有根据输入的控制电压独立控制振荡频率的2个可变阻抗电路的电压控制振荡器、根据上述温度监控部检测出的框体温度，对上述一个可变阻抗电路输出补偿振荡频率的温度漂移的电压的频率修正电压发生部、以及在上述频率修正电压发生部产生的温度漂移补偿条件下，对上述另一可变阻抗电路输出与温度无关的恒定的直流分量和规定的交流分量构成的调制电压的FM调制电压发生部。
另外，也可以构成具有上述调制信号发生电路，发送接收FM调制波，根据发送波和接收波的混合波输出拍频信号的发送接收模块。
还可以构成具有上述调制信号发生电路，接收发送FM调制波，处理从发送波和接收波的混合波得到拍频信号，从而计算出与目标物体之间的相对距离、相对速度的雷达装置。
如果采用本发明，可以与频率调制无关地单独实现电压控制振荡器的输出频率的温度补偿，因此不必根据法定频率范围的限制逐个温度地改变电压控制振荡器的调制工作点，从而可以在电压控制振荡器的调制灵敏度相对于温度大致不发生变化的工作点进行FM调制。另外，可以大幅度地削减试验时间、调整时间。
附图说明
图1是示出本发明的调制信号发生电路的基本构成的框图。
图2是示出本发明的电压控制振荡器的代表性构成例的电路图。
图3-1是示出本发明的电压控制振荡器的另一构成例(在有源元件的基极侧上连接可变阻抗电路)的电路图。
图3-2是示出本发明的电压控制振荡器的另一构成例(在有源元件的集电极侧上连接可变阻抗电路)的电路图。
图3-3是示出本发明的电压控制振荡器的另一构成例(在有源元件的发射极侧上连接可变阻抗电路)的电路图。
图4-1示出本发明的调制信号发生电路的不对频率补偿电压进行温度补偿情况下的VT-f特性(温度特性)。
图4-2示出本发明的调制信号发生电路的使频率补偿电压发生变化情况下的VT-f特性(常温特性)。
图4-3示出本发明的调制信号发生电路的对频率补偿电压进行温度补偿情况下的VT-f特性(温度特性)。
图5示出本发明的调制信号发生电路的VP-f特性(温度特性)。
图6是示出本发明的调制信号发生电路的FM调制电压发生部、频率修正电压发生部的电路构成的框图。
图7-1是示出本发明的VCO的VT-f特性、以及使输出频率线性化的时间-调制电压(修正电压)的关系的曲线图。
图7-2是示出在图7-1所示的曲线上的C部的波形的细节的框图。
图8是示出本发明的VCO的频率补偿电压-输出频率特性(VP-f特性)、以及通过温度固定输出频率的温度-频率补偿电压的关系的曲线图。
图9-1示出存储器存储的FM调制电压和频率补偿电压的各温度的数据表。
图9-2是示出存储器存储的FM调制电压的时间波形的曲线图。
图9-3是示出存储器存储的频率补偿电压的时间波形的曲线图。
图10示出本发明的VCO调制电压(修正电压)的时间波形。
图11-1是示出本发明的FM调制数据的作成步骤的流程图。
图11-2是示出延续图11-1的流程而作成的频率校正数据作成步骤的流程图。
图12是示出本发明的发送接收模块的基本构成的框图。
图13是示出本发明的雷达装置的基本构成的框图。
图14是示出已有的发送接收模块的基本构成的框图。
图15-1示出已有的发送接收模块的VT-f特性(温度特性)。
图15-2示出已有的发送接收模块的VT-f特性(温度特性)、以及常温、高温、低温各温度条件下的工作点。
图16是示出通常的VCO的VT-f特性、以及使输出频率线性化的时间-调制电压(修正电压)的关系的曲线图。
符号说明
1    电压控制振荡器(VCO)
2    FM调制电压发生部
3    频率修正电压发生部
4    温度监控部
5    发送部
6    接收部
7    微机
8a～8c    存储器
9    A/D变换器
10   数据控制部
11   振荡电路部
12   调谐电路部
13   可变阻抗电路
14   可变阻抗电路(可变LC串联谐振器)
15   VCO RF输出端子
16   频率修正端子
17   FM调制端子
18   主谐振器(LC串联谐振器)
19   可变阻抗电路
21   FM调制电压用D/A变换器
31   频率补偿电压用D/A变换器
40   已有的调制信号发生电路
41   已有的电压控制振荡器(VCO)
42   已有的FM调制电压发生部
50   发送天线
60   接收天线
70   调制信号发生电路
80   信号处理部
91   FM调制电压数据
92   时间间隔数据
93   频率补偿电压数据
101  有源元件
102  反射电路
103  输出侧相位线路
104  调谐电路侧相位线路
105  接地电感器
106、107  可变电容二极管
108、109  电感
110、111  旁路电容器
112、113  稳定电阻
114  旁路电容器
115  扼流圈
116  接地电容器
201  电容器
202  电感
具体实施方式
下面根据附图对本发明的调制信号发生电路的实施形态进行说明。还有，本发明并不限定于本实施形态所示的实施例。
实施形态1
图1是示出本发明的调制信号发生电路的基本构成的框图，图2是VCO1的代表性构成例。在这里所示的电路结构与FM调制用的阻抗可变电路不同，是表示具有能够调整频率的阻抗可变电路的VCO及其控制电路的结构的一个例子，在能够用电压控制的任意的自动振荡器中，如果具有与上面所述等同的功能，则电路结构不限于本结构所示。
在图1中，调制信号发生电路形成具备电压控制振荡器(VCO)1、FM调制电压发生部2、频率修正电压发生部3、以及温度监控部4的结构。电压控制振荡器(VCO)1具有两个独立的频率控制端子。FM调制电压发生部2发生以规定的直流分量为中心以规定的电压幅度周期性变化的FM调制电压，输入到VCO的一频率控制端子上。频率修正电压发生部3与上述FM频率调制电压发生部无关地单独根据周围温度向另一频率控制端子输出频率补偿电压。温度监控部4检测电路的框体温度。
VCO1根据来自FM调制电压发生部2的不取决于温度的恒定的直流分量和实施规定频率调制用的交流分量组成的FM调制电压、以及根据温度监控部4检测出的框体温度提供的来自频率修正电压发生部3的频率补偿电压，输出具有规定的调制幅度的FM调制信号。
下面对图2进行说明。本例主要示出在微波带和毫米波带工作的VCO，随着导线和电极等的寄生电感和电容等的高频化，电容器或线圈等集中常数的电器零件有时在安装上受到制约，因此举出基于分布常数电路的反射谐振型的振荡器作为一个例子。因而，由于使用的频带的不同，对于电路方式、使用零件，考虑多种构成，但作为可适用本发明的振荡器的构成不受此限。
图2中，VCO1形成具有振荡电路部11、以及调谐电路部12的结构。VCO1在满足振荡电路部11与调谐电路部12的连接点上的各电路的反射增益之和＞0和反射相位＝0的频率满足振荡条件，发生振荡。
振荡电路部11由有源元件101、反射电路102、输出侧相位线路103、输入侧相位线路104、以及接地电感器105构成。振荡电路部11在工作频率上进行反馈放大，得到必要的反射增益和相位条件。有源元件101采用FET(场效应晶体管)、HBT(异质结双极晶体管)等在振荡频率带有增益的3端子晶体管、或具有负电阻的二极管(耿氏效应(Gunn)二极管、崩越(IMPATT)二极管、RTD)等。再者，VCO1的相位噪声是对雷达信噪比(S/N)有重大影响的特性，而为了改善该相位噪声特性，振荡电路部11中采用的有源元件101的1/f噪声特性成为重要因素，与先前的必要增益相互兼顾，选定有源元件101。在有源元件101的基极、发射极端子上分别连接输入侧相位线路104和接地电感器105，在有源元件101的集电极端子上，连接输出侧相位线路103和反射电路102的串联电路，形成必要的反射增益和相位条件。另外，振荡电路部11的有源元件101的电源供给电路由于繁杂而从图中省略。
调谐电路部12由2个可变阻抗电路13、14构成。可变阻抗电路13、14分别具有可变电容二极管106、107、以及电感108、109，分别形成可变LC串联谐振器。旁路电容器110和111分别与电感108、109串联。频率修正端子16、FM调制端子17构成频率控制端子。频率修正端子16、FM调制端子17分别通过稳定电阻112和113与可变电容二极管106、107连接，输入控制电压。频率修正端子16、FM调制端子17分别输入频率补偿电压、FM调制电压作为控制电压。
将可变阻抗电路13、14的连接点上的阻抗、即并联电路的阻抗，设计成在工作频率断开。这时断开的频率、即谐振频率由可变阻抗电路13、14构成的LC串联谐振器的调谐频率决定，因此通过控制可变电容二极管106、107的电容值、即各端子16、17的输入电压，可以控制由VCO1的RF输出端子15输出的信号的振荡频率。
也就是说，由于如上面所述那样具有2个可变电容二极管，可变阻抗电路(可变LC串联谐振器)13、14的电感发生变化，因此可以利用与2个可变电容二极管连接的控制电压独立控制VCO1的振荡频率。
又，同时对上述2个控制端子施加相同的控制电压的情况下，得到使由上述各控制电压获得的频率变化幅度相加的，合计的频率变化幅度。上述2个控制电压成为施加于可变电容二极管106、107上的反向电压，因此可变电容二极管的势垒电容发生变化，但电容值相对于控制电压通常不发生线性变化(为了获得线性，必须将二极管的特殊接合构造设计进去)。也就是说，由振荡频率相对于各控制电压不是线性变化，因此形成与以往相同的如图15所示那样的弯曲的控制电压-频率特性(VT-f特性)。
具有上述2个阻抗可变电路的电压控制振荡器的构成并非仅限于图2所示的构成。图3示出具有2个阻抗可变电路(可变相位电路)的另一构成例。
图2所示的VCO形成在调谐电路部12内具有2个可变阻抗电路(可变LC串联谐振器)的结构，但也可以采用如图3-1、图3-2以及图3-3所示那样，将一个可变阻抗电路(可变相位电路)设置在调谐电路部12上，将另一个可变阻抗电路放入振荡电路部11的输出侧相位线路103、输入侧相位线路104、或接地电感器105内的结构。在图3-1～图3-3的各图中，对与图2相同目的的电路赋予相同的符号。
图3-1～图3-3的中，可变阻抗电路19具有可变电容二极管106(在图2-3以及图3-3中省略图示)，在可变电容二极管106的两端上连接旁路电容器114。将扼流圈115连接于可变电容二极管106与旁路电容器114之间。与可变电容二极管106的阴极侧连接的扼流圈115与接地电容116连接，通过串联电阻112与频率修正端子16连接。与阳极侧连接的扼流圈115接地。
又，调谐电路部12的并联谐振电路的一个由主谐振器18构成。主谐振器18由接地的电容器201和电感202的串联电路构成。与可变LC谐振器14结合的并联电路的阻抗在工作频率选择开路的值。
在这里需要特别写明的事项是，在FM调制用的阻抗可变电路(可变LC谐振器)之外，另外具有不使振荡电路部11内的有源元件的工作电流(偏置条件)发生变化地补偿有源电路的温度变动(相位变动)的阻抗可变电路是必要条件。
再者，图3-1示出将可变阻抗电路19连接到有源元件101的基极侧之一例，图3-2示出将可变阻抗电路19连接到有源元件101的集电极侧之一例，图3-3示出将可变阻抗电路19连接到有源元件101的发射极侧之一例。
下面对本发明的调制信号发生电路的工作进行说明。另外，在图4中示出VCO1的FM调制电压和频率补偿电压与输出频率之间的关系。由FM调制电压发生部2对VCO1内的一个可变电容二极管107输入中心电压VA、振幅ΔVA的FM调制电压VT。由频率修正电压发生部3向另一个可变电容二极管106输入频率补偿电压VPA。
通过施加上述2个控制电压(FM调制电压、频率补偿电压)，VCO1在常温条件下，在图4-1所示的FM调制电压-输出频率特性(以下称为VT-f特性)的A曲线上的工作点PA上实现振荡，输出中心频率fA、频率调制幅度ΔfA的FM调制波。图4-1中，横坐标的电压VT是由FM调制电压发生部2输入的FM调制电压。
高温和低温时，VCO1的输出频率产生温度漂移，因此在频率补偿电压VPA为恒压的情况下，VT-f特性在频率轴方向上变化，上述工作点PA移动到特性B、C上的PB、PC点，从VCO1输出的FM调制波(频率调制幅度ΔfB、ΔfC的范围)超过电波法等的法定频率范围。
上述VCO1的振荡频率的温度漂移在形成例如使VCO的输出频率为38GHz频带的结构的情况下，也取决于VCO的调制灵敏度(振荡频率随FM调制电压变化的变化率)，但相对于周围温度变化，频率漂移为3～4MHz/℃。周围温度在-30℃～85℃范围内变化的情况下，VCO的振荡频率出现345～460MHz左右的变动，例如将该VCO应用于FM-CW雷达用的77GHz频带的发送接收模块的情况下，使频率加倍，达到690GHz～920GHz的变动。
又，振荡电路部的有源元件以及调谐电路部的可变电容元件其特性因半导体制造工序、或个体的波动而产生变动，因此，其结果是，VCO的振荡频率也必然发生波动。该波动量也取决于电路的结构，但如果将制造批次间的因素也考虑进去，将达到大于等于上述温度漂移的600GHz～700GHz左右。因此，假设VCO的振荡频率发生温度漂移以及个体波动，则将轻易超过77GHz频带小功率雷达的法定频率范围76GHz～77GHz。
这里，通过使频率补偿电压Vp改变，使输出频率发生变化。常温下使上述VPA发生变化的情况下，如图4-2所示，VT-f特性在纵轴方向上发生变化(曲线D、E、F)。曲线D、E、F也与图4-1的曲线A一样，随着周围温度的变化而在纵轴方向上发生变化。利用能够与该FM调制电压无关地单独控制的频率补偿电压，根据温度监控部4检测出的框体温度T，使来自频率修正电压发生部3的频率修正电压Vp发生变化，控制一个可变电容二极管106的电容值，使并联谐振器13的阻抗发生变化，以补偿振荡电路侧的阻抗的温度变动。借助于该补偿，VCO1的VT-f特性被控制在随着温度漂移而变化的方向的反方向上(在频率轴方向上移动)，在高温、低温各温度条件下，如图4-3所示，可以得到接近常温输出频率的输出频率(在接近常温工作点PA的工作点PB″、PC″上工作)。图4-3中，可以在高温、低温、常温各温度条件下提供相等的FM调制的中心电压VA，因此可以在频率调制幅度ΔfA、ΔfB、ΔfC大致相等且VT-f特性即调制灵敏度在工作温度范围内大致恒定的工作点实施FM调制。
图5表示针对图4-2所示的频率补偿电压所引起的纵轴方向的频率变化，横坐标表示频率补偿电压VP、纵坐标表示输出频率的特性(VP-f特性)图。该图中，高温、低温、常温下的频率补偿电压VP的设定值分别是工作点为PA′、PB′″、PC″(与图4-3的工作点对应)的电压。各工作点的纵轴的频率变化量Δf(高温)、Δf(低温)与高温、低温时的频率的温度漂移量对应，将频率补偿电压VP设定在温度漂移方向的反方向。另外，可以在频率补偿电压VP的频率可变幅度范围内任意设定频率的温度漂移补偿范围(即图中的工作点PC″、PA′、PB′″)，因此，如上所述，上述以外的频率可变区域可用作对因制造工序或个体波动而产生的VCO1的输出频率波动的调整。
如上所述，逐个温度地调整频率修正电压发生部3输出的频率补偿电压VP，补偿振荡电路侧的温度变动，从而可以将VCO的振荡频率调整到大致恒定的范围内，因此可以补偿VCO的振荡频率的温度漂移，能够遵守电波法的法定频率范围，获得调制输出。另外，上述频率修正功能可以允许VCO的绝对频率在可变频率幅度范围内波动，因此能够改善制造成品率的劣化。
可是，构成VCO1的半导体元件的温度特性与调谐电路部12内的可变电容二极管106、107相比，构成振荡电路部11的有源元件101的特性变化大，图2和图3那样构成的VCO的频率温度漂移通常大致受到有源元件101的温度变动的支配。因此可变电容二极管106、107的电容变化的温度特性对VCO的振荡特性的影响不大，其结果是，VCO1的调制灵敏度(VT-f特性以及VP-f特性的斜率)不随着温度的变化而产生大的变化，因此，图4-3中的低温和高温时的VT-f特性B、C的斜度大致与常温的VT-f特性A接近。
因此，借助于上述频率的温度补偿，在大致相等的VT-f特性曲线上，即使在低温、高温条件下，也可以通过提供具有与常温相同的DC分量的FM调制电压VT(中心电压VA)，在调制灵敏度大致相等的工作点上进行FM调制工作。即FM调制电压发生部2输出的FM调制电压VT(中心电压VA、振幅ΔVA)不取决于温度，而是大致恒定的值，从而可以获得必要的频率调制幅度。
以上所述意味着在将本调制信号发生电路应用于雷达装置的情况下，可以大幅度改善测距误差。例如FM-CW雷达等的测距精度与调制信号发生电路输出的发送波的频率调制幅度Δf成正比，频率调制幅度Δf与上述VCO的调制灵敏度成正比，因此在低温、高温条件下的调制灵敏度与常温的调制灵敏度大致相等的情况下，通过在各温度条件下提供恒定振幅的FM调制电压，能够与温度无关地获得大致恒定的测量距离(误差为±数个百分点)。与根据相对于在已有的不同VT-f特性的斜率(调制灵敏度)下进行工作的情况下的低温、高温相对于常温调制灵敏度的变化率(低温条件下为+20～+50％，高温条件下为-40～-20％)获得的测距误差-40％～+50％相比，可将该误差从低温到高温改善到±数个百分点。
本实施形态利用具有可以独立控制振荡频率的2个可变阻抗电路的电压控制振荡器(以下称为VCO)，将一个分配给FM调制用，将另一个分配给温度变动引起的频率补偿用，从而可以与FM调制无关地独立实现VCO的输出频率的温度补偿。即根据温度监控部检测出的温度T，调整频率修正电压发生部输出的频率补偿电压，补偿振荡电路侧的温度变动，从而可以将VCO的振荡频率调整到大致恒定的范围内。
又，本实施形态可以与FM调制无关地独立实现VCO的输出频率的温度补偿，因此不必因电波法的法定频率范围的制约，逐个温度地改变VCO的调制工作点，可以在VCO的调制灵敏度相对于温度大致不发生变化的工作点进行FM调制。也就是利用频率补偿电压补偿VCO的频率温度漂移，利用具有不取决于温度的恒定的DC分量的调制电压使FM工作，从而可以基本消除温度引起的调制灵敏度的变动，大幅度简化获得输出信号的调制线性用的调制修正电压的温度数据，且能够大幅度削减试验、调整时间。另外，可以不取决于温度地，以大致恒定的FM调整电压获得必要的频率调整幅度。
又可以利用上述频率修正功能，改善对于每一半导体的制造批次、每一制造工序随机变化的VCO的绝对频率波动所作造成的产量下降。
实施形态2
图6是示出本发明的调制信号发生电路的FM调制电压发生部、频率修正电压发生部的电路构成的框图。在这里所示的电路结构是表示VCO1的控制所需要的最低电压的发生手段的结构要素，由于控制电路的电源电压、各电路的输出电压范围的限制等因素，电路的构成可根据需要适当改变，不限于本发结构所示。
在图6所示的调制信号发生电路中，FM调制电压发生电路2以规定的直流分量为中心，发生规定电压幅度的周期变化的FM调制电压，向VCO的一个频率控制端子输入。频率修正电压发生部3独立于上述FM调制电压发生部地相应于框体温度向另一频率控制端子输出频率补偿电压。温度监控部4检测电路的框体温度。微机7内装存储器(ROM)8a～8c、A/D变换器、以及数据控制部10。
A/D变换器9将温度监控部4来的电信号变换为数字信号。FM调制电压用D/A变换器21根据存储器8a(调制电压存储器)的输出值将数字值变换为模拟值。电压平滑化滤波器22阻止FM调制电压用D/A变换器的输出的高频成分通过，使电压波形平滑化。频率补偿电压用D/A变换器31根据存储器8c(频率修正电压存储器)的输出值将数字值变换为模拟值。数据控制部10发生输出对应于检测出的框体温度的数据的各存储器8a～8c的地址值的控制信号，发生对于D/A变换器21必要的触发信号。
如图7-1所示，FM调制电压发生部2，VCO1的输出频率随着时间的推移线性变化地，输出相对于VCO1的调制电压-输出频率特性(曲线A)，具有相反斜度特性的FM调制电压(曲线B)。内装于微机7内的存储器8a中，存储上述各温度的FM调制电压数据(离散电压值的数据)。另一方面，在存储器8b(时间存储器)，如图7-2的C部分的细节所示，存储与控制上述存储器8a内的FM调制电压(离散电压值的数据)的输出时间，使输入到FM调制电压用D/A变换器21的FM调制电压接近平滑的理想电压(图7的曲线B)的各FM调制电压输出对应的时间间隔数据。
数据控制部10按照由上述温度监控器4经A/D变换器检测出的框体温度，读出并且输出与上述温度对应的存储器8a内的FM调制电压数据和存储器8b内的时间间隔数据的地址，从存储器8b接受时间间隔数据。再根据该时间间隔数据发生时序信号，输出触发信号以使FM调制电压用D/A变换器21输出FM调制电压数据。存储器8a将与数据控制部10来的地址值对应的FM调制电压设定于FM调制电压用D/A变换器21。FM调制电压用D/A变换器21与数据控制部10来的出发信号同步地输出设定的FM调制电压(图7-2的实线B′)。电压平滑化滤波器22降低与FM调制电压用D/A变换器3的输出周期相应发生的取样噪声。
利用如上所述的电路结构，能够从存储器8a内的离散的FM调制电压数据，利用对于得到VCO1的调制线性理想的FM调制电压波形(虚线B)，能够实现忠实的FM调制电压波形(调制目标电压波形)。
频率修正电压发生部3，输出像图8所示那样相对于VCO1的频率补偿电压-输出频率特性(曲线D)，具有像曲线E所示那样的相反斜度特性的频率补偿电压，以使VCO1的振荡频率相对于温度的变化如图4-2说明的那样大致为恒定。也就是说，输出在图8的频率补偿电压Vd-输出频率f特性上能够得到从图7所示的常温的工作点PA出发的高温、低温的频率漂移量Δf(高温)、Δf(低温)的等价频率变化量的工作点PB′″、PC”所对应的频率补偿电压。在内装于微机7的存储器8c中存储上述各温度的频率补偿电压数据(离散值)。数据控制部10根据由上述温度监控器4经过A/D变换器9检测出的框体温度，输出与上述温度对应的存储器8c内的地址值。存储器8c将与数据控制部10来的地址值对应的频率补偿电压数据设定于频率补偿电压用D/A变换器31。频率补偿电压用D/A变换器31输出由存储器8c设定的频率补偿电压。还有，频率补偿电压用D/A变换器31的输出时间控制为了输出与温度监控部4检测出的温度对应的恒定电压(不是时间波形)，不需要上述FM调制电压发生部2那样的，以时间数据为依据的输出时间间隔控制和波形平滑化，但是也可以根据调制触发等规定的数据输出周期进行输出控制(未图示)。
图9表示上述存储器8a～8c存储的各温度下必要的温度数据表(图9-1)以及FM调制电压VT(图9-2)以及频率补偿电压VP(图9-3)的各控制电压的波形概念图。符号91表示FM调制电压数据，符号92表示时间间隔数据，符号93表示频率补偿电压数据。
频率补偿电压数据VP分别在每一温度表中存取，FM调制电压数据Vn、时间间隔数据Tn分别在每一温度表中按时间序列存储。微机7对温度监控部4检测出的框体温度T探索上述温度T最接近的温度Tn和Tn+1，从存储器8a～8c内的规定地址读出与该温度Tn、Tn+1对应的数据，根据各温度的数据，利用线性插补或以多项式近似进行插补，计算出对应于框体温度T的FM调制电压以及频率补偿电压并输出。在图9-2以及图9-3中，表示出对于与温度T0对应的电压数据(FM调制电压VT以及频率补偿电压VP)，从温度T1、T2用线性插补计算出的例子。又，除了上面所述外，也可以从3个温度以上的数据借助于多项式近似进行计算。
如上所述，FM/CW雷达的测距精度正比于VCO1的频率调制幅度Δf。想要利用上述各温度的修正电压电路将测距精度抑制在1％以下的情况下，在例如VCO1的调制灵敏度500MHz/V、频率调制幅度100MHz的FM-CW雷达中，允许的频率调制幅度的误差为1MHz，其所需的修正电压与调制灵敏度成反比，相对于调制电压幅度200mVP-P，精度为±2mV以下。利用如上所述的电路结构和修正数据输出方式，可以得到在各温度下高精度的FM修正调制电压。
向来，由于电波法的限制，在各温度下有必要使FM调制的工作点移动，因此如图15-2所示，相对于常温的调制灵敏度，低温和高温下的调制灵敏度有很大变动，因此有必要预先计划、调整补偿该调制灵敏度随温度的变化的FM调制电压(调制修正电压)，需要多个温度数据表，但是在本发明中，如图4所示，在各温度下在VCO1的调制灵敏度大致不变的相同的工作点进行FM调制，因此由于温度变化而需要的调制修正电压数据没有太大变化。也就是说，像图9的概念图所示那样，由于温度的关系需要很多数据的调制修正电压数据在本发明中如图10所示几乎不因温度而改变，用特别少的调制修正电压数据就能够得到高精度的频率调制输出。根据上面所述，可以减少取得各调制修正电压数据用的试验温度数目，可以大幅度减少试验、调整的时间。
下面利用图11的修正数据制作流程图对FM调制数据(以下称为调制修正数据)以及频率补偿数据的制作流程进行说明。
调制信号发生电路的输出频率像迄今为止所说明的那样，由FM调制电压(工作点中心电压)与频率补偿电压决定，因此首先在常温下确定输出频率在法定频率内的各电压。在常温下设定的频率补偿电压考虑高温和低温下的频率补偿份额，设定为与在输出电压范围得到的输出频率变化幅度的中心附近对应的电压值。
接着，决定在各温度下的频率补偿电压值(常温试验)，最后对各温度下的FM调制修正电压数据进行实测、计算(温度试验)。
下面对常温下的调制修正电压以及频率补偿电压的决定流程进行说明。首先，在最初设定FM调制电压VT(中心值)以及频率补偿电压VP的初始值(缺省值)，输入到VCO1的各控制端子(步骤1)。对该初始电压，测定调制信号发生电路的输出频率(步骤2)。在输出频率处于目标范围内的情况下，将上述初始电压作为常温设定值，保持于存储器中(步骤3)。在输出频率不处于目标内的情况下，在调整界限范围内对频率补偿电压VP进行调整，再次测定输出频率(步骤21～步骤23)。在上述VP调整界限范围内不能够得到目标频率的情况下，同样在调整界限范围内对FM调制电压VT进行调整，再度测定频率(步骤24～步骤26)。在步骤22和步骤25中得到目标频率的情况下，将上述VP、VT调整值作为常温设定值，存储于存储器中(步骤3)。在得不到目标的情况下，VCO1的输出频率在各控制电压的输出范围内没有进入法定频率范围，因此不能调整不进入下一工序而加以保留(步骤27)。在上述处理中，决定FM调制电压VT(中心电压)以及频率补偿电压VP的常温设定值。
下面对决定各温度下的频率补偿电压数据的流程进行详细说明。首先将FM调制电压(工作点中心电压)固定(步骤3的存储器保持值)，取得常温下的频率补偿电压-输出频率(VP-f特性)的数据(图8的曲线D)(步骤4)。
该VP-f特性由于与上面所述的VT-f特性相同的理由，在低温和高温下都有大致接近常温的VP-f特性A的斜度，因此各温度下的频率变化幅度也大概可以按照上述常温VP-f特性考虑。
另一方面，利用上述频率补偿电压进行补偿的输出频率的温度漂移量，也大致根据元件和电压结构决定，各个体的波动小。将预先取得的VCO1的输出的温度斜度记为ΔfdMHz/℃。例如从常温To降低到低温Td时的频率漂移为的频率漂移为Δfd*(Tc-To)，因此从图8的曲线d求低温下的补偿电压ΔVp。同样，从曲线D计算出任意温度下的频率补偿电压，像曲线D那样提供。为了计算，用多项式近似取得的特性，导出频率补偿电压的数学式(步骤5)。通过以上处理导出的在各温度下的频率补偿电压的温度表(图9)作为数据写入存储器8c(步骤6)。
下面参照图11-2对求各温度下的调制修正电压值的流程进行说明。调制修正电压如上所述，需要高精度控制，因此从各温度下得到的实测数据直接计算出。设定调制信号发生电路的周围温度(步骤7)，达到目标温度的情况下，设定与前一工序计算出的试验温度对应的频率偿率电压(×2)(步骤8)。借助于这一电压设定，频率信号发生电路的输出频率被补偿为接近常温的频率。接着，对VCO1的FM调制端子，输入试验电压图案(相对于时间以规定斜率线性变化的电压)(步骤9)，测定频率随时间的变化，以取得VT-f曲线(图8的曲线A)(步骤10)。这时的试验电压范围是以最初决定的FM调制电压(*1)为中心电压，具有能够输出模块需要的调制频率幅度ΔB的振幅的FM调制电压。上述VT-f曲线可以用多项式近视表达，因此在例如以二项式的情况下，由式1提供(步骤11)。
f＝a×V2+b×V+c                             ……(1)
如果将在各温度设定的FM调制电压的中心电压(DC成分)记为V0(不取决于温度的恒定的电压)，则将相对于该DC电压输出的频率记为f0，以其为基准的任意电压上的频率变化幅度Δf用式(2)表达。
Δf＝f-f0＝a×(V2-V0 2)+b×(V-V0)            ……(2)
另一方面，修正后的频率(目标t-f特性)随着时间的推移周期性而且线性地变化，因此，相对于周期Tm、调制频率幅度ΔB、下限频率fL的关系由式(3)提供。
f＝(ΔB/Tm)×t+fL                           ……(3)
与上述式(2)一样，在数据t0得到频率f0时，在以其为基准的任意时间的频率变化幅度Δf用式(4)表达。
Δf＝f-f0＝(ΔB/Tm)×(t-t0)                  ……(4)
从上述式(1)～(4)，计算出调制修正所需要的下述式(5)所示的t-V特性(图7的曲线B)。
t＝t0+{a×(V2-V0 2)+b×(V-V0)}/(ΔB/Tm)       ……(5)
上述式(5)是得到理想的目标是t-f特性用的t-V关系式，如果想要用存储器存储的离散电压Vn和离散时间tn得到该FM调制修正电压，则以FM调制电压的DC分量(不取决于温度的恒定的电压)为V0，时间为t0(t＝0)，计算出以时间间隔tn-tn-1，以时间系列排列的，下式(6)所示的电压和时间的数据(步骤12)。
t-1＝t0+{a×(V-1 2-V0 2)+b×(V-1-V0)}/(ΔB/Tm)
t0＝t0
t1＝t0+{a×(V1 2-V0 2)+b×(V1-V0)}/(ΔB/Tm)
·
·
·
tn＝t0+{a×(Vn 2-V0 2)+b×(Vn-V0)}/(ΔB/Tm)  ……(6)
上述(Vn、tn)数据系列的数据反比存储于存储器8a、8b中(步骤13)，如果每规定的时间间隔tn-tn-1输出对应的修正电压Vn，则能够得到式(5)、即接近图7是曲线B的调制修正电压。通过在各温度实施上述处理，(步骤14→步骤7)，能够作成使用温度范围的调制修正电压数据。
下面对从上述测定以及产生的调制修正数据展开温度数据的方法进行说明。首先，利用上述流程测量、取得包含使用温度范围的低温、高温、常温3个点的温度数据(调制修正数据以及式(1)所示的VT-f曲线的近似式的1次和2次的系数)。接着，从该3点温度数据利用来自3点的数据插补展开为存储器8a、8b中存储的温度数据(例如12个温度)。下面作为例子对从3个温度实测数据展开为12个温度的步骤进行说明。首先，从上述3点的VT-f曲线近似式的一次、二次叙述，利用线性插补或二次多项式插补计算出其余的9个温度的VT-f曲线近似式的一次、二次系数a、b。接着用利用插补计算出的一次、二次系数与3个温度的实质情况相同地利用式(3)、式(4)计算出调制修正数据(调制修正电压和时间间隔数据)。用以上步骤计算出的3个实测温度与插补的9个温度份额的温度数据(调制修正电压和时间间隔数据)存储于存储器8a、8b。FM调制电压发生部2根据上述12个温度的数据表对检测出的框体温度，利用根据最接近的两个温度数据用线性插补或多项式近似插补(参照图9-2、图9-3)，计算出与框体温度对应的FM调制电压并输出。
如上所述，在本发明的调制信号发生电路中，不使用VT-f曲线近似式的0次(截距)以外的系数地进行插补处理，能够实现高精度的温度插补处理。也就是说，式(1)中，一次以上的系数表示VT-f曲线的斜率(调制灵敏度)，式(2)和式(4)着眼于频率变化幅度，导出调制修正电压和时间的关系。在本发明中，如上所述，由于使FM调制电压的DC成分为恒定，调制灵敏度大致为恒定，所以在各温度下系数a、b可以得到大概相等的数值。因此，借助于根据不使用0次系数的三个温度的测定数据进行的温度插补，能够得到充分的精度。另一方面，在包含0次(截距)的情况下，变成着眼于式(1)和式(2)的频率的公式，将提供下限频率的FM电压记为Vmin，形成下式(7)所示的计算式。
t＝(a×V2+b×V+c-fL)/(ΔB/Tm)
fL＝a×Vmin 2+b×Vmin+c                         ……(7)
在式(7)中，为了形成频率与电压的关系，介入VT-f曲线近似式的0次系数(截距)。0次系数c由于VCO本身的频率温度漂移和利用频率补偿电压进行的温度补偿，误差因素比系数a、b大，成为计算时间数据的误差的重要原因。
利用如上所述的FM调制以及频率补偿的补偿数据的生成流程和温度插补方法，能够实现根据少量的实测数据对输出频率的温度漂移进行补偿的频率补偿电压数据和对于得到输出信号的高精度的调制线性理想的调制修正电压数据。
如果采用本实施形态，对输出频率的温度漂移进行补偿，利用具有与温度无关的恒定的DC分量的调制电压使其实现FM工作，能够减小温度引起的调制灵敏度变动，能够生成对于用更少的调制修正电压数据得到输出信号的调制线性理想的FM调制电压波形。而且能够减少用于取得各修正数据的试验温度数目，能够大幅度减少试验、调整时间。
实施形态3
图12是表示本发明实施形态3的发送接收模块的基本结构的方框图。在这里表示的电路结构是雷达装置中测距、测速所需要拍频周信号取出用的必须的最低限度的发送接收模块的结构要素，根据VCO的源振荡频率、发送接收的频道数、雷达性能，倍增器、开关、放大器等根据需要可以适当改变电路结构，不限于这里所述的结构。
在图12所示的发送接收模块中，符号70表示本发明实施形态1或实施形态2说明的调制信号发生电路，发送部5发送VCO1输出的信号，将发送信号的一部分分叉。接收部6接收反射信号，取出与从发送部来的分波信号的混合波(以下称为拍频信号)。
调制信号发生电路70也向实施形态1或2所述那样，对输出频率漂移进行补偿，输出具有规定的调制幅度的FM调制波。该FM调制波由发送部5辐射到外部目标物体上。从目标物体来的反射波由接收部6接收，然后与发送信号的分波信号混合，得到拍频信号。
如果采用本实施形态中，由于使用实施形态1或2所述的调制信号发生电路，对发送接收模块的发送输出频率的温度漂移进行补偿，能够遵守电波法规定的法定频率范围，得到调制输出，能够得到发送输出信号的高精度的调制线性。从而，能够构成可以得到温度引起的误差和时间变动小的频率稳定性高的拍频信号的发送接收模块。
实施形态4
图13是表示本发明实施形态4的雷达装置的基本结构的方框图。在图中，符号70表示本发明实施形态1或2说明的调制信号发生电路。雷达装置形成具备发送部5、接收部6、发送天线50、接收天线60、以及信号处理部80的结构。
调制信号发生电路70对输出频率漂移进行补偿，输出具有规定的调制幅度的FM调制波。该FM调制波在发送部5根据需要倍增、放大，从发送天线50向外部目标物体发射。发送信号的一部分向接收部6分波。从目标物体返回的反射波由接收部天线60接收，利用接收部6根据需要放大后，与发送信号的分波信号混合，得到拍频信号。拍频信号在信号处理部80提取延迟时间和多普勒移动，以此计算出与目标物体的距离和相对速度。
如果采取本实施形态，作为雷达装置的调制信号发生电路，使用实施形态1或2所述的调制信号发生电路，因此能够遵守电波法规定的法定频率范围，得到调制输出，能够得到发送输出信号的高精度的调制线性，因此能够构成具有温度引起的误差和时间变动小的高测距精度和测速精度的雷达装置。
工业应用性
如上所述，本发明的调制信号发生电路对于使用频率的温度漂移大的微波、毫米波、自由振荡器的FM-CW雷达装置等的测距、测速这些测量用的雷达装置是有用的。
1.一种输出发送波的调制信号发生电路，所述发送波的频率随着时间的推移而周期性且线性地变化，其特征在于，所述调制信号发生电路具备：
检测电路的周围温度的温度监控部、
具有2个可变阻抗电路的电压控制振荡器，所述可变阻抗电路根据输入的控制电压独立控制振荡频率、
根据上述温度监控部检测出的周围温度，对上述一个可变阻抗电路输出电压的频率修正电压发生部，所述电压补偿了振荡频率的温度漂移、以及
在上述频率修正电压发生部产生的温度漂移补偿条件下，对上述另一可变阻抗电路输出由与温度无关的恒定的直流分量和规定的交流分量所构成的调制电压的FM调制电压发生部。
2.根据权利要求1所述的调制信号发生电路，其特征在于，
在所述电压控制振荡器的FM调制电压-输出频率特性在工作温度范围内大致为恒定的工作点时，所述FM调制电压发生部实施FM调制。
3.根据权利要求1所述的调制信号发生电路，其特征在于，
所述频率修正电压发生部具备
存储频率补偿电压的温度数据的存储器，所述温度数据用于补偿所述电压控制振荡器的振荡频率的温度漂移、
将所设定的频率补偿电压的温度数据变换为模拟值的D/A变换器、以及
根据所述温度监控部检测出的周围温度，控制所述存储器使得该存储器将与该温度对应的温度数据输出到所述D/A变换器的数据控制部，
所述FM调制电压发生部具备：
将所述电压控制振荡器的振荡频率随着时间的推移而周期性且线性地变化的，各温度的调制目标电压波形预先作为时间系列的离散电压的数据加以存储的调制电压存储器、
存储所述时间系列的离散电压的各输出时间间隔的数据的时间存储器、以及
根据所述温度监控部检测出的周围温度，读出与该温度对应的，所述时间存储器存储的各输出时间间隔的数据，控制所述D/A变换器根据该时间间隔，对所述调制电压存储器的离散电压输出进行D/A变换的数据控制部。
4.根据权利要求3所述的调制信号发生电路，其特征在于，
所述FM调制电压发生部
在包含了使用温度范围的至少3个点的温度上，将利用线性或多项式插补处理从根据预先测定的FM调制电压-振荡频率特性计算出的调制修正温度数据计算出的离散性温度数据，存储于所述调制电压存储器和时间存储器，对所述温度监控部检测出的周围温度，利用该离散性温度数据的插补处理计算出FM调制电压并加以输出。
5.一种发送接收模块，其特征在于，
具备权利要求1～4中任一项所述的调制信号发生电路，接收发送FM调制波，根据由发送波与接收波组成的混合波输出拍频信号。
6.一种雷达装置，其特征在于，
具备权利要求1～4中任一项所述的调制信号发生电路，接收发送FM调制波，对从由发送波与接收波组成的混合波得到的拍频信号进行信号处理，以此计算出与目标物体的相对距离和相对速度。
7.一种输出发送波的调制信号发生电路，所述发送波的频率随着时间的推移而周期性且线性地变化，其特征在于，所述调制信号发生电路具备：
检测电路的周围温度的温度监控部、
具有2个可变阻抗电路的电压控制振荡器，所述可变阻抗电路根据输入的控制电压独立控制振荡频率、
根据上述温度监控部检测出的周围温度，对上述一个可变阻抗电路输出电压的频率修正电压发生部，所述电压补偿了振荡频率的温度漂移、以及
在上述频率修正电压发生部产生的温度漂移补偿条件下，对上述另一可变阻抗电路输出由与温度无关的恒定的直流分量和根据上述周围温度预先设定的规定的交流分量所构成的调制电压的FM调制电压发生部。

Claims (6)

1.一种输出发送波的调制信号发生电路，所述发送波的频率随着时间的推移而周期性且线性地变化，其特征在于，所述调制信号发生电路具备：
检测电路的框体温度的温度监控部、
具有2个可变阻抗电路的电压控制振荡器，所述可变阻抗电路根据输入的控制电压独立控制振荡频率、
根据上述温度监控部检测出的框体温度，对上述一个可变阻抗电路输出电压的频率修正电压发生部，所述电压补偿了振荡频率的温度漂移、以及
在上述频率修正电压发生部产生的温度漂移补偿条件下，对上述另一可变阻抗电路输出由与温度无关的恒定的直流分量和规定的交流分量所构成的调制电压的FM调制电压发生部。
2.根据权利要求1所述的调制信号发生电路，其特征在于，
在所述电压控制振荡器的FM调制电压-输出频率特性在工作温度范围内大致为恒定的工作点时，所述FM调制电压发生部实施FM调制。
3.根据权利要求1所述的调制信号发生电路，其特征在于，
所述频率修正电压发生部具备
存储频率补偿电压的温度数据的存储器，所述温度数据用于补偿所述电压控制振荡器的振荡频率的温度漂移、
将所设定的频率补偿电压的温度数据变换为模拟值的D/A变换器、以及
根据所述温度监控部检测出的框体温度，控制所述存储器使得该存储器将与该温度对应的温度数据输出到所述D/A变换器的数据控制部，
所述FM调制电压发生部具备：
将所述电压控制振荡器的振荡频率随着时间的推移而周期性且线性地变化的，各温度的调制目标电压波形预先作为时间系列的离散电压的数据加以存储的调制电压存储器、
存储所述时间系列的离散电压的各输出时间间隔的数据的时间存储器、以及
根据所述温度监控部检测出的框体温度，读出与该温度对应的，所述时间存储器存储的各输出时间间隔的数据，控制所述D/A变换器根据该时间间隔，对所述调制电压存储器的离散电压输出进行D/A变换的数据控制部。
4.根据权利要求3所述的调制信号发生电路，其特征在于，
所述FM调制电压发生部
在包含了使用温度范围的至少3个点的温度上，将利用线性或多项式插补处理从根据预先测定的FM调制电压-振荡频率特性计算出的调制修正温度数据计算出的离散性温度数据，存储于所述调制电压存储器和时间存储器，对所述温度监控部检测出的框体温度，利用该离散性温度数据的插补处理计算出FM调制电压并加以输出。
5.一种发送接收模块，其特征在于，
具备权利要求1～4中任一项所述的调制信号发生电路，接收发送FM调制波，根据由发送波与接收波组成的混合波输出拍频信号。
6.一种雷达装置，其特征在于，
具备权利要求1～4中任一项所述的调制信号发生电路，接收发送FM调制波，对从由发送波与接收波组成的混合波得到的拍频信号进行信号处理，以此计算出与目标物体的相对距离和相对速度。
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