CN102832882A

CN102832882A - 振荡电路

Info

Publication number: CN102832882A
Application number: CN2012101950248A
Authority: CN
Inventors: 岩佐洋助
Original assignee: Lapis Semiconductor Co Ltd
Current assignee: Lapis Semiconductor Co Ltd
Priority date: 2011-06-14
Filing date: 2012-06-13
Publication date: 2012-12-19
Also published as: JP2013005109A; US20120319793A1; JP5882606B2

Abstract

本发明提供一种振荡电路，该振荡电路在需要高精度振荡的情况下，能够降低振荡频率的温度依赖性，进行高精度振荡，且在不需要高精度振荡的情况下，能够降低振荡电路的消耗电流。该振荡电路具备：带隙电路，其对调整了温度依赖性的输出电压进行输出；电压-电流转换电路，其具备第1可变电阻，将从带隙电路输出的输出电压转换成与第1可变电阻的电阻值对应的输出电流，基于转换后的输出电流输出偏置电流；CR振荡电路，其具备第2可变电阻、电容以及比较部，以基于第2可变电阻的电阻值和电容的电容值的振荡频率振荡，且比较部根据从电压-电流转换电路输入的偏置电流的电流值进行动作。

Description

振荡电路

技术领域

本发明涉及振荡电路，特别涉及能够进行高精度振荡的振荡电路。

背景技术

以往，作为搭载于微型计算机的中央处理装置（CPU：Central Processing Unit）等的集成电路上的振荡电路，代替高价的水晶振荡电路，使用比较廉价且高精度的CR振荡电路。如图7所示，CR振荡电路例如由电阻R3、电容C1、电容C2、比较器4、反相器5以及反相器6构成。CR振荡电路的振荡频率与电源电压无关，由电阻R和电容C的值决定。

然而，存在电阻R具有电阻值随着温度而变动的温度依赖性，振荡频率随着温度而变动（即，振荡频率也具有温度依赖性）的问题。电阻R的温度依赖性伴随电阻R的制造偏差而变化。因此，实际上难以消除电阻R的温度依赖性。而且，已知因电阻R以外的元件（即，电容C、反相器以及比较器）的内部电阻、寄生电阻等的温度依赖性，振荡频率随温度而变动。

另一方面，在高精度的CR振荡电路中，需要调整（修整（trimming））振荡频率的温度依赖性，使振荡频率不受温度影响而恒定。作为修整振荡频率的温度依赖性的方法，已知使用温度依赖性不同的两种电阻的方法。在该方法中，组合具有正温度依赖性的电阻和具有负温度依赖性的电阻，来调整振荡频率的温度依赖性。然而，在使用两种电阻进行修整时，产生电路规模变大，需要追加电阻制造用的掩膜，进而集成电路的制造成本上升等新的问题。

另外，提出了通过用基准电压的温度依赖性抵消电阻的温度依赖性，使电流不依赖于温度，使振荡频率不受温度影响而恒定的振荡电路。而且，作为该振荡电路的改进，提出了在电阻元件的温度依赖性的样本之间的差异（制造偏差）较大的情况下，也能够使振荡频率不受温度影响而恒定的振荡电路（专利文献1）。

专利文献1所述的振荡电路具有：（1）基准电阻，其产生基准电流，（2）集成电路，其具有向基准电阻供给电流的运算放大器电路、设定向基准电阻施加的基准电压的基准电压产生电路、以及产生恒压的恒压电路，且基于基准电流和所述恒压设定振荡频率，（3）寄存器，其设定基准电压产生电路输出的基准电压的温度依赖性，使其温度依赖性与基准电阻的温度依赖性相同。

根据上述的振荡电路，利用设置在集成电路的外部的基准电阻产生基准电流。利用基准电压产生电路，对基准电阻施加基准电压。利用寄存器，设定基准电压产生电路的输出基准电压的温度依赖性，使其温度依赖性与基准电阻的温度依赖性相同。基于不依赖于温度的基准电流和恒压，设定振荡频率。由此，即便在每个样本的基准电阻的温度依赖性不同的情况下，也能够与其匹配地设定基准电压的温度依赖性，所以即便在每个样本的电阻元件的温度依赖性的差异较大的情况下，也能够稳定地产生基准电流。

专利文献1：日本特开2008-252414号公报

然而，在专利文献1所述的振荡电路中，使用设置在集成电路的外部的基准电阻。存在以下问题，即由于在设计环境中外装电阻固定，所以不能够调整基准电阻的温度依赖性，最终难以调整振荡频率的温度依赖性。而且，在专利文献1所述的振荡电路中，采用控制从反相器向电容流入的电流量的方式，存在难以实现根据需要兼得低消耗和温度依赖性的降低的问题。即，难以在需要高精度振荡的CPU动作时，降低振荡频率的温度依赖性，且在不需要高精度振荡的待机、暂停时减少振荡电路的消耗电流。

发明内容

本发明是鉴于上述情况而完成的，本发明的目的在于提供以下振荡电路：在需要高精度振荡的情况下，能够降低振荡频率的温度依赖性而进行高精度振荡，且在不需要高精度振荡的情况下，能够减少振荡电路的消耗电流。

为了实现上述目的，本发明的振荡电路具备：带隙电路，其对调整了温度依赖性的输出电压进行输出，该输出电压的温度依赖性被调整为使得输出电压不依赖于温度而恒定；电压-电流转换电路，其具备第1可变电阻，将从所述带隙电路输出的输出电压转换成与所述第1可变电阻的电阻值对应的输出电流，基于转换后的输出电流输出偏置电流；CR振荡电路，其具备第2可变电阻、电容以及比较部，以基于所述第2可变电阻的电阻值和所述电容的电容值的振荡频率进行振荡，且所述比较部根据从所述电压-电流转换电路输入的偏置电流的电流值动作。

在本发明的振荡电路中，电压-电流转换电路将从带隙电路输出的输出电压转换成与第1可变电阻的电阻值对应的输出电流，基于转换后的输出电流将偏置电流输出至CR振荡电路的比较部。由于利用带隙电路以及电压-电流转换电路将温度依赖性调整成多级，所以能够使振荡频率的温度依赖性降低，使振荡频率不受温度影响而恒定。

另外，由于电压-电流转换电路转换成与第1可变电阻的电阻值对应的输出电流，所以在CPU动作时等需要高精度振荡的情况下，能够使第1可变电阻的电阻值增大从而降低振荡频率的温度依赖性，在待机时、暂停时等不需要高精度振荡的情况下，减小第1可变电阻的电阻值从而减少消耗电流。

根据本发明，得到如下效果：在需要高精度振荡的情况下，能够降低振荡频率的温度依赖性进行高精度振荡，在不需要高精度振荡的情况下，能够减少振荡电路的消耗电流。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式的振荡电路的构成的一个例子的电路图。

图2是表示带隙电路的构成的一个例子的电路图。

图3是表示图1所示的带隙电路的输出电压的温度依赖性的图表。

图4是表示图1所示的电压-电流转换电路的输出电流（偏置电流）的温度依赖性的图表。

图5（A）是表示流过100nA的偏置电流时的振荡频率的温度依赖性的图表，（B）是表示振荡波形的线型图。

图6（A）是表示流过10nA的偏置电流时的振荡频率的温度依赖性的图表，（B）表示振荡波形的线型图。

图7是表示以往的CR振荡电路的构成的一个例子的电路图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式的一个例子进行详细说明。

（CR振荡电路的构成）

图1是表示本发明的实施方式的振荡电路的构成的一个例子的电路图。振荡电路10搭载于微型计算机的CPU等的集成电路上。如图1所示，振荡电路10具备：输出调整了温度依赖性的输出电压Vout的带隙电路20；将带隙电路20的输出电压Vout转换成输出电流Iout，基于输出电流Iout输出偏置电流Ib的电压-电流转换电路30；基于从电压-电流转换电路30输入的偏置电流Ib进行动作的CR振荡电路40。

一般而言，带隙电路是将正向偏置的具有负温度特性的二极管的电位和与绝对温度（T）成比例的电压相加，从而得到不依赖于温度的输出电压Vout的电路。以下，将与绝对温度（T）成比例的电压称作“PTAT（Proportional To Absolute Temperature）电压”。已知正向偏置的具有负温度特性的二极管的电位是CTAT（Complementary To Absolute Temperature）电压。因此，通过在正向偏置的具有负温度特性的二极管的电位（CTAT电压）加上PTAT电压，能够得到几乎不依赖于温度的输出电压Vout。作为具有负温度特性的二极管，能够使用PN结二极管、MOS二极管等。

带隙电路20根据上述的动作原理，生成调整了温度依赖性的输出电压Vout，从作为输出端子的节点N22输出所生成的输出电压Vout。在后面叙述带隙电路20的详细的电路构成、动作（参照图2）。

电压-电流转换电路30具有运算放大器AMP1、PMOS晶体管MP1、PMOS晶体管MP2、电阻值根据输入信号变化的可变电阻RV1。运算放大器AMP1的同相输入端子（＋）与节点N22连接。运算放大器AMP1的反相输入端子（－）与连接于可变电阻RV1的节点N24连接。

运算放大器AMP1的输出端子与PMOS晶体管MP1的栅极连接，且与PMOS晶体管MP2的栅极连接。PMOS晶体管MP1以及PMOS晶体管MP2分别根据运算放大器AMP1的输出NG1的电位而导通（ON）。可变电阻RV1的一端与节点24连接，另一端与GND连接。MOS晶体管MP1的漏极与可变电阻RV1的一端连接。

运算放大器AMP1进行反馈控制，以使得与可变电阻RV1连接的节点N24的电位和从带隙电路20输出的输出电压Vout一致。若节点N24的电位成为比输出电压Vout高的电位，则运算放大器AMP1的输出NG1的电位变低，节点N24的电位变低。另一方面，若节点N24的电位比输出电压Vout的电位低，则运算放大器AMP1的输出NG1的电位变高，节点N24的电位变高。

通过上述的反馈控制，与运算放大器AMP1的同相输入端子（＋）连接的节点22的电位（输出电压Vout）和与运算放大器AMP1的反相输入端子（－）连接的节点N24的电位成为大致相等的电位，电路稳定。由于节点N24的电位成为节点N22的电位，所以在可变电阻RV1上施加输出电压Vout。若对可变电阻RV1施加输出电压Vout，则此时的电流（输出电流Iout）流过PMOS晶体管MP1。由此，带隙电路20的输出电压Vout被转换成输出电流Iout。

根据欧姆定律，输出电流Iout是输出电压Vout除以可变电阻RV1的电阻值而得到的值。由于可变电阻RV1也具有温度依赖性，因此输出电流Iout根据可变电阻RV1的温度依赖性变动。在本实施方式中，根据可变电阻RV1的温度依赖性对可变电阻RV1的电阻值进行变更，从而能够得到所希望的输出电流Iout。

一般而言，在输出电流Iout的温度依赖性为正的情况下，使可变电阻RV1的温度依赖性为正（随温度上升电阻值增加）。另一方面，在输出电流Iout的温度依赖性为负的情况下，使可变电阻RV1的温度依赖性为负（随温度上升电阻值减少）。在本实施方式中，根据从带隙电路20输出的输出电压Vout，对可变电阻RV1的电阻值进行调整，以使得规定温度（例如25℃）下的电流量成为规定值（例如1.1μA）。

另外，在需要高精度振荡的CPU动作时，使可变电阻RV1的电阻值降低，而能够使输出电流Iout的电流量增加。另一方面，在待机或暂停时等不需要精度的情况下，使可变电阻RV1的电阻值增加，而使输出电流Iout的电流量减少，从而能够抑制振荡电路的消耗电流。

此外，如上所述，为了降低输出电流Iout的变动，优选可变电阻RV1的温度依赖性较小。作为这样的可变电阻RV1，例如能够使用多晶硅电阻。而且，可以将温度依赖性为正的电阻（例如金属布线）和温度依赖性为负的电阻（例如半导体元件）组合使用。

由于运算放大器AMP1的输出NG1的电位成为PMOS晶体管MP1、PMOS晶体管MP2的栅极电位，所以PMOS晶体管MP2与PMOS晶体管MP1构成电流反射镜电路。即，在PMOS晶体管MP2中流过与PMOS晶体管MP1相同的电流。由于流过PMOS晶体管MP1的输出电流Iout不依赖于温度，所以流过PMOS晶体管MP2的偏置电流Ib也不受温度影响而恒定。

CR振荡电路40具有比较器COMP1、电容C1、电容C2、电阻值根据输入信号变化的可变电阻RV2、反相器INV1以及反相器INV2。然而，即便没有电容C2也能够振荡，所以可以省略电容C2。电压-电流转换电路30的PMOS晶体管MP2的漏极与比较器COMP1连接。根据向比较器COMP1供给的偏置电流Ib的电流量，对比较器COMP1的响应速度进行控制。

将比较器COMP1的输出侧的节点设为节点N26，将反相器INV1的输出侧的节点设为节点N28，将反相器INV2的输出侧的节点设为节点N30，将比较器COMP1的反相输入端子（－）的输入侧的节点设为N32。电容C1的一端与节点N32连接，另一端与节点N28连接。电容C2的一端与节点N32连接，另一端与GND连接。可变电阻RV2的一端与节点N30连接，另一端与节点N32连接。

电容C1、电容C2以及可变电阻RV2作为生成具有预先设定的振荡频率的振荡信号的CR振荡单元而发挥功能。将反馈电压从节点N32 输入至比较器COMP1的反相输入端子（－）。将恒定的基准电压Vref输入至比较器COMP1的同相输入端子（＋）。由此，从比较器COMP1的输出节点N26输出比较放大后的信号。反相器INV1输入从节点N26输出的信号，将其反相信号输出至节点N28。反相器INV2输入从节点N28输出的信号，将其反相信号输出至节点N30。

CR振荡电路40的振荡频率依赖于电容C1、电容C2以及可变电阻RV2的温度依赖性而变动。而且，电容C1、电容C2以及可变电阻RV2的温度依赖性随着各自的制造偏差而变化。在本实施方式中，根据电容C1、电容C2以及可变电阻RV2的温度依赖性对可变电阻RV2的电阻值进行变更，从而能够得到所希望的振荡频率。

另外，例如能够将向比较器COMP1输入的基准电压Vref生成为电源电压的分压。通过将基准电压Vref生成为电源电压的分压，能够抑制振荡频率因电源电压的变动而变动。

（带隙电路的构成）

接下来，对带隙电路的电路构成进行说明。图2是表示带隙电路20的构成的一个例子的电路图。带隙电路20具有PMOS晶体管MP12~30、运算放大器AMP2、AMP3、PNP晶体管Q1、Q2和电阻RI1、RI2、RI3。而且，控制信号CTC2~CTC9分别表示用于控制输出电压Vout的温度依赖性的信号。

接下来，对带隙电路20的动作进行说明。在带隙电路中，根据上述原理，能够生成调整了温度依赖性的输出电压Vout首先，对流过PMOS晶体管MP12、MP13的电流成为与绝对温度成比例的电流的情况进行说明。

已知PNP晶体管的基极、发射极间电压或pn结的正向电压（以下称“电压Vbe”）与绝对温度T的关系大致成为式（1）。

Vbe＝Veg-aT…（1）

这里，Veg：硅的带隙电压，约1.2V，a：电压Vbe的温度依赖性，约2mV/℃，T：绝对温度，已知温度依赖性a的值根据偏置电流而不同，但在实际应用中，大概为2mV/℃左右。

另外，已知PNP晶体管的发射极电流IE和电压Vbe的关系大概为式（2）。

IE＝I0exp（qVbe/kT）…（2）

这里，IE：PNP晶体管的发射极电流或二极管的电流，I0：常数（与面积成比例），q：电子电荷，k：玻尔兹曼常数。

在通过运算放大器AMP2的负反馈，运算放大器AMP2的电压增益充分大的情况下，与运算放大器AMP2的同相输入端子连接的节点IM的电位和与反相输入端子连接的节点IP的电位（几乎）相等，电路稳定。

例如，若将PMOS晶体管MP12的栅极宽度W和PMOS晶体管MP13的栅极宽度W设计成相等，则流过PNP晶体管Q1和PNP晶体管Q2的电流大小之比为1：1。

将PNP晶体管Q2的发射极面积设为PNP晶体管Q1的发射极面积的10倍（在图2的PNP晶体管Q1、Q2上添加的“×1”、“×10”表示该发射极面积的相对关系。），由式（2）可知，PNP晶体管Q1的基极、发射极间电压Vbe1和PNP晶体管Q2的基极、发射极间电压Vbe2呈式（3）、式（4）所示的关系。

I＝I0exp（qVbe1/kT）…（3）

I＝10×I0exp（qVbe2/kT）…（4）

若分别对两边进行相除，表示成Vbe1-Vbe2＝ΔVbe，则得到式（5）、式（6）。

10＝exp（qVbe1/kT-qVbe2/kT）…（5）

ΔVbe＝（kT/q）ln（10）…（6）

换句话说，以PNP晶体管Q1和PNP晶体管Q2的电流密度比10的对数（ln（10））和热电压（kT/q）表示PNP晶体管Q1和PNP晶体管Q2的各基极、发射极间电压之差ΔVbe。由于该ΔVbe等于电阻RI1的两端的电位差，所以在电阻RI1流过ΔVbe/RI1的电流（也用RI1表示电阻RI1的电阻值）。

因此，以式（7）表示流过PMOS晶体管MP12（以及PMOS晶体管MP13）的电流IMP12。

IMP12＝ΔVbe/RI1＝（kT/q）ln（10）（1/RI1）…（7）

由式（7）和图2可知，流过PMOS晶体管MP12、MP13的电流成为与绝对温度成比例的电流。

接下来，对流过图2的PMOS晶体管MP22的电流成为与绝对温度成比例减少的电流的情况进行说明。通过运算放大器AMP3的负反馈，与运算放大器AMP3的反相输入端子连接的节点IP的电位和与同相输入端子连接的节点NR2的电位成为几乎相等的电位，电路稳定。由于节点NR2的电位成为节点IP的电位，所以在电阻RI2施加PNP晶体管Q1的基极-发射极间电压Vbe1。由于流过电阻RI2的电流也流过PMOS晶体管MP22，所以以式（8）表示流过PMOS晶体管MP22的电流IMP22（也用RI2表示电阻RI2的电阻值）。

IMP22＝Vbe1/RI2…（8）

根据式（1），电压Vbe与绝对温度成比例减少，所以由式（8）可知，流过PMOS晶体管MP22的电流与绝对温度成比例减少。

由于PMOS晶体管MP12的栅极电位与PMOS晶体管MP14~MP17的栅极电位相同，所以在PMOS晶体管MP14~MP17也流过与绝对温度成比例增加的电流。

由于PMOS晶体管MP22的栅极电位与PMOS晶体管MP23~MP26的栅极电位相同，所以在PMOS晶体管MP23~MP26也流过与绝对温度成比例减少的电流。

分别在栅极施加控制信号CTC2~CTC9的PMOS晶体管MP18~MP21、PMOS晶体管MP27~MP30作为对PMOS（PMOS晶体管MP14~MP17、PMOS晶体管MP23~MP26）的电流进行ON/OFF的开关发挥功能，其中PMOS（PMOS晶体管MP14~MP17、PMOS晶体管MP23~MP26）作为PMOS晶体管MP18~MP21、PMOS晶体管MP27~MP30的电流源发挥功能。

由于PMOS晶体管MP18~MP21以及PMOS晶体管MP27~MP30的漏极全部与输出电压Vout的输出端子22连接，所以PMOS晶体管MP14~MP17以及PMOS晶体管MP23~MP26的电流全部流过输出电压Vout的输出端子22，通过电阻RI3转换成电压。

换句话说，通过对控制信号CTC2~CTC9进行控制，使与绝对温度成比例增加的电流（PTAT电流）和与绝对温度成比例减少的电流（CTAT电流）相加，使相加的比例变化。

因而，在与绝对温度成比例增加的电流较多的情况下，输出电压Vout的温度依赖性为正。在与绝对温度成比例增加的电流较少的情况下，输出电压Vout的温度依赖性为负。通过将控制信号CTC2~CTC9设为“L”，能够控制成电流流入输出电压Vout的输出端子（图1的节点N22）。

根据这样的动作原理，能够从输出端子输出调整了温度依赖性的输出电压Vout。在图2中，为了容易说明，表示了控制信号和PMOS晶体管的与绝对温度成比例增加的电流和与绝对温度成比例减少的电流的4种情况，但也可以对图2的电路的构成进行扩展、变更以得到需要的调整精度、范围。

（振荡频率的温度依赖性的调整）

接下来，对振荡电路10的动作进行说明。如以上说明，根据上述的动作原理，带隙电路20生成调整了温度依赖性的输出电压Vout，从节点N22向电压-电流转换电路30输出生成的输出电压Vout。电压-电流转换电路30根据可变电阻RV1的温度依赖性对可变电阻RV1的电阻值进行变更，从而将输出电压Vout转换成所希望的输出电流Iout。即，调整输出电流Iout的温度依赖性。而且，在CPU动作时，能够使可变电阻RV1的电阻值降低，使输出电流Iout的电流量增加，在暂停时，能够使可变电阻RV1的电阻值增加，使输出电流Iout的电流量减少。

另外，电压-电流转换电路30输出与调整了温度依赖性的输出电流Iout相同的偏置电流Ib。由于输出电流Iout不依赖于温度，所以偏置电流Ib也不受温度影响而恒定。即，调整了温度依赖性的偏置电流Ib输入至CR振荡电路40的比较器COMP1。根据供给至比较器COMP1的偏置电流Ib的电流量，对比较器COMP1的响应速度进行控制。CR振荡电路40通过根据电容C1、电容C2以及可变电阻RV2的温度依赖性对可变电阻RV2的电阻值进行变更，以所希望的振荡频率振荡。即，调整振荡频率的温度依赖性。

如上所述，在本实施方式中，通过利用带隙电路20调整输出电压Vout的温度依赖性，利用电压-电流转换电路30调整输出电流Iout（偏置电流Ib）的温度依赖性，而调整振荡频率的温度依赖性。除此之外，利用CR振荡电路40的可变电阻RV2，最终调整振荡频率的温度依赖性。由此，振荡频率不受温度影响而恒定。

图3是表示带隙电路的输出电压的温度依赖性的图表。如图3所示，若不调整温度依赖性，则从带隙电路20输出的输出电压Vout依赖于温度而变动。例如，若图2所示的电阻RI1的电阻值逐渐变高，则输出电压Vout的温度依赖性从线型图6001转换至线型图6007。

在线型图6004中，输出电压Vout不受温度影响而大致恒定。因此，对输出电压Vout的温度依赖性进行调整，以使成为线型图6004所示的温度依赖性。例如，在设计时或者样本制作时，调整电阻RI1的电阻值。或对控制信号CTC2~CTC9进行控制，以使图2所示的电阻RI1的电阻值变化。

图4是表示偏置电流的温度依赖性的图表。如上所述，从电压-电流转换电路30输出的偏置电流Ib与对输出电压Vout进行转换而得的输出电流Iout相等。如图4所示，若不调整温度依赖性，则从电压-电流转换电路30输出的偏置电流Ib依赖于温度而大幅变化。偏置电流Ib的温度依赖性与图3的线型图6001至线型图6007所示的输出电压Vout的温度依赖性对应，从线型图7001变化至线型图7007。在线型图7004中，偏置电流Ib不受温度影响而大致恒定。

然而，偏置电流Ib的温度依赖性不仅依赖于输出电压Vout的温度依赖性而变化，还依赖于输出电压Vout的温度依赖性和可变电阻RV1的制造偏差而变化。因此，通过对可变电阻RV1的电阻值进行变更，调整输出电流Iout的温度依赖性，在预先设定的温度下得到所希望的偏置电流Ib。例如如图4所示，能够得到在25℃调整为1.1μA的偏置电流Ib。

图5（A）表示流过100nA的偏置电流时的振荡频率的温度依赖性，图5（B）表示振荡波形。图6（A）表示流过10nA的偏置电流时的振荡频率的温度依赖性，图6（B）表示振荡波形。如图5（A）以及图6（A）所示，CR振荡电路40的振荡频率的温度依赖性与图3的线型图6001至线型图6007所示的输出电压Vout的温度依赖性对应地变化。

如图5（A）所示，在偏置电流Ib为100nA的情况下，能够调整振荡频率的温度依赖性，以使在-50℃~150℃的温度范围内的误差为0.35%。另一方面，如图6（A）所示，若调整成在-50℃~150℃的温度范围内的误差增大至3.5％，则能够相应地使偏置电流Ib减少至10nA。由于能够抑制偏置电流Ib，所以例如在不要求振荡频率精度，要求电流低消耗的暂停模式等中有效。

可知偏置电流Ib的电流量增加，振荡频率的温度依赖性降低。即，能够抑制振荡频率依赖于温度而变动。可以理解为使偏置电流Ib的电流量增加后，PMOS晶体管MP2的漏电电流、寄生电阻、寄生电容的影响变小。

另外，在偏置电流Ib的电流量较多的区域，能够减小MOS晶体管MP2的制造偏差的影响，能够进行高精度振荡。因此，在需要高精度振荡的CPU动作时，降低可变电阻RV1的电阻值，使偏置电流Ib的电流量增加。另一方面，在待机或暂停时等不需要精度的情况下，通过增大可变电阻RV1的电阻值，使偏置电流Ib的电流量减少，而能够抑制振荡电路的消耗电流。

如以上说明，在本实施方式中，通过利用带隙电路20调整输出电压Vout的温度依赖性，利用电压-电流转换电路30调整输出电流Iout、偏置电流Ib的温度依赖性，来调整振荡频率的温度依赖性。除此之外，利用CR振荡电路40的可变电阻RV2，最终调整振荡频率的温度依赖性。通过这种多级的温度依赖性的调整，振荡频率的温度依赖性显著降低，振荡频率不受温度影响而恒定。

另外，在本实施方式中，在需要高精度振荡的CPU动作时，能够降低振荡频率的温度依赖性进行高精度振荡，在不需要高精度振荡的待机或暂停时，能够降低振荡电路的消耗电流。即，能够以一个振荡电路实现高精度振荡和低消耗电流振荡。像这样，由于不需要搭载2个以上的振荡电路，所以能够实现集成电路的面积缩小。

另外，能够将可变电阻RV1以及可变电阻RV2设为同种类的电阻，无需使用温度依赖性不同的两种电阻，所以能够在制造工序中省略掩膜。而且，由于无需使用两种电阻形成修整数量的组合，所以能够使集成电路的面积进一步缩小。

此外，在上述的实施方式中，虽利用带隙电路20以及电压-电流转换电路30调整输出电流Iout的温度依赖性，但通过使用能够调整输出电流Iout的温度依赖性的带隙电路，能够省略电压-电流转换电路30。例如，若存在具有正温度依赖性的电阻，则能够制作可调整输出电流Iout的温度依赖性、电流值的带隙电路。

另外，在上述的实施方式中，使用作为比较部具有比较器COMP1的CR振荡电路40，向比较器COMP1供给偏置电流Ib。这里“比较部”是相对规定的基准电压（例如与图1的Vref相当的阈值、Vref），根据输入的状态，使输出向反相的状态迁移的部件，具有电流限制功能的比较器、反相器等相当于比较部。因此，也能够使用具有反相器的CR振荡电路来代替具有比较器的CR振荡电路。在具有反相器的CR振荡电路的情况下，向反相器的MOS晶体管的源极侧插入偏置电流源。

另外，在上述的实施方式中，利用可变电阻RV1以及可变电阻RV2进行电流值的调整，但也可以对流过电压-电流转换电路30的PMOS晶体管MP1和PMOS晶体管MP2的电流的比率进行调整。

除此之外，在上述的实施方式中所说明的振荡电路的构成为一个例子，当然在不脱离本发明的主旨的范围内，能够根据状况进行变更。

符号说明

10…振荡电路；20…带隙电路；30…电压-电流转换电路；40…CR振荡电路。

Claims

1.一种振荡电路，其特征在于，具备：

带隙电路，其对调整了温度依赖性的输出电压进行输出，该输出电压的温度依赖性被调整为使得输出电压不依赖于温度而恒定；

电压-电流转换电路，其具备第1可变电阻，将从所述带隙电路输出的输出电压转换成与所述第1可变电阻的电阻值对应的输出电流，且基于转换后的输出电流输出偏置电流；

CR振荡电路，其具备第2可变电阻、电容以及比较部，以基于所述第2可变电阻的电阻值和所述电容的电容值的振荡频率振荡，且所述比较部根据从所述电压-电流转换电路输入的偏置电流的电流值进行动作。

2.根据权利要求1所述的振荡电路，其特征在于，

将所述第1可变电阻的电阻值设定成第1设定值，以使在所述电压-电流转换电路中得到的所述输出电流的电流量成为预先设定的电流量，该预先设定的电流量是根据温度来设定的，使得所述振荡频率恒定。

3.根据权利要求1或2所述的振荡电路，其特征在于，

设定所述第2可变电阻的电阻值，以使所述振荡频率恒定。

4.根据权利要求1至3中任意一项所述的振荡电路，其特征在于，

在需要高精度振荡的情况下，将所述第1可变电阻的电阻值设定成第1设定值，且在不需要高精度振荡的情况下，将所述第1可变电阻的电阻值设定成比所述第1设定值高的第2设定值。