JP5933479B2 - 補償回路及び補償方法 - Google Patents

Description

本開示は、補償回路及び補償方法に関する。

無線通信機は、増幅器を含み、増幅器の温度特性による電力利得劣化を低減する機能を有することがある。

従来の増幅器として、入力信号を増幅する第１の増幅手段と、第１の増幅手段の出力信号を増幅する第２の増幅手段と、第２の増幅手段の電源電圧を制御する制御手段と、を備える電力増幅器が知られている。この制御手段は、第１の増幅手段の温度に依存して増加する電源電流に従って、第２の増幅手段の電源電圧を温度に依存して増加するよう制御する（例えば、特許文献１参照）。

特開平６―２５２６６２号公報

特許文献１の増幅器では、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）チップ製造時の製造ばらつき（プロセスばらつき）に対する補償精度が不十分であった。

本開示は、上記事情に鑑みてなされたものであって、製造ばらつきに対する補償精度を向上できる補償回路及び補償方法を提供する。

本開示の補償回路は、温度に対して略一定の第１の電流が入力端子に印加されたトランジスタの出力端子から出力される第１の電圧に基づいて、又は、温度に対して略一定の第２の電圧が入力端子に印加されたトランジスタの出力端子から出力される第２の電流に基づいて、前記トランジスタの製造ばらつきを検出する製造ばらつき検出回路と、前記製造ばらつき検出回路により検出された製造ばらつきに基づいて、電気回路へ供給される供給電圧を生成する電圧生成回路と、を備え、前記第１の電流は、温度に対して略一定の前記第１の電圧に対応し、前記第２の電圧は、温度に対して略一定の前記第２の電流に対応し、前記第１の電流は、前記トランジスタに印加された各電流に対して出力された各電圧を温度毎に示した複数の第１の電圧電流特性の交点における電流であり、前記第２の電圧は、前記トランジスタに印加された各電圧に対して出力された各電流を温度毎に示した複数の第２の電圧電流特性の交点における電圧である。

本開示によれば、製造ばらつきに対する補償精度を向上できる。

第１の実施形態における補償回路の構成例を示すブロック図 （Ａ）第１の実施形態における第１の電流源の構成例を示す回路図、（Ｂ）第１の実施形態における温度に対する電流Ｉ１の特性の一例を示す模式図 （Ａ）第１の実施形態における第２の電流源の構成例を示す回路図、（Ｂ）第１の実施形態における温度に対する電流Ｉ２の特性の一例を示す模式図 （Ａ）第１の実施形態における温度検出回路の構成例を示す回路図、（Ｂ）第１の実施形態における温度に対する電流Ｉ３の特性の一例を示す模式図 （Ａ）第１の実施形態における製造ばらつき検出回路の第１構成例を示す回路図、（Ｂ）第１の実施形態における製造ばらつき検出回路のトランジスタがＮＭＯＳ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）である場合のトランジスタの構成例を示す回路図、（Ｃ）第１の実施形態における製造ばらつき検出回路のトランジスタがＰＭＯＳ（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）である場合のトランジスタの構成例を示す回路図、（Ｄ）第１の実施形態における各温度におけるトランジスタに流れる電流に対するゲート−ソース端子間電圧の特性の一例を示す模式図、（Ｅ）第１の実施形態におけるトランジスタの閾値電圧毎の温度に対する電流Ｉ４の特性の一例を示す模式図 第１の実施形態における製造ばらつき検出回路のトランジスタの閾値電圧がＴｙｐｃａｌである場合における、トランジスタに流れる電流に対するゲート−ソース間電圧の特性の一例を示す模式図 第１の実施形態における製造ばらつき検出回路のトランジスタの閾値電圧が高い場合における、トランジスタに流れる電流に対するゲート−ソース間電圧の特性の一例を示す模式図 第１の実施形態における製造ばらつき検出回路のトランジスタの閾値電圧が低い場合における、トランジスタに流れる電流に対するゲート−ソース間電圧の特性の一例を示す模式図 （Ａ）第１の実施形態における製造ばらつき検出回路の第２構成例を示す回路図、（Ｂ）第１の実施形態における各温度におけるゲート−ソース端子間電圧に対するトランジスタに流れる電流特性の一例を示す模式図、（Ｃ）第１の実施形態におけるトランジスタの閾値電圧毎の温度に対する電流Ｉ５の特性の一例を示す模式図 第１の実施形態における製造ばらつき検出回路のトランジスタの閾値電圧がＴｙｐｃａｌである場合における、ゲート−ソース間電圧に対するトランジスタに流れる電流特性の一例を示す模式図 第１の実施形態における製造ばらつき検出回路のトランジスタの閾値電圧が高い場合における、ゲート−ソース間電圧に対するトランジスタに流れる電流特性の一例を示す模式図 第１の実施形態における製造ばらつき検出回路のトランジスタの閾値電圧が低い場合における、ゲート−ソース間電圧に対するトランジスタに流れる電流特性の一例を示す模式図 （Ａ）第１の実施形態における製造ばらつき検出回路の第３構成例を示す回路図、（Ｂ）第１の実施形態におけるトランジスタの閾値電圧毎の温度に対する電流Ｉ６の特性の一例を示す模式図 （Ａ）第１の実施形態における製造ばらつき検出回路の第４構成例を示す回路図、（Ｂ）第１の実施形態におけるトランジスタの閾値電圧毎の温度に対する電流Ｉ７の特性の一例を示す模式図 第１の実施形態における電圧発生回路の構成例を示す回路図 第１の実施形態におけるトランジスタの閾値電圧毎の温度に対する電圧発生回路の出力電圧の特性の第１例を示す模式図 第１の実施形態におけるトランジスタの閾値電圧毎の温度に対する電圧発生回路の出力電圧の特性の第２例を示す模式図 第１の実施形態におけるトランジスタの閾値電圧毎の温度に対する電圧発生回路の出力電圧の特性の第３例を示す模式図 第１の実施形態における補償回路の全体構成例を示す回路図 第２の実施形態における補償回路及び第１の増幅器の構成例を示すブロック図 第２の実施形態２における電源電圧発生回路の構成例を示す回路図 第３の実施形態における補償回路及びカスコード電力増幅器の構成例を示すブロック図 従来のカスコード電力増幅器が備えるトランジスタの閾値電圧毎の、カスコード電力増幅器のカスコードトランジスタのゲート入力電圧に対する出力電力の特性の一例を示す模式図 従来の温度毎の、カスコード電力増幅器のカスコードトランジスタのゲート入力電圧に対する出力電力の特性の一例を示す模式図 第３の実施形態におけるトランジスタの閾値電圧毎の温度に対する電圧発生回路の出力電圧の特性の一例を示す模式図 第４の実施形態における補償回路及び分周器の構成例を示すブロック図 第４の実施形態における補償回路の構成例と分周器の回路構成例を示す模式図 従来の分周器が備えるトランジスタの閾値電圧毎の、周波数に対する分周感度の特性の一例を示す模式図 従来の温度毎の、周波数に対する分周感度の特性の一例を示す模式図 第４の実施形態におけるトランジスタの閾値電圧毎の温度に対する電圧発生回路の出力電圧（第１のバイアス電圧）の特性の一例を示す模式図 第４の実施形態におけるトランジスタの閾値電圧毎の温度に対する電圧発生回路の出力電圧（第２のバイアス電圧）の特性の一例を示す模式図 特許文献１の電圧増幅装置の構成を示すブロック図 特許文献１の電圧増幅装置の温度に依存して生成される電流の特性を示す模式図 （Ａ）トランジスタの等価回路図、（Ｂ）トランジスタのゲート電圧に対するドレイン電流の特性を示す模式図 従来の電力増幅器の各製造ばらつきにおける入出力特性を示す模式図

以下、本開示の実施形態について、図面を参照して説明する。

（本開示の一形態を得るに至った経緯）
従来の温度特性による電力利得劣化の低減について説明する。

図３２は、特許文献１の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。図３２の第１の増幅器及び第２の増幅器は、図３３に示す電源電流の温度特性を有する。この特性では、高温である程電源電流が増加し、低温である程電源電流が減少する。また、電源電圧制御回路は、第１の増幅器を流れる電流に応じて、第２の増幅器の電源電圧を変化させる。例えば、第１の増幅器の電源電流が高温により増加すると、第２の増幅器の電源電圧が上昇する。電源電圧制御回路は、電源電圧を可変に制御することにより、第２の増幅器の高温による電力利得劣化を低減させる。

特許文献１の電力増幅装置では、ＩＣチップ製造時の製造ばらつきによって特性がばらついた場合、所望の電力利得を得られない場合がある。製造ばらつきは、例えばトランジスタの閾値電圧のばらつきを含む。

図３４（Ａ）はＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタの回路構成を示す図である。図３４（Ｂ）はＭＯＳトランジスタのゲート電圧に対するドレイン電流特性を示す図である。図３４（Ｂ）に示すように、ＭＯＳトランジスタでは、例えばゲート電圧Ｖｇが閾値電圧Ｖｔｈを超えると、ドレイン電流Ｉｄが流れる。

トランジスタでは、製造ばらつきに応じて、閾値電圧Ｖｔｈが変動する。具体的には、閾値電圧Ｖｔｈが低い場合にはドレイン電流Ｉｄが増加し、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合にはドレイン電流Ｉｄが減少する。

また、トランジスタの最大動作周波数ｆｍａｘは、閾値電圧Ｖｔｈが低い場合には増加し、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合には減少する。最大動作周波数ｆｍａｘが高い方が、トランジスタの高周波特性が良好となる。

図３５は、従来の電力増幅装置のトランジスタの各製造ばらつきにおける入出力特性を示す図である。図３５では、トランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが所定電圧より低い場合、閾値電圧Ｖｔｈが上記所定電圧より高い場合、及び閾値電圧Ｖｔｈが上記所定電圧（Ｔｙｐｉｃａｌ）の場合を示す。

なお、閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合とは、閾値電圧Ｖｔｈが低い場合と高い場合との間の場合であり、トランジスタが所望に動作できる場合である。Ｔｙｐｉｃａｌの場合の閾値電圧Ｖｔｈは、例えば０．４５Ｖである。また、トランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが所定電圧より低いことを、単に、閾値電圧Ｖｔｈが低いともいう。また、トランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが所定電圧より高いことを、単に、閾値電圧Ｖｔｈが高いともいう。

従来の電力増幅装置の製造ばらつきでは、電力増幅装置の出力電力が大きく変化する。そのため、第１の増幅器及び第２の増幅器の閾値電圧Ｖｔｈが共に高い場合、閾値電圧Ｖｔｈが共にＴｙｐｉｃａｌの場合と比較すると、第１の増幅器に流れる電源電流が減少する。

また、電源電圧制御回路は、第１の増幅器に流れる電源電流に応じて、第２の増幅器の電源電圧を変更する。従って、第１の増幅器及び第２の増幅器の閾値電圧Ｖｔｈが共に高い場合、閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合と比較すると、第２の増幅器の電源電圧は低くなる。この場合、閾値ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合における出力電力と比べると、閾値Ｖｔｈが高い場合における出力電力が大きく低下するので、所望の電力が得られないことがある。

以下では、製造ばらつきに対する補償精度を向上できる補償回路及び補償方法について説明する。

以下の実施形態の補償回路は、例えば無線通信機に搭載される。無線通信機には、例えば送信機又は受信機が含まれる。また、無線通信機は、例えばミリ波帯域又はマイクロ波帯域を含む高周波域の信号を通信する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態における補償回路１０００の構成例を示すブロック図である。補償回路１０００は、温度検出回路１１０、製造ばらつき検出回路１２０、および電圧発生回路１４０を備える。

温度検出回路１１０は、温度に依存して変化する電流を利用して、補償回路１０００後段の電気回路（不図示）に含まれるトランジスタの温度特性を補償する回路である。この電気回路は、例えば、増幅器、分周器、を含む。温度検出回路１１０は、温度電流特性を生成する温度電流特性生成回路の一例である。

製造ばらつき検出回路１２０は、トランジスタを含み、このトランジスタへの所定の入力に対する出力に応じて、製造ばらつきを検出する。

例えば、製造ばらつき検出回路１２０は、温度に対して略一定の電流をトランジスタの入力端子に印加し、トランジスタから出力される電圧（出力電圧）に基づいて、製造ばらつきを検出する。この印加電流は、温度に対して略一定の出力電圧に対応する。

また、例えば、製造ばらつき検出回路１２０は、温度に対して略一定の電圧をトランジスタの入力端子に印加し、トランジスタの出力端子から出力される電流に基づいて、製造ばらつきを検出する。この印加電圧は、温度に対して略一定の出力電流に対応する。

電圧発生回路１４０は、温度検出回路１１０による検出結果と製造ばらつき検出回路１２０の検出結果との少なくとも一方に応じて、補償回路１０００後段の電気回路へ供給する供給電圧を発生させる。これにより、トランジスタの温度特性及び製造ばらつきの少なくとも一方に応じた電圧を生成できる。

例えば、温度検出回路１１０が、任意の温度から高温に向けて電流を増加させるかを決定し、温度検出回路１１０の出力電流に反映させる。製造ばらつき検出回路１２０が、閾値電圧Ｖｔｈの高さを検知し、製造ばらつき検出回路１２０の出力電流に反映させる。電圧発生回路１４０が、温度検出回路１１０からの電流及び製造ばらつき検出回路１２０からの電流を受け、電圧発生回路１４０の出力電圧を生成する。

これにより、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合又は低い場合でも、電圧可変により閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合と同等の特性を得られる。また、トランジスタの温度特性による影響を軽減し、閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合と同等の特性を得られる。

次に、温度検出回路１１０の詳細について説明する。
図２（Ａ）は、バンドギャップ回路を用いた電流源ＣＳ１（第１の電流源）の一例を示す回路図である。電流源ＣＳ１が発生する電流Ｉ１は、以下の式（１）により導出される。

Ｉ１＝Ｖｔ／Ｒ×ｌｎ（Ｎ）・・式（１）

また、式（１）の各パラメータは、以下の通りである。
Ｖｔ＝（（Ｋ×Ｔ）／ｑ）
Ｋ：ボルツマン定数＝１．３８ｅ―２３[Ｊ／Ｋ]
ｑ：電子の電荷：＝１．６０２ｅ―１９[ｃ]
Ｔ：絶対温度[Ｋ] なお、０（ゼロ）Ｋ＝−２７３．１５[℃]
Ｎ：ダイオードの個数

式（１）により導出される電流Ｉ１は、上記Ｖｔの温度特性を有し、温度が上昇すれば電流が上昇する。電流Ｉ１は温度に比例する電流（第４の電流の一例）である。図２（Ｂ）は、温度に対する電流Ｉ１の特性の一例を示す模式図である。

図３（Ａ）は、電流源ＣＳ１を用いて、電流Ｉ２を生成する電流源ＣＳ２（第２の電流源）の構成例を示す回路図である。電流Ｉ２は、抵抗Ｒ３の温度特性（抵抗温度係数）を有する。抵抗値は、温度への依存度が小さく、ほぼ一定である。従って、電流Ｉ２は、温度に対して略一定の電流（第１の電流の一例）である。図３（Ｂ）は、温度に対する電流Ｉ２の特性の一例を示す模式図である。

電流源ＣＳ２は、図２（Ａ）のバンドギャップ回路を含む電流源ＣＳ１に抵抗Ｒ２が追加され、バンドギャップリファレンス電圧Ｖｒｅｆを生成する。バンドギャップリファレンス電圧Ｖｒｅｆは、バンドギャップ回路の製造ばらつき及び温度特性に依存せず、略一定の電圧であり、例えばシリコンのバンドギャップ電圧（およそ１．２Ｖ〜１．２５Ｖ）である。

バンドギャップリファレンス電圧Ｖｒｅｆは、オペアンプＯＡ１の一方の入力端子に入力される。また、オペアンプＯＡ１の他方の入力端子は、抵抗Ｒ３に接続される。従って、抵抗Ｒ３に流れる電流として、以下の式（２）に示す電流Ｉ２が導出される。

Ｉ２＝Ｖｒｅｆ／Ｒ３・・式（２）

図４（Ａ）は、温度検出回路１１０の構成例を示す回路図である。温度検出回路１１０は、電流Ｉ１から電流Ｉ２を減算し、以下の式（３）に示す電流Ｉ３を導出する回路である。電流Ｉ３は、第５の電流の一例である。

Ｉ３＝Ｉ１−Ｉ２・・式（３）

トランジスタＴ２，Ｔ３の特性（例えば、トランジスタサイズ）は同じでも異なってもよい。温度検出回路１１０では、例えば、トランジスタＴ２の利得を「１」とし、トランジスタＴ３の利得を「Ｎ」とする場合、「Ｎ」の値により、高温に向けて電流Ｉ３をどの程度増加させるかを決定できる。

なお、図４（Ａ）では、温度検出回路１１０が電流源ＣＳ１及び電流源ＣＳ２を含まない構成を例示したが、温度検出回路１１０が電流源ＣＳ１，ＣＳ２の少なくとも一方を含んでもよい。また、式（３）の減算に係る回路部分は、同様の特性が得られる場合、図４（Ａ）と異なる他の構成により実現してもよい。

図４（Ｂ）は、温度検出回路１１０により導出された電流Ｉ３の一例を示す模式図である。図４（Ｂ）のグラフでは、横軸が温度を示し、縦軸が電流値を示す。図４（Ｂ）では、電流Ｉ１と電流Ｉ２とが交わる点Ａの温度を境界として電流Ｉ１が電流Ｉ２より大きくなるので、電流Ｉ３は点Ａの温度から高温側において出現し、高温になる程大きくなる。点Ａの温度は、電流Ｉ１又は電流Ｉ２の電流値により決定される。

従って、補償回路１０００の設計過程において、図２の回路部２１と図３の回路部３１の回路パラメータを任意に設定することにより、電流Ｉ１，Ｉ２の大きさを任意に設定できる。よって、点Ａを任意の温度に設定可能である。

このように、温度検出回路１１０は、電流Ｉ１と電流Ｉ２との差に基づいて、電流Ｉ３を導出する。これにより、温度電流特性を任意に設定でき、設計の自由度が向上する。また、補償回路１０００の設計時に電流Ｉ１又は電流Ｉ２の大きさを調整することで、点Ａの温度位置を任意に変更できる。

次に、製造ばらつき検出回路１２０の詳細について説明する。

製造ばらつき検出回路１２０として、４つの製造ばらつき検出回路１２０Ａ〜１２０Ｄの構成を例示する。４つの構成例を特に区別しない場合には、単に、製造ばらつき検出回路１２０と記す。

図５（Ａ）は、製造ばらつき検出回路１２０の第１構成例（製造ばらつき検出回路１２０Ａの構成例）を示す回路図である。製造ばらつき検出回路１２０Ａは、トランジスタＴ１、オペアンプＯＡ２、及び抵抗Ｒ４を含む。

図５（Ｂ）は、トランジスタＴ１の構成例を示す回路図である。図５（Ｂ）に示すように、トランジスタＴ１は、ソース端子がＧＮＤ（グランド）に接続される。トランジスタＴ１は、ゲート及びドレインが接続され、入力端子及び出力端子を形成する。図５（Ｂ）では、トランジスタＴ１はＮＭＯＳであるが、図５（Ｃ）に示すように、トランジスタＴ１はＰＭＯＳでもよい。

製造ばらつき検出回路１２０Ａは、トランジスタの特性の１つである温度係数がゼロになる条件を用いて、製造ばらつきを検出する。温度係数がゼロ（ＺＴＣ：Ｚｅｒｏ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）であるとは、温度に対して略一定であることを意味する。

ここで、温度係数がゼロになる条件の探索方法について説明する。

例えば、電流Ｉｄｓ（印加電流）を掃引し、トランジスタＴ１のゲート−ソース間電圧Ｖｏｌｔを確認する。電流Ｉｄｓは、ゲート−ドレイン端子が接続された状態のトランジスタＴ１に印加される電流である。また、電流掃引時の温度条件は、常温（Ｔｙｐｉｃａｌ）、高温（常温より高い温度）、及び低温（常温より低い温度）である。常温は、トランジスタが所望に動作できる温度（例えば２７度）である。

図５（Ｄ）は、常温、高温、低温における電流Ｉｄｓに対する電圧Ｖｏｌｔの振る舞いに対する模式図である。ここでは、電流を掃引して電圧を参照する。図５（Ｄ）を参照すると、常温、高温、及び低温の各温度における電圧Ｖｏｌｔは、印加電流と出力電圧との特性（第１の電圧電流特性の一例）における所定の１点（点Ｂ）において交わる。

点Ｂにおける電流Ｉｄｓをゲート−ドレイン端子が接続された状態のトランジスタＴ１に印加した場合、トランジスタＴ１のゲート−ソース間電圧が温度に対して略一定の電圧Ｖｏｌｔが発生する。つまり、図５（Ａ）において、トランジスタＴ１のゲート端子及びドレイン端子に、電流Ｉ２として点Ｂにおける電流Ｉｂを印加すると、温度に対して略一定の電圧Ｖｏを取得できる。なお、電流Ｉｂは、第１の電流の一例であり、電圧Ｖｏは、第１の電圧の一例である。

図６は、トランジスタＴ１の閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合の印加電流Ｉｄｓと出力電圧Ｖｏｌｔとの関係の一例を示す模式図である。図７は、トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈが高い場合の印加電流Ｉｄｓと出力電圧Ｖｏｌｔとの関係の一例を示す模式図である。図８は、トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈが低い場合の印加電流Ｉｄｓと出力電圧Ｖｏｌｔとの関係の一例を示す模式図である。

図６〜図８を参照すると、図６〜図８の閾値電圧Ｖｔｈが異なるにも関わらず、電流Ｉｄｓが所定電流（ここでは約９０ｕＡ）が印加された場合、いずれも交点である点Ｂを導出できることが理解できる。

また、点Ｂにおける所定電流ＩｂがトランジスタＴ１に印加された場合に得られる電圧Ｖｏは、図６〜図８において異なる。具体的には、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合に電圧Ｖｏが最も高く、閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合に電圧Ｖｏが２番目に高く、閾値電圧Ｖｔｈが低い場合に電圧Ｖｏが最も低い。

トランジスタＴ１の製造ばらつきを検出する際には、図６〜図８の結果を考慮して、トランジスタＴ１に対して特定の電流を印加する。つまり、ゲート−ドレイン端子が接続された状態のトランジスタＴ１に、電流源ＣＳ２により生成された電流Ｉ２として電流Ｉｂを印加し、トランジスタＴ１の出力電圧として、ゲート−ソース端子間電圧Ｖｏを得る。

ゲート−ソース端子間電圧Ｖｏは、オペアンプＯＡ２の一方の入力端子に印加される。オペアンプＯＡ２の他方の入力端子と出力端子とは、抵抗Ｒ４に接続される。図５の抵抗Ｒ４に電圧Ｖｏが印加されることにより、以下の式（４）に示す電流Ｉ４を得る。電流Ｉ４は、第３の電流の一例である。

Ｉ４＝Ｖｏ／Ｒ４・・式（４）

オペアンプＯＡ２は、ボルテージフォロワとして動作する。オペアンプＯＡ２を設けることにより、トランジスタＴ１の出力電圧Ｖｏを降下させずに、抵抗Ｒ４に印加できる。

トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈが高い場合には、トランジスタＴ１の印加電流Ｉｂに対する出力電圧Ｖｏが高いので、電流Ｉ４は大きくなる。トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈが低い場合には、トランジスタＴ１の印加電流Ｉｂに対する出力電圧Ｖｏが低いので、電流Ｉ４は小さくなる。トランジスタＴ１の閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合には、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合と低い場合との間の特性が得られる。

図５（Ｅ）は、トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈ毎の、温度と電流Ｉ４との関係の一例を示す模式図である。図５（Ｅ）に示すように、トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈ毎に、異なる温度電流特性が得られる。従って、電流Ｉ４の大きさに応じて、トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈの製造ばらつきを検出できる。

このように、製造ばらつき検出回路１２０Ａは、トランジスタＴ１への印加電流Ｉｂにより得られた出力電圧Ｖｏに基づいて、製造ばらつきを検出する。これにより、印加電流Ｉｂに対する出力電圧Ｖｏが温度変化に対して略一定であるので、温度特性から独立してトランジスタＴ１の製造ばらつきを検知できる。従って、製造ばらつきに対する補償精度を向上できる。また、製造ばらつきとして、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合、閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合、又は閾値電圧Ｖｔｈが低い場合、を同時に検出できる。

なお、電流Ｉｂは、トランジスタＴ１へ印加することにより電圧Ｖｏが得られる電流であるが、電圧Ｖｏから多少ずれた電圧を得られる電流でもよい。つまり、電流Ｉｂを含む所定範囲の電流をトランジスタＴ１に印加し、電圧Ｖｏ付近の電圧を取得することにより、製造ばらつきを判定してもよい。

図９（Ａ）は、製造ばらつき検出回路１２０Ｂの第２構成例を示す回路図である。第２構成例では、第１構成例と比較すると、トランジスタＴ１と抵抗との配置が逆である。製造ばらつき検出回路１２０Ｂは、トランジスタＴ１、抵抗Ｒ５、及びオペアンプＯＡ３を含む。トランジスタＴ１の構成は、図５（Ｂ），図５（Ｃ）に示した構成と同様であるが、第２構成例では、電流Ｉｄｓは後述する電流Ｉｄｓ２に置換され、電圧Ｖｏｌtは後述する電圧Ｖｏｌｔ２に置換される。

ここで、温度係数がゼロになる条件の探索方法について説明する。

トランジスタＴ１のゲート及びドレインが接続された端子に印加される電圧Ｖｏｌｔ２（印加電圧）を掃引し、ゲート−ドレイン端子が接続された状態のトランジスタＴ１に流れる電流Ｉｄｓ２を確認する。また、電圧掃引時の温度条件は、常温、高温、及び低温である。

図９（Ｂ）は、常温、高温、低温における電圧Ｖｏｌｔ２に対する電流Ｉｄｓ２の振る舞いに対する模式図である。図９（Ｂ）を参照すると、常温、高温、及び低温の各温度における電流Ｉｄｓ２は、印加電圧と出力電流との特性（第２の電圧電流特性の一例）において所定の１点（点Ｃ）において交わる。

点Ｃにおける電圧Ｖｏｌｔ２をトランジスタＴ１のゲート−ソース間に印加した場合、ゲート−ドレイン端子が接続された状態のトランジスタＴ１には、温度に対して略一定の電流Ｉｄｓ２が流れる。つまり、図９（Ａ）において、トランジスタＴ１のゲート端子及びドレイン端子に、電圧Ｖｏｌｔ２として、点Ｃにおける電圧Ｖｏ２を印加すると、温度に対して略一定の電流Ｉｃを取得できる。なお、電圧Ｖｏ２は、第２の電圧の一例であり、電流Ｉｃは、第２の電流の一例である。

図１０は、トランジスタＴ１の閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合の印加電圧Ｖｏｌｔ２と出力電流Ｉｄｓ２との関係の一例を示す模式図である。図１１は、トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈが高い場合の印加電圧Ｖｏｌｔ２と出力電流Ｉｄｓ２との関係の一例を示す模式図である。図１２は、トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈが低い場合の印加電圧Ｖｏｌｔ２と出力電流Ｉｄｓ２との関係の一例を示す模式図である。

図１０〜図１２を参照すると、図１０〜図１２の閾値電圧Ｖｔｈが異なるにも関わらず、トランジスタＴ１に所定電圧（例えば電圧Ｖｏ２として約０．７Ｖ）が印加された場合、いずれも交点である点Ｃを導出できることが理解できる。

点Ｃにおける所定電圧Ｖｏ２がトランジスタＴ１のゲート及びドレインが接続された端子に印加された場合に得られる電流Ｉｃは、図１０〜図１２において異なる。具体的には、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合に電流Ｉｃが最も小さく、閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合に電流Iｃが２番目に小さく、閾値電圧Ｖｔｈが低い場合に電流Iｃが最も大きい。

トランジスタＴ１の製造ばらつきを検出する際には、図１０〜図１２の結果を考慮して、トランジスタＴ１に対して特定の電圧（例えば０．７Ｖ）を印加する。

製造ばらつき検出回路１２０Ｂでは、抵抗Ｒ５に、式（２）により導出された電流Ｉ２を流し、電圧Ｖｏ２を得る。電圧Ｖｏ２は、オペアンプＯＡ３の一方の入力端子に入力される。オペアンプＯＡ３の他方の入力端子と出力端子とは、トランジスタＴ１のゲート及びドレインが接続された端子に接続される。

オペアンプＯＡ３を設けることにより、抵抗Ｒ５を介して得られた電圧Ｖｏ２を降下させずに、トランジスタＴ１のゲート及びドレインが接続された端子に印加できる。

トランジスタＴ１のゲート及びドレインが接続された端子には、オペアンプＯＡ３から出力される電圧Ｖｏ２が印加され、ゲート−ドレイン端子が接続された状態のトランジスタＴ１に流れる電流Ｉ５（電流Ｉｃ）が得られる。

トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈが高い場合には、トランジスタＴ１の印加電圧Ｖｏ２に対する電流Ｉｃとしての出力電流Ｉ５は小さくなる。トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈが低い場合には、トランジスタＴ１の印加電圧Ｖｏ２に対する出力電流Ｉ５は大きくなる。トランジスタＴ１の閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合と低い場合との間の特性が得られる。

図９（Ｃ）は、トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈ毎の、温度と電流Ｉ５との関係の一例を示す模式図である。図９（Ｃ）に示すように、トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈ毎に、異なる温度電流特性が得られる。従って、電流Ｉ５の大きさに応じて、トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈの製造ばらつきを検出できる。

このように、製造ばらつき検出回路１２０Ｂは、トランジスタＴ１への印加電圧Ｖｏ２により得られた出力電流Ｉｃに基づいて、製造ばらつきを検出する。これにより、印加電圧Ｖｏ２に対する出力電流Ｉｃが温度変化に対して略一定であるので、温度特性から独立して、トランジスタＴ１の製造ばらつきを検知できる。従って、製造ばらつきに対する補償精度を向上できる。また、製造ばらつきとして、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合、Ｔｙｐｉｃａｌの場合、又は低い場合、を同時に検出できる。

なお、電圧Ｖｏ２は、トランジスタＴ１へ印加することにより電流Ｉｃが得られる電圧であるが、電流Ｉｃから多少ずれた電流を得られる電圧でもよい。つまり、電圧Ｖｏ２を含む所定範囲の電圧をトランジスタＴ１に印加し、電流Ｉｃ付近の電流を取得することにより、製造ばらつきを判定してもよい。

図１３（Ａ）は、製造ばらつき検出回路１２０Ｃの第３構成例を示す図である。製造ばらつき検出回路１２０Ｃは、トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈが高いか否かを検出する。製造ばらつき検出回路１２０Ｃは、以下の式（５）に示すように、電流Ｉ４から電流Ｉ２を減算する回路である。

Ｉ６＝Ｉ４−Ｉ２・・式（５）

なお、図１３（Ａ）では、製造ばらつき検出回路１２０Ｃが電流源ＣＳ２を含まない構成を例示したが、製造ばらつき検出回路１２０Ｃが電流源ＣＳ２を含んでもよい。また、式（５）の減算に係る回路部分は、同様の特性が得られる場合、図１３（Ａ）と異なる他の構成により実現してもよい。

図１３（Ａ）では、電流Ｉ４を生成する回路を、電流源ＣＳ３として記載している。電流源ＣＳ３は、例えば、図５に示した製造ばらつき検出回路１２０Ａを含む。

図５（Ｅ）に示したように、電流Ｉ４は、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合、Ｔｙｐｉｃａｌの場合、及び低い場合の３パターンあり、閾値電圧Ｖｔｈが高い程、電流Ｉ４は大きくなる。また、図１３（Ａ）では、電流源ＣＳ２が生成する電流Ｉ２は、トランジスタＴ１の閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合の電流Ｉ４と同等の電流に設定される。

従って、電流Ｉ６は、式（５）により導出されるので、例えば図１３（Ｂ）に示す温度電流特性となる。図１３（Ｂ）は、各製造ばらつきにおける温度と電流Ｉ６との関係の一例を示す模式図である。図１３（Ｂ）に示すように、製造ばらつき検出回路１２０Ｃの出力電流Ｉ６は、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合にのみ流れる。

このように、製造ばらつき検出回路１２０Ｃは、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合のみ流れる電流Ｉ６を生成する。これにより、製造ばらつきとして、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合のみを検出できる。閾値電圧Ｖｔｈが高い場合でも、例えば電流Ｉ６を用いて電流を増加させることで、所望の特性を得られる。例えば、ミリ波通信に適用する場合、電気回路の一例として増幅器を用いる場合には所望の利得を得られる。

図１４（Ａ）は、製造ばらつき検出回路１２０Ｄの第４構成例を示す回路図である。製造ばらつき検出回路１２０Ｄは、トランジスタＴ１の閾値電圧Ｖｔｈが低いか否かを検出する。製造ばらつき検出回路１２０Ｄは、以下の式（６）に示すように、電流Ｉ５から電流Ｉ２を減算する回路である。

Ｉ７＝Ｉ５−Ｉ２・・式（６）

なお、図１４（Ａ）では、製造ばらつき検出回路１２０Ｄが電流源ＣＳ２を含まない構成を例示したが、製造ばらつき検出回路１２０Ｄが電流源ＣＳ２を含んでもよい。また、式（６）の減算に係る回路部分は、同様の特性が得られる場合、図１４（Ａ）と異なる他の構成により実現してもよい。

図１４（Ａ）では、電流Ｉ５を生成する回路を、電流源ＣＳ４として記載している。電流源ＣＳ４は、例えば、図９に示す製造ばらつき検出回路１２０Ｂを含む。

図９（Ｃ）に示したように、電流Ｉ５は、閾値電圧Ｖｔｈが高い場合、Ｔｙｐｉｃａｌの場合、及び低い場合の３パターンあり、閾値電圧Ｖｔｈが高い程、電流Ｉ５は小さくなる。また、図１４（Ａ）では、電流源ＣＳ２が生成する電流Ｉ２は、トランジスタＴ１の閾値電圧ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合の電流Ｉ５と同等の電流に設定される。

従って、電流Ｉ７は、式（６）により導出されるので、例えば図１４（Ｂ）に示す温度電流特性となる。図１４（Ｂ）は、各製造ばらつきにおける温度と電流Ｉ７との関係の一例を示す模式図である。図１４（Ｂ）に示すように、製造ばらつき検出回路１２０Ｄの出力電流Ｉ７は、閾値電圧Ｖｔｈが低い場合にのみ流れる。

このように、製造ばらつき検出回路１２０Ｄは、閾値電圧Ｖｔｈが低い場合のみ流れる電流Ｉ７を生成する。これにより、製造ばらつきとして、閾値電圧Ｖｔｈが低い場合のみを検出できる。

次に、電圧発生回路１４０の詳細について説明する。

図１５は、電圧発生回路１４０の構成例を示す回路図である。電圧発生回路１４０は、抵抗Ｒ６を含む。抵抗Ｒ６には、例えば、以下の式（７）に示すように、電流Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４を加算した電流Ｉ８が流れる。

Ｉ８＝Ｉ２＋Ｉ３＋Ｉ４・・式（７）

電流Ｉ８を用いる場合、補償回路１０００が製造ばらつき検出回路１２０Ａを備えることを想定する。電圧発生回路１４０は、例えば、電流Ｉ８と抵抗Ｒ６との積により表される出力電圧を生成し、出力する。この出力電圧は、補償回路１０００の後段に配置され、トランジスタを含む電気回路に供給される。

なお、図１５では、電流Ｉ８、電流Ｉ９、又は電流Ｉ１０を生成する回路を、電流源ＣＳ５として記載している。電流源ＣＳ５は、例えば、温度検出回路１１０及び製造ばらつき検出回路１２０を含む。

図１６は、電流Ｉ８を電圧発生回路１４０に供給した場合の、温度と電圧発生回路１４０の出力電圧との関係の一例を示す模式図である。電圧発生回路１４０は、電流Ｉ２により電圧の基準を生成し、電流Ｉ３により温度上昇の傾き成分の電圧を生成し、電流Ｉ４により製造ばらつきを加味した電圧を生成する。これにより、温度特性及び製造ばらつきに応じた電圧を生成できる。

図１７は、以下の式（８）に示す電流Ｉ９を電圧発生回路１４０に供給した場合の、温度と電圧発生回路１４０の出力電圧との関係の一例を示す模式図である。

Ｉ９＝Ｉ２＋Ｉ３＋Ｉ６・・式（８）

電流Ｉ９を用いる場合、補償回路１０００が製造ばらつき検出回路１２０Ｃを備えることを想定する。電圧発生回路１４０は、電流Ｉ２により基準電圧を生成し、電流Ｉ３により温度上昇の傾き成分の電圧を生成し、電流Ｉ６により製造ばらつきを加味した電圧を生成する。これにより、温度特性及び閾値電圧Ｖｔｈが高い製造ばらつきに応じた電圧を生成できる。

図１８は、以下の式（９）に示す電流Ｉ１０を電圧発生回路１４０に供給した場合の、温度と電圧発生回路１４０の出力電圧との関係の一例を示す模式図である。

Ｉ１０＝Ｉ２＋Ｉ３−Ｉ７・・式（９）

電流Ｉ１０を用いる場合、補償回路１０００が製造ばらつき検出回路１２０Ｄを備えることを想定する。電圧発生回路１４０は、電流Ｉ２により電圧の基準を生成し、電流Ｉ３により温度上昇の傾き成分の電圧を生成し、電流Ｉ７により製造ばらつきを加味した電圧を生成する。これにより、温度特性及び閾値電圧Ｖｔｈが低い製造ばらつきに応じた電圧を生成できる。

このように、電圧発生回路１４０は、温度検出回路１１０と製造ばらつき検出回路１２０との出力電流を合わせて入力し、出力電圧を生成する。この場合、電圧発生回路１４０に供給された電流Ｉ８，Ｉ９，Ｉ１０の大きさに応じて、電圧発生回路１４０の出力電圧を変更できる。従って、温度特性及び製造ばらつきに応じた電圧を発生できる。

次に、補償回路１０００の全体構成について説明する。
図１９は、補償回路１０００の全体構成例を示す回路図である。

補償回路１０００の回路構成を決定する場合、例えば、仮定された補償回路１０００の特性を確認するシミュレーションを実施する。シミュレーションにより、電圧発生回路１４０に入力される電流（例えばＩ８〜Ｉ１０）を確認できる。また、製造ばらつきが発生する確率は、正規分布に従うので、製造されるＩＣの大部分は製造ばらつきなく設計できる。また、最悪条件（例えばトランジスタの閾値Ｖｔｈの最高値又は最低値、温度特性）は、シミュレーションにおいて把握できる。シミュレーションを反復することにより、例えば、温度検出回路１１０及び製造ばらつき検出回路１２０以外の回路部分、各パラメータ（例えば、電流値、電圧値、各電流の混合比率）が設計される。これにより、電圧発生回路１４０に入力される電流が所望の範囲内となる。

なお、補償回路１０００の所望の特性が得られる場合には、図１９に例示した構成とは異なる他の回路構成としてもよい。

補償回路１０００によれば、補償回路１０００の後段に配置された電気回路に含まれるトランジスタの特性（例えば、温度特性、製造ばらつきに起因する特性）を予め補償し、電気回路を所望に動作させることができる。

また、トランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが高い場合又は低い場合でも、補償回路１０００を用いることにより供給電圧が変化することで、補償回路１０００後段の電気回路は、閾値ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合と同等の特性が得られる。

また、温度が高温又は低温である場合でも、補償回路１０００を用いることにより供給電圧が変化することで、補償回路１０００後段の電気回路は、閾値ＶｔｈがＴｙｐｉｃａｌの場合と同等の特性が得られる。

また、例えば、温度検出回路１１０を用いて低温から常温にかけて電圧を固定にし、高温になる程電圧が上昇するように調整できる。つまり、温度に対する設計自由度を向上できる。

なお、温度検出回路１１０を省略してもよい。この場合、補償回路１０００は、製造ばらつきに依存する電圧を後段の電気回路へ供給する。従って、後段の電気回路において、製造ばらつきに依存する特性を抑制でき、製造ばらつきに対する補償精度を向上できる。

なお、製造ばらつき検出回路１２０を省略してもよい。この場合、補償回路１０００は、温度に依存する電圧を後段の電気回路へ供給する。従って、後段の電気回路において、温度に依存する特性を抑制でき、温度特性に対する補償精度を向上できる。更に、ＩＣ製造における温度に対する設計の自由度を向上できる。

なお、各電流源（電流源ＣＳ１、ＣＳ２、・・・）は、温度検出回路１１０及び製造ばらつき検出回路１２０の回路内又は回路外において共用されてもよいし、別個に設けられてもよい。

（第２の実施形態）
図２０は、第２の実施形態における補償回路１０００Ｂ及び第１の増幅器１００の構成例を示すブロック図である。第１の増幅器１００は、補償回路１０００Ｂの後段に配置される電気回路の一例である。

補償回路１０００Ｂは、温度検出回路１１０、製造ばらつき検出回路１２０、及び電源電圧発生回路１３０を備える。補償回路１０００Ｂにおいて、第１の実施形態における補償回路１０００と同一の構成については、同一の符号を付し、説明を省略又は簡略化する。電源電圧発生回路１３０は、電源ＩＣとしてのＬＤＯ（Ｌｏｗ Ｄｒｏｐ Ｏｕｔ）を含む。

図２１は、電源電圧発生回路１３０の構成例を示す回路図である。電源電圧発生回路１３０は、例えば電流源ＣＳ５からの電流Ｉ８〜１０のいずれかを入力する。ここでは、電源電圧発生回路１３０への入力電流が電流Ｉ８である場合を例示する。

抵抗Ｒ７には電流Ｉ８が流れ、電流Ｉ８と抵抗Ｒ７との積により、オペアンプＯＡ４の一方の入力端子に入力される電圧が決定される。オペアンプＯＡ４の他方の入力端子は、抵抗Ｒ８及びトランジスタＴ４のドレイン端子に接続される。オペアンプＯＡ４の出力端子からの出力は、トランジスタＴ４のゲート端子に印加され、トランジスタＴ４のドレイン端子から電源電圧が出力される。

電流Ｉ８を電源電圧発生回路１３０に供給した場合の、温度と電源電圧発生回路１３０の出力電圧との関係は、図１６に示した特性と同様である。電流Ｉ９を電源電圧発生回路１３０に供給した場合の、温度と電源電圧発生回路１３０の出力電圧との関係は、図１７に示した特性と同様である。電流Ｉ１０を電源電圧発生回路１３０に供給した場合の、温度と電源電圧発生回路１３０の出力電圧との関係は、図１８に示した特性と同様である。

電源電圧発生回路１３０によれば、供給された電流Ｉ８の大きさに応じて、出力される電源電圧を変更できる。また、温度特性及び製造ばらつきに応じた電圧を生成でき、温度に対する設計の自由度を向上できる。従って、第１の増幅器１００へ、温度特性及び製造ばらつきの少なくとも一方に依存しない電源電圧を供給できる。

第１の増幅器１００は、電源電圧発生回路１３０の出力電圧を電源電圧として印加し、所定の増幅処理を行う。

第１の増幅器１００によれば、温度特性及び製造ばらつきの少なくとも一方に依存せず、第１の増幅器１００の出力のばらつきを抑制し、略一定に維持できる。特に、ミリ波通信に第１の増幅器１００が適用される場合、製造ばらつき又は温度特性の変化により高周波域における利得の劣化が増加するが、電源電圧発生回路１３０からの電源電圧を受けることにより、利得の劣化を抑制できる。

（第３の実施形態）
図２２は、第３の実施形態における補償回路１０００及びカスコード電力増幅器１００Ｂの構成例を示すブロック図である。カスコード電力増幅器１００Ｂは、補償回路１０００の後段に配置される電気回路の一例である。

カスコード電力増幅器１００Ｂは、バイアス回路１５０、入力整合回路１６０、出力整合回路１７０、負荷インダクタ１８０、第１のトランジスタ１９０、及び第２のトランジスタ２００を備える。

補償回路１０００は、第１の実施形態における補償回路１０００と同一の構成であるので、同一の符号を付し、説明を省略する。

バイアス回路１５０は、所定のバイアス電圧を生成する。

入力整合回路１６０は、高周波入力端子側から見た入力整合回路１６０を見たインピーダンスと、第１のトランジスタ１９０側から入力整合回路１６０を見たインピーダンスを整合する。

出力整合回路１７０は、高周波出力端子側から見た出力整合回路１７０を見たインピーダンスと、第２のトランジスタ２００側から出力整合回路１７０を見たインピーダンスを整合する。

負荷インダクタ１８０は、電源電圧ＶＤＤと第２のトランジスタ２００との間に配置された負荷素子である。

高周波信号は、高周波入力端子から入力され、入力整合回路１６０を介して、第１のトランジスタ１９０のゲート端子に入力される。第１のトランジスタ１９０のゲート電圧は、バイアス回路１５０により決定され、生成される。

高周波信号は、第１のトランジスタ１９０のゲート端子に入力され、第１のトランジスタ１９０により高周波電流に変換される。高周波電流は、第２のトランジスタ２００のドレイン端子に接続された負荷インダクタ１８０により電圧に変換され、出力整合回路１７０を介して高周波出力として出力される。

第２のトランジスタ２００は、ゲート電圧によって高周波出力を制御する。第２のトランジスタ２００のゲート電圧は、電圧発生回路１４０の出力電圧により生成される。

図２３は、従来のカスコード電力増幅器の製造ばらつきによる出力特性を示し、カスコードトランジスタのゲート入力電圧に対する出力電力を示す。カスコードトランジスタのゲート入力電圧は、カスコード電力増幅器１００Ｂにおいて示すと、第２のトランジスタ２００のゲート端子に印加される電圧である。

第１のトランジスタ１９０及び第２のトランジスタ２００の閾値電圧Ｖｔｈが高い場合、Ｔｙｐｉｃａｌの場合、低い場合の各々を比較すると、所定の出力電力規定値を得るためのカスコードトランジスタのゲート入力電圧は、大きく異なる。つまり、製造ばらつきがある場合、カスコードトランジスタのゲート入力電圧を大きく変更しないと、所定の出力電力規定値を得ることができない。

図２４は、従来のカスコード電力増幅器の温度特性による出力特性を示し、カスコードトランジスタのゲート入力電圧に対する出力電力を示す。

低温の場合、温度がＴｙｐｉｃａｌの場合、高温の場合の各々を比較すると、所定の出力電力規定値を得るためのカスコードトランジスタのゲート入力電圧は、大きく異なる。つまり、温度特性が異なる場合、カスコードトランジスタのゲート入力電圧を変更しないと、所定の出力電力規定値を取得できない。

このように、所定の出力電力規定値を取得するためには、製造ばらつき及び温度特性の双方において、カスコードトランジスタのゲート入力電圧を調整する必要がある。これに対し、電圧発生回路１４０は、第１の実施形態において説明したように、製造ばらつき及び温度特性の双方を加味した電圧を生成し、カスコード電力増幅器１００Ｂに出力する。従って、カスコードトランジスタのゲート入力電圧を所望に調整できる。

次に、電圧発生回路１４０の詳細について説明する。

電圧発生回路１４０は、例えば、図１５に示した抵抗６に、以下の式（１０）により導出される電流Ｉ１１を印加することにより、出力電圧を得る。

Ｉ１１＝Ｉ１＋Ｉ３＋Ｉ４ ・・・式（１０）

図２５は、電流Ｉ１１が供給された電圧発生回路１４０の出力電圧の一例を示す模式図である。電圧発生回路１４０は、電流Ｉ１により電圧の基準を生成し、電流Ｉ３により温度上昇の傾き成分の電圧を生成し、電流Ｉ４により製造ばらつきを加味した電圧を生成する。これにより、温度特性及び製造ばらつきに応じたカスコードトランジスタのゲート入力電圧を生成できる。

補償回路１０００によれば、電圧発生回路１４０により生成された電圧が、カスコードトランジスタのゲート入力電圧として、第２のトランジスタ２００のゲート端子に印加される。この電圧は、第１のトランジスタ１９０及び第２のトランジスタ２００が有する温度に対する特性及び製造ばらつきに対する特性と逆特性を有する。従って、カスコード電力増幅器１００Ｂは、温度特性及び製造ばらつきの少なくとも一方に依存せずに、電力利得を略一定に維持でき、高周波出力を略一定に維持できる。

なお、電流Ｉ１１は、電圧発生回路１４０に入力される電流の一例である。電流Ｉ１１は、カスコード電力増幅器１００Ｂが温度特性及び製造ばらつきの少なくとも一方に依存しなくなれば、他の電流値でもよい。

（第４の実施形態）
図２６は、第４の実施形態における補償回路１０００及び分周器２１０の構成例を示すブロック図である。図２６では、電圧発生回路１４０の出力電圧を分周器２１０に与える。分周器２１０は、補償回路１０００の後段に配置される電気回路の一例である。

補償回路１０００は、第１の実施形態における補償回路１０００と同一の構成であるので、同一の符号を付し、説明を省略する。

図２７は、補償回路１０００の構成例及び分周器２１０の回路構成例を示す模式図である。分周器２１０は、ＰＭＯＳ２１１、ＮＭＯＳ２１２、及びインバータ２１３を含む。ＰＭＯＳ２１１及びＮＭＯＳ２１２のバイアス電圧として、電圧発生回路１４０の出力電圧が印加される。また、図２７では、インバータ２１３の最終段の出力は、インバータ２１３の初段の入力に帰還される。クロック端子ＣＫ，ＣＫＢからは、クロック信号が入力される。

分周器２１０の分周感度は、ＰＭＯＳ２１１のバイアス電圧２２０及びＮＭＯＳ２１２のバイアス電圧２３０によってＰＭＯＳ２１１及び、ＮＭＯＳ２１２に流れる電流により決定される。

例えば、ＰＭＯＳ２１１のバイアス電圧２２０をＮＭＯＳ２１２のバイアス電圧２３０よりも低い電圧とし、バイアス電圧２２０及びバイアス電圧２３０を印加する。この場合、分周器２１０内の回路に流れる電流が大きくなり、分周感度が向上する。

一方、ＰＭＯＳ２１１のバイアス電圧２２０をＮＭＯＳ２１２のバイアス電圧２３０よりも高い電圧とし、バイアス電圧２２０及びバイアス電圧２３０を印加する。この場合、分周器２１０内の回路に流れる電流が小さくなり、分周感度が低下する。

図２８は、従来の分周器の回路の製造ばらつきによる感度特性を示し、周波数に対する分周感度の一例を示す模式図である。閾値電圧Ｖｔｈが高い場合、Ｔｙｐｉｃａｌの場合、低い場合の各々を比較した場合、Ｔｙｐｃａｌの場合には周波数ｆｏを高感度で分周できる。

一方、図２８に示すように、ＰＭＯＳ２１１及びＮＭＯＳ２１２の製造ばらつきを考慮せずに、閾値電圧Ｖｔｈが高い状態又は低い状態において周波数ｆｏを分周する場合、Ｔｙｐｃａｌの状態に比べて感度が低下し、分周できない場合がある。閾値電圧Ｖｔｈが高い場合、分周器２１０の回路を流れる電流を増加させることにより、Ｔｙｐｉｃａｌの状態と同等の分周感度により分周できる。閾値電圧Ｖｔｈが低い場合、分周器２１０の回路を流れる電流を減少させることにより、Ｔｙｐｉｃａｌの状態と同等の分周感度により分周できる。

図２９は、従来の分周器の回路の温度特性による感度特性を示し、周波数に対する分周感度の特性の一例を示す模式図である。低温の場合、温度がＴｙｐｉｃａｌの場合、高温の場合の各々を比較した場合、Ｔｙｐｃａｌの場合には周波数ｆｏを高感度で分周できる。

一方、図２９に示すように、製造ばらつきを考慮せずに、高温の状態又は低温の状態において周波数ｆｏを分周する場合、Ｔｙｐｃａｌの状態に比べて感度が低下し、分周できない場合がある。高温の場合、分周器２１０の回路を流れる電流を増加させることにより、Ｔｙｐｉｃａｌの状態と同等の分周感度により分周できる。低温の場合、分周器２１０の回路を流れる電流を減少させることにより、Ｔｙｐｉｃａｌの状態と同等の分周感度により分周できる。

次に、ＰＭＯＳ２１１のバイアス電圧２２０（第１のバイアス電圧）の詳細について説明する。電圧発生回路１４０は、例えば、図１５に示した抵抗６に、以下の式（１１）により導出される電流Ｉ１２を印加することにより、出力電圧を得る。

Ｉ１２＝Ｉ２―Ｉ１―Ｉ３―Ｉ４・・式（１１）

図３０は、電流Ｉ１２が供給された電圧発生回路１４０の出力電圧の一例を示す模式図である。電流Ｉ１，Ｉ２により電圧の基準を生成し、電流Ｉ３により温度上昇の傾き成分の電圧を生成し、電流Ｉ４により製造ばらつきを加味した電圧を生成する。これにより、ＰＭＯＳ２１１の温度特性及び製造ばらつきに応じたバイアス電圧２２０を生成できる。

次に、ＮＭＯＳ２１２のバイアス電圧２３０（第２のバイアス電圧）の詳細について説明する。電圧発生回路１４０は、例えば、図１５に示した抵抗６に、以下の式（１２）により導出される電流Ｉ１３を印加することにより、出力電圧を得る。

Ｉ１３＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３＋Ｉ４・・式（１２）

図３１は、電流Ｉ１３が供給された電圧発生回路１４０の出力電圧の一例を示す模式図である。電流Ｉ１，Ｉ２により電圧の基準を生成し、電流Ｉ３により温度上昇の傾き成分の電圧を生成し、電流Ｉ４により製造ばらつきを加味した電圧を生成する。これにより、ＮＭＯＳ２１２の温度特性及び製造ばらつきに応じたバイアス電圧２３０を生成できる。

電圧発生回路１４０は、製造ばらつき及び温度特性の少なくともに一方に基づき、つまり温度検出回路１１０及び製造ばらつき検出回路１２０の少なくとも一方の出力に基づき、ＰＭＯＳ２１１とＮＭＯＳ２１２との入力電圧を調整する。この電圧は、ＰＭＯＳ２１１及びＮＭＯＳ２１２が有する温度に対する特性及び製造ばらつきに対する特性と逆特性を有する。従って、分周器２１０は、温度特性及び製造ばらつきに依存せずに、分周感度を一定に維持でき、高感度の状態において分周できる。

なお、電流Ｉ１２，Ｉ１３は、電圧発生回路１４０に入力される電流の一例である。電流Ｉ１２，Ｉ１３は、分周器２１０が温度特性及び製造ばらつきの少なくとも一方に依存しなくなれば、他の電流値でもよい。

本開示は、上記実施形態の構成に限られるものではなく、特許請求の範囲で示した機能、または本実施形態の構成が持つ機能が達成できる構成であれば、どのようなものであっても適用可能である。

上記実施形態では、トランジスタとしてＭＯＳを例示したが、他のトランジスタ（例えばバイポーラトランジスタ）にも適用可能である。バイポーラトランジスタを用いる場合には、閾値電圧Ｖｔｈではなく、電流増幅率ｈＦＥ（ｈｙｂｒｉｄ ｆｏｒｗａｒｄ ｅｍｉｔｔｅｒ）の高低を検知できる。

（本開示の一態様の概要）
本開示の第１の補償回路は、
温度に対して略一定の第１の電流が入力端子に印加された前記トランジスタの出力端子から出力される第１の電圧に基づいて、又は、温度に対して略一定の第２の電圧が入力端子に印加されたトランジスタの出力端子から出力される第２の電流に基づいて、製造ばらつきを検出する製造ばらつき検出回路と、
前記製造ばらつき検出回路により検出された製造ばらつきに基づいて、電気回路へ供給される供給電圧を生成する電圧生成回路と、
を備え、
前記第１の電流は、温度に対して略一定の前記第２の電圧に対応し、
前記第１の電圧は、温度に対して略一定の前記第２の電流に対応する。

また、本開示の第２の補償回路は、第１の補償回路であって、
前記第１の電流は、前記トランジスタに印加された各電流に対して出力された各電圧を温度毎に示した複数の第１の電圧電流特性の交点における電流であり、
前記第２の電圧は、前記トランジスタに印加された各電圧に対して出力された各電流を温度毎に示した複数の第２の電圧電流特性の交点における電圧である。

また、本開示の第３の補償回路は、第１または第２の補償回路であって、
前記製造ばらつき検出回路は、前記トランジスタに前記第１の電流が印加されて前記第１の電圧が出力され、前記第１の電圧が両端に与えられた抵抗素子に流れる第３の電流を出力し、
前記電圧生成回路は、前記製造ばらつき検出回路から出力された前記第３の電流に基づいて、前記供給電圧を生成する。

また、本開示の第４の補償回路は、第１または第２の補償回路であって、
前記トランジスタに前記第２の電圧が印加されて前記第２の電流が出力され、
前記電圧生成回路は、前記製造ばらつき検出回路から出力された前記第２の電流に基づいて、前記供給電圧を生成する。

また、本開示の第５の補償回路は、第３の補償回路であって、
前記製造ばらつき検出回路は、前記第３の電流と前記第１の電流とに基づいて、前記トランジスタの閾値電圧が所定電圧より高いか否かを検出する。

また、本開示の第６の補償回路は、第４の補償回路であって、
前記製造ばらつき検出回路は、前記第２の電流と前記第１の電流とに基づいて、前記トランジスタの閾値電圧が所定電圧より低いか否かを検出する。

また、本開示の第７の補償回路は、第１ないし第６のいずれか１つの補償回路であって、
温度に比例する第４の電流と温度に対して略一定の第１の電流とに基づいて、温度電流特性を生成する温度電流特性生成回路を備え、
前記電圧生成回路は、前記温度電流特性生成回路により生成された温度電流特性に基づいて、前記供給電圧を生成する。

また、本開示の第８の補償回路は、第７の補償回路であって、
前記温度電流特性生成回路は、前記第４の電流と第１の電流との差に基づく第５の電流を生成し、
前記電圧生成回路は、前記温度電流特性生成回路により生成された前記第５の電流に基づいて、前記供給電圧を生成する。

また、本開示の第９の補償回路は、第７または第８の補償回路であって、
前記電圧生成回路は、前記製造ばらつき又は前記温度電流特性に基づいて、前記供給電圧として前記電気回路の電源電圧を生成する。

また、本開示の補償方法は、
補償回路における補償方法であって、
温度に対して略一定の第１の電流が入力端子に印加されたトランジスタの出力端子から出力される第１の電圧に基づいて、又は、温度に対して略一定の第２の電圧が入力端子に印加されたトランジスタの出力端子から出力される第２の電流に基づいて、前記トランジスタの製造ばらつきを検出するステップと、
前記検出された製造ばらつきに基づいて、電気回路へ供給される供給電圧を生成するステップと、
を有し、
前記第１の電流は、温度に対して略一定の前記第２の電圧に対応し、
前記第１の電圧は、温度に対して略一定の前記第２の電流に対応する。

本開示は、製造ばらつきに対する補償精度を向上できる補償回路及び補償方法等に有用である。

１０００，１０００Ｂ 補償回路
１００ 第１の増幅器
１００Ｂ カスコード電力増幅器
１１０ 温度検出回路
１２０，１２０Ａ，１２０Ｂ，１２０Ｃ，１２０Ｄ 製造ばらつき検出回路
１３０ 電源電圧発生回路
１４０ 電圧発生回路
１５０ バイアス回路
１６０ 入力整合回路
１７０ 出力整合回路
１８０ 負荷インダクタ
１９０ 第１のトランジスタ
２００ 第２のトランジスタ
２１０ 分周器
２１１ ＰＭＯＳ
２１２ ＮＭＯＳ
２１３ インバータ
２２０ ＰＭＯＳのバイアス電圧
２３０ ＮＭＯＳのバイアス電圧
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４ トランジスタ
ＯＡ１，ＯＡ２，ＯＡ３，ＯＡ４ オペアンプ

Claims (8)

1. 温度に対して略一定の第１の電流が入力端子に印加されたトランジスタの出力端子から出力される第１の電圧に基づいて、又は、温度に対して略一定の第２の電圧が入力端子に印加されたトランジスタの出力端子から出力される第２の電流に基づいて、前記トランジスタの製造ばらつきを検出する製造ばらつき検出回路と、
   前記製造ばらつき検出回路により検出された製造ばらつきに基づいて、電気回路へ供給される供給電圧を生成する電圧生成回路と、
   を備え、
   前記第１の電流は、温度に対して略一定の前記第１の電圧に対応し、
   前記第２の電圧は、温度に対して略一定の前記第２の電流に対応し、
   前記第１の電流は、前記トランジスタに印加された各電流に対して出力された各電圧を温度毎に示した複数の第１の電圧電流特性の交点における電流であり、
   前記第２の電圧は、前記トランジスタに印加された各電圧に対して出力された各電流を温度毎に示した複数の第２の電圧電流特性の交点における電圧である補償回路。
2. 請求項１に記載の補償回路であって、
   前記製造ばらつき検出回路は、前記トランジスタに前記第１の電流が印加されて前記第１の電圧が出力され、前記第１の電圧が両端に与えられた抵抗素子に流れる第３の電流を出力し、
   前記電圧生成回路は、前記製造ばらつき検出回路から出力された前記第３の電流に基づいて、前記供給電圧を生成する補償回路。
3. 請求項１に記載の補償回路であって、
   前記トランジスタに前記第２の電圧が印加されて前記第２の電流が出力され、
   前記電圧生成回路は、前記製造ばらつき検出回路から出力された前記第２の電流に基づいて、前記供給電圧を生成する補償回路。
4. 請求項２に記載の補償回路であって、
   前記製造ばらつき検出回路は、前記第３の電流と前記第１の電流とに基づいて、前記トランジスタの閾値電圧が所定電圧より高いか否かを検出する補償回路。
5. 請求項３に記載の補償回路であって、
   前記製造ばらつき検出回路は、前記第２の電流と前記第１の電流とに基づいて、前記トランジスタの閾値電圧が所定電圧より低いか否かを検出する補償回路。
6. 請求項１ないし５のいずれか１項に記載の補償回路であって、更に、
   温度に比例する第４の電流と温度に対して略一定の第１の電流とに基づいて、第５の電流を生成する温度検出回路を備え、
   前記電圧生成回路は、前記温度検出回路により生成された前記第５の電流に基づいて、前記供給電圧を生成する補償回路。
7. 請求項６に記載の補償回路であって、
   前記電圧生成回路は、前記製造ばらつき又は前記第５の電流に基づいて、前記供給電圧として前記電気回路の電源電圧を生成する補償回路。
8. 補償回路における補償方法であって、
   温度に対して略一定の第１の電流が入力端子に印加されたトランジスタの出力端子から出力される第１の電圧に基づいて、又は、温度に対して略一定の第２の電圧が入力端子に印加されたトランジスタの出力端子から出力される第２の電流に基づいて、前記トランジスタの製造ばらつきを検出するステップと、
   前記検出された製造ばらつきに基づいて、電気回路へ供給される供給電圧を生成するステップと、を有し、
   前記第１の電流は、温度に対して略一定の前記第１の電圧に対応し、
   前記第２の電圧は、温度に対して略一定の前記第２の電流に対応し、
   前記第１の電流は、前記トランジスタに印加された各電流に対して出力された各電圧を温度毎に示した複数の第１の電圧電流特性の交点における電流であり、
   前記第２の電圧は、前記トランジスタに印加された各電圧に対して出力された各電流を温度毎に示した複数の第２の電圧電流特性の交点における電圧である補償方法。

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