JP2011065208A - 定電流発生回路および該定電流発生回路を用いた半導体装置ならびに電子機器 - Google Patents
定電流発生回路および該定電流発生回路を用いた半導体装置ならびに電子機器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2011065208A JP2011065208A JP2009212722A JP2009212722A JP2011065208A JP 2011065208 A JP2011065208 A JP 2011065208A JP 2009212722 A JP2009212722 A JP 2009212722A JP 2009212722 A JP2009212722 A JP 2009212722A JP 2011065208 A JP2011065208 A JP 2011065208A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- constant current
- transistor
- source
- differential amplifier
- drain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
【課題】抵抗のばらつきの影響を受けないで一定の電流を発生することが可能な定電流発生回路およびそれを用いた半導体装置や電子機器を提供すること。
【解決手段】一方の入力端子が第1の基準電圧源VBIに接続された差動増幅回路Ampと、ゲートが差動増幅回路Ampの出力に接続され、ソースが第1の電源電圧に接続され、ドレインがローパスフィルタ(抵抗RF,キャパシタCF)を介して差動増幅回路Ampの他方の入力端子に接続された第1のトランジスタP1と、第1のトランジスタP1のドレインに接続され、クロック信号により充電と放電が交互にかつ相補的に繰り返される第1のキャパシタC1および第2のキャパシタC2と、ソースが第1の電源電圧に接続され、ゲートが差動増幅回路Ampの出力に接続され、ソースから定電流が取り出される第2のトランジスタP2を有する。
【選択図】図1
【解決手段】一方の入力端子が第1の基準電圧源VBIに接続された差動増幅回路Ampと、ゲートが差動増幅回路Ampの出力に接続され、ソースが第1の電源電圧に接続され、ドレインがローパスフィルタ(抵抗RF,キャパシタCF)を介して差動増幅回路Ampの他方の入力端子に接続された第1のトランジスタP1と、第1のトランジスタP1のドレインに接続され、クロック信号により充電と放電が交互にかつ相補的に繰り返される第1のキャパシタC1および第2のキャパシタC2と、ソースが第1の電源電圧に接続され、ゲートが差動増幅回路Ampの出力に接続され、ソースから定電流が取り出される第2のトランジスタP2を有する。
【選択図】図1
Description
本発明は、定電流を発生して他回路に供給する定電流発生回路に係り、特に、抵抗のばらつきの影響を受けない電流を発生することが可能な定電流発生回路および該定電流発生回路を用いた半導体装置ならびに電子機器に関する。
定電流を発生する定電流発生回路は、様々な分野における電子回路にとって非常に有用であり、従来から様々な構成の回路が提案されている。以下、従来提案されている定電流発生回路の例を説明する。
図4は、特開2008−52639号公報(特許文献1)に記載された従来の定電流発生回路の構成例である。
定電流発生回路は、同図に示すように、PチャネルMOSトランジスタ(PMOSトランジスタ)P1〜P3、NチャネルMOSトランジスタ(NMOSトランジスタ)N1,N2、抵抗R1、ダイオードD1,D2を有している。
PMOSトランジスタP1、NMOSトランジスタN1、およびダイオードD1は、電源とグランドの間に直列に接続されている。また、PMOSトランジスタ2、NMOSトランジスタN2、抵抗R1、およびダイオードD2も電源とグランドの間に直列に接続されている。
PMOSトランジスタP1とPMOSトランジスタP2は第1のカレントミラーを構成している。また、NMOSトランジスタN1とNMOSトランジスタN2は第2のカレントミラーを構成している。そして、第1のカレントミラー回路と第2のカレントミラー回路でループを形成している。ここで、ダイオードD1とダイオードD2の面積比は1:Nである。また、NMOSトランジスタN1、NMOSトランジスタN2、PMOSトランジスタP1、およびPMOSトランジスタP2のトランジスタサイズは各々同一であり、飽和領域で動作している。
このとき、NMOSトランジスタN1とNMOSトランジスタN2のカレントミラーにより、NMOSトランジスタN1とNMOSトランジスタN2のゲート・ソース間電圧Vgsが等しくなるため、NMOSトランジスタN1とNMOSトランジスタN2のソース電位(図中、A点の電位とB点の電位)は等しくなる。
このため、抵抗R1の電圧降下はダイオードD1およびD2の差分で決まる。すなわち、NMOSトランジスタN2のソース電位(A点の電位)と抵抗R1とダイオードD2の接続点の電位(C点の電位)の差VA−VCによって電流I2が決まる。この電流I2は、I2=I1=(kT/q)log(N)/R1となり、MOSトランジスタの特性および電源電圧に依存しない。また電流I2をカレントミラーしている出力電流I3(Iref1)もMOSトランジスタの特性および電源電圧に依存しない。従って、この回路は定電流発生回路として使用されている。ここで、kはボルツマン定数、qは電気素量、Tは温度である。
しかしながら、電流I2は抵抗R1のプロセス変動を受け変動する。電流I2の変動に伴い、電流I2をカレントミラーしている出力電流I3(Iref1)も抵抗R1のプロセス変動を受けてしまうという問題点がある。
図5は、従来の定電流発生回路の別の構成例を示す図である。
本例は、同図に示すように、バンドギャップ基準電圧回路等の温度依存性のない基準電圧源からの入力VBIを差動増幅回路Ampの非反転入力端子(+)に接続し、差動増幅回路Ampの反転入力端子(−)を抵抗R2とNチャネルトランジスタN2のソースの接続点に接続し、NチャネルトランジスタN2のゲートを差動増幅回路Ampの出力に接続し、NチャネルトランジスタN2のドレインをゲートとドレインが共通接続されたPチャネルトランジスタP2のドレインに接続する。
本例は、同図に示すように、バンドギャップ基準電圧回路等の温度依存性のない基準電圧源からの入力VBIを差動増幅回路Ampの非反転入力端子(+)に接続し、差動増幅回路Ampの反転入力端子(−)を抵抗R2とNチャネルトランジスタN2のソースの接続点に接続し、NチャネルトランジスタN2のゲートを差動増幅回路Ampの出力に接続し、NチャネルトランジスタN2のドレインをゲートとドレインが共通接続されたPチャネルトランジスタP2のドレインに接続する。
また、PチャネルトランジスタP2とカレントミラー接続されたPチャネルトランジスタP3を備える。PチャネルトランジスタP2とPチャネルトランジスタP3のソースは電源電圧に接続される。
この回路では該差動増幅回路Ampの入力を等しくするように働くので、NチャネルトランジスタN2のソース電位が基準電圧BVIと等しくなるため、抵抗R2を流れる電流Iは以下のようになる。
I=VBI/R2
この電流Iは、PチャネルトランジスタP2とカレントミラーを構成するPチャネルトランジスタP3を通して定電流(Iref2)として取り出される。この電流Iもトランジスタ特性と電源電圧に依存しないが、図4に示した回路と同様に、抵抗R2のプロセス変動を受けてしまうという問題点がある。
I=VBI/R2
この電流Iは、PチャネルトランジスタP2とカレントミラーを構成するPチャネルトランジスタP3を通して定電流(Iref2)として取り出される。この電流Iもトランジスタ特性と電源電圧に依存しないが、図4に示した回路と同様に、抵抗R2のプロセス変動を受けてしまうという問題点がある。
以上が従来の定電流回路の例であるが、上述したように、これら定電流発生回路は出力となる電流がMOSトランジスタの特性および電源電圧に依存しないという利点を有しているものの、製造プロセスによる抵抗のばらつきの影響を受けるという問題点を有している。例えば、電流を求める式の分母に抵抗値が含まれるため、抵抗が30%ばらつくと取り出せる電流も30%ばらつく。
そこで、本発明は、上記事情に鑑みなされたもので、抵抗のばらつきの影響を受けないで一定の電流を発生することが可能な定電流発生回路および該定電流発生回路を用いた半導体装置ならびに電子機器を提供することを目的としている。
本発明は、上記目的を達成するために、次のような構成を有している。
a)本発明に係る定電流発生回路は、一方の入力端子が第1の基準電圧源に接続された差動増幅回路(図1のAmp)と、ゲートが差動増幅回路(同Amp)の出力に接続され、ソースが第1の電源電圧に接続され、ドレインがローパスフィルタを介して差動増幅回路(同Amp)の他方の入力端子に接続された第1のトランジスタ(同P1)と、該第1のトランジスタ(同P1)のドレインに接続され、クロック信号により充電と放電が交互にかつ相補的に繰り返される第1および第2のキャパシタ(同C1,C2)と、ソースが第1の電源電圧に接続され、ゲートが差動増幅回路(同Amp)の出力に接続され、ソースから定電流(同Iref)が取り出される第2のトランジスタ(同P2)を有することを特徴としている。
a)本発明に係る定電流発生回路は、一方の入力端子が第1の基準電圧源に接続された差動増幅回路(図1のAmp)と、ゲートが差動増幅回路(同Amp)の出力に接続され、ソースが第1の電源電圧に接続され、ドレインがローパスフィルタを介して差動増幅回路(同Amp)の他方の入力端子に接続された第1のトランジスタ(同P1)と、該第1のトランジスタ(同P1)のドレインに接続され、クロック信号により充電と放電が交互にかつ相補的に繰り返される第1および第2のキャパシタ(同C1,C2)と、ソースが第1の電源電圧に接続され、ゲートが差動増幅回路(同Amp)の出力に接続され、ソースから定電流(同Iref)が取り出される第2のトランジスタ(同P2)を有することを特徴としている。
b)また、上記a)において、前記ローパスフィルタは、第1のトランジスタ(同P1)のドレインと第2の電源電圧(グランド)の間に接続された抵抗(同RF)と第3のキャパシタ(同CF)からなり、抵抗(同RF)と第3のキャパシタ(同CF)の接続点が差動増幅回路(同Amp)の他方の入力端子に接続されることを特徴としている。
c)また、本発明に係る定電流発生回路は、一方の入力端子に第1の基準電圧が入力される差動増幅回路(図3のAmp)と、ゲートが差動増幅回路(同Amp)の出力に接続され、ソースが第1の電源電圧に接続された第1のトランジスタ(同P1)と、ソースが第1の電源電圧に接続され、ゲートが差動増幅回路(同Amp)の出力に接続された第2のトランジスタ(同P2)と、第1のトランジスタ(同P1)のドレインにソースが接続され、ゲートが第2の基準電圧源(同VBG)に接続され、ドレインがローパスフィルタを介して差動増幅回路(同Amp)の他方の入力端子に接続された第3のトランジスタ(同P3)と、ソースが第2のトランジスタ(同P2)のドレインに接続され、ゲートが第2の基準電圧源(同VBG)に接続され、ソースから定電流(同Iref)が取り出される第4のトランジスタ(同P4)と、第3のトランジスタ(同P3)のドレインに接続され、クロック信号により充電と放電が交互にかつ相補的に繰り返される第1および第2のキャパシタ(同C1,C2)を有することを特徴としている。
d)また、上記c)において、前記ローパスフィルタは、第3のトランジスタ(同P3)のドレインと第2の電源電圧(グランド)の間に接続された抵抗(同RF)と第3のキャパシタ(同CF)からなり、抵抗(同RF)と第3のキャパシタ(同CF)の接続点が差動増幅回路(同Amp)の他方の入力端子に接続されることを特徴としている。
e)上記a)〜d)のいずれかの定電流発生回路において、第1の基準電圧源(同VBI)および第2の基準電圧源(同VBG)は、温度依存性のないバンドギャップ基準電圧源であることを特徴としている。
f)また、本発明に係る半導体装置は、上記a)〜e)のいずれかの定電流発生回路を具備することを特徴とする半導体装置である。
g)また、本発明に係る電子機器は、上記a)からe)のいずれかに記載の定電流発生回路あるいはf)に記載の半導体装置を具備することを特徴とする電子機器である。
本発明によれば、定電流出力のばらつきがキャパシタのばらつきにのみ依存するので、従来の抵抗を使った定電流発生回路よりも出力電流の安定性が高い定電流発生回路およびそれを用いた半導体装置や電子機器を実現できる。
また、定電流出力部が、直列接続された2つのトランジスタを用いるようにしたことにより、さらに出力電流の安定性がさらに高い定電流発生回路およびそれを用いた半導体装置や電子機器を実現できる。
以下、本発明の実施例を、図面を用いて詳細に説明する。
(第1の実施例)
図1は、本発明に係る定電流発生回路の第1の実施例を説明するための図である。
本実施例は、同図に示すように、差動増幅回路Ampの反転入力端子(−)にはバンドギャップ基準電圧回路などの温度依存性のない基準電圧源から基準電圧VBIが入力され、差動増幅回路Ampの非反転入力端子(+)には該差動増幅回路の出力にゲートが接続されたPチャネルトランジスタP1のドレイン電圧(VCO)がローパスフィルタを介して入力される。図示の抵抗RFとキャパシタCFによってローパスフィルタが構成されている。
図1は、本発明に係る定電流発生回路の第1の実施例を説明するための図である。
本実施例は、同図に示すように、差動増幅回路Ampの反転入力端子(−)にはバンドギャップ基準電圧回路などの温度依存性のない基準電圧源から基準電圧VBIが入力され、差動増幅回路Ampの非反転入力端子(+)には該差動増幅回路の出力にゲートが接続されたPチャネルトランジスタP1のドレイン電圧(VCO)がローパスフィルタを介して入力される。図示の抵抗RFとキャパシタCFによってローパスフィルタが構成されている。
また、該PチャネルトランジスタP1のソースは電圧電源(第1の電圧電源)に接続され、該PチャネルトランジスタP1のドレインにはスイッチで切り替えられる2つのキャパシタC1,C2が接続されている。
一方のキャパシタC1はその端子がグランド(第2の電圧電源)と固定的に接続され、他方の端子がスイッチSW1を介して該PチャネルトランジスタP1のドレインかグランド(第2の電圧電源)に交互に切り替えられ、充電と放電を繰り返す。
もう一方のキャパシタC2も、キャパシタC1と同様に、一方の端子がグランド(第2の電圧電源)と固定的に接続され、他方の端子がスイッチSW2を介して前記PチャネルトランジスタP1のドレインかグランド(第2の電圧電源)に交互に切り替えられ、充電と放電を繰り返す。キャパシタC1とC2は、相補的に交互に切り替えられ、一方が充電されているときは他方が放電される。
次に、この回路の動作について説明する。
差動増幅回路Ampの反転入力端子(−)に基準電圧VBI(第1の基準電圧)が入力され、2つのキャパシタC1,C2のスイッチSW1,SW2にクロック信号が入力されると、2つのキャパシタC1,C2には交互に該PチャネルトランジスタP1のドレインに接続されて電流が流れ込み充電される。
差動増幅回路Ampの反転入力端子(−)に基準電圧VBI(第1の基準電圧)が入力され、2つのキャパシタC1,C2のスイッチSW1,SW2にクロック信号が入力されると、2つのキャパシタC1,C2には交互に該PチャネルトランジスタP1のドレインに接続されて電流が流れ込み充電される。
初期状態では、該差動増幅回路Ampの非反転入力(+)も2つのキャパシタC1,C2の端子電圧も0電位であり、スイッチSW1,SW2が通じるとキャパシタC1,C2には電流が流れ込み電位が上昇する。その電圧はローパスフィルタを通して該差動増幅回路Ampの非反転入力(+)の電位を上昇させる。
図2は、該PチャネルトランジスタP1のドレイン電圧(VCO)と該ドレイン電圧(VCO)がローパスフィルタで低周波波形に変換されて差動増幅回路Ampの非反転入力端子(+)に入力される電圧(VIN)の時間的な変化を示す図である。
同図(a)に示すVCOが該Pチャネルトランジスタのドレイン電圧であり、スイッチSW1,SW2が切り替えられる毎に各キャパシタC1,C2が交互にかつ相補的に充電と放電を繰り返し、その結果、VCOの電圧波形は図のように鋸波となる。
この信号は、抵抗RFとキャパシタCFからなるローパスフィルタで低周波波形に変換され、同図(b)のようになる。このローパスフィルタの出力はほぼDC電圧となって該差動増幅回路Ampの非反転入力端子(+)に入力される。
この入力電圧と基準電圧VBI(第1の基準電圧)が等しくなるように該差動増幅回路Ampの出力によりPチャネルトランジスタP1を制御し、各キャパシタC1,C2を充電する。このPチャネルトランジスタP1のゲート電圧(すなわち該差動増幅回路Ampの出力)は、定電流を取り出す他のPチャネルトランジスタP2のゲート電圧に加えられ、該PチャネルトランジスタP2のドレインから定電流(Iref)を出力する。
従来、出力電流は抵抗のばらつきに依存して変動していたが、図1の定電流発生回路を用いた場合、従来の抵抗の替わりにキャパシタを使って電流を取り出しているため、出力電流はキャパシタのばらつきに依存することになる。
その際、キャパシタのばらつきは抵抗のばらつきに比較してずっと小さいので出力電流のばらつきもそれに伴って小さくなり、より安定した出力電流を取り出すことが可能となる。
(第2の実施例)
図3は、本発明に係る定電流発生回路の第2の実施例を示す図である。
図3に示す定電流発生回路では、図1で示した定電流発生回路に対して、該差動増幅回路Ampの出力に接続されるPチャネルトランジスタP1のドレインとキャパシタC1,C2を切り替えるスイッチSW1,SW2との間にPチャネルトランジスタP3を挿入するとともに、PチャネルトランジスタP2のドレインにPチャネルトランジスタP4のソースを接続し、該PチャネルトランジスタP4のドレインから定電流を取り出すようにしている。このPチャネルトランジスタP3およびP4のゲートには基準電圧VBI(第1の基準電圧)とは別の基準電圧VBG(第2の基準電圧)が加えられる。
図3は、本発明に係る定電流発生回路の第2の実施例を示す図である。
図3に示す定電流発生回路では、図1で示した定電流発生回路に対して、該差動増幅回路Ampの出力に接続されるPチャネルトランジスタP1のドレインとキャパシタC1,C2を切り替えるスイッチSW1,SW2との間にPチャネルトランジスタP3を挿入するとともに、PチャネルトランジスタP2のドレインにPチャネルトランジスタP4のソースを接続し、該PチャネルトランジスタP4のドレインから定電流を取り出すようにしている。このPチャネルトランジスタP3およびP4のゲートには基準電圧VBI(第1の基準電圧)とは別の基準電圧VBG(第2の基準電圧)が加えられる。
この回路構成での動作は前記図1の回路とほぼ同じであり、該差動増幅回路Ampの入力が等しくなるように出力される電流はPチャネルトランジスタP1とP3を通じて各キャパシタC1,C2を交互に相補的に充電と放電を繰り返す。スイッチSW1,SW2の相補的な切り替えにより一方のキャパシタが充電しているときには他方のキャパシタは放電される。
図1の回路構成では、キャパシタが充電されている間、PチャネルトランジスタP1のドレイン電圧(VCO)が大きく変化することになる。この場合、該PチャネルトランジスタP1のドレイン電圧が大きく変化するため、出力電流が変化してしまい十分に安定した電流を得ることができないことがある。
これに対し、図3の回路によれば、PチャネルトランジスタP1のドレイン側に直列にPチャネルトランジスタP3を挿入してトランジスタを縦続接続することにより、該PチャネルトランジスタP3に流れる電流の変化がさらに小さくなってより安定した電流を得ることができる。
なお、上記実施例では、Pチャネルトランジスタを用いた定電流発生回路の例を示したが、電源電圧や差動増幅回路などを変更することによりNチャネルトランジスタを用いた定電流発生回路も可能である。
また、上述した定電流発生回路を、定電流を必要とする半導体装置に組み込むことにより安定した動作を行う半導体装置を実現できる。また、上述した定電流発生回路あるいは上記の如き半導体装置を電子機器、例えば、各種家電機器、パソコン、携帯電話、携帯音響機器、デジタルカメラ、時計などの電子機器に組み込むことにより、安定した定電流で動作する電子機器を実現することができる。
Amp:差動増幅回路
P1〜P4:Pチャネルトランジスタ
N1,N2:Nチャネルトランジスタ
SW1,SW2:スイッチ
R1〜R2,RF:抵抗
C1,C2,CF:キャパシタ
VBI,VBG:基準電圧
I1,I2,Iref,Iref1(I3),Iref2:電流
P1〜P4:Pチャネルトランジスタ
N1,N2:Nチャネルトランジスタ
SW1,SW2:スイッチ
R1〜R2,RF:抵抗
C1,C2,CF:キャパシタ
VBI,VBG:基準電圧
I1,I2,Iref,Iref1(I3),Iref2:電流
Claims (7)
- 一方の入力端子が第1の基準電圧源に接続された差動増幅回路と、
ゲートが前記差動増幅回路の出力に接続され、ソースが第1の電源電圧に接続され、ドレインがローパスフィルタを介して前記差動増幅回路の他方の入力端子に接続された第1のトランジスタと、
該第1のトランジスタのドレインに接続され、クロック信号により充電と放電が交互にかつ相補的に繰り返される第1および第2のキャパシタと、
ソースが前記第1の電源電圧に接続され、ゲートが前記差動増幅回路の出力に接続され、ソースから定電流が取り出される第2のトランジスタと
を有することを特徴とする定電流発生回路。 - 請求項1に記載の定電流発生回路において、
前記ローパスフィルタは、前記第1のトランジスタのドレインと前記第2の電源電圧の間に接続された抵抗と第3のキャパシタからなり、前記抵抗と前記第3のキャパシタの接続点が前記差動増幅回路の他方の入力端子に接続されることを特徴とする定電流発生回路。 - 一方の入力端子に第1の基準電圧が入力される差動増幅回路と、
ゲートが前記差動増幅回路の出力に接続され、ソースが第1の電源電圧に接続された第1のトランジスタと、
ソースが前記第1の電源電圧に接続され、ゲートが前記差動増幅回路の出力に接続された第2のトランジスタと、
前記第1のトランジスタのドレインにソースが接続され、ゲートが第2の基準電圧源に接続され、ドレインがローパスフィルタを介して前記差動増幅回路の他方の入力端子に接続された第3のトランジスタと、
ソースが前記第2のトランジスタのドレインに接続され、ゲートが前記第2の基準電圧に接続され、ソースから定電流が取り出される第4のトランジスタと、
前記第3のトランジスタのドレインに接続され、クロック信号により充電と放電が交互にかつ相補的に繰り返される第1および第2のキャパシタと
を有することを特徴とする定電流発生回路。 - 請求項3に記載の定電流発生回路において、
前記ローパスフィルタは、前記第3のトランジスタのドレインと前記第2の電源電圧の間に接続された抵抗と第3のキャパシタからなり、前記抵抗と前記第3のキャパシタの接続点が前記差動増幅回路の他方の入力端子に接続されることを特徴とする定電流発生回路。 - 請求項1から4のいずれかに記載の定電流発生回路において、
前記第1の基準電圧源および前記第2の基準電圧源は、温度依存性のないバンドギャップ基準電圧源であることを特徴とする定電流発生回路。 - 請求項1から5のいずれかに記載の定電流発生回路を具備することを特徴とする半導体装置。
- 請求項1から5のいずれかに記載の定電流発生回路あるいは請求項6に記載の半導体装置を具備することを特徴とする電子機器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009212722A JP2011065208A (ja) | 2009-09-15 | 2009-09-15 | 定電流発生回路および該定電流発生回路を用いた半導体装置ならびに電子機器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009212722A JP2011065208A (ja) | 2009-09-15 | 2009-09-15 | 定電流発生回路および該定電流発生回路を用いた半導体装置ならびに電子機器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2011065208A true JP2011065208A (ja) | 2011-03-31 |
Family
ID=43951420
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2009212722A Pending JP2011065208A (ja) | 2009-09-15 | 2009-09-15 | 定電流発生回路および該定電流発生回路を用いた半導体装置ならびに電子機器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2011065208A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102183989A (zh) * | 2011-04-14 | 2011-09-14 | 上海艾为电子技术有限公司 | 电流自适应控制装置 |
CN106560758A (zh) * | 2015-10-05 | 2017-04-12 | 株式会社村田制作所 | 电流输出电路 |
US10386874B2 (en) | 2016-03-14 | 2019-08-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Voltage to current converter |
-
2009
- 2009-09-15 JP JP2009212722A patent/JP2011065208A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102183989A (zh) * | 2011-04-14 | 2011-09-14 | 上海艾为电子技术有限公司 | 电流自适应控制装置 |
CN102183989B (zh) * | 2011-04-14 | 2013-03-27 | 上海艾为电子技术有限公司 | 电流自适应控制装置 |
CN106560758A (zh) * | 2015-10-05 | 2017-04-12 | 株式会社村田制作所 | 电流输出电路 |
US10386874B2 (en) | 2016-03-14 | 2019-08-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Voltage to current converter |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9287823B1 (en) | Method and apparatus of a self-biased RC oscillator and ramp generator | |
US8115559B2 (en) | Oscillator for providing a constant oscillation signal, and a signal processing device including the oscillator | |
JP5225876B2 (ja) | パワーオンリセット回路 | |
CN108494385B (zh) | 低频振荡电路及偏置电压和电流产生电路 | |
KR20110106816A (ko) | 기준 전압 회로 | |
CN105099368B (zh) | 振荡电路、电流生成电路以及振荡方法 | |
JP2007329855A (ja) | 発振回路 | |
JP2017134756A (ja) | 電圧電流変換回路及びこれを備えたスイッチングレギュレータ | |
JP2005063026A (ja) | 基準電圧発生回路 | |
JP2008205901A (ja) | 三角波生成回路 | |
US6720836B2 (en) | CMOS relaxation oscillator circuit with improved speed and reduced process/temperature variations | |
US8558581B2 (en) | Analog rail-to-rail comparator with hysteresis | |
US7068116B2 (en) | Oscillation circuit and semiconductor device free from the influence of source voltage, temperature and fluctuations in the inverter threshold voltage | |
JP2011065208A (ja) | 定電流発生回路および該定電流発生回路を用いた半導体装置ならびに電子機器 | |
JP2011124854A (ja) | バイアス回路及びそれを有する増幅回路 | |
JP2015119550A (ja) | スロープ補償回路及びスイッチング電源装置 | |
JP2008203098A (ja) | タイマー回路 | |
KR101520820B1 (ko) | 링 오실레이터 | |
CN205249165U (zh) | 电子设备 | |
JP2009135889A (ja) | 信号形成回路 | |
TWI795671B (zh) | 射頻裝置及其電壓產生裝置 | |
JP2013121174A (ja) | 発振回路、およびdc−dcコンバータ | |
JP5788146B2 (ja) | 発振回路 | |
JP2005286821A (ja) | パルスカウント検波回路 | |
US20040155714A1 (en) | Oscillation circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20110525 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20110602 |