CN102368678A - 振荡电路 - Google Patents

振荡电路 Download PDF

Info

Publication number
CN102368678A
CN102368678A CN2011101749625A CN201110174962A CN102368678A CN 102368678 A CN102368678 A CN 102368678A CN 2011101749625 A CN2011101749625 A CN 2011101749625A CN 201110174962 A CN201110174962 A CN 201110174962A CN 102368678 A CN102368678 A CN 102368678A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
voltage
resistor
switch unit
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2011101749625A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102368678B (zh
Inventor
光田和弘
冈田浩司
橘大
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Cypress Semiconductor Corp
Original Assignee
Fujitsu Semiconductor Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Semiconductor Ltd filed Critical Fujitsu Semiconductor Ltd
Publication of CN102368678A publication Critical patent/CN102368678A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102368678B publication Critical patent/CN102368678B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION, OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
    • H03L1/02—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only
    • H03L1/04—Constructional details for maintaining temperature constant
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/01—Details
    • H03K3/011—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. voltage, temperature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/027—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of logic circuits, with internal or external positive feedback

Abstract

本发明公开了振荡电路。该振荡电路包括基准电压生成电路，该基准电压生成电路将与绝对温度成比例地增大的绝对温度成比例(PTAT)输出和与绝对温度成比例地减小的绝对温度互补(CTAT)输出相加，以生成并输出基准电压。该振荡电路生成具有所希望的固定频率的振荡信号。

Description

振荡电路
技术领域
本公开涉及振荡电路。
背景技术
近年来，已要求生成高精度(例如，±1.5％内)时钟信号以用于车辆的通信协议。当将晶体振荡器或陶瓷振荡器用在车辆中生成高精度时钟信号时，振动可能损坏振荡器。例如，使振荡器保持于固定状态的焊料可能从振荡器脱离并且在振荡器中可能出现裂痕。此外，成本应当被降低。因此，存在对被包括在硅器件中的振荡电路的需求。为了在硅器件上实现高精度振荡电路，已作出了各种提案。
图1图示出了传统的CR振荡电路。图1的CR振荡电路包括反相器INV101、INV102和INV103，电容器C101和电阻器R101。图2图示出了在图1的CR振荡电路的工作状态中各节点处的波形。如图2所示，节点ND101、ND102和ND103处的波形为矩形波。当节点ND102处的电压改变时，与节点ND102的电容性耦合以与节点ND102处的方向相同的方向来改变节点ND104处的电压。然后，节点ND104处的电压经由电阻器R101通过节点ND103处的电压而被充电和放电并且逐渐地改变。图2中的虚线表示反相器INV101的阈值电压Vth。
图1的CR振荡电路的振荡电压通常会由于电源电压、温度、电阻器R101的电阻、电容器C101的电容以及这些因素的波动而具有-50％到+100％的波动。
图3图示出了另一传统CR振荡电路。图3中的CR振荡电路包括INV31、INV32和INV33，电容器C31和C32，电流源IP31和IN31，PMOS晶体管MP31、MP32和MP33，NMOS晶体管MN31和MN32，运算放大器AMP31、电阻器R31、基准电压生成电路31、设置寄存器32、偏置生成电路33以及恒压电路34。
在图3的CR振荡电路中，从输出端子OUT输出的信号的振荡频率是基于恒压电路34的输出电压VREG以及电流源IP31和IN31的电流值确定的。当恒压电路34供应恒定电平的输出电压VREG时，节点ND31的信号宽度变为恒定的，而不依赖于电源电压。对电容器C31和C32充电和放电的电流源IP31和IN31的电流值是基于基准电压生成电路31输出的基准电压来确定的。由于处理波动，如图4所示，基准电压和电流源IP31和IN31的电流值具有线性温度依赖性，其根据温度而向上向下变化。设置寄存器32修整(trim)基准电压生成电路31输出的基准电压的温度依赖性，以使得电流源IP31和IN31的电流值独立于温度而恒定。
以下文献与上述背景技术有关。
日本早期公开专利公报No.2008-252414
日本早期公开专利公报No.2007-299294
日本国家阶段早期公开专利公报No.2009-522661
日本专利No.7-22253
发明内容
然而，在图3的CR振荡电路中，即使诸如向上倾斜和向下倾斜之类的线性温度依赖性被消除并且具有二次(quadratic)温度依赖性，电流源IP31和IN31的电流值也不完全是恒定的。以这种方式，振荡频率的精度达到大约±2％，如图5所示。
实施例的一个目的是提供一种提高了振荡频率的精度的振荡电路。
实施例的一个方面是一种振荡电路，该振荡电路包括基准电压生成电路，该基准电压生成电路将与绝对温度成比例地增大的绝对温度成比例(PTAT)输出和与绝对温度成比例地减小的绝对温度互补(CTAT)输出相加，以生成并输出基准电压。第一切换单元被耦合到基准电压生成电路。第一切换单元切换PTAT输出和CTAT输出的相加比率以使得基准电压生成电路的输出依赖于温度的变化最小化。电流源基于基准电压生成电路的输出生成恒定电流。调节器电路基于基准电压生成电路的输出生成恒定电压。第一电容器和第二电容器的每个包括耦合到电流源的一个端子并且通过电流源的恒定电流而被充电和放电。反相器耦合到第二电容器的另一端子。反相器利用从调节器电路提供来的恒定电压作为电源来驱动第二电容器。第二切换单元切换电流源的恒定电流的值以调节振荡频率。第三切换单元耦合到第一电容器。第三切换单元切换第一电容器的电容，以调节第一电容器和第二电容器的每个的所述一个端子处的振荡幅度。第一切换单元、第二切换单元和第三切换单元执行修整以生成具有所希望的固定频率的振荡信号。
实施例的第二方面是一种振荡电路，该振荡电路包括基准电压生成电路，该基准电压生成电路将与绝对温度成比例地增大的绝对温度成比例(PTAT)输出和与绝对温度成比例地减小的绝对温度互补(CTAT)输出相加，以生成并输出基准电压。第一切换单元被耦合到基准电压生成电路。第一切换单元切换PTAT输出和CTAT输出的相加比率以使得基准电压生成电路的输出依赖于温度的变化最小化。电流源基于基准电压生成电路的输出生成恒定电流。调节器电路基于基准电压生成电路的输出生成恒定电压。第一电容器包括耦合到电流源的一个端子并且通过电流源的恒定电流而被充电和放电。第一分压电阻器、第二分压电阻器和第三分压电阻器彼此串联耦合以对从调节器电路提供来的恒定电压进行分压。比较器将第二分压电阻器和第三分压电阻器之间的分压与第一电容器的所述一个端子处的电压相比较。开关根据比较器的输出被驱动。开关在被激活时使第一分压电阻器短路。第二切换单元切换电流源的恒定电流的值以调节振荡频率。第三切换单元耦合到第一分压电阻器。第三切换单元切换第一分压电阻器的电阻，以调节第一电容器的所述一个端子处的振荡幅度。第一切换单元、第二切换单元和第三切换单元执行修整操作以生成具有所希望的固定频率的振荡信号。
附图说明
图1是根据现有技术参考的CR振荡电路的电路图；
图2是图示出图1中的CR振荡电路的节点处的波形的波形图；
图3是根据另一现有技术参考的CR振荡电路的电路图；
图4是图示出图3中的CR振荡电路中的电流源的电流值的温度依赖性的曲线图；
图5是图示出图3中的CR振荡电路的振荡频率的温度依赖性的曲线图；
图6是根据第一实施例的振荡电路的框图；
图7是带隙基准电路的电路图；
图8(A)至图8(C)是图示出图7中的带隙基准电路的各种特性的温度依赖性的曲线图；
图9是偏置生成电路的电路图；
图10是图示出根据第一实施例的振荡电路单元中的节点处的波形的波形图；
图11(A)至图11(E)是用于说明第一实施例中的修整的示图；
图12是电阻器切换单元的示例的电路图；
图13是电容器切换单元的示例的电路图；
图14是根据第二实施例的振荡电路的框图；
图15是修整电流DAC的电路图；
图16是根据第三实施例的振荡电路的框图；
图17是图示出根据第三实施例的振荡电路中的节点处的波形的波形图。
具体实施方式
下面将参考图6描述根据第一实施例的振荡电路。运算放大器AMP1和PMOS晶体管MP3构成了反馈放大电路，其执行反馈控制以使得施加给电阻器R1的电压与来自带隙基准电路BGR1的输出，即，基准电压VBGR1相匹配。当与基准电压VBGR1相同的电压被施加给电阻器R1时，PMOS晶体管MP3被偏置为使得电流在PMOS晶体管MP3中流动。该偏置电压也被施加给偏置生成电路6。偏置生成电路6基于给定的偏置电压来生成用于电流源IP1和IN1的控制信号。如后面将描述的，电阻器R1具有可被切换或调节的电阻。
运算放大器AMP2、PMOS晶体管MP4以及电阻器R2和R3构成了输出电压VREG的调节器电路5。基准电压VBGR2从带隙基准电路BGR2被提供给运算放大器AMP2。来自调节器电路5的输出电压VREG是基于基准电压VBGR2根据电阻器R2和R3的电阻分压生成的。
带隙基准电路BGR1和BGR2的每个包括PTAT电压生成电路1、CTAT电压生成电路2和相加比率设置电路3。为了修整基准电压VBGR1和VBGR2的温度依赖性，为带隙基准电路BGR1和BGR2的每个布置有温度依赖性消除切换单元4。
带隙基准电路BGR1和BGR2的配置和操作将在下面参考图7和图8进行描述。由于带隙基准电路BGR2的配置和操作与带隙基准电路BGR1的相同，因此下面将仅描述带隙基准电路BGR1。如图7所示，在带隙基准电路BGR1的PTAT电压生成电路1中，PMOS晶体管MP11、电阻器R11和二极管D1被串联耦合在电源与地之间。PMOS晶体管MP12和二极管D2被串联耦合在电源与地之间。PMOS晶体管MP11和MP12的栅极被共同耦合到运算放大器AMP11的输出。PMOS晶体管MP11和MP12的尺寸比(沟道宽度w/沟道长度L)被设置为彼此相等，以使得相等的电流I1在PMOS晶体管MP11和MP12中流动。运算放大器AMP11包括耦合到电阻器R11的一端的非反相输入端子以及耦合到二极管D2的阳极的反相输入端子。添加到二极管D1和D2的数字(×8和×1)表示二极管D1和D2的相对面积比率。
如图8(A)所示，已知p-n结二极管D1和D2的前向电压Vbe1和Vbe2与绝对温度成比例地降低。运算放大器AMP11具有耦合到反相和非反相输入端子的输出端子，以构成将电阻器R11一端处的电压与二极管D2阳极的电压相匹配的负反馈电路。运算放大器AMP11的输出被固定到这样的电压，在该电压处，电阻器R11一端处的电压与二极管D2阳极的电压相匹配。在图8(A)所示的示例中，二极管D1和D2的面积比是8∶1，并且二极管D1和D2分别以不同的电流密度操作。以这种方式，二极管D1和D2的前向电压之差ΔVbe(＝Vbe2-Vbe1)被施加到电阻器R11的两端之间。如图8(A)所示，二极管D1和D2的前向电压之差ΔVbe与绝对温度成比例地增大。因此，电流I1是绝对温度成比例(PTAT)电流，其与绝对温度成比例地增大。
在CTAT电压生成电路2中，PMOS晶体管MP13和电阻器R12被串联耦合在电源与地之间。PMOS晶体管MP13的栅极被耦合到运算放大器AMP12的输出。PMOS晶体管MP13在导通状态中使得电流I2流动。运算放大器AMP12包括耦合到电阻器R12一端的非反相输入端子和耦合到PTAT电压生成电路1的二极管D2的阳极的反相输入端子。如将在后面描述的，电阻器R12具有可被切换或调节的电阻。
运算放大器AMP12具有耦合到所述非反相输入端子的输出端子，以构成使得电阻器R12一端处的电压与PTAT电压生成电路1的二极管D2的阳极处的电压相匹配的负反馈电路。运算放大器AMP12的输出被固定到这样的电压，在该电压处，电阻器R12一端处的电压与二极管D2的前向电压Vbe2相匹配。以这种方式，等于二极管D2的前向电压Vbe2的电压被施加到电阻器R12的两端之间。如上所述，二极管D2的前向电压Vbe2与绝对温度成比例地降低。因此，电流I2是绝对温度互补(CTAT)电流，其与绝对温度成比例地降低。
相加比率设置电路3包括PMOS晶体管MP14和MP15。由于PMOS晶体管MP14的栅电压由运算放大器AMP11的输出控制，因此PMOS晶体管MP14中流动的电流I3是PTAT电流。电流I3的绝对值是由PMOS晶体管MP14的尺寸比(沟道宽度/沟道长度)与PMOS晶体管MP11和MP12的尺寸比之差确定的。由于PMOS晶体管MP15的栅电压由运算放大器AMP12的输出控制，因此PMOS晶体管MP15中流动的电流I4是CTAT电流。电流I4的绝对值是由PMOS晶体管MP15的尺寸比(沟道宽度/沟道长度)与PMOS晶体管MP13的尺寸比之差确定的
通过相加电流I3和电流I4获得的电流在电阻器R13中流动。当对绝对温度具有正的依赖性的PTAT电流与对绝对温度具有负依赖性的CTAT电流之比适当地被调节时，在电阻器R13中流动的总电流(I3+I4)不依赖于温度(参见图8(B))。在图8(B)所示的示例中，温度依赖性消除切换单元4切换电阻器R12的电阻以调节CTAT电流(I2和I4)的值。以这种方式，不依赖温度的总电流在电阻器R13中流动。在电阻器R13中经转换的电压被输出为基准电压VBGR1。以这种方式，带隙基准电路BGR1和BGR2分别生成并输出不依赖于温度的基准电压VBGR1和VBGR2(参见图8(C))。
下面将参考图9描述偏置生成电路6的偏置和操作。如图9所示，偏置生成电路6是包括PMOS晶体管MP61和MP62以及NMOS晶体管MN61和MN62的电流镜电路。基于来自反馈控制运算放大器AMP1的输出，由基准电压VBGR1和电阻器R1的电阻确定的基准电流在PMOS晶体管MP3中流动。该基准电流由偏置生成电路6，即，电流镜电路根据镜像比(mirror ratio)来调节，以生成用于电流源IP1和IN1的控制信号。在图9所示的示例中，耦合到电阻器R1的振荡频率修整切换单元7切换电阻器R1的电阻并且调节该基准电流的值。以这种方式，电流源IP1和IN1的恒定电流的值被切换。
返回图6，下面描述该振荡电路的操作和配置。图6的振荡电路包括包含上述各个电路的振荡控制单元以及由该振荡控制单元控制的振荡电路单元(振荡信号生成单元)。振荡电路单元包括反相器INV1、INV2和INV3，电容器C1和C2，电流源IP1和IN1，PMOS晶体管MP1和MP2，NMOS晶体管MN1和MN2，以及振荡幅度修整切换单元8。反相器INV1的输入端子被耦合到电容器C1和C2的每个的一个端子(节点NA)。反相器INV2的输入端子耦合到反相器INV1的输出端子(节点NB)。反相器INV2将从反相器INV1输出的矩形波形振荡信号反相，以从输出端子OUT输出经反相的矩形波形振荡信号。反相器INV3的输入端子耦合到反相器INV1的输出端子。反相器INV3将反相器INV1的输出反相，以将经反相的输出提供给PMOS晶体管MP1和NMOS晶体管MN1的栅极。根据反相器INV3的输出，PMOS晶体管MP1和NMOS晶体管MN1交替导通，以将电容器C1和C2的每个的所述一个端子耦合到电流源IP1或IN1，从而对电容器C1和C2充电和放电。PMOS晶体管MP2和NMOS晶体管MN2将栅极共同耦合到反相器INV1的输出。PMOS晶体管MP2和NMOS晶体管MN2之间的节点被耦合到电容器C2的另一端子(节点NC)。PMOS晶体管MP2和NMOS晶体管MN2构成了一反相器，该反相器通过将调节器电路5的输出电压VREG用作电源来驱动电容器C2的另一端子(节点NC)。如后面将描述的，电容器C1具有可被切换或调节的电容。
图10图示出了该振荡电路单元的节点NA、NB和NC处的波形。如图10所示，节点NB和NC处的波形是矩形波形。节点NA处的电压由于与节点NC的电容性耦合而在节点NC的上升时刻上升，并且此后，通过电流源IN1的恒定电流被放电从而降低。当节点NA处的电压低于反相器INV1的阈值Vth时，节点NB和NC处的电压被反相。因此，此时，节点NA处的电压在节点NC的下降时刻下降，并且此后，通过电流源IP1的恒定电流被充电从而升高。当节点NA处的电压高于反相器INV1的阈值Vth时，节点NB和NC处的电压再次被反相。此后，重复相同操作。
接下来，计算振荡信号的振荡频率Fosc。
节点NA处的振荡幅度ΔV是由调节器电路5的输出电压VREG和电容分压确定的。
ΔV＝VH-Vth＝Vth-VL＝(C2/(C1+C2))×VREG  …(1)
这里，C1和C2是电容器C1和C2的电容。
当电流源IP1和IN1的恒定电流的值以及半周期分别用I和t给出时，由下式表达的关系被给出：
I×t＝ΔV×(C1+C2)  …(2)
根据式(1)和式(2)，
t＝(ΔV×(C1+C2))/I＝((C2/(C1+C2))×VREG×(C1+C2))/I＝C2×VREG/I  …(3)
因此，根据式(3)，振荡频率Fosc由下式来表达：
Fosc＝1/(2×t)＝I/(2×C2×VREG)  …(4)
当从带隙基准电路BGR1输出的基准电压VBGR1降低时，电流源IP1和IN1的电流值降低。此时，如从式(4)将清楚的，振荡频率Fosc减小。当从带隙基准电路BGR2输出的基准电压VBGR2降低时，调节器电路5的输出电压VREG被降低以减小振荡幅度ΔV。在此情况中，如从图10的式(4)将清楚的，振荡频率Fosc增大。因此，因电流源IP1和IN1的电流值的温度依赖性导致的振荡频率Fosc的改变与因调节器电路5的输出电压VREG的温度依赖性导致的振荡频率Fosc的改变被抵消。在第一实施例中，振荡幅度修整切换单元8切换电容器C1的电容以调节振荡幅度ΔV。以这种方式，可以生成固定频率。
下面将参考图11(A)至图11(E)描述第一实施例中的修整过程。
(1)通过温度依赖性消除切换单元4来消除带隙基准电路BGR1和BGR2的线性温度依赖性(参见图11(A)和图11(B))。
带隙基准电路BGR1的温度依赖性对应于电流源IP1和IN1的电流值的温度依赖性(参见图11(A))。带隙基准电路BGR2的温度依赖性对应于调节器电路5的输出电压VREG的温度依赖性(参见图11(B))。由带隙基准电路BGR1和BGR2保持的诸如向上倾斜依赖性或向下倾斜依赖性之类的线性温度依赖性被温度依赖性消除切换单元4消除。
(2)通过振荡幅度修整切换单元8来调节振荡幅度ΔV(参见图11(C))。
相对于调节器电路5的输出电压VREG的降低而减小振荡幅度ΔV的程度通过振荡幅度修整切换单元8来调节，以消除振荡频率Fosc的二次温度依赖性。
电流源IP1和IN1基于由带隙基准电路BGR1输出的基准电压VBGR1来生成对电容器C1和C2充电和放电的电流。因此，该充电和放电电流具有如图11A所示的温度依赖性。当充电和放电电流减小时，振荡频率Fosc减小。
振荡幅度ΔV是基于调节器电路5的输出电压VREG确定的。在调节器电路5(参见图6)中，电阻器R2和R3的温度依赖性的影响通过电阻分压被消除。因此，如图11(B)所示，调节器电路5的输出电压VREG具有与带隙基准电路BGR2输出的基准电压VBGR2相同的温度依赖性。当输出电压VREG减小时，振荡频率Fosc增大。
由于带隙基准电路BGR1和BGR2具有相同配置，因此带隙基准电路BGR1和BGR2的温度依赖性彼此相同。当基准电压VBGR1所对应的充电和放电电流的温度依赖性和调节器电路5的输出电压VREG的温度依赖性被反向地相加时，即使如在现有技术参考中那样每个带隙基准电路的输出精度大约为±2％，该振荡频率Fosc的精度也可被维持在±1％或更低(图11(C))。当振荡幅度修整切换单元8调节电容器C1的电容时，振荡幅度ΔV可被调节。因此，在诸如向上倾斜或向下倾斜依赖性之类的线性温度依赖性之后略微存留的二次温度依赖性被平滑并且可被消除。以这种方式，可以获得高精度(例如，±1％内)的振荡电路。
(3)通过振荡频率修整切换单元7来调节振荡频率Fosc(参见图11(D))
由振荡频率修整切换单元7将振荡频率Fosc从(1)和(2)的修整被执行的频率调节为所希望的应用频率(图11(D))。当振荡频率修整切换单元7调节电阻器R1的电阻时，偏置生成电路6的基准电流的值可被调节。以这种方式，对电容器C1和C2充电和放电的电流源IP1和IN1的电流值被调节，以使得能够将振荡频率Fosc调节为所希望的值(应用频率)。
按照由(1)→(2)→(3)→(1)→(2)→(3)→…给出的顺序重复修整过程(1)至(3)，直到使振荡频率Fosc收敛为止，并且所希望的恒定振荡频率Fosc被生成。当该修整被重复时，可以以更接近所希望值的频率来使用振荡器。然而，不需要一直重复修整。在步骤(3)中，尽管电阻器R1的电阻被修整，然而由于电阻器具有二次温度特性，因此在修整电阻器R1的电阻之前和之后，电流源IP1和IN1的电流值的改变比率不完全与振荡频率Fosc的改变比率成比例(参见图11(D))。因此，为了使振荡频率Fosc与所希望值相匹配，要求逐步地执行修整。
出于以下原因，步骤(1)和(2)中的修整在步骤(3)中的修整之前被执行。例如，当使带隙基准电路BGR1的线性温度依赖性尚未被消除时，通过步骤(3)中的修整来将振荡频率Fosc调节为应用频率。此后，当带隙基准电路BGR1的线性温度依赖性被消除时，振荡频率Fosc从该应用频率偏移(参见图11(E))。因此，考虑当在通过步骤(1)和(2)中的修整消除了温度依赖性之后来通过步骤(3)中的修整调节振荡频率Fosc时，振荡频率Fosc较早地被收敛。
参考图12，现在描述温度依赖性消除切换单元4对电阻器R12的电阻的切换以及振荡频率修整切换单元7对电阻器R1的电阻的切换。
图12图示出了对电阻进行切换并且可被包括在温度依赖性消除切换单元4和振荡频率修整切换单元7中的电阻器切换单元的示例。电阻器VR1、VR2、VR3和VR4是图6中的电阻器R1和图7中的可变电阻器R12的示例。电阻器VR1、VR2、VR3和VR4彼此串联地相耦合。电阻器切换单元中包括的开关SW1、SW2、SW3和SW4分别与电阻器VR1、VR2、VR3和VR4并联耦合。加到电阻器VR1、VR2、VR3和VR4的数字(×1、×2、×4和×8)表示电阻器VR1、VR2、VR3和VR4的相对电阻比的示例。通过上面的配置，开关SW1、SW2、SW3和SW4的接通/断开状态被切换以获得所希望的电阻。电阻器切换单元例如基于设置在寄存器中的值来控制开关，以使得能够实现电阻的切换。
下面将参考图13描述振荡幅度修整切换单元8对电容器C1的电容的切换。图13图示出了被包括在振荡幅度修整切换单元8中并且对电容进行切换的电容器切换单元的示例。电容器VC1、VC2、VC3和VC4是图6中的电容器C1的示例。电容器VC1、VC2、VC3和VC4彼此并联地相耦合。电容器切换单元中的开关SW5、SW6、SW7和SW8分别与电容器VC1、VC2、VC3和VC4串联耦合。加到电容器VC1、VC2、VC3和VC4的数字(×1、×2、×4和×8)表示电容器VC1、VC2、VC3和VC4的相对电容比的示例。通过上面的配置，开关SW5、SW6、SW7和SW8的接通/断开状态被切换以获得所希望的电容。电容器切换单元例如基于设置在寄存器中的值来控制开关，以使得能够实现电容的切换。
现在将在关注与第一实施例的不同的情况下参考图14描述振荡电路的第二实施例。相似或相同的标号被赋予与第一实施例的对应组件相同的那些组件。将不对这样的组件进行描述。
在第二实施例中，根据第一实施例的带隙基准电路BGR1和BGR2被共用地耦合，并且电流源IP1和IN1的电流值和调节器电路5的输出电压VREG由单个带隙基准电路BGR控制。取代根据第一实施例的偏置生成电路6，在第二实施例中使用修整电流DAC 9。
下面将参考图15描述修整电流DAC 9的配置和操作。相似或相同的标号被赋予与上述附图中的对应组件相同的那些组件。将不对这样的组件进行描述。
图15中的相加比率设置电路3除了包括图7中的PMOS晶体管MP14和MP15以外，还包括PMOS晶体管MP16和MP17。PMOS晶体管MP16的栅电压由运算放大器AMP11的输出控制。因此，在PMOS晶体管MP16中流动的电流为PTAT电流，并且该电流的绝对值由PMOS晶体管MP16的尺寸比与PMOS晶体管MP11和MP12的尺寸比之差来确定。PMOS晶体管MP17的栅电压由运算放大器AMP12的输出控制。因此，PMOS晶体管MP17中流动的电流是CTAT电流，并且该电流的绝对值由PMOS晶体管MP17的尺寸比与PMOS晶体管MP13的尺寸比之差来确定。
带隙基准电路BGR向调节器电路5供应基准电压VBGR。相加比率设置电路3将通过相加PMOS晶体管MP16中流动的电流与PMOS晶体管MP17中流动的电流而获得的电流作为带隙基准电路BGR的输出提供给修整电流DAC。该电流在修整电流DAC 9的NMOS晶体管MN91中流动。NMOS晶体管MN92、MN93和MN94构成了用于将NMOS晶体管MN91中流动的基准电流分配给PMOS晶体管MP91的电流镜电路。添加到NMOS晶体管MN92、MN93和MN94的数字(×4、×2和×1)表示电流镜电路的镜像比的示例。NMOS晶体管MN95、MN96、MN97分别与NMOS晶体管MN92、MN93和MN94串联耦合。PMOS晶体管MP92构成了用于将PMOS晶体管MP91中流动的电流分配给NMOS晶体管MN98的电流镜电路。修整电流DAC 9将PMOS晶体管MP91和NMOS晶体管MN98的栅电压分别提供给振荡电路的电流源IP1和IN1。
在所示示例中，振荡频率修整切换单元7切换NMOS晶体管MN95、MN96、MN97的导通/截止状态，以切换在NMOS晶体管MN91中流动的基准电流与在PMOS晶体管MP91和NMOS晶体管MN98中流动的电流的比率。以这种方式，电流源IP1和IN1的恒定电流的值被切换。
第二实施例具有与第一实施例相同的优点。在第二实施例中，由于带隙基准电路被共用，因此可以减少电路元件的数目并且可以减少振荡电路所占用的电路面积。
现在将在关注与第一和第二实施例的不同的情况下描述振荡电路的第三实施例。相似或相同的标号被赋予与第一和第二实施例的对应组件相同的那些组件。将不对这样的组件进行描述。
根据第三实施例的振荡电路在配置方面与根据第一和第二实施例的振荡电路单元不同。根据第三实施例的振荡电路包括比较器COMP51，反相器INV51和INV52，电容器C51，电流源IP1和IN1，PMOS晶体管MP1，NMOS晶体管MN1和MN51，电阻器R51、R52和R53，以及振荡幅度修整切换单元8。
电阻器R51、R52和R53彼此串联耦合以对调节器电路5的输出电压VREG进行分压。比较器COMP51的反相输入端子耦合到电容器C51的一个端子(节点ND)。反相器INV51的输入端子耦合到比较器COMP51的输出端子。反相器INV52的输入端子耦合到反相器INV51的输出端子。反相器INV52对从反相器INV51输出的矩形波形振荡信号进行反相，以从输出端子OUT输出经反相的矩形波形振荡信号。反相器INV52对反相器INV51的输出进行反相并且将经反相的输出提供给PMOS晶体管MP1以及NMOS晶体管MN1和MN51。根据反相器INV52的输出，当PMOS晶体管MP1和NMOS晶体管MN1交替导通时，电容器C51的所述一个端子被耦合到电流源IP1或IN1，以对电容器C51充电和放电。NMOS晶体管MN51与电阻器R51并联耦合。NMOS晶体管MN51依赖于比较器COMP51的输出来被导通，以构成对电阻器R51进行短路的开关。
下面将参考图17描述第三实施例的振荡电路单元中的节点ND和输出端子OUT处的波形。在第三实施例中，节点ND的振荡幅度ΔV由下式来表达：
ΔV＝VH-VL＝((R51+R52)/(R51+R52+R53)-R52/(R52+R53))×VREG…(5)
这里，R51、R52和R53分别是电阻器R51、R52和R53的电阻。在第三实施例中，振荡幅度修整切换单元8切换电阻器R51的电阻以调节振荡幅度ΔV。以这种方式，在第三实施例中与第一和第二实施例中相同的方式也生成了固定频率。
如上面详细描述的，在第一至第三实施例中，当从带隙基准电路输出的基准电压较低时，确定振荡频率的充电和放电电流减小以降低振荡频率。当从带隙基准电路输出的基准电压较低时，振荡幅度减小以升高振荡频率。在该振荡电路中，充电和放电电流的温度依赖性与调节器电路的输出电压的温度依赖性相同。当振荡幅度修整切换单元8调节振荡幅度时，振荡频率中不会出现二次温度依赖性，从而可以实现高精度(例如，±1％内)的振荡电路。
本领域技术人员应当清楚，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，本发明可以以许多其它具体形式来实施。具体地，应当明白，本发明可以以下面的形式来实施。
例如，带隙基准电路的配置不限于实施例的配置。带隙基准电路的温度依赖性的消除不限于在图7中描述的并且切换电阻器R12的电阻的配置。例如，在图7的相加比率设置电路3中，可以与PMOS晶体管MP14和MP15并联地布置多个晶体管。包括PMOS晶体管MP14的并联晶体管可被称为多个第四PMOS晶体管。包括PMOS晶体管MP15的并联晶体管可被称为多个第五PMOS晶体管。用于可变地切换从多个第四PMOS晶体管和多个第五PMOS晶体管选出的晶体管的数目(被激活晶体管的数目)的开关电路可以切换PTAT电流和CTAT电流的相加比率。该开关电路可以用作类似于温度依赖性消除切换单元4的第一切换单元。
在第一和第二实施例中，振荡幅度修整切换单元8可以在考虑到基于等式(4)的振荡频率的改变的情况下切换电容器C2的电容。
在图12和图13中描述的电阻器切换单元和电容器切换单元中，电阻和电容的权重被应用。然而，当然，可以布置具有相等值的元件。诸如串联耦合和并联耦合之类的耦合形式可被改变。
另外，可以以任何方式将实施例彼此组合。
带隙基准电路BGR1、BGR2和BGR是带隙基准电路的示例，温度依赖性消除切换单元4是第一切换单元的示例，电流源IP1和IN1是电流源的示例，调节器电路5是调节器电路的示例，电容器C1和C51是第一电容器的示例，电容器C2是第二电容器的示例，PMOS晶体管MP2和NMOS晶体管MN2是反相器的示例，振荡频率修整切换单元7是第二切换单元的示例，振荡幅度修整切换单元8是第三切换单元的示例，电阻器R51、R52和R53是第一、第二和第三分压电阻器的示例，比较器COMP51是比较器的示例，NMOS晶体管MN51是开关的示例，电阻器R1是基准电阻器的示例，运算放大器AMP1和PMOS晶体管MP3是反馈放大电路的示例，NMOS晶体管MN91、MN92、MN93和MN94是电流镜电路的示例，PMOS晶体管MP11、MP12、MP13、MP14和MP15是第一、第二、第三、第四和第五PMOS晶体管的示例，电阻器R11和R12是第一和第二电阻器的示例，二极管D1和D2是第一和第二二极管的示例，以及运算放大器AMP11和AMP12是第一和第二运算放大器的示例。
这里所阐述的所有示例和条件语言旨在用于教导的目的，以辅助读者理解本发明和由发明人为了深化技术所贡献的概念，并且被构造为既不限于这些具体阐述的示例和条件，也不限于与显示本发明的优势和劣势有关的说明书中的这些示例的组织。虽然已详细描述了本发明的实施例，但是应当明白，可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下对其作出各种改变、替代和变更。

Claims (8)

1.一种振荡电路，包括：
基准电压生成电路，所述基准电压生成电路将与绝对温度成比例地增大的绝对温度成比例(PTAT)输出和与绝对温度成比例地减小的绝对温度互补(CTAT)输出相加，以生成并输出基准电压；
第一切换单元，所述第一切换单元被耦合到所述基准电压生成电路，其中，所述第一切换单元切换所述PTAT输出和所述CTAT输出的相加比率以使得所述基准电压生成电路的输出依赖于温度的变化最小化；
电流源，所述电流源基于所述基准电压生成电路的输出生成恒定电流；
调节器电路，所述调节器电路基于所述基准电压生成电路的输出生成恒定电压；
第一电容器和第二电容器，所述第一电容器和所述第二电容器的每个包括耦合到所述电流源的一个端子并且通过所述电流源的所述恒定电流而被充电和放电；
反相器，所述反相器耦合到所述第二电容器的另一端子，其中，所述反相器利用从所述调节器电路提供来的所述恒定电压作为电源来驱动所述第二电容器；
第二切换单元，所述第二切换单元切换所述电流源的所述恒定电流的值以调节振荡频率；以及
第三切换单元，所述第三切换单元耦合到所述第一电容器，其中，所述第三切换单元切换所述第一电容器的电容，以调节所述第一电容器和所述第二电容器的每个的所述一个端子处的振荡幅度；
其中，所述第一切换单元、所述第二切换单元和所述第三切换单元执行修整以生成具有所希望的固定频率的振荡信号。
2.一种振荡电路，包括：
基准电压生成电路，所述基准电压生成电路将与绝对温度成比例地增大的绝对温度成比例(PTAT)输出和与绝对温度成比例地减小的绝对温度互补(CTAT)输出相加，以生成并输出基准电压；
第一切换单元，所述第一切换单元被耦合到所述基准电压生成电路，其中，所述第一切换单元切换所述PTAT输出和所述CTAT输出的相加比率以使得所述基准电压生成电路的输出依赖于温度的变化最小化；
电流源，所述电流源基于所述基准电压生成电路的输出生成恒定电流；
调节器电路，所述调节器电路基于所述基准电压生成电路的输出生成恒定电压；
第一电容器，所述第一电容器包括耦合到所述电流源的一个端子并且通过所述电流源的所述恒定电流而被充电和放电；
第一分压电阻器、第二分压电阻器和第三分压电阻器，它们彼此串联耦合以对从所述调节器电路提供来的所述恒定电压进行分压；
比较器，所述比较器将所述第二分压电阻器和所述第三分压电阻器之间的分压与所述第一电容器的所述一个端子处的电压相比较；
开关，所述开关根据所述比较器的输出被驱动，其中，所述开关在被激活时使所述第一分压电阻器短路；
第二切换单元，所述第二切换单元切换所述电流源的所述恒定电流的值以调节振荡频率；以及
第三切换单元，所述第三切换单元耦合到所述第一分压电阻器，其中，所述第三切换单元切换所述第一分压电阻器的电阻，以调节所述第一电容器的所述一个端子处的振荡幅度；
其中，所述第一切换单元、所述第二切换单元和所述第三切换单元执行修整操作以生成具有所希望的固定频率的振荡信号。
3.根据权利要求1或2所述的振荡电路，还包括：
基准电阻器，所述基准电阻器具有可切换电阻；以及
反馈放大电路，所述反馈放大电路执行反馈控制以使得施加给所述基准电阻器的电压与所述基准电压生成电路的输出的电压相匹配；
其中，所述第二切换单元被耦合到所述基准电阻器并且切换所述基准电阻器的电阻，从而切换所述电流源的所述恒定电流的值。
4.根据权利要求1或2所述的振荡电路，还包括电流镜电路，所述电流镜电流被耦合到所述基准电压生成电路并且基于所述基准电压生成电路的输出来分配基准电流，
其中，所述第二切换单元被耦合到所述电流镜电路并且切换所述电流镜电路的镜像比，从而切换所述电流源的所述恒定电流的值。
5.根据权利要求1或2所述的振荡电路，其中，所述基准电压生成电路包括：
PTAT电压生成电路，包括：
被串联耦合在电源与地之间的第一PMOS晶体管、第一电阻器和第一二极管，
被串联耦合在所述电源与地之间的第二PMOS晶体管和第二二极管，以及
第一运算放大器，所述第一运算放大器执行反馈控制以使得所述第一PMOS晶体管和所述第一电阻器之间的第一电阻器节点处的电压与所述第二二极管的前向电压相匹配；
CTAT电压生成电路，所述CTAT电压生成电路耦合到所述PTAT电压生成电路并且包括：
被串联耦合在所述电源与地之间的第三PMOS晶体管和第二电阻器，其中，所述第二电阻器具有可切换电阻，以及
第二运算放大器，所述第二运算放大器执行反馈控制以使得所述第三PMOS晶体管和所述第二电阻器之间的第二电阻器节点处的电压与所述PTAT电压生成电路中的所述第二二极管的前向电压相匹配；
相加比率设置电路，所述相加比率设置电路被耦合到所述PTAT电压生成电路和所述CTAT电压生成电路并且包括：
第四PMOS晶体管，所述第四PMOS晶体管包括耦合到所述PTAT电压生成电路的所述第一运算放大器并且由所述第一运算放大器的输出控制的栅极，以及
第五PMOS晶体管，所述第五PMOS晶体管包括耦合到所述CTAT电压生成电路的所述第二运算放大器并且由所述第二运算放大器的输出控制的栅极；
其中，所述第一切换单元被耦合到所述CTAT电压生成电路的所述第二电阻器并且切换所述第二电阻器的电阻，从而切换所述PTAT输出和所述CTAT输出的相加比率。
6.根据权利要求3所述的振荡电路，其中，所述基准电压生成电路包括：
生成所述PTAT输出的PTAT电压生成电路；以及
生成所述CTAT输出的CTAT电压生成电路，其中，所述CTAT电压生成电路包括：
被串联耦合在所述电源与地之间的第三PMOS晶体管和第二电阻器，其中，所述第二电阻器具有可切换电阻，以及
第二运算放大器，所述第二运算放大器被耦合到所述PTAT电压生成电路中的第二二极管以接收所述PTAT电压生成电路中的所述第二二极管的前向电压，其中，所述第二运算放大器执行反馈控制以使得所述第三PMOS晶体管和所述第二电阻器之间的第二电阻器节点处的电压与所述PTAT电压生成电路中的所述第二二极管的前向电压相匹配；
其中，所述第一切换单元被耦合到所述CTAT电压生成电路的所述第二电阻器并且切换所述第二电阻器的电阻，从而切换所述PTAT输出和所述CTAT输出的相加比率。
7.根据权利要求1或2所述的振荡电路，其中，所述基准电压生成电路包括：
PTAT电压生成电路，包括：
被串联耦合在电源与地之间的第一PMOS晶体管、第一电阻器和第一二极管，
被串联耦合在所述电源与地之间的第二PMOS晶体管和第二二极管，以及
第一运算放大器，所述第一运算放大器执行反馈控制以使得所述第一PMOS晶体管和所述第一电阻器之间的第一电阻器节点处的电压与所述第二二极管的前向电压相匹配；
CTAT电压生成电路，所述CTAT电压生成电路耦合到所述PTAT电压生成电路并且包括：
被串联耦合在所述电源与地之间的第三PMOS晶体管和第二电阻器，其中，所述第二电阻器具有可切换电阻，以及
第二运算放大器，所述第二运算放大器执行反馈控制以使得所述第三PMOS晶体管和所述第二电阻器之间的第二电阻器节点处的电压与所述第二二极管的前向电压相匹配；
相加比率设置电路，所述相加比率设置电路被耦合到所述PTAT电压生成电路和所述CTAT电压生成电路，其中，所述相加比率设置电路包括：
多个第四PMOS晶体管，所述第四PMOS晶体管包括耦合到所述PTAT电压生成电路的所述第一运算放大器并且由所述第一运算放大器的输出控制的栅极，以及
多个第五PMOS晶体管，所述第五PMOS晶体管包括耦合到所述CTAT电压生成电路的所述第二运算放大器并且由所述第二运算放大器的输出控制的栅极；
其中，所述第一切换单元切换所述CTAT电压生成电路中的所选第四PMOS晶体管的数目和所选第五PMOS晶体管的数目，从而切换所述PTAT输出和所述CTAT输出的相加比率。
8.根据权利要求1或2所述的振荡电路，其中，在所述第一切换单元和所述第三切换单元执行修整之后，所述第二切换单元执行修整。
CN201110174962.5A 2010-06-28 2011-06-22 振荡电路 Active CN102368678B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010146408A JP5451541B2 (ja) 2010-06-28 2010-06-28 発振回路
JP2010-146408 2010-06-28

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102368678A true CN102368678A (zh) 2012-03-07
CN102368678B CN102368678B (zh) 2014-09-17

Family

ID=45351913

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201110174962.5A Active CN102368678B (zh) 2010-06-28 2011-06-22 振荡电路

Country Status (3)

Country Link
US (2) US8508307B2 (zh)
JP (1) JP5451541B2 (zh)
CN (1) CN102368678B (zh)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102931913A (zh) * 2012-10-31 2013-02-13 珠海市杰理科技有限公司 高精度振荡器
CN103677070A (zh) * 2012-09-11 2014-03-26 三星电机株式会社 用于输出信号的装置及方法
CN104813586A (zh) * 2012-08-08 2015-07-29 斯维尔系统 用以控制高度稳定lc振荡器中的lc槽路温度零位特性的方法及设备
CN105099368A (zh) * 2014-05-12 2015-11-25 拉碧斯半导体株式会社 振荡电路、电流生成电路以及振荡方法
CN105811925A (zh) * 2016-03-02 2016-07-27 北京宏力尼科科技有限公司 环形振荡器
CN109120258A (zh) * 2018-08-03 2019-01-01 北京大学深圳研究生院 一种温度自补偿环形振荡器和一种时钟产生电路
CN109582078A (zh) * 2017-09-29 2019-04-05 凯为有限责任公司 用于低电压的电流模式带隙的方法和电路
CN112242833A (zh) * 2019-07-19 2021-01-19 阿自倍尔株式会社 振荡电路

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5451541B2 (ja) 2010-06-28 2014-03-26 スパンション エルエルシー 発振回路
US8817517B2 (en) * 2011-12-30 2014-08-26 Fairchild Semiconductor Corporation One-time programmable fuse read
EP2696500B1 (en) * 2012-08-09 2019-04-24 ams AG Oscillator circuit and method for generating an oscillator signal
WO2014059560A1 (en) * 2012-10-19 2014-04-24 Micron Technology, Inc. Apparatuses and methods for providing oscillation signals
US9331704B2 (en) * 2013-02-01 2016-05-03 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for generating an oscillating output signal
KR20140100855A (ko) * 2013-02-07 2014-08-18 에스케이하이닉스 주식회사 주기신호생성회로
US9401719B2 (en) * 2014-08-14 2016-07-26 Freescale Semiconductor, Inc. Oscillator circuit and method of providing temperature compensation therefor
JP6498481B2 (ja) * 2015-03-12 2019-04-10 ラピスセミコンダクタ株式会社 発振回路および発振方法
US9525424B2 (en) * 2015-04-22 2016-12-20 Elite Semiconductor Memory Technology Inc. Method for enhancing temperature efficiency
US9793841B2 (en) 2015-04-30 2017-10-17 Semiconductor Components Industries, Llc Sensor-less circuit and method for detecting a rotor position
US9886047B2 (en) * 2015-05-01 2018-02-06 Rohm Co., Ltd. Reference voltage generation circuit including resistor arrangements
JP6788962B2 (ja) * 2015-11-19 2020-11-25 セイコーエプソン株式会社 診断回路、電子回路、電子機器および移動体
US10162017B2 (en) * 2016-07-12 2018-12-25 Allegro Microsystems, Llc Systems and methods for reducing high order hall plate sensitivity temperature coefficients
CN106527556A (zh) * 2016-09-20 2017-03-22 天津大学 带有输出电压校准功能的基准电压源结构
CN106656120B (zh) * 2016-11-18 2019-09-20 珠海格力电器股份有限公司 时钟补偿电路、时钟电路和微控制器
US10483985B2 (en) * 2017-01-23 2019-11-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Oscillator using supply regulation loop and operating method thereof
KR102396997B1 (ko) * 2017-01-23 2022-05-12 삼성전자주식회사 서플라이 레귤레이션 루프를 이용한 발진기 및 발진기의 동작 방법
US10120399B1 (en) * 2017-12-20 2018-11-06 Xilinx, Inc. Trim techniques for voltage reference circuits
US10763832B2 (en) 2017-12-22 2020-09-01 Texas Instruments Incorporated Precision oscillators that use imprecise components
JP2019118006A (ja) 2017-12-27 2019-07-18 セイコーエプソン株式会社 発振回路、マイクロコンピューター、及び、電子機器
US10620651B1 (en) 2019-07-11 2020-04-14 Sony Corporation Metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET) based voltage regulator circuit
US11392155B2 (en) * 2019-08-09 2022-07-19 Analog Devices International Unlimited Company Low power voltage generator circuit
US11632079B2 (en) 2020-09-08 2023-04-18 Changxin Memory Technologies, Inc. Oscillating circuit
CN114157239A (zh) * 2020-09-08 2022-03-08 长鑫存储技术有限公司 振荡电路
KR102494339B1 (ko) * 2020-12-17 2023-02-06 삼성전기주식회사 온도 및 전원전압 보상기능을 갖는 튜너블 발진기
KR20230112326A (ko) * 2022-01-20 2023-07-27 에스케이하이닉스 주식회사 온도 변화에도 기준 전류 혹은 기준 전압을 생성하는 반도체 장치
TWI794081B (zh) * 2022-04-20 2023-02-21 新唐科技股份有限公司 具有溫度補償的震盪器與使用其的電子裝置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6731181B2 (en) * 2000-08-31 2004-05-04 Citizen Watch Co., Ltd. Temperature compensated oscillator using a control voltage generation circuit
JP2008252414A (ja) * 2007-03-30 2008-10-16 Fujitsu Microelectronics Ltd 発振回路
CN101361007A (zh) * 2006-07-21 2009-02-04 三菱电机株式会社 调制信号发生电路、发送接收模块、以及雷达装置

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0722253B2 (ja) 1986-04-16 1995-03-08 日本電装株式会社 発振回路
US5611318A (en) * 1995-05-30 1997-03-18 Delco Electronics Corporation Automotive ignition system lockup protection circuit
US6020792A (en) * 1998-03-19 2000-02-01 Microchip Technology Inc. Precision relaxation oscillator integrated circuit with temperature compensation
US6356161B1 (en) * 1998-03-19 2002-03-12 Microchip Technology Inc. Calibration techniques for a precision relaxation oscillator integrated circuit with temperature compensation
US7199646B1 (en) * 2003-09-23 2007-04-03 Cypress Semiconductor Corp. High PSRR, high accuracy, low power supply bandgap circuit
JP4514460B2 (ja) * 2004-01-29 2010-07-28 富士通セミコンダクター株式会社 発振回路および半導体装置
US7034627B1 (en) * 2004-04-01 2006-04-25 National Semiconductor Corporation Oscillator circuit with variable reference voltage and current
US7102452B1 (en) * 2004-12-31 2006-09-05 Zilog, Inc. Temperature-compensated RC oscillator
US7683701B2 (en) 2005-12-29 2010-03-23 Cypress Semiconductor Corporation Low power Bandgap reference circuit with increased accuracy and reduced area consumption
JP4808069B2 (ja) 2006-05-01 2011-11-02 富士通セミコンダクター株式会社 基準電圧発生回路
US7557631B2 (en) * 2006-11-07 2009-07-07 Micron Technology, Inc. Voltage and temperature compensation delay system and method
JP2008244665A (ja) * 2007-03-26 2008-10-09 Fujitsu Ltd 発振回路及び半導体装置
US8067992B2 (en) * 2008-06-06 2011-11-29 Avago Technologies Ecbu Ip (Singapore) Pte. Ltd. Temperature compensation circuit and method
TWI377779B (en) * 2009-01-06 2012-11-21 Ite Tech Inc Low temperature coefficient oscillator
US7884679B2 (en) * 2009-03-18 2011-02-08 Nxp B.V. Process, voltage, temperature compensated oscillator
JP2011135349A (ja) * 2009-12-24 2011-07-07 Fujitsu Semiconductor Ltd 発振装置
JP5451541B2 (ja) 2010-06-28 2014-03-26 スパンション エルエルシー 発振回路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6731181B2 (en) * 2000-08-31 2004-05-04 Citizen Watch Co., Ltd. Temperature compensated oscillator using a control voltage generation circuit
CN101361007A (zh) * 2006-07-21 2009-02-04 三菱电机株式会社 调制信号发生电路、发送接收模块、以及雷达装置
JP2008252414A (ja) * 2007-03-30 2008-10-16 Fujitsu Microelectronics Ltd 発振回路

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104813586A (zh) * 2012-08-08 2015-07-29 斯维尔系统 用以控制高度稳定lc振荡器中的lc槽路温度零位特性的方法及设备
CN103677070A (zh) * 2012-09-11 2014-03-26 三星电机株式会社 用于输出信号的装置及方法
US9081400B2 (en) 2012-09-11 2015-07-14 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Apparatus and method for outputting signal
CN103677070B (zh) * 2012-09-11 2015-10-28 三星电机株式会社 用于输出信号的装置及方法
CN102931913A (zh) * 2012-10-31 2013-02-13 珠海市杰理科技有限公司 高精度振荡器
CN102931913B (zh) * 2012-10-31 2015-02-18 珠海市杰理科技有限公司 高精度振荡器
CN105099368A (zh) * 2014-05-12 2015-11-25 拉碧斯半导体株式会社 振荡电路、电流生成电路以及振荡方法
CN105099368B (zh) * 2014-05-12 2021-08-03 拉碧斯半导体株式会社 振荡电路、电流生成电路以及振荡方法
CN105811925A (zh) * 2016-03-02 2016-07-27 北京宏力尼科科技有限公司 环形振荡器
CN109582078A (zh) * 2017-09-29 2019-04-05 凯为有限责任公司 用于低电压的电流模式带隙的方法和电路
TWI801414B (zh) * 2017-09-29 2023-05-11 新加坡商馬維爾亞洲私人有限公司 用於生成一恆定電壓參考位準的方法和電路
CN109120258A (zh) * 2018-08-03 2019-01-01 北京大学深圳研究生院 一种温度自补偿环形振荡器和一种时钟产生电路
CN112242833A (zh) * 2019-07-19 2021-01-19 阿自倍尔株式会社 振荡电路

Also Published As

Publication number Publication date
US8922289B2 (en) 2014-12-30
US20110316515A1 (en) 2011-12-29
US8508307B2 (en) 2013-08-13
CN102368678B (zh) 2014-09-17
JP5451541B2 (ja) 2014-03-26
JP2012010262A (ja) 2012-01-12
US20130293313A1 (en) 2013-11-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102368678B (zh) 振荡电路
US8436687B2 (en) Oscillating apparatus
KR20170108924A (ko) 자기-바이어스 rc 발진 장치 및 램프 발생 장치를 구비하는 회로 장치 및 그의 방법
KR20150049632A (ko) 온도 보상 저전류 발진기 회로, 및 이를 포함하는 장치
CN103051286B (zh) 一种可修调的高精度弛张振荡器
JP6242274B2 (ja) バンドギャップリファレンス回路及びそれを備えた半導体装置
CN107017844B (zh) 一种rc振荡器
TW201413415A (zh) 參考電壓產生器
CN108693913A (zh) 温度系数可调节的电流产生电路
WO2009118267A1 (en) A bias current generator
CN102832882A (zh) 振荡电路
CN112346507B (zh) 电压发生器
CN105071801A (zh) 抗工艺、电压、温度变化的低功耗尾电流型环形振荡电路
CN102473018A (zh) 基准电压生成电路
CN113489460B (zh) Rc振荡电路及rc振荡器
CN110011644B (zh) 一种环形振荡器
CN109787558B (zh) 振荡器电路及其修调方法
KR101268314B1 (ko) 반도체 파형 발생기
CN210041779U (zh) 一种支持多频率输出的精准振荡器电路
JP6498481B2 (ja) 発振回路および発振方法
JP5867180B2 (ja) 電圧制御発振器
CN111181491A (zh) 一种时钟产生电路
CN217307642U (zh) 一种宽电压范围低温漂的rc振荡电路
CN108334154B (zh) 一种由低值基准生成高值基准的电路结构
JP7232156B2 (ja) 発振装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: SPANSION LLC N. D. GES D. STAATES

Free format text: FORMER OWNER: FUJITSU SEMICONDUCTOR CO., LTD.

Effective date: 20131225

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20131225

Address after: American California

Applicant after: Spansion LLC N. D. Ges D. Staates

Address before: Kanagawa

Applicant before: Fujitsu Semiconductor Co., Ltd.

C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20160324

Address after: American California

Patentee after: Cypress Semiconductor Corp.

Address before: American California

Patentee before: Spansion LLC N. D. Ges D. Staates