WO2007097084A1

WO2007097084A1 - 受信装置

Info

Publication number: WO2007097084A1
Application number: PCT/JP2006/323588
Authority: WO
Inventors: Toshiaki Kubuki
Original assignee: Pioneer Corporation
Priority date: 2006-02-24
Filing date: 2006-11-27
Publication date: 2007-08-30
Also published as: EP1988639B1; JP4458549B2; EP1988639A1; JPWO2007097084A1; EP1988639A4

Abstract

　被変調信号を良好な追従性の下で同期検波する受信装置と受信装置を提供することを目的とする。　直交信号生成手段１で、被変調信号Ｓin(t)から互いに位相が直交するＩ信号ＳI(t)Ｑ信号ＳQ(t)を生成し、搬送波生成手段２で、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の符号を検出すると共に三角比を生成し、互いに位相が直交する所定の各信号に、三角比と符号に対応する位相を適用することで、Ｉ信号ＳI(t)の搬送波成分に相当する再生搬送波信号ＳCI(t)とＱ信号ＳQ(t)の搬送波成分に相当する再生搬送波信号ＳCQ(t)を生成する。周波数偏移手段３で、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を所定の角周波数ωsで偏移させ、第１，第２の信号ＰI(t)，ＰQ(t)を生成し、合成手段４で、第１，第２の信号ＰI(t)，ＰQ(t)とＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)を合成することで、Ｉ信号ＳI(t)の搬送波成分の角周波数を所定の角周波数ωsで置換した再生被変調信号ＳHI(t)と、Ｑ信号ＳQ(t)の搬送波成分の角周波数を所定の角周波数ωsで置換した再生被変調信号ＳHQ(t)とを生成する。復調手段５で再生被変調信号ＳHI(t)，ＳHQ(t)を復調処理し、復調信号Ｓdetを再生する。

Description

明細書

受信装置

技術分野

[0001] 本発明は、被変調信号を同期検波等する受信装置に関する。

背景技術

[0002] 従来、情報'通信システムにおける受信装置では、受信信号から復調信号を復調する際、 PLL (Phase Locked Loop)同期検波が広く用いられている。

[0003] この PLL同期検波では、図 1に示すように、中間周波数の IF信号 (被変調信号）と電圧制御発振器 (VCO : Voltage Controlled Oscillator)で生成される発振信号とを混合器で混合し、その混合信号の直流成分 (発振信号と搬送波の位相差)をローバスフィルタ (ループフィルタ)で検出して、電圧制御発振器 (VCO)に PLLをかけて発振信号を IF信号の搬送波にロックさせる。そして、 IF信号の搬送波と電圧制御発振器の発振信号との位相が一致したとき、帯域制限用ローパスフィルタ力復調信号が出力されるようになっている。

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0004] ところで、上述の PLL同期検波を行うためには、変調帯域に対して PLLループのループ帯域幅を広くする必要がある。このループ帯域幅は、上述のループフィルタの特性によってほぼ決定されるため、ループ帯域幅を広げるために例えばループフィルタのカットオフ周波数を上げると、広帯域のジッターに対する耐性等が悪ィ匕してしまい、一方、ジッターに対する耐性等を上げるベぐループフィルタのカットオフ周波数を下げると追従性が悪ィ匕して、所望の同期検波が困難となる。

[0005] このように、例えばジッター等による悪影響を抑制するためにループ帯域幅を狭めることと、変調帯域に対してループ帯域幅を広げることは、互いに相反する関係にあることから、ループ帯域幅を最適設計等して追従性に優れた同期検波を行うことが難しかった。

[0006] 本発明は、このような従来の問題に鑑みてなされたものであり、被変調信号に対する良好な追従性を発揮し、同期検波等を行う受信装置を提供することを目的とする。

[0007] また、 PLLループを備えることなく同期検波等を行う新規な受信装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0008] 請求項 1に記載の発明は、被変調信号を同期検波する受信装置であって、前記被変調信号から互いに位相が直交する第 1の信号と第 2の信号を生成する直交信号生成手段と、前記第 1の信号と第 2の信号の三角比を生成すると共に、前記第 1の信号と第 2の信号の少なくとも一方の符号を検出し、前記三角比と前記符号により互いに位相が直交する第 1の再生搬送波信号と第 2の再生搬送波信号を生成する搬送波生成手段と、前記第 1,第 2の再生搬送波信号を所定の角周波数で偏移させて、第 1 の偏移信号と第 2の偏移信号を生成する周波数偏移手段と、前記第 1の信号と第 2 の信号と前記第 1,第 2の偏移信号を合成することで前記第 1の信号と第 2の信号の各搬送波成分を前記所定の角周波数の搬送波に変換して、第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成する合成手段と、を具備し、前記第 1,第 2の再生被変調信号に基づいて前記同期検波することを特徴とする。

[0009] 請求項 2に記載の発明は、被変調信号を同期検波する受信装置であって、前記被変調信号から互いに位相が直交する第 1の信号と第 2の信号を生成する直交信号生成手段と、前記第 1の信号と第 2の信号を所定の角周波数で偏移させて、第 1の偏移信号と第 2の偏移信号を生成する周波数偏移手段と、前記第 1,第 2の偏移信号の三角比を生成すると共に、前記第 1,第 2の偏移信号の少なくとも一方の符号を検出し、前記三角比と前記符号により互いに位相が直交する第 1の再生搬送波信号と第 2の再生搬送波信号を生成する搬送波生成手段と、前記第 1の信号と第 2の信号と前記第 1,第 2の再生搬送波信号とを合成することで、前記第 1の信号と第 2の信号の各搬送波成分を前記所定の角周波数の搬送波に変換して、第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成する合成手段と、を具備し、前記第 1,第 2の再生被変調信号に基づいて前記同期検波することを特徴とする。

[0010] 請求項 3に記載の発明は、被変調信号を同期検波する受信装置であって、前記被変調信号から互いに位相が直交する第 1の信号と第 2の信号を生成する直交信号生成手段と、前記第 1の信号と第 2の信号の三角比を生成すると共に、前記第 1の信号と第 2の信号の少なくとも一方の符号を検出し、前記三角比と前記符号により互いに位相が直交する第 1の再生搬送波信号と第 2の再生搬送波信号とを生成する搬送波生成手段と、前記第 1の信号と前記第 2の信号とを所定の角周波数で偏移させて、第 1の偏移信号と第 2の偏移信号を生成する周波数偏移手段と、前記第 1,第 2の偏移信号と前記第 1,第 2の再生搬送波信号とを合成することで、第 1,第 2の偏移信号の各搬送波成分を前記所定の角周波数の搬送波に変換して、第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成する合成手段と、を具備し、前記第 1,第 2の再生被変調信号に基づいて前記同期検波することを特徴とする。

[0011] 請求項 4に記載の発明は、被変調信号を同期検波する受信装置であって、前記被変調信号から互いに位相が直交する第 1の信号と第 2の信号を生成する直交信号生成手段と、前記第 1の信号と第 2の信号の三角比を生成すると共に、前記第 1の信号と第 2の信号の少なくとも一方の符号を検出し、前記三角比と前記符号により互いに位相が直交する第 1の再生搬送波信号と第 2の再生搬送波信号とを生成する搬送波生成手段と、前記第 1の信号と第 2の信号と前記第 1,第 2の再生搬送波信号とを合成することで、前記第 1の信号と第 2の信号との合波成分のエンベロープを示すェンベロープ信号を生成する合成手段と、所定の角周波数を有し互いに位相が直交する信号に基づいて前記エンベロープ信号を変調することで、第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成する周波数偏移手段と、を具備し、前記第 1,第 2の再生被変調信号に基づいて前記同期検波することを特徴とする。

図面の簡単な説明

[0012] [図 1]従来の PLL同期検波の基本原理を説明するための説明図である。

[図 2]本発明の第 1の実施形態と第 2の実施形態に係る受信装置の構成を表したプロック図である。

[図 3]本発明の第 3の実施形態と第 4の実施形態に係る受信装置の構成を表したプロック図である。

[図 4]実施例 1に係る直交信号生成手段の構成を表したブロック図である。

[図 5]実施例 2に係る搬送波生成手段の構成を表したブロック図である。 [図 6]図 5に示した搬送波生成手段の機能を説明するための説明図である。

[図 7]実施例 3に係る搬送波生成手段の構成を表したブロック図である。

[図 8]図 7に示した搬送波生成手段の機能を説明するための説明図である。

[図 9]実施例 4に係る搬送波生成手段の構成を表したブロック図である。

[図 10]図 9に示した搬送波生成手段の機能を説明するための説明図である。

[図 11]実施例 5に係る搬送波生成手段の構成を表したブロック図である。

[図 12]実施例 6に係る周波数偏移手段の構成を表したブロック図である。

[図 13]実施例 7に係る合成手段の構成を表したブロック図である。

[図 14]実施例 8に係る復調手段の構成を表したブロック図である。

[図 15]実施例 9に係る復調手段の構成を表したブロック図である。

発明を実施するための最良の形態

[0013] 本発明の実施の形態に係る受信装置について図面を参照して説明する。

図 2 (a) (b)は、第 1,第 2の実施形態に係る受信装置の構成を表したブロック図、図 3 (a) (b)は、第 3,第 4の実施形態に係る受信装置の構成を表したブロック図である。

[0014] 〔第 1の実施形態〕

まず、図 2 (a)を参照して第 1の実施形態に係る受信装置について説明する。

[0015] 本実施形態の受信装置 100は、被変調信号再生装置 200と、復調手段 5と発振手段 6を備えて構成されている。被変調信号再生装置 200は、直交信号生成手段 1と、搬送波生成手段 2と、周波数偏移手段 3、合成手段 4を備えて構成されている。

[0016] 直交信号生成手段 1は、図示しな!、フロントエンド部等で生成される IF信号 (被変調信号) Sin(t)を入力し、その被変調信号 Sin(t)から、互いに位相が 90° ( π /2ラジアン)で直交する第 1の信号 (以下「I信号」と称する) SIと第 2の信号 (以下「Q信号」と称する） SQとを生成する。

[0017] 具体的には例えば、説明の便宜上、被変調信号 Sin(t)を次式 (la)に示すベースバンド信号 f(t)と搬送波 g(t)力なる一般式で表すこととすると、直交信号生成手段 2は、次式 (IbXlc)で表される互いに位相が直交する参照信号 Sx(t), Sy(t)と被変調信号 Sin(t)とを混合し、その混合信号 X(t), Y(t)から角周波数（ω ο— cor)側に偏移した側帯波成分を抽出することで、次式 (ld)(le)で表される、互いに位相が直交する I信号 S

Iと Q信号 SQとを生成する。

[0018] なお、被変調信号 Sin(t)にお、て、 Aはゲイン、 kと pはベースバンド信号 f(t)の変調度と角周波数、 ωοと 0(t)は搬送波 g(t)の角周波数と位相、 corは参照信号 Sx(t), Sy( t)の適宜の角周波数である。

[0019] [数 1]

Sin(t)= f (t) X g (t) = A ( 1 + k c o s (pt)) X c o s (a>。t + 0 (t)) "'(la)

X (t) = S m (t) X S , (t) = S in (t) X c o s (ωτί) …（）

Y{t) = Si_n(t) X S_y(t) = Sin(t) X c o s (cort + π /2) --(lc)

SI(t)=0.5X f (t) X c o s ( 。― ω_Γ) t 4- Θ (t)) -(id)

SQ(t)=0.5X f (t)X s i n ((ω。一 o_r) t + 0 (t)) -(le)

[0020] 搬送波生成手段 2は、本出願人が先に出願した「特願 2006— 30991号」において開示した「搬送再生装置」と同様の構成を有しており、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の瞬時振幅から所定の三角比 Rを生成し、その三角比 Rを逆三角関数演算することで、三角比 Rに対する位相 a(t)を生成する。更に I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の夫々の瞬時振幅の極性 (プラス又はマイナスの符号)の関係に合わせるべく位相 a (t)を適正な位相 φ (t)に位相補正し、その位相 φ (t)をパラメータとして互いに位相が直交する第 1の再生搬送波信号 SCI(t)と第 2の再生搬送波信号 SCQ(t)とを生成する。

[0021] つまり、搬送波生成手段 2は、「正接」の三角比 Rの逆正接関数演算、「正弦」の三角比 Rの逆正弦関数演算、「正割」の三角比 Rの逆正割関数演算、「余接」の三角比 Rの逆余接関数演算、「余弦」の三角比 Rの逆余弦関数演算、「余割」の逆余割関数演算のうちの何れかの逆三角関数演算を行うことで位相 a(t)を生成し、更にその位相 ex (t)を I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の極性 (符号）に合った位相 φ (t)に位相補正し、その位相 φ (t)に基づいて、次式 (2a)(2b)で表される互いに位相が直交する再生搬送波信号 SCI(t)と SCQ(t)を生成する。

[0022] [数 2]

SCI (t)= c o s ((ωο-ωτ) t + Θ (t)) -(2a)

SCQ(t)= s i n ((ω。一 tor) t + Θ (t)) -"(2b) [0023] 周波数偏移手段 3は、三角関数の加法定理を用いた所定アルゴリズムに従って、再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t)と、発振手段 6から供給される互いに位相が πΖ2 で直交する角周波数 cosの発振信号 Px(t), Py(t)とを合成処理 (演算処理)することにより、次式 (3a)(3b)で表されるように、再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t)を角周波数 cos で偏移させて、第 1,第 2の偏移信号 PI(t), PQ(t)を生成する。

[0024] [数 3]

P I (t) = c o s ((ω。一 cur+ ws) t + θ (t)) "'(3a)

PQ(t)= s i n ((ω₀- ωΓ+ω₈) t + θ (t)) -(3b)

[0025] 合成手段 4は、三角関数の加法定理を用いた所定アルゴリズムに従って、 I信号 SI( t)と Q信号 SQ(t)と偏移信号 PI(t), PQ(t)を合成処理 (演算処理)することで、次式 (4a)( 4b)で表される再生被変調信号 SHI(t)と SHQ(t)を生成する。

[0026] すなわち、合成手段 4は、 cos((coo— cor)t+ Θ (t))で表される搬送波成分を有する I信号 SI(t)と、 5ίη((ωο- cor)t+ Θ (t))で表される搬送波成分を有する Q信号 SQ(t)と、 cos((coo— cor+ cos)t+ Θ (t》で表される偏移信号 PI(t)と、 sin((coo— cor+ cos)t + Θ (t》で表される偏移信号 PQ(t)とを合成処理することによって、 I信号 SI(t)と Q信号 S Q(t)の搬送波成分を角周波数 cosの搬送波に変換し、その変換後の両者の信号を再生被変調信号 SHI(t)と SHQ(t)として出力する。

[0027] [数 4]

=0.5 f (t) X c o s ((©o-cor) t + Θ (t))X c o s ((ω。一 ω_Γ+ω₃) t + Θ (t)}

+0.5X f (t) X s i n ((ωο-ωτ) t + θ (t))X s i n ((ωο-ωτ+ ω^ t + θ (t)) =0.5X f (t) X c o s (ω )

=0.5XAX (1 +k c o s (pt)) X c o s st) -'-(4a)

SHQ(t) = SI(t) X PQ(t) - SQ(t) X PI (t)

=0.5X f (t) X c o s ((ω₀-θ)_Γ) t + 9 (t)) X s i n ((οχ,-ωτ+ω») t + Θ (t))

-0.5X f (t) X s i η((ω。一 ω_Γ) t + θ (t» X c o s ((ω。一 ω«·+ω₃) t + θ (t)) =0.5X f (t)X s i n(o)_St)

— 0.5 A ( 1 + k c o s (pt)) X s i n (cos t) ··· (4b)

[0028] 復調手段 5は、発振信号 Px(t), Py(t)を搬送波として用い、その発振信号 Px(t), Py( t)に基づいて再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を復調することにより、復調信号 Sdetを生成する。

[0029] 以上に説明したように、本実施形態の受信装置 100によれば、被変調信号再生装置 200において、直交信号生成手段 1が被変調信号 Sin(t)から互いに位相が直交する I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)を生成し、次に、搬送波生成手段 2が、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の三角比 Rと符号によって適正な位相 φ (t)を生成して、その位相 φ (t)をパラメータとする上記式 (2a)(2b)で表される再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t)を生成し、次に、周波数偏移手段 3が、所定の角周波数 co sの発振信号 Px(t), Py(t)によって再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t)の角周波数を偏移させた偏移信号 PI(t), PQ(t)を生成し、次に、合成手段 4が、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)と偏移信号 PI(t), PQ(t)とを合成することで、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の搬送波成分を角周波数 co sの搬送波に変換して成る再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成して、復調手段 5に供給する。

[0030] このように、搬送波生成手段 2と周波数偏移手段 3によって、被変調信号 Sin(t)のべースバンド信号 f(t)の成分を保有している I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の搬送波成分を角周波数 co sの搬送波に変換して、再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成するので、復調手段 5において再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を復調する際、受信装置 100 内の発振手段 6で発生させた発振信号 Px(t), Py(t)を搬送波として用いて復調することがでさる。

[0031] 更に、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の位相 Θ (t)が変化したり、周波数ズレゃ周波数変動が生じた場合でも、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の搬送波成分を角周波数 co sの搬送波に変換することで、搬送周波数の安定した再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成することができるため、復調手段 5において、発振信号 Px(t), Py(t)を搬送波として再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を復調すると、上述の位相 Θ (t)の変化や周波数ズレや周波数変動の影響を除いて、復調信号 Sdetを精度良く生成することができる。

[0032] 更に、本実施形態の受信装置 100では、従来の PLL同期検波のような帰還ループの系を備えることなぐ再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成して、復調信号 Sdetを再生するので、被変調信号 Sin(t)に対し良好な追従性を発揮することができる他、 PL Lループの系のループ帯域幅を調整する等の難しい調整が不必要となり、更に PLL 同期検波のための構成に較べて簡素な構成とすることができる。

[0033] そして、本実施形態の受信装置 100では、線形変調により変調された被変調信号を同期検波する場合に優れた効果を発揮し、例えば AM変調や AMステレオ変調等された被変調信号を同期検波することが可能である。

[0034] なお、以上に説明した本実施形態の被変調信号再生装置 200では、直交信号生成手段 1において、被変調信号 Sin(t)を角周波数（ω ο— cor)側に偏移させた互いに位相が直交する側帯波成分を I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)として、るが、次式 (5a)(5b)で表されるように、被変調信号 Sin(t)を角周波数（ω ο+ cor)側に偏移させた互いに位相が直交する側帯波成分を I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)としてもよい。

[0035] [数 5]

S I (t) =0. 5 X f (t) X c o s ( ( ω。+ ω t + θ (t)) …（5a)

S Q(t) =0. 5 X f (t) X s i n ( ( ω。十 ω _Γ) t + θ (t)) …（5b)

[0036] また、発振手段 6の発振信号 Px(t)と Py(t)の角周波数をプラスの角周波数 co sとして V、るが、マイナスの角周波数（ ω s)としてもよ、。

[0037] また、以上に説明した本実施形態の受信装置 100は、トランジスタ回路や LSI (集積回路装置)等のハードウェアで形成してもよいし、ハードウェアで形成した場合と同機能を発揮するコンピュータプログラムを作成して、そのコンピュータプログラムに基づ!、て DSP (ディジタルシグナルプロセッサ）や MPU (マイクロプロセッサ）を動作させることで、、わゆるソフトウェア通信 (ソフトウェア受信）を行う構成としてもょ、。

[0038] また、受信装置 100は、アナログ回路で形成してもよ、し、被変調信号 Sin(t)をアナログディジタル変換する AZD変換器を設け、ディジタル信号の被変調信号を処理するディジタル回路で構成してもよヽ。

[0039] 〔第 2の実施形態〕

次に、第 2の実施形態に係る受信装置について、図 2 (b)を参照して説明する。なお、図 2 (b)において図 2 (a)と同一又は相当する構成要素を同一符号で示している

[0040] 本実施形態の受信装置 100は、被変調信号再生装置 200において、第 1の実施形態で説明した搬送波生成手段 2と周波数偏移手段 3とが入れ替えられた構成となつており、残余の構成については第 1の実施形態と同様である。

[0041] 力かる構成を有する被変調信号再生装置 200では、直交信号生成手段 1において被変調信号 Sin(t)力も互いに位相が直交する I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)を生成し、周波数偏移手段 3にお、て、三角関数の加法定理を用、た所定アルゴリズムに従って、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)と互いに位相が直交する発振信号 Px(t), Py(t)とを合成処理することで、次式 (6a)(6b)で表されるように、 I信号 SI(t)の角周波数を偏移させた第 1 の偏移信号 SPI(t)と、 Q信号 SQ(t)の角周波数を偏移させた第 2の偏移信号 SPQ(t)を生成する。

[0042] 園

SPI(t)=0.5X f (t) X c o s ((ο>ο-ωΓ+ ω_¾) t + Θ (t)) …（6a)

SPQ(t) =0.5X f (t) X s i n ((ωο-ω + ω^) t + θ (t)) ." (6b)

[0043] そして、搬送波生成手段 2が偏移信号 SPI(t)と SPQ(t)の瞬時振幅力所定の三角比 Rを生成し、その三角比 Rを逆三角関数演算することで、三角比 Rに対する位相 α (t)を生成し、更に、その位相 a(t)を、偏移信号 SPI(t)と SPQ(t)の極性 (プラス又はマィナスの符号）に合った位相 φ (t)に位相補正する。そして、位相 φ (t)をパラメータとして互いに位相が直交する第 1,第 2の再生搬送波信号 PCI(t), PCQ(t)を生成する。

[0044] つまり、本実施形態では、周波数偏移手段 3で I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の角周波数を偏移させた偏移信号 SPI(t), SPQ(t)を生成してから、搬送波生成手段 2で、その偏移信号 SPI(t), SPQ(t)の各々の搬送波成分に相当する、次式 (7a)(7b)で表される再生搬送波信号 PCI(t), PCQ(t)を生成する。

[0045] [数 7]

PCI(t) - c o s ((ω。一 wr+ cos) t + θ (t)) …ひ a)

PCQ(t) = s i η ((ωο- ω_Γ+ α>₈) t + θ (t)) "'(7b)

[0046] したがって、上記式 (3_a)(3b)(7_a)(7b)から明らかなとおり、本実施形態では、第 1,第 2 の再生搬送波信号 PCI(t), PCQ(t)を、第 1の実施形態で生成される第 1,第 2の偏移信号 PI(t), PQ(t)として生成している。

[0047] そして、合成手段 4が、三角関数の加法定理を用いた所定アルゴリズムに従って、 I 信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)と再生搬送波信号 PCI(t), PCQ(t)を合成処理することで、 I 信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の搬送波成分を角周波数 co sの搬送波に変換し、前記式 (4a )(4b)で表される再生被変調信号 SHI(t)と SHQ(t)を生成する。そして、復調手段 5が、その再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を発振信号 Px(t), Py(t)に基づいて復調することで、復調信号 Sdetを生成する。

[0048] 以上説明したように、本実施形態の受信装置 100によれば、第 1の実施形態の場合と同様に、被変調信号 Sin(t)のベースバンド信号 f(t)の成分を保有している I信号 SI (t)と Q信号 SQ(t)の搬送波成分を角周波数 co sの搬送波に変換して、再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成するので、復調手段 5において再生被変調信号 SHI(t), SH Q(t)を復調する際、受信装置 100内の発振手段 6で発生させた発振信号 Px(t), Py(t) を搬送波として用いて復調することができる。

[0049] 更に、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の位相 Θ (t)が変化したり、周波数ズレゃ周波数変動が生じた場合でも、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の搬送波成分を角周波数 co sの搬送波に変換することで、搬送周波数の安定した再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成することができるため、復調手段 5において、発振信号 Px(t), Py(t)を搬送波として再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を復調することで、上述の位相 Θ (t)の変化や周波数ズレゃ周波数変動の影響を除いて、復調信号 Sdetを精度良く生成することができる。

[0050] 更に、本実施形態の受信装置 100では、従来の PLL同期検波のような帰還ループの系を備えることなぐ再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成して、復調信号 Sdetを再生するので、被変調信号 Sin(t)に対し良好な追従性を発揮することができる他、 PL Lループの系のループ帯域幅を調整する等の難しい調整が不必要となり、更に PLL 同期検波のための構成に較べて簡素な構成とすることができる。

[0051] そして、本実施形態の受信装置 100は、線形変調により変調された被変調信号を同期検波する場合に優れた効果を発揮し例えば AM変調や AMステレオ変調等された被変調信号を同期検波することが可能である。

[0052] なお、直交信号生成手段 1において、被変調信号 Sin(t)を角周波数（ω ο— cor)側に偏移させた側帯波成分を I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)としてもよヽし、被変調信号 Sin( t)を角周波数（ω ο+ cor)側に偏移させた側帯波成分を I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)としてもよい。また、発振手段 6の発振信号 Px(t), Py(t)の角周波数をプラスの角周波数 ω sとしてもよ、し、マイナスの角周波数（ ω s)としてもよ、。

[0053] また、以上に説明した本実施形態の受信装置 100を、トランジスタ回路や LSI (集積回路装置)等のハードウェアで形成してもよいし、ハードウェアで形成した場合と同機能を発揮するコンピュータプログラムを作成して、そのコンピュータプログラムに基づ!、て DSP (ディジタルシグナルプロセッサ）や MPU (マイクロプロセッサ）を動作させることで、いわゆるソフトウェア通信 (ソフトウェア受信）を行う構成としてもよい。また、第 1の実施形態の場合と同様に、アナログ回路で形成してもよいし、ディジタル回路で構成してもよヽ。

[0054] 〔第 3の実施形態〕

次に、第 3の実施形態に係る受信装置について、図 3 (a)を参照して説明する。なお、図 3 (a)において、図 2 (a)、図 2 (b)と同一又は相当する構成要素を同一符号で示している。

[0055] 本実施形態の受信装置 100では、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)が搬送波生成手段 2と周波数偏移手段 3に入力され、搬送波生成手段 2で生成される第 1,第 2の再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t)と周波数偏移手段 3で生成される第 1,第 2の偏移信号 SPI(t) , SQ(t)とを、合成手段 4が、三角関数の加法定理を用いた所定アルゴリズムに従つて合成処理することで、第 1,第 2の再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成して、復調手段 5に供給する構成となっている。

[0056] かかる構成を有する受信装置 100では、直交信号生成手段 1において被変調信号 Sin(t)力も互いに位相が直交する I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)を生成し、次に、搬送波生成手段 2において、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の三角比 Rと符号により位相 φ (t)を生成して再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t)を生成し、更に、周波数偏移手段 3において、三角関数の加法定理を用いた所定アルゴリズムに従って、発振手段 6から供給される発振信号 Px(t), Py(t)に基づいて I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の角周波数を偏移させることで第 1,第 2の偏移信号 SPI(t), SPQ(t)を生成し、合成手段 4に供給する。したがって、合成手段 4には、前記式 (2a)(2b)で表される再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t) と、前記式 (6a)(6b)で表される偏移信号 SPI(t), SPQ(t)が入力される。 [0057] そして、合成手段 4が、三角関数の加法定理を用いた所定アルゴリズムに従って、再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t)と偏移信号 SPI(t), SPQ(t)を合成処理することで、前記式 (4a)(4b)で表される第 1,第 2の再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成する。

[0058] すなわち、合成手段 4が、 cos(( co o— cor+ co s) t+ Θ (t》で表される搬送波成分を有する偏移信号 SPI(t)と、 5ίη(( ω ο- cor+ co s)t+ Θ (t》で表される搬送波成分を有する偏移信号 SPQ(t)と、 cos((co o— cor)t+ Θ (t))で表される再生搬送波信号 SCI(t) と、 sin((co o— cor)t+ Θ (t》で表される再生搬送波信号 SCQ(t)とを合成することにより、偏移信号 SPI(t), SPQ(t)の搬送波成分を角周波数 co sの搬送波に変換し、その変換した信号を再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)として出力する。

[0059] そして、復調手段 5が、その再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を発振信号 Px(t), Py(t )に基づ！ヽて復調することで復調信号 Sdetを生成する。

[0060] 以上説明したように、本実施形態の受信装置 100によれば、再生搬送波信号 SCI(t ), SCQ(t)と偏移信号 SPI(t), SPQ(t)とを合成処理することによって、ベースバンド信号 f(t)の成分を保有して、る偏移信号 SPI(t), SPQ(t)の搬送波成分を角周波数 ω sの搬送波に変換して再生変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成するので、復調手段 5において再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を復調する際、受信装置 100内の発振手段 6で発生させた発振信号 Px(t), Py(t)を搬送波として用いて復調することができる。

[0061] 更に、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の位相 Θ (t)が変化したり、周波数ズレゃ周波数変動が生じた場合でも、偏移信号 SPI(t), SPQ(t)の搬送波成分を角周波数 ω οの搬送波に変換することで、搬送周波数の安定した再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成することができるため、復調手段 5において、発振信号 Px(t), Py(t)を搬送波として再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を復調することで、上述の位相 Θ (t)の変化や周波数ズレゃ周波数変動の影響を除去して、復調信号 Sdetを精度良く生成することができる。

[0062] 更に、本実施形態の受信装置 100では、従来の PLL同期検波のような帰還ループの系を備えることなぐ再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成して、復調信号 Sdetを再生するので、被変調信号 Sin(t)に対し良好な追従性を発揮することができる他、 PL Lループの系のループ帯域幅を調整する等の難しい調整が不必要となり、更に PLL 同期検波のための構成に較べて簡素な構成とすることができる。 [0063] そして、本実施形態の受信装置 100は、線形変調により変調された被変調信号を同期検波する場合に優れた効果を発揮し例えば AM変調や AMステレオ変調等された被変調信号を同期検波することが可能である。

[0064] また、以上に説明した本実施形態の受信装置 100を、トランジスタ回路や LSI (集積回路装置)等のハードウェアで形成してもよいし、ハードウェアで形成した場合と同機能を発揮するコンピュータプログラムを作成して、そのコンピュータプログラムに基づ!、て DSP (ディジタルシグナルプロセッサ）や MPU (マイクロプロセッサ）を動作させることで、いわゆるソフトウェア通信 (ソフトウェア受信）を行う構成としてもよい。また、第 1,第 2の実施形態の場合と同様に、アナログ回路で形成してもよいし、ディジタル回路で構成してもよい。

[0065] 〔第 4の実施形態〕

次に、第 4の実施形態に係る受信装置について、図 3 (b)を参照して説明する。なお、図 3 (b)において、図 2 (a)、図 2 (b)、図 3 (a)と同一又は相当する構成要素を同一符号で示している。

[0066] 本実施形態の受信装置 100では、搬送波生成手段 2と合成手段 4に、直交信号生成手段 1で生成される I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)を入力し、搬送波生成手段 2で生成される第 1,第 2の再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t)と I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)を、合成手段 4が、三角関数の加法定理を用いた所定アルゴリズムに従って合成処理することで、エンベロープ信号 E(t)を生成し、更に周波数偏移手段 3が、エンベロープ信号 E( t)と発振手段 6からの発振信号 Px(t), Py(t)を合成処理することで、第 1,第 2の再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成する。

[0067] すなわち、搬送波生成手段 2が、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の三角比 Rと符号により位相 φ (t)を生成して、その位相 φ (t)をパラメータとする再生搬送波信号 SCI(t), SC Q(t)を生成し、合成手段 4が、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)と再生搬送波信号 SCI(t), SC Q(t)を合成することにより、 I信号と Q信号とが合成された信号 (合波成分)のェンベロープを示すエンベロープ信号 E(t)を生成する。そして、周波数偏移手段 3が、ェンべロープ信号 E(t)と、発振手段 6から供給される互いに位相が直交し角周波数 ω οの発振信号 Px(t), Py(t)とを合成処理することで、エンベロープ信号 E(t)を発振信号 Px(t) で変調させた第 1の再生被変調信号 SHI(t)とエンベロープ信号 E(t)を発振信号 Py(t) で変調させた第 2の再生被変調信号 SHQ(t)を生成する。したがって、本実施形態の周波数偏移手段 3は、角周波数 ω sの搬送波でエンベロープ信号 E(t)を変調する変調器としての機能を発揮して、る。

[0068] そして、復調手段 5が、第 1,第 2の再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を発振信号 Px( t), Py(t)に基づいて復調することで、復調信号 Sdetを生成する。

[0069] 以上に説明したように、本実施形態の受信装置 100によれば、合成手段 4が、 cos(( ω ο- ω τΗ+ Θ (t))で表される搬送波成分を有する I信号 SI(t)と、 sin(( co o— co r)t + Θ (t))で表される搬送波成分を有する Q信号 SQ(t)と、 cos(( co o— co r)t+ Θ (t))で表される再生搬送波信号 SCI(t)と、 5ίη(( ω ο- ω ν)ί+ Θ (t))で表される再生搬送波信号 S CQ(t)とを、三角関数の加法定理を用いた所定アルゴリズムに従って合成処理することで、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の合波成分のエンベロープを示すエンベロープ信号 E(t)を生成し、更に周波数偏移手段 3がエンベロープ信号 E(t)に対し、発振信号 p_x(t ), Py(t)を角周波数 ω οの搬送波として変調することで、再生被変調信号 SHI(t), SH Q(t)を生成する。

[0070] したがって、搬送波生成手段 2と合成手段 4と周波数偏移手段 3によって、 I信号 SI( t)と Q信号 SQ(t)の搬送波成分を所定の角周波数 co sの搬送波に変換する処理が行われて、搬送周波数の安定した再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)が生成されることとなる。このため、復調手段 5において、その再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を角周波数 co sの発振信号 Px(t), Py(t)に基づいて復調することにより、例えば I信号 SI(t)と Q 信号 SQ(t)の位相 Θ (t)が変化したり、周波数ズレゃ周波数変動が生じた場合でも、それらの影響を除いて、復調信号 Sdetを精度良く生成することができる。

[0071] 更に、本実施形態の受信装置 100では、従来の PLL同期検波のような帰還ループの系を備えることなぐ再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成して、復調信号 Sdetを再生するので、被変調信号 Sin(t)に対し良好な追従性を発揮することができる他、 PL Lループの系のループ帯域幅を調整する等の難しい調整が不必要となり、更に PLL 同期検波のための構成に較べて簡素な構成とすることができる。

[0072] そして、本実施形態の受信装置 100は、線形変調により変調された被変調信号を同期検波する場合に優れた効果を発揮し例えば AM変調や AMステレオ変調等された被変調信号を同期検波することが可能である。

[0073] また、以上に説明した本実施形態の受信装置 100を、トランジスタ回路や LSI (集積回路装置)等のハードウェアで形成してもよいし、ハードウェアで形成した場合と同機能を発揮するコンピュータプログラムを作成して、そのコンピュータプログラムに基づ!、て DSP (ディジタルシグナルプロセッサ）や MPU (マイクロプロセッサ）を動作させることで、いわゆるソフトウェア通信 (ソフトウェア受信）を行う構成としてもよい。また、第 1,第 2,第 3の実施形態の場合と同様に、アナログ回路で形成してもよいし、ディジタル回路で構成してもよヽ。

[0074] なお、以上に説明した第 1〜第 4の実施形態では、搬送波生成手段 2の構成が、「特願 2006— 30991号」に開示されている「搬送波再生装置」のうち、 I信号 SI(t)と Q 信号 SQ(t)の三角比 Rを逆三角関数演算することで位相 a (t)を生成して、その位相 a (t)を I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の符号に基づいて適正な位相 φ (t)に位相補正し、位相 φ (t)をパラメータとする再生搬送波信号を生成する構成を具備した「搬送波再生装置」と同様の構成としているが、同特許出願に開示されている別の「搬送波再生装置」を適用してもよい。

実施例 1

[0075] 次に、第 1〜第 4の実施形態で説明した直交信号生成手段 1の具体的な実施例について、図 4を参照して説明する。

[0076] 図 2 (a) (b)、図 3 (a) (b)に示した直交信号生成手段 1は、図 4に示すように、受信チューナ 300で生成される被変調信号 Sin(t)を入力する乗算器 la, lbと、バンドパスフィルタ lc, Idを備えて構成されている。

[0077] すなわち、受信チューナ 300に設けられているアンテナが到来電波を受信し、その受信信号と局部発振器力の局発信号とをフロントエンド部が混合して周波数変換することで中間周波数の信号を生成し、 IF部がその中間周波数の信号力所定の周波数帯域の希望信号成分を抽出して増幅することで被変調信号 Sin(t)としての中間周波信号 (IF信号)を生成して、乗算器 la, lbに入力する。

[0078] 乗算器 la, lbは、被変調信号 Sin(t)と発振手段 6から供給される互いに位相が直交し角周波数 co rの発振信号 Sx(t), Sy(t)を乗算することで、前記式 (lb)(lc)で表される混合信号 X(t), Y(t)を生成する。

[0079] バンドパスフィルタ lc, Idは、中心角周波数が（ω ο— co r)に設定され、被変調信号 Sin(t)の周波数帯域に合わせられた所定の通過域を有している。これにより、バンドバスフィルタ lc力混合信号 X(t)のうち角周波数（ω ο— co r)側に偏移した側帯波成分を I信号 SI(t)として抽出し、バンドパスフィルタ Idが、混合信号 Y(t)のうち角周波数（ω ο— co r)側に偏移した側帯波成分を Q信号 SQ(t)として抽出する。

[0080] このように、本実施例の直交信号生成手段 1は、被変調信号 Sin(t)力互いに位相が直交する I信号 SI(t), SQ(t)を生成する。

[0081] なお、発振信号 Sx(t), Sy(t)の角周波数 ω rは、被変調信号 Sin(t)の搬送波 g(t)の搬送角周波数 ω οに対して独立な角周波数でよぐ適宜に決めることが可能である。また、バンドパスフィルタ lc, Idの通過域を中心角周波数（ω ο+ co r)として設定すると、混合信号 X(t)のうち角周波数（ω ο + co r)側に偏移した信号成分を I信号 SI(t)として抽出し、混合信号 Y(t)のうち角周波数（ω ο+ co r)側に偏移した信号成分を Q信号 SQ(t)として抽出することが可能である。

実施例 2

[0082] 次に、第 1〜第 4の実施形態で説明した搬送波生成手段 2の具体的な実施例について、図 5と図 6を参照して説明する。

[0083] 図 5において、本実施例の搬送波生成手段 2は、比生成部 2aと、符号検出部 2b、逆三角関数演算部 2c、位相生成部 2d、再生搬送波生成部 2eを備えて構成されている。

[0084] ここで、本実施例の搬送波生成手段 2が、図 2 (a)、図 3 (a) (b)に示した被変調信号再生装置 200に適用される場合には、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)が比生成部 2aに入力されて、再生搬送波生成部 2eから、再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t)が出力される。

[0085] また、本実施例の搬送波生成手段 2が、図 2 (b)に示した被変調信号再生装置 200 に適用される場合には、周波数偏移手段 3で生成された偏移信号 SPI(t), SPQ(t)が比生成部 2aに入力されて、再生搬送波生成部 2eから再生搬送波信号 PCI(t), PCQ (t)が出力される。

[0086] そこで、説明の便宜上、比生成部 2aに入力される I信号 SI(t)又は偏移信号 SPI(t)を第 1入力信号 INI(t)、Q信号 SQ(t)又は偏移信号 SPQ(t)を第 2入力信号 INQ(t)とし、再生搬送波生成部 2e力出力される再生搬送波信号 SCI(t)又は信号 PCI(t)を第 1 出力信号 OUTI(t)とし、再生搬送波信号 SCQ(t)又は信号 PCQ(t)を第 2出力信号 OU TQ(t)として説明することとする。

[0087] 比生成部 2aは、第 1,第 2入力信号 INI(t),INQ(t)の瞬時振幅に基づいて三角比 Rを生成する。すなわち、正接 (タンジェント）の三角比 Rとして (INQ(t)/INI(t))、正弦 (サイン)の三角比 Rとして (INQ(t)バ INI(t)² + INQ(t)²)^1/2)を生成し、以下同様に、正割（セカント）、余接 (コタンジント）、余弦 (コサイン)、余割 (コセカント）の三角比 Rを生成する。ただし、設計仕様などに従って、何れか 1つの三角比 Rを生成する構成となつている。

[0088] 符号検出部 2bは、第 1,第 2入力信号 INI(t),INQ(t)の各々の極性を検出し、検出した極性を示す符号信号 GI(*)， GQ(*)を生成する。

[0089] すなわち、図 6 (a)に例示するような I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)が第 1 ,第 2入力信号 I NI(t),INQ(t)として入力された場合、 I信号 SI(t)の極性がプラスのときには GI(+)、マイナスのときには GI(-)で表される符号信号 GI(*)を生成すると共に、 Q信号 SQ(t)の極性がプラスのときには GQ(+)、マイナスのときには GQ (-)で表される符号信号 GQ(*)を生成する。

[0090] 逆三角関数演算部 2cは、三角比 Rを逆三角関数演算することで、三角比 Rに対する位相 a (t)を生成する。すなわち、逆三角関数演算部 2cは、比生成部 2aで生成される三角比 Rに対応した構成となっており、「正接」の三角比 Rであれば逆正接関数演算 (_arct_an(R))、「正弦」の三角比 Rであれば逆正弦関数演算 (_arcsin(R))、「正割」の三角比 Rであれば逆正割関数演算（arcsec(R))、「余接」の三角比 Rであれば逆余接関数演算 (ar_CCot(R))、「余弦」の三角比 Rであれば逆余弦関数演算 (ar_CC0S(R))、「余割」の三角比 Rであれば逆余割関数演算（arc_Co_SeC(R))を行って、位相 a (t)を生成する。

[0091] 位相生成部 2dは、符号信号 GI(*)， GQ(*)によって、入力信号 INI(t),INQ(t)の各極性を符号判定し、その判定結果に基づいて、位相 a (t)を適正な位相 φ (t)に位相補正する。

[0092] つまり、図 6 (a)に例示するように、入力信号 INI(t),INQ(t)は、逆三角関数演算によつて三角比 Rに対する位相 a (t)を求めただけでは、その位相 a (t)が位相範囲（0〜2 π )における第 1象限 (0〜 π /2)、第 2象限（ π Ζ2〜 π )、第 3象限（ π〜3 π Ζ2) 、第 4象限（3 π /2〜2 π )の何れの象限に属して、るのかを確定することができな！/ヽ。そこで、位相生成部 2dは、符号 GI(*)， GQ(*)と逆三角関数の性質を利用したアルゴリズムに従って、位相 a (t)が何れの象限に属すべきかを判定し、その判定結果に基づいて位相 a (t)を位相補正することで、その判定した象限に属する適正な位相 φ (t)を生成する。

[0093] 更に、位相生成部 2dの機能を理解し易くするため、上述の「正接」の三角比 Rを逆正接関数演算 (arcta_n(R))して得られた位相 a (t)を適正な位相 φ (t)に補正する工程について、図 6 (b) (c)を参照して説明することとする。

[0094] 力かる場合には、位相生成部 2dは、符号信号 GI(*)， GQ(*)を判定し、その判定結果に基づいて、位相 a (t)が逆三角関数の性質 (逆正接関数の性質）に従って何れの象限に属するべきか領域判定する。つまり、符号信号 GI(*)， GQ(*)が共にプラス GI(+ ), GQ(+)のときには、逆正接関数の性質から位相 a (t)を第 1象限の位相と判定し、マィナス GI(- )とプラス GQ(+)のときには位相 a (t)を第 2象限、共にマイナス GI(- ), GQ (- )のときには位相 a (t)を第 3象限、プラス GI(+)とマイナス GQ (-)のときには位相 _a (t)を第 4象限の位相と判定する。

[0095] そして、逆正接関数の性質に従って位相補正を行う。つまり、第 1象限と判定した場合には、位相 a (t)を適正な位相 φ (t)とし、第 2象限と判定した場合には、位相 πから絶対値の位相 I a (t) Iを差し引いた位相（π— I a (t) | )を適正な位相 φ (t)とし、第 3象限と判定した場合には、位相 πに絶対値の位相 I a (t) Iを加えた位相（π + I a (t) I )を適正な位相 φ (t)とし、第 4象限と判定した場合には、位相 2 πから絶対値の位相 I a (t) Iを差し引いた位相（2 π— I a (t) | )を適正な位相 φ (t)とする。

[0096] なお、「正弦」、「正割」、「余接」、「余弦」、「余割」の何れかの三角比 R力適正な位相 φ (t)を生成する場合にも同様に、夫々の逆三角関数の性質に従って符号判定と領域判定を行い、判定結果に基づいて位相補正を行うことで、適正な位相 Φ ωを生成する。

[0097] 再び、図 5において、再生搬送波生成部 2eは、生成した位相 φ (t)に基づいて、第 1 入力信号 INI(t)に対応する第 1出力信号 OUTI(t)と、第 2入力信号 INQ(t)に対応する第 2出力信号 OUTQ(t)を生成する。つまり、第 1入力信号 INI(t)の搬送波成分に合わせるベぐ余弦関数に位相 φ (t)を適用することで再生搬送波信号である第 1出力信号 OUTI(t)を生成すると共に、第 2入力信号 INQ(t)の搬送波成分に合わせるベぐ正弦関数に位相 φ (t)を適用することで再生搬送波信号である第 2出力信号 OUTQ(t)を生成する。

[0098] 以上に説明したように、本実施例の搬送波生成手段 2によれば、図 2 (a)、図 3 (a) ( b)に示した被変調信号再生装置 200に適用されると、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)の三角比 Rと符号 GI(*)， GQ(*)によって位相 φ (t)を生成し、その位相 φ (t)をパラメータとして互いに位相が直交する再生搬送波信号 SCI(t)と SCQ(t)を生成することができる

[0099] また、図 2 (b)に示した被変調信号再生装置 200に適用されると、周波数偏移手段 3で生成される偏移信号 SPI(t), SPQ(t)の三角比 Rと符号 GI(*)， GQ(*)によって位相 Φ (t)を生成し、その位相 φ (t)をパラメータとして互いに位相が直交する再生搬送波信号 PCI(t)と PCQ(t)を生成することができる。

[0100] 更に、 PLL同期検波のような PLLループを必要とせず、直接的に第 1,第 2入力信号 INI(t), INQ(t)の搬送波成分に相当する第 1,第 2出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)を生成することができるため、被変調信号 Sin(t)に対する良好な追従性を発揮することができ、更に構成を簡素化することができる。

[0101] なお、以上に説明した本実施例の搬送波生成手段 2では、逆三角関数演算によつて得られる位相 a (t)を位相補正する際、入力信号 INI(t), INQ(t)の両者の符号 GI(*) , GQ(*)に基づいて、位相補正して適正な位相 φ (t)を生成することとしている力一方の符号 GI(*)又は GQ(*)だけで、逆三角関数の性質に基づいて位相 a (t)が何れの象限の位相であるべきかを判定 (領域判定)することが可能な場合がある。そのため、必ずしも符号 GI(*)と GQ(*)との 2つの符号に基づいて位相補正をする必要は無い。要は、三角比 Rから演算される位相 a (t)を逆三角関数の性質に基づいてどの象限の位相であるべきかを判定するのに、符号 GI(*)又は GQ(*)の少なくとも一方の符号を用いて判定する構成とすればょヽ。

実施例 3

[0102] 次に、第 1〜第 4の実施形態で説明した搬送波生成手段 2の他の実施例について、図 7と図 8を参照して説明する。図 7は、本実施例の搬送波生成手段 2の構成を表したブロック図、図 8は搬送波生成手段 2の機能を説明するための説明図である。

[0103] 図 7において、この搬送波生成手段 2は、比生成部 2aと符号検出部 2bと、乗算器 2 f, ¾と、加算器 2g、平方根演算部 2h、除算器 2i、極性反転部 2kを備えて構成されている。

[0104] まず、本実施例の搬送波生成手段 2の構成について、実施例 2と対比して説明すると、実施例 2の搬送波生成手段 2 (図 5参照)では、逆三角関数演算によって三角比 Rに対する位相 a (t)を算出し、符号信号 GI(*)， GQ(*)に基づいて位相 a (t)を位相補正して適正な位相 φ (t)を生成してから、再生搬送波信号を生成している。

[0105] これに対し、図 7に示す本実施例の搬送波生成手段 2では、逆三角関数を逆三角関数の微分法によって微分すると、三角比 Rと三角関数の性質力得られる次式 (8a) (8b)の関係式を利用して、比 Rと符号により直接的に再生搬送波信号を生成する。

[0106] なお、説明の便宜上、実施例 2の説明と同様に、第 1,第 2入力信号 INI(t), INQ(t) が入力され、生成した再生搬送波信号である第 1,第 2出力信号 OUTI(t), OUTQ(t) を出力するものとして説明する。

[0107] 図 7において、比生成部 2aが、第 1,第 2入力信号 INI(t), INQ(t)の比 R(INQ(t)ZlN I(t))を生成し、乗算器 2fが比 Rの二乗値 (R²)を演算し、加算器 2gが二乗値 (R²)に 1 を加算することで、次式 (8a)に示されている値（1 +R²)を算出する。更に、平方根演算部 2hが値（1 +R²)の平方根の値 SQRT (1 +R²)を演算し、除算部 2iがその平方根の値 SQRT (1 +R²)の逆数を演算することで、次式 (8a)に示されて!/、る値（ 1 Z ( 1 +R² ) ^1/2)を算出し、前置信号 XCI(t)として乗算器 ¾と極性反転部 2kに供給する。更に、乗算器 ¾が、値（1/ (1 +R²) ^1/2)に、比生成部 2aからの比 Rを乗算することで、次式 ( 8b)に示されて、る値 (R/ (1 +R²) ^{1 2})を算出し、前置信号 YCQ(t)として極性反転部 2kに供給する。

[0108] ここで、第 1,第 2入力信号 INI(t), INQ(t)の瞬時振幅力も前置信号 XCI(t), YCQ(t) を演算処理で生成すると、その演算工程で算出される値がプラス又はマイナスに反転するため、図 8に例示するように、前置信号 XCI(t)と YCQ(t)は、未だ、第 1,第 2入力信号 INI(t), INQ(t)の搬送波成分に同期した適正な再生搬送波信号となって生成されない。

[0109] そこで、極性反転部 2kが、少なくとも符号信号 GQ(*)又は GI(*)に基づ、て前置信号 XCI(t), YCQ(t)の極性を反転させる期間を判断し、その判断結果に従って前置信号 XCI(t), YCQ(t)の極性を反転処理する。すなわち、図 8の場合には、符号信号 GI( *)がマイナス GI(-)のとき、前置信号 XCI(t), YCQ(t)の極性を反転させる。これにより、図 8に示すように、適正な再生搬送波信号となる出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)を生成する。

[0110] [数 8]

XCI (t) ^ c O s φ (t) = t a η ² φ (t)} "² = 1 / ( 1 + R ²) ^{1 /2} …（8a)

YCQ(t) = s ί n (t) - c o s φ (t) X t a η ³ (t) = R/ ( l + R ^a) ^1/2 …（8b)

[0111] 以上に説明したように、本実施例の搬送波生成手段 2によれば、入力信号 INI(t), I NQ(t)の三角比 Rと三角関数の性質を利用した所定の演算処理を行うことで、互いに位相が直交する前置信号 XCI(t), YCQ(t)を生成して、符号 GI(*)， GQ(*)に基づく極性反転処理を行うので、迅速に、再生搬送波信号となる出力信号 OUTI(t), OUTQ(t) を生成することができる。

[0112] 更に、本実施例においても、従来の PLL同期検波とは異なり、直接的に再生搬送波を生成するので、 PLLループの系のループ帯域幅を調整する等の難 U、調整が不必要となり、更に PLL同期検波のための構成に較べて簡素な構成とすることができる。

実施例 4

[0113] 次に、第 1〜第 4の実施形態で説明した搬送波生成手段 2の更に他の変形例に相当する実施例について、図 9と図 10を参照して説明する。 [0114] まず、本実施例の搬送波生成手段 2と、図 5に示した実施例 2の搬送波生成手段 2 との機能の違いについて説明する。実施例 2の搬送波生成手段 2では、常にプラスの極性となっているベースバンド信号 f(t)が搬送波 g(t)で変調されて送信局側力伝送されてくる場合に、入力信号 INI(t), INQ(t)に従って適正な出力信号 OUTI(t), OUT Q(t)を生成することができる。しかし、図 10 (a)に例示するように、ベースバンド信号 f( t)がプラスとマイナスの極性で変化する信号であった場合、図 10 (b) (c)に例示するように、適正な出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)を生成することができなくなる場合がある

[0115] 本実施例の搬送波生成手段 2は、プラスとマイナスの極性で変化するベースバンド信号 f(t)が変調された被変調信号 Sin(t)を被変調信号再生装置 200において入力する場合でも、適正な出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)を生成するための機能を備えている

[0116] 本実施例の搬送波生成手段 2では、図 9に示すように、図 5に示した搬送波生成手段 2に、更に遅延器 2mと減算器 2nが設けられ、位相生成部 2dで生成される位相 φ ( t)と、遅延器 2mと減算器 2nで生成される位相差（ φ (t)— φ (t+ τ s))が再生搬送波生成部 2eに供給される構成となっている。

[0117] ここで、遅延器 2mは、入力信号 INI(t)及び INQ(t)に対し標本ィ匕定理を満たす周波数 fsの逆数（lZfs)に相当する遅延時間 τ sに設定されており、位相生成部 2dで生成される位相 φ (t)を遅延させ、その遅延させた位相 φ (t+ τ s)を減算器 2ηに供給する。

[0118] 本実施例の再生搬送波生成部 2eは、位相差（ φ (t)— φ (t+ τ s))の絶対値 | φ (t)

— φ (t+ τ s) Iと所定の閾値 THD φとを比較し、絶対値 I φ (t)— φ (t+ τ s) I力 S閾値 ΤΗϋ φを超えて大きいことを検出すると、図 10 (b) (c)に示すように、出力信号 0 UTI(t), OUTQ(t)を生成すると極性が反転することとなると判定する。そして、その判定した時点 tglから次に絶対値 I (ΐ)- (ΐ+ T S) Iが閾値 THD φを超えて大きいことを検出する時点 tg2までの期間（「反転期間」とする）にお！/、て、位相 φ (t)に位相 πを加えた位相（ φ (t) + π )に補正し、その補正した位相（ φ (t) + π )を余弦関数に適応することで出力信号 OUTI(t)を生成すると共に、位相（ φ (t)+ π )を正弦関数に適応することで出力信号 OUTQ(t)を生成する。

[0119] ここで、再生搬送波作成部 2eは、時点 tgO, tgl, tg2…において上述の極性反転の判定を行うが、飛び飛びの期間毎に、位相 φ (t)を位相（ φ (t)+ π )に補正する。

[0120] つまり、時点 tgOから tgほでの期間（「非反転期間」とする）では、位相 φ (t)に基づ、て出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)を生成し、次の時点 tglから tg2までの期間では、位相 ( φ (t)+ π )に基づいて出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)を生成し、次の時点 tg2から tg3 までの期間では、位相 φ (t)に基づいて出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)を生成し、以下同様に、飛び飛びの期間毎に補正した位相（ φ (t)+ π )を余弦関数と正弦関数に適用して出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)を生成する。

[0121] このように、再生搬送波生成部 2eは、飛び飛びの期間毎に、位相 φ (t)を位相 ( φ (t )+ π )に補正することで、図 10 (d) (e)に示すように、適正な出力信号 OUTI(t), OUT Q(t)を生成する。

[0122] 以上に説明したように、本実施例の搬送波生成手段 2によれば、被変調信号 Sin(t) のベースバンド信号 f(t)がプラスとマイナスの極性で変化する場合でも、適正な出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)を生成することができる。

[0123] 更に、本実施例においても、従来の PLL同期検波とは異なり、直接的に再生搬送波を生成するので、 PLLループの系のループ帯域幅を調整する等の難 U、調整が不必要となり、更に PLL同期検波のための構成に較べて簡素な構成とすることができる。

実施例 5

[0124] 次に、第 1〜第 4の実施形態で説明した搬送波生成手段 2の更に他の実施例について、図 11を参照して説明する。

[0125] 本実施例の搬送波生成手段 2も、被変調信号 Sin(t)のベースバンド信号 f(t)がブラスとマイナスの極性に変化する場合に、所定の補正処理機能によって適正な出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)を生成する構成となって、る。

[0126] なお、図 11 (a)は、図 5に示した搬送波生成手段 2に設けられている再生搬送波生成部 2eの後段側に、上述の補正処理機能を発揮する手段を設けた実施例、図 11 ( b)は、図 7に示した搬送波生成手段 2に設けられている極性反転部 2kの後段側に、上述の補正処理機能を発揮する手段を設けた実施例である。以下、これら 2つの実施例について順番に説明することとする。

[0127] 〔図 11 (a)の実施例〕

図 11 (a)に示す搬送波生成手段 2には、図 5に示した再生搬送波生成部 2eで生成され入力される各出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)を所定の遅延時間 τ sで遅延させる遅延部 2xa, 2xbと、その遅延された各信号と出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)との各々の差分 A a, A bを生成する差分演算器 2ya, 2ybと、出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)と差分 A a, A bを入力する反転部 2fが設けられ、反転部 2fで生成される補正後の信号を出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)として出力する。なお、遅延時間 τ sは、実施例 4で説明したのと同様に、標本ィ匕定理を満たす時間に設定されている。

[0128] 反転部 2fは、差分 Δ aと A bの夫々の絶対値 | |と | A b |を所定の閾値 TH Dabと比較し、閾値 THDabを超えて大きいことを検出すると、再生搬送波生成部 2e 力も入力された各出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)の極性が反転したと判定する。そして、その極性反転の判定時点力次の極性反転の判定時点までの期間において、入力された出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)の極性を反転させ、更に次の極性反転の判定時点までの期間では反転させず、以下同様に、飛び飛びの期間毎に反転処理を行

[0129] このように、反転部 2fは、絶対値 I Iと I A b |が閾値 THDabより大きいことを判定し、入力された出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)に対し飛び飛びの期間毎に反転処理を施すことで、図 10 (d) (e)に例示したのと同様に、適正な波形に補正した出力信号 (補正後の出力信号) OUTI(t), OUTQ(t)を生成して出力する。

[0130] 〔図 11 (b)の実施例〕

図 11 (b)に示す搬送波生成手段 2には、図 7に示した極性反転部 2kで生成され入力される各出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)を所定の遅延時間 (標本化定理を満たす時間） τ sで遅延させる遅延部 2xa, 2xbと、その遅延された各信号と入力される出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)との各々の差分 A a, A bを生成する差分演算器 2ya, 2ybと、出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)と差分 A a, A bを入力する反転部 2fが設けられ、反転部 2fで生成される補正後の信号を出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)として出力する。 [0131] そして、本実施例の反転部 2fも、図 11 (a)の実施例と同様に、差分と A bの夫々の絶対値 I Iと I A b Iを所定の閾値 THDabと比較し、閾値 THDabより大きいことを検出すると、再生搬送波生成部 2eから入力された各出力信号 OUTI(t), OU TQ(t)の極性が反転したと判定する。そして、その極性反転の判定時点から次の極性反転の反転時点までの期間において、入力された出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)の極性を反転させ、更に次の極性反転の反転時点までの期間では反転させず、以下同様に、飛び飛びの期間毎に反転処理を行う。

[0132] このように、反転部 2fは、絶対値 I Iと I A b |が閾値 THDabより大きいことを判定し、入力された出力信号 OUTI(t), OUTQ(t)に対し飛び飛びの期間毎に反転処理を施すことで、図 10 (d) (e)に例示したのと同様に、適正な波形に補正した出力信号 (補正後の出力信号) OUTI(t), OUTQ(t)を生成して出力する。

[0133] このように、図 11 (a) (b)に示した搬送波生成手段 2によると、ベースバンド信号 f(t) の振幅がプラスとマイナスに変化する場合でも、第 1極性反転部 2hで生成される第 1 ,第 2前置信号 POUTI(t), POUTQ(t)に基づいて、より適正な第 1,第 2出力信号 OU TI(t), OUTQ(t)を生成することができる。

[0134] 更に、本実施例の搬送波生成手段 2においても、 PLL同期検波のような PLLループを必要とせず、直接的に第 1,第 2入力信号 INI(t), INQ(t)から第 1,第 2出力信号 0 UTI(t), OUTQ(t)を生成することができるため、被変調信号 Sin(t)に対する良好な追従性を発揮し、更に構成を簡素化することができる。

実施例 6

[0135] 次に、第 1〜第 4の実施形態で説明した周波数偏移手段 3の実施例について、図 1 2を参照して説明する。

[0136] なお、図 12 (a)は、図 2 (a)に示した被変調信号再生装置 200に適用される周波数偏移手段 3の構成を示すブロック図である。図 12 (b)は、図 2 (b)と図 3 (a)に示した被変調信号再生装置 200に適用される周波数偏移手段 3の構成を示すブロック図である。図 12 (c)は、図 3 (b)に示した被変調信号再生装置 200に適用される周波数偏移手段 3の構成を示すブロック図である。

[0137] 図 12 (a)の周波数偏移手段 3は、乗算器 3a〜3dと減算器 3e及び加算器 3fを備えて構成され、搬送波生成手段 2で生成された互いに位相が直交している再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t)と発振手段 6からの互いに位相が直交し角周波数 cosの発振信号 Px(t), Py(t)とを三角関数の加法定理に従って合成することで、再生搬送波信号 S CI(t), SCQ(t)に対し角周波数 cosで偏移させた偏移信号 PI(t), PQ(t)を生成する。

[0138] すなわち、乗算器 3aが再生搬送波信号 SCI(t)と発振信号 Py(t)とを乗算し、乗算器 3bが再生搬送波信号 SCI(t)と発振信号 Px(t)とを乗算し、乗算器 3cが再生搬送波信号 SCQ(t)と発振信号 Py(t)とを乗算し、乗算器 3dが再生搬送波信号 SCQ(t)と発振信号 Px(t)とを乗算する。

[0139] そして、加算器 3fが乗算器 3aの出力と乗算器 3dの出力を加算することで、再生搬送波信号 SCQ(t)を角周波数 cosで偏移させた偏移信号 PQ(t)を生成し、減算器 3eが乗算器 3bの出力から乗算器 3cの出力を減算することで、再生搬送波信号 SCI(t)を角周波数 ω sで偏移させた偏移信号 PI(t)を生成する。

[0140] つまり、図 12 (a)の周波数偏移手段 3は、次式 (9a)(9b)で表される加法定理に従つて合成処理を行うことで、再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t)を角周波数 cosで偏移させた信号 PI(t), PQ(t)を生成する。

[0141] [数 9]

PI ( SCI (t)X Px(t)-SCQ(t) X Py(t)

= c o s ((ω。一 ωιτ+ cos ) t + Θ (t ) "-(9a)

PQ(t) = SCI (t) X Py(t) + SCQ(t) X Px(t)

= s i η((ωο— «r+ft)s) t + 0 (t)) · · · (9b)

[0142] 図 12(b)の周波数偏移手段 3は、図 12 (a)と同様の構成を有している。ただし、図 12 (a)の周波数偏移手段 3では、再生搬送波信号 SCI(t), SCQ(t)が入力されるのに対し、図 12(b)の周波数偏移手段 3では、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)が入力される。

[0143] そして、乗算器 3aが I信号 SI(t)と発振信号 Py(t)とを乗算し、乗算器 3bが I信号 SI(t) と発振信号 Px(t)とを乗算し、乗算器 3cが Q信号 SQ(t)と発振信号 Py(t)とを乗算し、乗算器 3dが Q信号 SQ(t)と発振信号 Px(t)とを乗算し、加算器 3fが乗算器 3aの出力と乗算器 3dの出力を加算することで、 Q信号 SQ(t)を角周波数 cosで偏移させた偏移信号 SPQ(t)を生成し、減算器 3eが乗算器 3bの出力から乗算器 3cの出力を減算することで、 I信号 SI(t)を角周波数 ω sで偏移させた偏移信号 SPI(t)を生成する。

[0144] つまり、図 12(b)の周波数偏移手段 3は、次式 (lOaXlOb)で表される加法定理に従つて合成処理を行うことで、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)を角周波数 cosで偏移させた偏移信号 SPI(t)と SPQ(t)を生成する。

[0145] [数 10]

SPI(t)=Sl(t) X Px(t)一 SQ(t) X Py(t)

=0.5X r (t) X c o s ((ω。一 <»r+ ws ) t + 0 )) … (10a)

SPQ(t) = Sl(t)XPy(t) + SQ(t)X Px(t)

=0.5X f (t) X s i η((ω。一 cor+ois) t + Θ (t)) -(10b)

[0146] なお、以上に説明した図 12(a) (b)の周波数偏移手段 3では、直交信号生成手段 1で生成される I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)が角周波数（ ω 0— ω r)側の信号成分のときに、上記式 (9a)〜(： 10b)で表される偏移信号 PI(t), PQ(t)、 SPI(t), SPQ(t)を生成し、 I 信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)が角周波数（ωο+ cor)側の信号成分のときには、上記式 (9a ；)〜 (10b)の角周波数 (ωο— cor+ cos)の項力 ωο+ cor+ cos)となる。

[0147] また、発振手段 6から供給される発振信号 Px(t), Py(t)の角周波数がマイナスの角周波数（一 os)の場合には、図 12(a) (b)の夫々の減算器 3eは、乗算器 3cの出力から乗算器 3bの出力を減算する構成とされる。

[0148] 次に、図 12(c)の周波数偏移手段 3は、合成手段 4で生成されるエンベロープ信号 E(t)と発振手段 6からの発振信号 Px(t), Py(t)を入力する乗算器 3x, 3yを備え、乗算器 3xにおいて、エンベロープ信号 E(t)と cos(co st)で表される発振信号 Px(t)とが乗算されることで再生被変調信号 SHI(t)が生成され、エンベロープ信号 E(t)と sin( ω st)で表される発振信号 Py(t)とが乗算されることで再生被変調信号 SHQ(t)が生成される。また、発振信号 Px(t), Py(t)の角周波数がマイナスの角周波数（一 cos)の場合にも、図 12(c)と同様の構成となっている。

実施例 7

[0149] 次に、第 1〜第 4の実施形態で説明した合成手段 4の実施例について、図 13を参照して説明する。 [0150] なお、図 13 (a)は、図 2 (a)に示した被変調信号再生装置 200に適用される合成手段 4、又は、図 2(b)に示した被変調信号再生装置 200に適用される合成手段 4の構成を示すブロック図である。図 13(b)は、図 3 (a)に示した被変調信号再生装置 200 に適用される合成手段 4の構成を示すブロック図である。図 13(c)は、図 3(b)に示した被変調信号再生装置 200に適用される合成手段 4の構成を示すブロック図である

[0151] 図 13 (a)の合成手段 4は、乗算器 4a〜4dと加算器 4e及び減算器 4fを備えて構成されている。

[0152] そして、図 2 (a)に示した被変調信号再生装置 200に適用される場合には、乗算器 4aが I信号 SI(t)と偏移信号 PQ(t)とを乗算し、乗算器 4bが I信号 SI(t)と偏移信号 PI(t) とを乗算し、乗算器 4cが Q信号 SQ(t)と偏移信号 PQ(t)とを乗算し、乗算器 4dが Q信号 SQ(t)と偏移信号 PI(t)とを乗算し、減算器 4fが乗算器 4aの出力から乗算器 4dの出力を減算することで、再生被変調信号 SHQ(t)を生成し、加算器 4eが乗算器 4bと 4c の出力を加算することで、再生被変調信号 SHI(t)を生成を生成する。つまり、次式 (11 a)(l lb)で表される加法定理に従って合成処理を行うことで、再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成する。

[0153] [数 11]

SHI(t) = SI(t)X PI(t) + SQ(t)XPQ(t)

=0.5X f (t) X c o s (w_st) --(lla)

SHQ(t) = SI(t)X PQ(t)-SQ(t)XPI(t)

=0.5X f (t) X s i n (_Wst) -(lib)

[0154] また、図 13 (a)の合成手段 4が、図 2(b)に示した被変調信号再生装置 200に適用される場合には、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)と、図 2(b)の搬送波生成手段 2で生成される再生搬送波信号 PCI(t), PCQ(t)とを、三角関数の加法定理に基づく所定のアルゴリズムに従って合成処理を行うことで、上記 (llaXllb)で表される再生被変調信号 S HI(t), SHQ(t)を生成する。

[0155] 次に、図 13 (b)の合成手段 4は、乗算器 4a〜4dと加算器 4e及び減算器 4fを備えて構成されている。そして、乗算器 4aが再生搬送波信号 SCI(t)と偏移信号 SPQ(t)とを乗算し、乗算器 4bが再生搬送波信号 SCI(t)と偏移信号 SPI(t)とを乗算し、乗算器 4 cが再生搬送波信号 SCQ(t)と偏移信号 SPQ(t)とを乗算し、乗算器 4dが再生搬送波信号 SCQ(t)と偏移信号 SPI(t)とを乗算し、減算器 4fが乗算器 4aの出力から乗算器 4 dの出力を減算することで、再生被変調信号 SHQ(t)を生成し、加算器 4eが乗算器 4 bと 4cの出力を加算することで、再生被変調信号 SHI(t)を生成する。

[0156] つまり、図 13(b)の周波数偏移手段 4は、次式 (12a)(12b)で表される三角関数の加法定理に従って合成処理を行うことで、再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成する

[0157] [数 12]

S HI (t) = SCI(t) X S PI (t) + SCQ(t)x S PQ(t)

=0.5X f (t)X c o s (cost) '"(12a)

SHQ(t) = SCl(t) X SPQ(t)- SCQ(t) X SPl(t)

=0.5X f (t)X s i n (eu_st) •■■( b)

[0158] なお、以上に説明した図 13 (a) (b)の合成手段 4では、直交信号生成手段 1で生成される I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)が角周波数（coo— cor)側の側帯波成分のときに、上記式 (11a)〜(： 12b)で表される再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を生成し、 I信号 SI(t)と Q信号 SQ(t)が角周波数（ωο+ cor)側の側帯波成分のときには、上記式 (11a)〜(： 12b )の角周波数 (ωο— cor+ cos)の項力 S(coo+ cor+ cos)となる。

[0159] また、発振手段 6から供給される発振信号 Px(t), Py(t)の角周波数がマイナスの角周波数（一 cos)の場合には、図 13(a) (b)の夫々の減算器 4fは、乗算器 4dの出力から乗算器 4aの出力を減算する構成とされる。

[0160] 次に、図 13(c)の合成手段 4は、乗算器 4x, 4yと加算器 4zを備えて構成されている。そして、乗算器 4xが I信号 SI(t)と再生搬送波信号 SCI(t)とを乗算し、乗算器が Q信号 SQ(t)と再生搬送波信号 SCQ(t)とを乗算し、乗算器 4zが乗算器 4x, 4yの出力を加算することで、エンベロープ信号 E(t)を生成する。

実施例 8

[0161] 次に、第 1〜第 4の実施形態で説明した復調手段 5の実施例について、図 14を参照して説明する。 [0162] 本実施例の復調手段 5は、バンドパスフィルタ 5a, 5bと、減算器 5c, 5dと、乗算器 5 k, 5m, 5p, 5qと、加算器 5n, 5rを備えて構成されており、再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)を入力し、所定の演算処理によって復調信号 Sdetと復調信号 Sdetのゲインを示すゲイン信号 SAを生成する。更に、自動利得制御回路 7が接続されている。

[0163] バンドパスフィルタ 5a, 5bは、中心角周波数が cosに設定されたバンドパスフィルタで形成されており、バンドパスフィルタ 5aが再生被変調信号 SHI(t)力もその搬送波成分 Gx(t)を抽出し、バンドパスフィルタ 5bが再生被変調信号 SHQ(t)力もその搬送波成分 Gy(t)を抽出する。

[0164] 減算器 5cは、再生被変調信号 SHI(t)力も搬送波成分 Gx(t)を減算し、乗算器 5kは、減算器 5cの出力と搬送波成分 Gx(t)を乗算することで、次式 (13a)で表される信号 FI 3(t)を生成する。

[0165] 減算器 5dは、再生被変調信号 SHQ(t)力も搬送波成分 Gy(t)を減算し、乗算器 5m は、減算器 5dの出力と搬送波成分 Gy(t)を乗算することで、次式 (13b)で表される信号 FQ3(t)を生成する。そして、加算器 5nが、信号 FI3(t)と FQ3(t)を加算することで角周波数 cosの成分を相殺し、次式 (13c)で表されるように、復調信号 Sdetを生成する。

[0166] [数 13]

FI3(t) = {SHI(t)-Gx(t)} XG^Ct)

= (0.5X A)²X k c o s (pt) X ( c o s (wst))² …（13a)

FQ3(t) = {SUQ(t)-Gy(t)} XGy(t)

= (0.5X A)²X k c o s (pt) X ( s i n (ω_Ε t))^s —(13b)

Sdet=FI3(t) + FQ3(t)

= (0.5X A)²X k c o s (p t) --(130)

[0167] 乗算器 5p, 5qは、搬送波成分 Gx(t)の二乗値と搬送波成分 Gy(t)の二乗値とを夫々演算し、加算器 5rが、乗算器 5p, 5qの出力を加算することで、次式 (14)で表されるように、復調信号 Sdetのゲインを示すゲイン信号 SAを生成する。

[0168] [数 14]

S A = Gx(t) X Px(t) + Gy(t) X Py(t)

= (0.5X A)²X {(c o s (o_st))²+(s i n (cost))²} =(0.5XA)² .',(14) [0169] 自動利得制御回路 7は、信号 SAで復調信号 Sdetを除算することで、電界強度 (信号強度)の変動等の影響を受けな、復調信号 (kc_OS(pt))を生成して出力する。

[0170] 以上に説明したように、本実施例の復調手段 5によれば、再生被変調信号 SHI(t)と SHQ(t)力も復調信号 Sdetを再生することができ、更に、電界強度 (信号強度)の変動等の影響を受けな、復調信号を生成するため、自動利得制御回路 7にお、て自動利得制御させるためのゲイン信号 SAを生成することができる。

[0171] 更に、再生被変調信号 SHI(t)と SHQ(t)の搬送波成分が角周波数 co sであり、周波数ズレ、周波数変動、位相変動が無いため、バンドパスフィルタ 5a, 5bの中心角周波数を角周波数 o sに固定することができる。つまり、バンドパスフィルタ 5a, 5bを特性の固定したバンドパスフィルタで形成することができる。

実施例 9

[0172] 次に、第 1〜第 4の実施形態で説明した復調手段 5の他の実施例について、図 15 を参照して説明する。なお、図 15において、図 14と同一又は相当する構成要素を同一符号で示している。

[0173] 本実施例の復調手段 5は、バンドパスフィルタ 5a, 5bと、減算器 5c, 5d、乗算器 5e 〜5h、加算器 5i, ¾を備えて構成されており、再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)と発振信号 Px(t), Py(t)を入力し、所定の演算処理によって復調信号 Sdetと復調信号 Sd etのゲインを示すゲイン信号 SAを生成する。更に、自動利得制御回路 7が接続されている。

[0174] バンドパスフィルタ 5a, 5bは、中心角周波数が co sに設定されたバンドパスフィルタで形成されており、バンドパスフィルタ 5aが再生被変調信号 SHI(t)力もその搬送波成分 Gx(t)を抽出し、バンドパスフィルタ 5bが再生被変調信号 SHQ(t)力もその搬送波成分 Gy(t)を抽出する。

[0175] 減算器 5cは、再生被変調信号 SHI(t)力も搬送波成分 Gx(t)を減算することで、次式 (15a)で表される信号 FIl(t)を生成し、乗算器 5gは、信号 Fll(t)と発振信号 Px(t)を乗算することで、次式 (15b)で表される信号 FI2(t)を生成する。

[0176] [数 15] FIl(t) = SHI(t)-Gx(t)

=0.5X f (t) X c o s t)-0.5X AX c o s (cos t)

^O.5X AX k c o s (pt) X c o s (cus t) …（15a)

FI2(t) = FIl(t) X Px(t)

=0, 5X AX k c o s (pt) X c o s (ω= t ) X c o s (cost)

=0. SXAXk c o s (pt) X { c o s (o>st)}² …（15b)

[0177] 減算器 5dは、再生被変調信号 SHQ(t)力も搬送波成分 Gy(t)を減算することで、次式 (16a)で表される信号 FQl(t)を生成し、乗算器 5hは、信号 FQl(t)と発振信号 Py(t) を乗算することで、次式 (16b)で表される信号 FQ2(t)を生成する。

[0178] [数 16]

=0.5X f (t) X s i n (cost)— 0.5X AX s i n (ω₈1 )

=0.5X AX k c o s (pt) X s i n (ω₈1 ) "'(16a)

FQ2(t) = FQl(t) X P_y(t)

=0.5X AX k c o s (pt) X s i n (ΦΒ t ) X S i n (cos t ) =0.5X AX k c o s (pt) X { s i n (cost)}² --(16b)

[0179] 加算器 5jは、信号 FI2(t)と FQ2(t)を加算し、次式 (17)で表される復調信号 Sdetを生成する。

[0180] [数 17]

Sdet=FI2(t) + FQ2(t)=0.5X AX k c o s (p t ) —(17)

[0181] 乗算器 5eは搬送波成分 Gx(t)と発振信号 Px(t)を乗算し、乗算器 5fは搬送波成分 G y(t)と発振信号 Py(t)を乗算する。そして、加算器 5iが乗算器 5e, 5fの出力を加算することで、次式 (18)で表される、復調信号 Sdetのゲインを示すゲイン信号 SAを生成する。

[0182] [数 18]

S A = Gx(t) X P CtJ+Gyit) X Py(t)

=0.5X AX {c o s (_Wst)}²+0.5X AX { s i n (tu_st)}²

=0.5XA …（〉 [0183] 自動利得制御回路 7は、ゲイン信号 SAで復調信号 Sdetを除算することで、受信感度の変動等の影響を受けない復調信号 (kc_OS(pt))を生成して出力する。

[0184] 以上に説明したように、本実施例の復調手段 5によれば、再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)力も復調信号 Sdetを生成することができ、更に、自動利得制御回路 7において自動利得制御させるための信号 S Aを生成することができる。

[0185] 更に、図 14に示した復調手段 5では、前記式 (13c)と (14)に示したように、復調信号 Sdetのゲインと復調信号 Sdetのゲインを示すゲイン信号 SAとを二乗値 (A²)として生成するのに対し、図 15に示した本実施例の復調手段 5では、前記式 (17)と (18)に示したように、復調信号 Sdetのゲインと復調信号 Sdetのゲインを示すゲイン信号 SAとを一乗の値として生成することから、復調処理に際して、信号精度の向上、信号精度の確保を図ることができ、更に自動利得制御回路 7においても処理の迅速ィ匕ゃ誤差の低減が可能である。

[0186] 更に、再生被変調信号 SHI(t)と SHQ(t)の搬送波成分が角周波数 co sであり、周波数ズレ、周波数変動、位相変動が無いため、バンドパスフィルタ 5a, 5bの中心角周波数を角周波数 o sに固定することができる。つまり、バンドパスフィルタ 5a, 5bを特性の固定したバンドパスフィルタで形成することができる。

[0187] 更に、図 15に示した本実施例の構成によると、 AM同期検波の際、受信装置内に設けられてヽる発振手段 6で生成されるノイズを有さなヽ発振信号 Px(t), Py(t)に基づいて、再生被変調信号 SHI(t), SHQ(t)をベースバンドの周波数域に周波数変換して復調信号 Sdetを生成することから、復調信号 Sdet及び復調信号 (kcos(pt))の SZ Nを高くすることができる。

Claims

請求の範囲

[1] 被変調信号を同期検波する受信装置であって、

前記被変調信号から互いに位相が直交する第 1の信号と第 2の信号を生成する直交信号生成手段と、

前記第 1の信号と第 2の信号の三角比を生成すると共に、前記第 1の信号と第 2の信号の少なくとも一方の符号を検出し、前記三角比と前記符号により互いに位相が直交する第 1の再生搬送波信号と第 2の再生搬送波信号を生成する搬送波生成手段と、

前記第 1,第 2の再生搬送波信号を所定の角周波数で偏移させて、第 1の偏移信号と第 2の偏移信号を生成する周波数偏移手段と、

前記第 1の信号と第 2の信号と前記第 1,第 2の偏移信号を合成することで前記第 1 の信号と第 2の信号の各搬送波成分を前記所定の角周波数の搬送波に変換して、第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成する合成手段と、

を具備し、

前記第 1,第 2の再生被変調信号に基づいて前記同期検波することを特徴とする受信装置。

[2] 被変調信号を同期検波する受信装置であって、

前記第 1の信号と第 2の信号を所定の角周波数で偏移させて、第 1の偏移信号と第 2の偏移信号を生成する周波数偏移手段と、

前記第 1,第 2の偏移信号の三角比を生成すると共に、前記第 1,第 2の偏移信号の少なくとも一方の符号を検出し、前記三角比と前記符号により互いに位相が直交する第 1の再生搬送波信号と第 2の再生搬送波信号を生成する搬送波生成手段と、前記第 1の信号と第 2の信号と前記第 1,第 2の再生搬送波信号とを合成することで、前記第 1の信号と第 2の信号の各搬送波成分を前記所定の角周波数の搬送波に変換して、第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成する合成手段と、を具備し、前記第 1,第 2の再生被変調信号に基づいて前記同期検波することを特徴とする受信装置。

[3] 被変調信号を同期検波する受信装置であって、

前記第 1の信号と第 2の信号の三角比を生成すると共に、前記第 1の信号と第 2の信号の少なくとも一方の符号を検出し、前記三角比と前記符号により互いに位相が直交する第 1の再生搬送波信号と第 2の再生搬送波信号とを生成する搬送波生成手段と、

前記第 1の信号と前記第 2の信号とを所定の角周波数で偏移させて、第 1の偏移信号と第 2の偏移信号を生成する周波数偏移手段と、

前記第 1,第 2の偏移信号と前記第 1,第 2の再生搬送波信号とを合成することで、第 1,第 2の偏移信号の各搬送波成分を前記所定の角周波数の搬送波に変換して、第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成する合成手段と、

を具備し、

[4] 被変調信号を同期検波する受信装置であって、

前記第 1の信号と第 2の信号と前記第 1,第 2の再生搬送波信号とを合成することで、前記第 1の信号と第 2の信号との合波成分のエンベロープを示すエンベロープ信号を生成する合成手段と、

所定の角周波数を有し互いに位相が直交する信号に基づいて前記エンベロープ信号を変調することで、第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成する周波数偏移手段と、

を具備し、

[5] 前記周波数偏移手段は、

三角関数の加法定理を用いた所定アルゴリズムに従って演算処理することで、前記第 1の偏移信号と第 2の偏移信号を生成することを特徴とする請求項 1〜3の何れ力 1項に記載の受信装置。

[6] 前記合成手段は、

三角関数の加法定理を用いた所定アルゴリズムに従って演算処理することで、前記第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成することを特徴とする請求項 1〜3の何れか 1項に記載の受信装置。

[7] 前記合成手段は、

三角関数の加法定理を用いた所定アルゴリズムに従って演算処理することで、前記エンベロープ信号を生成することを特徴とする請求項 4に記載の受信装置。

[8] 前記第 1の再生被変調信号の搬送波成分を抽出する第 1のフィルタ手段と、前記第 2の再生被変調信号の搬送波成分を抽出する第 2のフィルタ手段とを有し、前記搬送波成分とに基づいて前記第 1,第 2の再生被変調信号を復調することで復調信号を生成する前記復調手段、

を備えることを特徴とする請求項 1〜7の何れか 1項に記載の受信装置。

[9] 前記第 1の再生被変調信号の搬送波成分を抽出する第 1のフィルタ手段と、前記第 2の再生被変調信号の搬送波成分を抽出する第 2のフィルタ手段とを有し、前記搬送波成分と前記所定の角周波数に設定された信号とに基づいて前記第 1, 第 2の再生被変調信号を復調することで復調信号を生成する前記復調手段、を備えることを特徴とする請求項 1〜7の何れか 1項に記載の受信装置。

[10] 前記第 1,第 2のフィルタ手段の中心角周波数は、前記所定の角周波数に設定されていることを特徴とする請求項 8又は 9に記載の受信装置。 [11] 前記復調手段は、

前記第 1,第 2のフィルタ手段で抽出される前記搬送波成分を合成することで、前記復調信号のゲインを示すゲイン信号を生成する演算手段、

を具備することを特徴とする請求項 8〜10の何れか 1項に記載の受信装置。

[12] 前記復調手段は、

前記第 1,第 2のフィルタ手段で抽出される前記搬送波成分と前記所定の角周波数に設定された信号を合成することで、前記復調信号のゲインを示すゲイン信号を生成する演算手段、

[13] 前記ゲイン信号に基づ!、て前記復調信号を自動利得制御する自動利得制御手段を具備することを特徴とする請求項 11又は 12に記載の受信装置。

[14] 被変調信号を同期検波する受信方法であって、

前記被変調信号から互いに位相が直交する第 1の信号と第 2の信号を生成する直交信号生成工程と、

前記第 1の信号と第 2の信号の三角比を生成すると共に、前記第 1の信号と第 2の信号の少なくとも一方の符号を検出し、前記三角比と前記符号により互いに位相が直交する第 1の再生搬送波信号と第 2の再生搬送波信号を生成する搬送波生成ェ程と、

前記第 1,第 2の再生搬送波信号を所定の角周波数で偏移させて、第 1の偏移信号と第 2の偏移信号を生成する周波数偏移工程と、

前記第 1の信号と第 2の信号と前記第 1,第 2の偏移信号を合成することで前記第 1 の信号と第 2の信号の各搬送波成分を前記所定の角周波数の搬送波に変換して、第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成する合成工程と、

を具備し、

前記第 1,第 2の再生被変調信号に基づいて前記同期検波することを特徴とする受信方法。

[15] 被変調信号を同期検波する受信方法であって、前記被変調信号から互いに位相が直交する第 1の信号と第 2の信号を生成する直交信号生成工程と、

前記第 1の信号と第 2の信号を所定の角周波数で偏移させて、第 1の偏移信号と第 2の偏移信号を生成する周波数偏移工程と、

前記第 1,第 2の偏移信号の三角比を生成すると共に、前記第 1,第 2の偏移信号の少なくとも一方の符号を検出し、前記三角比と前記符号により互いに位相が直交する第 1の再生搬送波信号と第 2の再生搬送波信号を生成する搬送波生成工程と、前記第 1の信号と第 2の信号と前記第 1,第 2の再生搬送波信号とを合成することで、前記第 1の信号と第 2の信号の各搬送波成分を前記所定の角周波数の搬送波に変換して、第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成する合成工程と、を具備し、

被変調信号を同期検波する受信方法であって、

前記第 1の信号と第 2の信号の三角比を生成すると共に、前記第 1の信号と第 2の信号の少なくとも一方の符号を検出し、前記三角比と前記符号により互いに位相が直交する第 1の再生搬送波信号と第 2の再生搬送波信号とを生成する搬送波生成工程と、

前記第 1の信号と前記第 2の信号とを所定の角周波数で偏移させて、第 1の偏移信号と第 2の偏移信号を生成する周波数偏移工程と、

前記第 1,第 2の偏移信号と前記第 1,第 2の再生搬送波信号とを合成することで、第 1,第 2の偏移信号の各搬送波成分を前記所定の角周波数の搬送波に変換して、第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成する合成工程と、

を具備し、

前記第 1,第 2の再生被変調信号に基づいて前記同期検波することを特徴とする受信方法。 [17] 被変調信号を同期検波する受信方法であって、

前記第 1の信号と第 2の信号と前記第 1,第 2の再生搬送波信号とを合成することで、前記第 1の信号と第 2の信号との合波成分のエンベロープを示すエンベロープ信号を生成する合成工程と、

所定の角周波数を有し互いに位相が直交する信号に基づいて前記エンベロープ信号を変調することで、第 1の再生被変調信号と第 2の再生被変調信号を生成する周波数偏移工程と、

を具備し、

[18] 前記第 1の再生被変調信号と前記第 2の再生変調信号に基づいて復調信号を生成する復調工程、

を具備することを特徴とする請求項 14〜17の何れか 1項に記載の受信方法。