CN105099368A - 振荡电路、电流生成电路以及振荡方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及振荡电路、电流生成电路以及振荡方法。提供抑制温度依赖性并且能够进行低电压工作而且抑制布局面积的增大的振荡电路、电流生成电路和振荡方法。包含：第一电流源，电流值对温度的依赖性示出第一特性；第二电流源，电流值对温度的依赖性示出第二特性；第一变换部，输入第一电流源的电流而输出第一特性被变换为规定的特性的第一电流；第二变换部，输入第二电流源的电流而输出所述第二特性被变换为所述规定的特性的第二电流；减法部，输入第一电流和第二电流而输出作为第一电流与第二电流的差分的差电流；以及时钟生成部，基于差电流来交替地对第一电容和第二电容进行充电和放电而生成时钟信号。

Description

振荡电路、电流生成电路以及振荡方法

技术领域

本发明涉及振荡电路、电流生成电路以及振荡方法。

背景技术

对于在设计振荡电路方面的主要的参数之一，可列举从振荡电路输出的时钟的频率的精度，存在为了使该输出时钟的频率精度提高而要求使在振荡电路的内部使用的基准电流生成电路的温度依赖性降低的情况。

作为使用现有技术的基准电流生成电路的振荡电路，已知有专利文献1的段落[0019]–[0036]、图1所公开的振荡电路。专利文献1所公开的振荡电路1特别为内置于微控制器的振荡电路，具有：产生基准电流的基准电阻RE1、向基准电阻RE1供给电流的运算放大器AMP1、对施加于基准电阻RE1的基准电压进行决定的基准电压产生电路24、基于由基准电流生成的偏置电位PB1、NB1和由偏置电位PB1、NB1生成的恒定电流Ip、In来确定振荡频率的集成电路2、以及以成为与基准电阻RE1的温度依赖性相同的温度依赖性的方式设定基准电压产生电路24的输出电压的温度依赖性的设定寄存器25。而且，在专利文献1中，假设根据这样的振荡电路1，基于不依赖于温度的偏置电位和恒定电流来得到温度依赖性小的振荡频率。

此外，作为使用现有技术的基准电流生成电路的振荡电路的其他的例子，存在专利文献2所公开的振荡电路。在专利文献2所公开的振荡电路的基准电流产生电路中，将相对于绝对温度具有正的依赖性的电流和相对于绝对温度具有负的依赖性的电流相加来产生大体上不依赖于温度的电流（段落[0052]–[0065]、图8）。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2008–252414号公报；

专利文献2：日本特开2011–135349号公报。

发明要解决的课题

然而，专利文献1所公开的用于生成基准电流的基准电压产生电路24为使用运算放大器的电路结构，因此，存在低电压工作是困难的这样的问题。具体地，在专利文献1所公开的基准电压产生电路24中，使用了使用专利文献1的图5所示的运算放大器的带隙（bandgap）电路。

运算放大器一般为在电源和GND（地、接地）之间将MOSFET（MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管，以下有称为“MOS晶体管”的情况）设为至少3级纵向堆积的结构，因此，当将MOS晶体管的阈值电压设为0.6V时，需要1.8V以上的电源电压。此外，由于需要使用专用的带隙电路、多个运算放大器而且需要使用高耐压的MOS晶体管，所以存在元件数量的增加、布局（layout）面积的增大等问题。关于该方面，专利文献2的基准电流产生电路也是同样的。

发明内容

本发明是为了解决上述的课题而完成的，其目的在于提供抑制温度依赖性并且能够进行低电压工作而且抑制布局面积的增大的振荡电路、电流生成电路和振荡方法。

用于解决课题的方案

本发明的振荡电路包含：第一电流源，电流值对温度的依赖性示出第一特性；第二电流源，电流值对温度的依赖性示出第二特性；第一变换部，输入所述第一电流源的电流而输出所述第一特性被变换为规定的特性的第一电流；第二变换部，输入所述第二电流源的电流而输出所述第二特性被变换为所述规定的特性的第二电流；减法部，输入所述第一电流和所述第二电流而输出作为所述第一电流与所述第二电流的差分的差电流；以及时钟生成部，基于所述差电流来交替地对第一电容和第二电容进行充电和放电而生成时钟信号。

此外，本发明的电流生成电路包含：第一电流源，电流值对温度的依赖性示出第一特性；第二电流源，电流值对温度的依赖性示出第二特性；第一变换部，输入所述第一电流源的电流而输出所述第一特性被变换为规定的特性的第一电流；第二变换部，输入所述第二电流源的电流而输出所述第二特性被变换为所述规定的特性的第二电流；以及减法部，输入所述第一电流和所述第二电流而输出作为所述第一电流与所述第二电流的差分的差电流。

另一方面，本发明的振荡方法是，将电流值对温度的依赖性示出第一特性的第一电流源的电流输入到第一变换部中，并从所述第一变换部输出所述第一特性被变换为规定的特性的第一电流，将电流值对温度的依赖性示出第二特性的第二电流源的电流输入到第二变换部中，并从所述第二变换部输出所述第二特性被变换为所述规定的特性的第二电流，将所述第一电流和所述第二电流输入到减法部中，并从所述减法部输出作为所述第一电流与所述第二电流的差分的差电流，基于所述差电流来交替地对第一电容和第二电容进行充电和放电而生成时钟信号。

发明效果

根据本发明，能够提供抑制温度依赖性并且能够进行低电压工作而且抑制布局面积的增大的振荡电路、电流生成电路和振荡方法。

附图说明

图1是示出第一实施方式的振荡电路的功能结构的一个例子的功能框图。

图2是示出第一实施方式的电流源的结构的一个例子的电路图。

图3是示出第一实施方式的电流源的结构的另一例子的电路图。

图4是示出第一实施方式的减法电路的结构的一个例子的电路图。

图5是用于说明实施方式的电流源的温度依赖性的图表。

图6是用于说明实施方式的电流源的温度依赖性的抑制的图表。

图7是示出实施方式的时钟生成电路的结构的一个例子的电路图。

图8是示出第二实施方式的振荡电路的功能结构的一个例子的功能框图。

图9是示出第二实施方式的电流源的结构的一个例子的电路图。

图10是示出第三实施方式的振荡电路的功能结构的一个例子的功能框图。

图11是示出第三实施方式的VDD校正电路的结构的一个例子的电路图。

具体实施方式

以下，参照附图来对用于实施本发明的方式详细地进行说明。

[第一实施方式]

参照图1至图7，对本实施方式的振荡电路100和电流生成电路50进行说明。图1是示出本实施方式的振荡电路的功能框图，图2至图4和图7分别示出了图1中的电流源1、电流源2、减法电路5、以及时钟生成电路9的具体的电路。此外，图5是用于说明本实施方式的电流源1和电流源2的温度依赖性的图表，图6是用于说明本实施方式的电流源1和电流源2的温度依赖性的抑制的图表。

如图1所示，本实施方式的振荡电路100包含电流源1、电流源2、微调（trimming）电路3、4、6（在图1中，分别记载为×m、×n、×k）、减法电路5（在图1中，记载为B–A）、时钟生成电路9（在图1中，记载为cr_osc）而构成。

在本实施方式的振荡电路100中，包含电流源1、2、微调电路3、4以及减法电路5来构成生成温度依赖性被压制了的电流的电流生成电路50。

电流源1输出基准电流I1，微调电路3利用微调信号tc_trim<4︰0>来生成基准电流I1的m倍的电流A。在此，微调信号tc_trim<4︰0>意味着对连接于各个微调信号的电流镜电路的电流比率进行选择的5个（5位（bit））选择信号，例如，构成为以H（高）电平为选择、以L（低）电平为非选择。

同样地，电流源2输出基准电流I2，微调电路4利用微调信号sub_trim<4︰0>生成基准电流I2的n倍的电流B。

减法电路5从电流B减去电流A来生成电流B–A。

微调电路6利用微调信号trim<6︰0>来生成电流B–A的k倍的电流C。时钟生成电路9是在en信号（参照图7）为H电平时利用电流B–A交替地对电容器（电容）C0和C1（参照图7）进行充电和放电来进行振荡的振荡电路，通过该振荡生成时钟信号clkout。

接着，参照图2至图4来对电流源1、2和减法电路5的具体的电路结构进行说明。图1中的pd_n是用于启动电流源1和电流源2的信号，例如，将该pd_n设为H电平来启动电流源1和电流源2（省略启动电路的图示）。在本实施方式中，假设电流源1和电流源2已经被启动来进行说明。

如图2所示，电流源1是包含P沟道型MOS晶体管MP0、MP1、MP2、N沟道型MOS晶体管MN0、MN1、以及电阻R0而构成的自偏置电路。再有，在以下，存在将P沟道型MOS晶体管MPi仅记载为“MPi”、将N沟道型MOS晶体管MNj仅记载为“MNj”的情况。

在本实施方式的电流源1中，MP0和MP1的尺寸（dimension）采用同一尺寸，MN0采用MN1的数倍的尺寸。此外，MP0和MP1构成将栅极–源极间电压设为共同的电流镜电路，因此，在两个晶体管流动相等的电流。另一方面，MN0和MN1的栅极电压是共同的并且MN0的源极连接于电阻R0，因此，MN0的栅极–源极间电压Vgs（MN0）比MN1的栅极–源极间电压Vgs（MN1）小，当使施加于电阻R0的电压为V（R0）时，下述的式（1）被补充。

V（R0）+Vgs（MN0）=Vgs（MN1）…（1）。

而且，从MP0供给在MN0流动的电流，此外，从MP1供给在MN1流动的电流，在MP0流动的电流与在MP1流动的电流相等，因此，在MN0流动的电流与在MN1流动的电流也相等。因此，在电路中流动的电流IR0根据电阻R0的大小来决定。通过由MP0和MP2构成的电流镜电路并基于MP0和MP2的比率复制在该电路中流动的电流IR0，并作为电流I1输出。

此外，如图3所示，本实施方式的电流源2是包含P沟道型MOS晶体管MP3、MP4、N沟道型MOS晶体管MN2、MN3、MN4、以及电阻R1而构成的自偏置电路。与电流源1的电路结构上的不同之处在于根据电阻R1决定在电路中流动的电流IR1和通过由MN3和MN4构成的电流镜电路取出电流I2。

在本实施方式的电流源2中，电阻R1的电阻值被设定得比电流源1的电阻R0的电阻值大。因此，由于电流IR1比电流IR0小，所以电流I2也比电流I1小，因此，电流I2的温度依赖性的斜率也比电流I1的温度依赖性的斜率小（参照图5）。此外，本实施方式的电流源1和电流源2都采用生成示出正的温度依赖性的所谓的PTAT（ProportionalToAbsoluteTemperature，与绝对温度成比例）电流的电路。再有，电流源1和电流源2的温度依赖性并不限于此，也可以采用生成示出负的温度依赖性的所谓的CTAT（ComplimentaryToAbsoluteTemperature，与绝对温度互补）电流的电路。

微调电路3是利用微调信号tc_trim<4︰0>选择性地取出电流的电流镜电路。关于本实施方式的微调电路，作为一个例子，以能够利用微调信号tc_trim<4︰0>来对复制被输入的电流的电流镜电路的电流比率（在本实施方式的微调电路中设定有5种）进行选择的方式即以能够调整输出电流与输入电流之比的大小的方式构成。

更具体地，被构成为微调信号tc_trim<4︰0>为二进制码（binarycode），进行2的N（在本实施方式中N=5）次方的加权而输出电流I1的m倍的电流A。再有，微调信号tc_trim并不限定于5个，只要根据设置的电流比率的数量而设置适当的数量即可。

同样地，微调电路4是利用微调信号sub_trim<4︰0>选择性地取出电流的电流镜电路。更具体地，被构成为微调信号sub_trim<4︰0>为二进制码，进行2的N（在本实施方式中N=5）次方的加权而输出电流I2的n倍的电流B。

如图4所示，减法电路5是包含P沟道型MOS晶体管MP5和MP6而构成的电流镜电路。减法电路5为将从微调电路3输入的电流A和从微调电路4输入的电流B有线连接并通过电流镜取出为电流B–A的结构。再有，在本实施方式中，例示说明了从电流B减去电流A的方式的减法电路5，但是，只要求取电流A和电流B的差分即可，因此，并不限于此，也可以采用从电流A减去电流B的方式的减法电路5。

在本实施方式的电流生成电路50中，如图5所示那样电流源1的输出电流I1和电流源2的输出电流I2具有不同的正的斜率。而且，如图6所示，调整为：通过微调电路3使电流I1为m倍，通过微调电路4使电流I2为n倍，由此，电流A相对于温度的斜率与电流B相对于温度的斜率相等。其结果是，能够通过从电流B=I2×n减去电流A=I1×m来得到相对于温度的斜率大体上为0的电流。

在本实施方式的电流生成电路50中，进而，通过微调电路6使电流B–A为k倍来作为电流C。微调电路6是利用微调信号trim<6︰0>选择性地取出电流的电流镜电路。微调信号trim<6︰0>为二进制码，进行2的N（在本实施方式中N=7）次方的加权而输出电流B–A的k倍的电流C。

根据以上的结构，本实施方式的电流生成电路50能够生成温度依赖性小的电流，将由该电流生成电路50生成的温度依赖性小的电流应用于接着说明的振荡电路100中的时钟生成电路9，由此，能够得到温度依赖性小的振荡频率。

接着，参照图7，对本实施方式的振荡电路100的时钟生成电路9更具体地进行说明。

如图7所示，本实施方式的时钟生成电路9包含P沟道型MOS晶体管MP20至MP25、N沟道型MOS晶体管MN20至MN25、SR锁存器23、双输入NAND21、25、反相器22、24、26~28、以及电容器C0、C1而构成。

图7所示的MP21、MP20、MP24和MP23的漏极分别连接于微调电路6，从微调电路6分别供给电流is0、is1、is2和is3。即，在本实施方式中，电流is0、is1、is2和is3的电流值相等，为微调电路6的输出电流C。

en信号为使能信号，时钟生成电路9在en信号为H电平的情况下为振荡状态，在L电平的情况下为振荡停止状态。

首先，当en信号为L电平时，经由反相器27和反相器28而使双输入NAND21的输出为H电平，因此，经由反相器22而使SR锁存器23的S输入为L电平。另一方面，双输入NAND25的输出为L电平，因此，经由反相器26而使R输入为H电平。其结果是，SR锁存器23的Q输出为H电平，经由反相器24而使输出的时钟信号clkout为L电平。再有，MP22和MP25的漏极连接于电源电压VDD，并根据栅极输入来规定双输入NAND的一个输入电平。

另一方面，en信号的L电平经由反相器27而为H电平，因此，MN20为导通，连接电容器C0的节点a为L电平。同样地，MN23为导通，因此，连接电容器C1的节点an成L电平。

接着，当en信号为H电平时，经由反相器27、28、双输入NAND21以及反相器22而使SR锁存器23的S输入为H电平，因此，Q输出保持H电平。此外，经由反相器27而使栅极电位为L电平，因此，MN20和MN23截止，MP20和MP23导通。

此时，如上述那样，由于SR锁存器23的Q输出保持H电平，所以MN21为导通，因此，节点a为保持L电平的状态。另一方面，由于SR锁存器23的QN输出保持L电平，所以连接于节点an的MN24维持截止状态，MP24维持导通状态。由于连接于节点an的MP23为导通，所以电流is3（电流C）经由MP23流入，由此，电容器C1被充电，节点an的电位上升。

当节点an的电位为MN25的阈值电压时，MN25导通，节点an2为L电平。那样的话，经由双输入NAND25、反相器26而使SR锁存器23的R输入为L电平，因此，QN输出为H电平，MN23导通，使电容器C1的电荷放电。此外，Q输出为L电平，因此，MN21截止，其结果是，电流is1（电流C）经由MP20流入，由此，电容器C0被充电。另一方面，QN输出为H电平，由此，MN24导通，将节点an保持为L电平。

当通过对电容器C0充电而使节点a的电位为MN22的阈值电压时，MN22导通，节点a2为L电平。那样的话，经由双输入NAND21、反相器22而使SR锁存器23的S输入为L电平，Q输出为H电平，因此，MN21导通，电容器C0的电荷被放电。此外，SR锁存器23的S输入为L电平，由此，QN输出为L电平，因此，MN24为截止，电流is3（电流C）经由MP23流入，由此，电容器C1被充电。

如以上详细叙述的那样，在本实施方式的时钟生成电路9中，通过电流C交替地对电容器C0和C1进行充电和放电，由此，生成时钟信号clkout。然后，根据本实施方式的振荡电路100，使用作为温度依赖性小的基准电流的电流C来作为用于时钟生成电路9的基准电流，因此，能够得到温度依赖性小的振荡频率。

也就是说，在本实施方式的电流生成电路50中，设置有生成PTAT电流的电流源1、生成同样是PTAT电流并且电流值比电流源1小的电流的电流源2、使电流源1的输出电流I1为m倍的微调电路3、使电流源2的输出电流I2为n倍的微调电路4、以及从微调电路3的输出电流A（=m×I1）减去微调电路4的输出电流B（=n×I2）的减法电路5，并且调整微调电路3和微调电路4的电流比率来将电流A和电流B的温度依赖性校准，通过减法电路5从电流B减去电流A，由此，能够生成温度依赖性小的电流。

而且，在本实施方式的振荡电路100中，采用利用规定的基准电流交替地进行2个电容器C0和C1的充电和放电来进行振荡的方式的时钟生成电路9，将通过微调电路6使电流生成电路50的输出电流为k倍的电流C（=k×（B–A））用作该基准电流，因此，能够得到温度依赖性小的振荡频率。再有，在本实施方式的振荡电路100中使用的电流生成电路50的输出电流不一定需要通过微调电路6而为k倍，也可以将电流生成电路50的输出电流B–A直接用作时钟生成电路9的基准电流。

根据本实施方式的振荡电路100，能够进一步配合时钟生成电路9的振荡频率的温度依赖性来校准电容器C0和C1的充电电流的大小、温度依赖性。因此，例如在由半导体元件形成振荡电路100的情况下，即使由于构成时钟生成电路9的元件的偏差等而在半导体芯片间使时钟生成电路9的振荡频率产生偏差，也能够通过调整充电电流的大小、温度依赖性来将时钟生成电路9的输出时钟信号clkout的频率校准为目标频率，因此，能够得到温度依赖性小的振荡频率。

此外，本实施方式的电流生成电路50和振荡电路100能够不使用运算放大器来构成，因此，能够减少元件数量，并且能够以1.4V左右的低电压的电源电压进行工作，此外能够使用微小的晶体管，因此，得到能够使布局面积变小这样的效果。

进而，在本实施方式的振荡电路100中采用的时钟生成电路9中，由MP21和MN22构成的反相器、由MP24和MN25构成的反相器分别连接于交替地被充电和放电的2个电容器C0、C1。而且，代替电压电源VDD来作为电流供给源的电流源is0（电流C）连接于由MP21和MN22构成的反相器，代替电压电源VDD来作为电流供给源的电流源is2（电流C）连接于由MP24和MN25构成的反相器。

由此，被构成为利用使用作为基准电流的电流C的电流源来进行工作的反相器对施加于2个电容器C0、C1的电压进行控制即电容器C0、C1的充电和放电根据反相器的NMOS晶体管MN22、MN25的阈值来工作，因此，也得到能够使振荡频率的电源电压依赖性小这样的效果。

[第二实施方式]

参照图8和图9来对本实施方式的振荡电路200进行说明。如图8所示，振荡电路200是将图1所示的振荡电路100中的电流源1替换为电流源1a、将电流生成电路50替换为电流生成电路50a的振荡电路。因此，对相同的结构标注相同的附图标记，并省略其说明。

在图3所示的电流源2中，当元件温度为高温例如为100℃以上时，泄漏电流分量指数函数地增加，因此，存在如下这样的问题：即使取与电流源1的差分，泄漏分量也会残留，电容器C0、C1的充电电流由于高温而增加，振荡频率变高。本实施方式的电流生成电路50a、振荡电路200要解决该问题。

图9是本实施方式的电流源1a的电路图。在图9中，P沟道型MOS晶体管MP50、MP51、MP52、N沟道型MOS晶体管MN50、MN51、以及电阻R3的每一个分别对应于图2所示的电流源1的P沟道型MOS晶体管MP0、MP1、MP2、N沟道型MOS晶体管MN0、MN1、以及电阻R0。因此，电流源1a为将P沟道型MOS晶体管MP53、N沟道型MOS晶体管MN52、MN53、MN54、MN55和MN56连接于电流源1的电路。再有，省略了与htc_trim<0>~htc_trim<3>连接的相当于MN55、MN56的N沟道型MOS晶体管的附图标记。

如图9所示，共源共栅（cascode）连接的MN52、MN53连接于作为电流源的MP53，MN53的源极连接于GND，MN52和MN53的共同栅极连接于MN52的漏极和MN54的栅极。此外，MN54的漏极连接于MN50的漏极，MN54的源极连接于MN55的漏极，MN55的栅极连接于自身的漏极，MN55的源极连接于MN56的漏极，MN56的源极连接于GND，MN56的栅极连接于微调信号htc_trim<4>。相当于MN55、MN56的晶体管也连接于微调信号htc_trim<0>~htc_trim<3>。

在此，由于MN52和MN53为共源共栅连接而栅极为共同的，所以MN52的漏极电压Vd（MN52）为MN52的栅极–源极间电压Vgs（MN52）和MN53的漏极–源极间电压Vds（MN53）之和。也就是说，下述式（2）成立。

Vd（MN52）=Vgs（MN52）+Vds（MN53）…（2）。

另一方面，在MN56的栅极输入htc_trim<4>为H电平的情况下，特别是在由于该H电平而使MN56的栅极电压充分高的情况下，MN56的漏极–源极间电压充分小而能够看作0V。此外，MN54的栅极电压等于上述Vd（MN52），因此，将MN55的栅极–源极间电压设为Vgs（MN55），MN54的栅极–源极间电压Vgs（MN54）能够用下述式（3）表示。

在此，如果忽视MN52的基板偏置效果，则能看作Vgs（MN52）和Vgs（MN55）大体上相等，因此，下述式（4）成立。

Vgs（MN54）≈Vds（MN53）…（4）。

也就是说，为MN55的阈值电压的几分之一左右的电压，MN54在亚阈值区域工作。因此，能够在MN54流动由于高温而指数函数地增加的电流。

其结果是，在图9所示的电流源1a中，在构成振荡电路200的半导体元件例如为100℃以上的高温的情况下，经由MN54流出泄露电流分量，由此，能够使在MP51、MN51流动的泄露电流分量增加。根据该结构，在MP50流动的电流为将高温时的泄露电流分量与电流IR3相加后的电流，因此，通过对该相加后的电流进行复制并取出为电流I1，从而得到如下这样的效果：即使在高温时，也能够以作为差分的电流B–A即对电容器C0、C1进行充电和放电的电流不会增加的方式进行调整来抑制振荡频率的变动。

[第三实施方式]

参照图10和图11来对本实施方式的振荡电路300进行说明。

如图10所示，振荡电路300是对图1所示的振荡电路100追加VDD校正电路7和减法电路8后的电路。振荡电路300通过对振荡电路100附加VDD校正电路7和减法电路8，从而除了振荡频率的温度依赖性的改善之外还要进一步改善电源电压依赖性。

参照图11来对VDD校正电路7的具体的电路结构进行说明。VDD校正电路7具有流出用于校正振荡频率的电源电压（VDD）依赖性的基准电流的电流源、以及对该电流源的电流进行微调的微调电路。也就是说，VDD校正电路7生成依赖于电源电压VDD的基准电流，利用微调信号vdd_trim<2︰0>来选择基于该基准电流的复制电流，生成依赖于电源电压VDD的输出电流D。减法电路8从微调电路6的输出电流C减去该电流D而生成电流C–D。

如图11所示，P沟道型MOS晶体管MP7和MP8、MP9以及MP10构成电流镜电路，在电阻R4流动的电流IR4基于MP7与MP8、MP9、MP10的每一个的尺寸比而被复制。MP11、MP12和MP13分别成为使MP8、MP9和MP10导通/截止的开关，该开关的栅极分别连接于微调信号vdd_trim<2>、vdd_trim<1>和vdd_trim<0>。也就是说，通过微调信号vdd_trim<2︰0>来选择相对于电流IR4的镜像（mirror）比，由此，输出为电流D。

在此，关于在电阻R4流动的电流IR4，如果电源电压VDD变高，则变大，如果电源电压VDD变低，则变小，因此，在本实施方式的振荡电路300中，通过电流IR4来检测电源电压VDD的变动。而且，基于根据电源电压VDD的变动发生变动的电流IR4来生成根据电源电压VDD发生变动的电流D。

接着，减法电路8是与图4所示的减法电路5同样地构成的电路，从电流C减去电流D来生成电流C–D，向时钟生成电路9供给该电流C–D。也就是说，在本实施方式的振荡电路300的时钟生成电路9中，供给电流C–D来作为图7所示的电流is0至is3。由此，向时钟生成电路9供给从包含由电源电压VDD的变动造成的变动的量的电流C减去该变动的量后的电流C–D。再有，在本实施方式中，例示说明了从电流C减去电流D的方式的减法电路8，但是，只要求取电流C与电流D的差分即可，因此，并不限于此，也可以采用从电流D减去电流C的方式的减法电路5。

如以上那样，在本实施方式的振荡电路300中，设置有基于对电源电压VDD的电源变动进行检测的电流来生成包含由电源电压VDD造成的变动的量的输出电流D的VDD校正电路7、以及从包含由电源电压VDD造成的变动的量的电流C减去电流D来作为电流C–D的减法电路8，利用被抑制了对电源电压VDD的依赖性的电流C–D来进行时钟生成电路9的电容器C0、C1的充电和放电，因此，振荡频率的电源电压依赖性被校正而变小。因此，根据本实施方式的振荡电路300，除了振荡电路100的温度依赖性的降低之外，还得到降低振荡频率的电源电压依赖性这样的效果。

再有，在上述各实施方式中，分别如图2、图3、图9所示那样，例示说明了作为电流源1、电流源2、电流源1a而采用了自偏置电路的方式，但是，并不限于此，例如也可以做成采用带隙电路等的方式。

此外，在上述各实施方式中，作为时钟生成电路9，例示说明了使2个电容器交替地充电和放电来进行振荡的方式，但是，并不限于此，例如也可以采用使用CR振荡电路或环形振荡器（ringoscillator）等的方式。

附图标记的说明

1、1a、2电流源

3、4、6微调电路

5、8减法电路

7VDD校正电路

9时钟生成电路

21、25双输入NAND

22、24、26~28反相器

23SR锁存器

50、50a电流生成电路

100、200、300振荡电路

a、a2、an、an2节点

C0、C1电容器

MPP沟道型MOS晶体管

MNN沟道型MOS晶体管

R0~R4电阻。

Claims (11)

1.一种振荡电路，其中，包含：

第一电流源，电流值对温度的依赖性示出第一特性；

第二电流源，电流值对温度的依赖性示出第二特性；

第一变换部，输入所述第一电流源的电流而输出所述第一特性被变换为规定的特性的第一电流；

第二变换部，输入所述第二电流源的电流而输出所述第二特性被变换为所述规定的特性的第二电流；

减法部，输入所述第一电流和所述第二电流而输出作为所述第一电流与所述第二电流的差分的差电流；以及

时钟生成部，基于所述差电流来交替地对第一电容和第二电容进行充电和放电而生成时钟信号。

2.根据权利要求1所述的振荡电路，其中，

所述第一特性通过具有第一斜率的一次函数来表示，

所述第二特性通过具有第二斜率的一次函数来表示，

所述第一斜率和所述第二斜率的符号都为正。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的振荡电路，其中，

所述第一变换部和所述第二变换部的每一个是包含恒定电流电路、使比率不同地复制所述恒定电流电路的电流的多个复制电路、以及连接于所述多个复制电路的每一个并且对所述复制电路的接通、非接通进行切换的开关而构成的电流镜电路。

4.根据权利要求1所述的振荡电路，其中，

所述减法部是包含将所述第一电流流动的信号线和所述第二电流流动的信号线有线连接而构成的恒定电流电路、以及对在所述恒定电流电路中流动的电流进行复制的复制电路而构成的电流镜电路。

5.根据权利要求1所述的振荡电路，其中，还包含：

第一反相器电路，以P沟道型MOS晶体管与N沟道型MOS晶体管被互补型地连接并且所述差电流贯通流动的方式构成，并且，所述第一电容与输出连接；以及

第二反相器电路，以P沟道型MOS晶体管与N沟道型MOS晶体管被互补型地连接并且所述差电流贯通流动的方式构成，并且，所述第二电容与输出连接。

6.根据权利要求1所述的振荡电路，其中，还包含：

第三反相器电路，以P沟道型MOS晶体管与N沟道型MOS晶体管被互补型地连接并且所述差电流贯通流动的方式构成，并且，所述第一电容与输入连接；以及

第四反相器电路，以P沟道型MOS晶体管与N沟道型MOS晶体管被互补型地连接并且所述差电流贯通流动的方式构成，并且，所述第二电容与输入连接。

7.根据权利要求1所述的振荡电路，其中，

所述第一电流源和所述第二电流源的至少一个是包含恒定电流电路、产生相当于该恒定电流电路在高温时产生的泄露电流的电流并且将该产生的相当于泄露电流的电流与所述恒定电流电路的电流相加的电流校正电路、以及以规定的比率对所述相加后的电流进行复制的复制电路而构成的电流镜电路。

8.根据权利要求7所述的振荡电路，其中，

所述电流校正电路通过使MOS晶体管在亚阈值区域工作来产生相当于所述泄露电流的电流，并将该产生的相当于泄露电流的电流与所述恒定电流电路的电流相加。

9.根据权利要求1所述的振荡电路，其中，还包含：

感测部，对电源的电压变动进行感测并将感测的结果作为感测电流输出；以及

第二减法部，输入所述差电流和所述感测电流而输出所述差电流与所述感测电流的差分的电流，

所述时钟生成部基于所述差电流与所述感测电流的差分的电流来交替地对第一电容和第二电容进行充电和放电而生成时钟信号。

10.一种电流生成电路，其中，包含：

第一电流源，电流值对温度的依赖性示出第一特性；

第二电流源，电流值对温度的依赖性示出第二特性；

第一变换部，输入所述第一电流源的电流而输出所述第一特性被变换为规定的特性的第一电流；

第二变换部，输入所述第二电流源的电流而输出所述第二特性被变换为所述规定的特性的第二电流；以及

减法部，输入所述第一电流和所述第二电流而输出作为所述第一电流与所述第二电流的差分的差电流。

11.一种振荡方法，其中，

将电流值对温度的依赖性示出第一特性的第一电流源的电流输入到第一变换部中，并从所述第一变换部输出所述第一特性被变换为规定的特性的第一电流，

将电流值对温度的依赖性示出第二特性的第二电流源的电流输入到第二变换部中，并从所述第二变换部输出所述第二特性被变换为所述规定的特性的第二电流，

将所述第一电流和所述第二电流输入到减法部中，并从所述减法部输出作为所述第一电流与所述第二电流的差分的差电流，

基于所述差电流来交替地对第一电容和第二电容进行充电和放电而生成时钟信号。