KR20040006661A - 타이밍 복원 장치 - Google Patents

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KR20040006661A
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김덕
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엘지전자 주식회사
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Abstract

디지털 TV 수신기에서 수신된 데이터로부터 심볼 클럭을 복원하는 타이밍 복원 장치에 관한 것으로서, 특히 타이밍 복원부와 반송파 복구부 사이에 제곱 연산부를 구비하여, 반송파 복구부에서 완전히 제거되지 않은 잔류 반송파 위상 에러가 입력되어도 이를 제거한 후 타이밍 에러 검출부로 출력함으로서, 타이밍 에러 검출부는 잔류 반송파 위상 에러의 영향을 받지 않고 동작할 수 있다. 따라서, 잔류 반송파 위상 에러가 존재하는 경우에도 타이밍 복원부는 잔류 반송파 위상 에러에 상관없이 동작하므로 보다 안정적인 타이밍 복원 동작이 이루어진다.

Description

타이밍 복원 장치{Timing recovery Apparatus}
본 발명은 디지털 TV 수신기에 관한 것으로서, 특히 수신된 데이터로부터 심볼 클럭을 복원하는 타이밍 복원 장치에 관한 것이다.
현재 대부분의 디지털 전송 시스템 및 미국향 디지털 TV 전송 방식으로 제안된 ATSC(Advanced Television Systems Committee) 8 VSB(Vestigial Side Band) 전송 시스템에서는 주파수 효율을 높이기 위하여 전송 신호에 데이터만을 실어 보낸다. 즉, 수신측에서 데이터 복원을 위하여 필요한 클럭에 대한 정보는 전송하지 않는다. 따라서, 수신측에서는 데이터만이 존재하는 수신 신호들 중에서 이들 데이터를 복원하기 위하여 송신시에 사용된 것과 같은 클럭을 생성하여야 한다. 이 역할을 수행하는 부분이 타이밍 복원부이다.
도 1은 이러한 타이밍 복원부가 구비된 일반적인 디지털 TV 수신기의 구성 블록도로서, VSB 전송 방식을 예로 들고 있다.
즉, VSB 방식으로 변조된 RF(Radio Frequency) 신호가 안테나(101)를 통해 수신되면 튜너(102)는 사용자가 원하는 특정 채널 주파수만을 선택한 후 상기 채널 주파수에 실려진 RF 대역의 VSB 신호를 고정된 1차 중간 주파수 대역(IF; 보통 44MHz나 43.75MHz가 널리 사용됨)으로 내리고 타채널 신호를 적절히 걸러낸다.
그리고, 임의의 채널의 스펙트럼을 고정된 1차 IF 대역으로 내리는 튜너(102)의 출력 신호는 인접 채널 신호의 제거, 잡음 신호제거의 기능으로 채용된 소오(Surface Acoustic Wave ; SAW) 필터(103)를 통과하게 된다.
이때, 디지털 방송 신호는 일 예로, 44MHz의 중간 주파수로부터 6MHz의 대역 내에 모든 정보가 존재하므로 SAW 필터(103)에서는 튜너(102)의 출력으로부터 정보가 존재하는 6MHz의 대역만 남기고 나머지 구간을 모두 제거한 후 다운 컨버터(104)로 출력한다. 도 2는 6MHz 대역에서의 I 채널 신호의 스펙트럼을 보인 것으로서, 신호의 중심 주파수가 6MHz에 위치했을 때 파일롯 신호는 8.69MHz에 위치하게 된다.
상기 다운 컨버터(104)는 상기 SAW 필터(103)에서 필터링된 신호를 제 2 IF 신호를 발생하기 위한 발진 주파수로 다운 컨버젼하여 제 2 IF 신호로 변환한 후 아날로그/디지털(A/D) 변환부(105)로 출력한다.
상기 A/D 변환부(105)는 상기 다운 컨버터(104)의 출력을 고정 주파수로 샘플링시켜 지연기(106) 및 힐버트 변환기(107)로 출력한다.
이때, 상기 힐버트 변환기(107)는 입력되는 실수(real) 성분의 신호를 90도 반전시켜 허수 성분의 신호로 변환한 후 복소수 곱셈기(108)로 출력하고, 상기 지연기(106)는 상기 힐버트 변환기(107)에서의 처리 시간만큼 입력되는 실수 성분의 신호를 지연시킨 후 복소수 곱셈기(108)로 출력한다.
설명의 편의상 지연기(106)를 거친 신호를 I 채널 신호, 힐버트 변환기(107)를 거친 신호를 Q 채널 신호라 칭한다.
상기 복소수 곱셈기(108)는 반송파 복구부(109)에서 반송파 복구가 이루어진 반송파를 피드백 받아서 상기 지연기(106) 및 힐버트 변환기(107)에서 출력되는 통과대역의 I,Q 신호와 곱하여 상기 통과대역의 I,Q 신호를 기저대역으로 낮춘 후 심볼 복구된 신호로의 변환을 위해 재샘플부(Resampler)(110)로 출력한다.
상기 반송파 복구부(109)는 FPLL(Frequency Phase Locked Loop)(109a), 루프 필터(109b), 및 NCO1(109c)를 포함하는데 상기 복소수 곱셈기(108)가 상기 반송파 복구부에 포함되기도 한다.
상기 FPLL(109a)은 수신 신호의 반송파 성분과 수신기 자체의 기준 반송파 성분의 주파수 차이를 제거하는 FLL(Frequency Locked Loop) 과정과 주파수 차이가 제거된 상기 두 개의 반송파 신호 사이의 위상 오차를 제거하는 PLL(Phase Locked Loop) 과정을 동시에 수행한다.
즉, 상기 FPLL부(109a)는 상기 복소수 곱셈기(108)에서 출력되는 기저대역의 파이롯트 신호로부터 주파수 오프셋 및 위상 오차를 검출한 후 루프 필터(109b)로 출력한다.
상기 루프 필터(109b)는 상기 주파수 오프셋 및 위상 오차를 여과하고 적산한 후 NCO1(109c)로 출력한다. 상기 NCO1(109c)는 상기 루프 필터(109b)의 출력에 비례하는 복소 정현파를 생성해 내어 상기 복소수 곱셈기(108)로 출력한다.
상기 재샘플부(110)는 기저대역 신호처리를 통해 나온 현재 심볼들의 타이밍 에러를 타이밍 복원부(113)로부터 받아서 디지털화된 신호와 신호 사이의 에러를 줄이는 방향으로 보간을 한 후 타이밍 복원을 위해 타이밍 복원부(111)로 출력한다. 즉, 복소수 곱셈기(108)에서 출력되는 기저대역 신호는 재샘플부(110)를 거쳐 심볼 주파수의 2배인 21.52MHz의 주파수를 갖는 신호로 변환되며, 이때재샘플부(110)는 타이밍 복원부(111)로부터 계산된 타이밍 에러 값을 입력받는다.
상기 타이밍 복원부(111)는 프리 필터(111a), 타이밍 에러 검출부(Timing Error Detector)(111b), 루프 필터(111c), 및 수치 제어 발진기(Numerically Controlled Oscillator ; NCO)2(111d)로 구성된다.
상기 프리 필터(111a)는 상기 재샘플부(110)에서 출력되는 실수 성분의 신호로부터 타이밍 정보를 구할 수 있는 스펙트럼의 에지 부분만을 통과시켜 타이밍 에러 검출부(111b)로 출력한다. 상기 타이밍 에러 검출부(111b)는 여러 가지 방식으로 타이밍 에러에 관한 정보(즉, 타이밍 옵셋에 대한 보상값)를 검출하는데 일 예로, 도 3과 같은 가드너(gardner) 방식을 이용한다.
도 3을 보면, 프리 필터(111a)에서 필터링된 심볼은 지연기(301)와 감산기(303)로 출력된다. 상기 지연기(301)는 입력 심볼을 1클럭 지연시켜 다음단의 지연기(302)로 출력함과 동시에 곱셈기(304)로 출력한다. 상기 지연기(302)는 1 클럭 지연된 심볼을 다시 1 클럭 지연시켜 감산기(303)로 출력한다. 상기 감산기(303)는 2클럭 지연된 심볼과 입력 심볼과의 차를 곱셈기(304)로 출력한다. 상기 곱셈기(304)는 상기 지연기(301)의 출력과 감산기(303)의 출력을 곱하여 루프 필터(111c)로 출력한다.
즉, 상기 '가드너 방식'은 타이밍 복원에 세그먼트 동기 신호를 이용하지 않고 일반 데이터 심볼을 이용하는 방법으로, 하기의 수학식 1은 상기된 도 3을 수식으로 표현한 것이다.
즉, 상기 타이밍 에러 검출부(111b)는 인접한 두 개의 심볼 샘플들의 차값에 하나의 중간 샘플 값을 곱하여 타이밍 에러에 관한 정보를 구한 후 루프 필터(111c)로 출력한다. 상기 루프 필터(111c)는 상기 타이밍 에러 검출부(111b)에서 추출된 타이밍 에러 정보 중 저대역 신호 성분만을 필터링하여 NCO2(111d)로 출력한다. 상기 NCO2(111d)는 상기 타이밍 에러 정보의 저대역 성분에 따라 출력 주파수를 변환시켜 상기 재샘플부(110)의 샘플링 타이밍을 조절한다.
이때, 도 1에서와 같이 반송파 복구부와 타이밍 복원부가 순차적으로 연결된 구조에서는 반송파 복구부의 성능이 타이밍 복원부의 성능에 큰 영향을 끼친다.
즉, 타이밍 복원부에서 사용하는 가드너 TED(111b)는 반송파 복구기에서 완전히 제거되지 않고 흘러 들어오는 반송파 위상 에러(carrier phase error)에 대해 영향을 받으며, 이는 타이밍 복원부 루프 전체의 성능에 영향을 끼친다.
본 발명의 목적은 반송파 복구부의 잔류 반송파 위상 에러에 상관없이 타이밍 에러를 검출하도록 하는 타이밍 복원 장치를 제공함에 있다.
도 1은 일반적인 디지털 TV 수신기의 구성 블록도
도 2는 도 1의 반송파 복구부로 입력되는 6MHz 대역에서 통과대역 I 신호의 스펙트럼을 보인 도면
도 3은 도 1의 타이밍 에러 검출부의 상세 블록도
도 4는 본 발명에 따른 타이밍 복원 장치가 구비된 디지털 TV 수신기의 구성 블록도
도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
101 : 안테나102 : 튜너
103 : SAW 필터104 : 다운 컨버터
105 : A/D 변환기106 : 지연기
107 : 힐버트 변환기108 : 복소 곱셈기
109 : 반송파 복구부110 : 재샘플부
400 : 타이밍 복원부401 : 제 1 곱셈기
402 : 제 2 곱셈기403 : 가산기
404 : 프리필터405 : 타이밍 에러 검출부
406 : 루프 필터407 : NCO
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 타이밍 복원 장치는, 재샘플부로부터 출력되는 기저대역 I,Q 신호를 각각 제곱하여 더한 후 그 결과를 출력하는 제곱 연산부와, 상기 제곱 연산부의 출력으로부터 스펙트럼의 에지 부분만을 통과시키는 프리 필터와, 상기 프리 필터의 출력으로부터 타이밍 에러에 관한 정보를 검출하는 타이밍 에러 검출부와, 상기 타이밍 에러 검출부에서 출력되는 타이밍 에러 정보 중 저대역 신호 성분만을 필터링하는 루프 필터와, 상기 타이밍 에러 정보의 저대역 성분에 따라 출력 주파수를 변환시켜 상기 재샘플부의 샘플링 타이밍을 조절하는 NCO로 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예의 구성과 그 작용을 설명하며, 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 상기한 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.
도 4는 본 발명에 따른 디지털 TV 수신기의 구성 블록도로서, 타이밍 복원부의 구성에 대해서만 기술하며, 나머지 구성은 상기된 도 1과 동일하므로 동일 소자에 대해서는 동일 부호를 사용하고 구성 설명을 생략한다.
즉, 상기 타이밍 복원부(400)는 재샘플부(110)로부터 출력되는 실수 성분의 신호에 제곱을 취하는 제 1 제곱기(401), 상기 재샘플부(110)로부터 출력되는 허수성분의 신호에 제곱을 취하는 제 2 제곱기(402), 상기 제 1, 제 2 제곱기(401,402)의 출력을 더하는 가산기(403), 상기 가산기(403)의 출력 스펙트럼의 에지 부분만을 통과시키는 프리 필터(404), 상기 프리 필터를 통과한 신호로부터 타이밍 에러에 관한 정보로 출력하는 타이밍 에러 검출부(405), 상기 타이밍 에러 검출부(405)에서 출력되는 타이밍 에러 정보 중 저대역 신호 성분만을 필터링하는 루프 필터(406), 및 상기 타이밍 에러 정보의 저대역 성분에 따라 출력 주파수를 변환시켜 상기 재샘플부(110)의 샘플링 타이밍을 조절하는 NCO(407)로 구성된다.
이와 같이 구성된 본 발명에서, 다운 컨버터(104)를 거쳐 6MHz 대역의 제 2 IF 대역으로 떨어진 신호는 하기의 수학식 2로 표현할 수 있다.
여기서 x(t)는 전송단에서 만들어진 원 신호를 의미하며, P는 원신호에 더해진 파일롯 신호를 의미한다. y(t)는 x(t)가 힐버트 변환기(107)를 거쳐 발생된 신호를 의미한다. 또한와는 각각 원 신호가 채널을 통과하면서 생긴 반송파 주파수 오프셋, 반송파 위상 오프셋을 의미한다.
상기 수학식 2와 같은 신호가 A/D 변환기(105)와 지연기(106) 그리고, 힐버트 변환기(107)를 거쳤을 때의 신호는 하기의 수학식 3과 4로 표현할 수 있다. 상기 힐버트 변환기(107)는 입력되는 신호의 위상을 90°로 변환하여 입력되는 신호 x(t)와 직교 성분을 갖는 신호 y(t)를 생성한다.
즉, 상기 수학식 3은 지연기(106)에서 출력되는 신호이고, 수학식 4는 힐버트 변환기(107)에서 출력되는 신호이다.
상기 지연기(106)와 힐버트 변환기(107)에서 출력되는 통과대역신호는 복소 곱셈기(108)로 반송파 복구부(109)의 NCO(109c) 출력과 복소 곱셈이 수행되어 기저대역 I(t)와 Q(t) 신호로 변환된다.
이때, 상기 반송파 복구부(109)에서 반송파 복구가 완전히 이루어지기 전까지는와가 완전히 제거되지 못하며, 이때의 복소 곱셈기(108)의 출력 신호는 하기의 수학식 5,6과 같다.
상기 수학식 5,6에서는 입력되는 신호의 반송파 성분과 반송파 복구부(109)에서 생성한 반송파 성분이 일치하지 않아 생기는 오프셋을 의미한다.
만약, 상기 반송파 복구부(109)에서 반송파 복구가 완벽하게 이루어진다면 이때의 복소 곱셈기(108)의 출력 신호는 하기의 수학식 7,8과 같다.
즉, I(t), Q(t)는 전송단에서 송신한 x(t)와 y(t)를 완벽하게 복원하게 된다.
한편, 상기 반송파 복구부(109)는와를 0으로 만들기 위한 FPLL(109a), 루프 필터(109b), 및 NCO(109c)로 구성된다.
상기 반송파 복구부(109)에서 FLL 과정을 거쳐를 제거하면 복소 곱셈기(108)에서 출력되는 신호는 아래의 수학식 9,10과 같다.
상기 FLL 과정에 의해가 제거되면를 0으로 만들기 위한 PLL 과정이 수행된다.
그러나, FPLL을 사용하면 두개의 반송파에 존재하는 순간적인 위상 차는 보정할 수 없다. 또한 전송 채널이 항상 일정한 왜곡의 형태를 가지지 않고, 시간적으로 변하는 왜곡 특성을 가지고 있는 경우, 이 시간적인 변화의 양이 FPLL에서 보정할 수 없는 정도인 경우에도 반송파 복구부(109)는 이를 완전히 제거하지 못한다.
이런 경우,를 포함한 상기 수학식 9,10의 신호는 타이밍 복원부(111)로 입력된다. VSB 변조 방식을 사용하는 시스템에서는 상기 수학식 9,10의 신호가 도 3과 같은 타이밍 복원부의 타이밍 에러 검출부에 입력될 경우 잔류 반송파 위상 오프셋의 영향을 제거할 수 없다.
따라서, 타이밍 복원부가 잔류 반송파 위상 오프셋의 영향을 받지않게 하기 위해서는 타이밍 에러 검출부로 입력되는 신호가성분을 갖지 않도록 하는 신호의 변형이 필요하다.
이를 위해서, 상기된 수학식 9,10의 신호를 각각 제곱해서 더하면 하기의 수학식 11 내지 13과 같이 된다.
상기 수학식 13에서는 x(t)와 y(t)의 성분이 결합된 또 다른 형태의 신호 성분으로 해석할 수 있으며, P2은 DC 성분이 된다.
상기 수학식 13에서 알 수 있듯이 I(t) 신호와 Q(t) 신호를 각각 제곱해서 더한 I2(t)+Q2(t) 신호는 반송파 복구부(109)에서 출력되는 잔류 위상 오프셋 성분을 포함하고 있지 않다.
즉, 상기 복소 곱셈기(108)와 재샘플부(110)를 통해 출력되는 기저대역 I 신호 I(t)는 타이밍 복원부(400)의 제 1 제곱기(401)에서 제곱이 취해지고, 기저대역 Q 신호 Q(t)는 타이밍 복원부(400)의 제 2 제곱기(402)에서 제곱이 취해진 후 가산기(403)로 입력된다. 상기 가산기(403)는 입력되는 두 신호 I2(t)와 Q2(t)를 더하고 그 결과를 프리 필터(404)로 출력한다.
상기 수학식 11은 제 1 제곱기(401)의 출력이고, 상기 수학식 12는 제 2 제곱기(402)의 출력이며, 수학식 13은 가산기(403)의 출력이다.
따라서, 상기 반송파 복구부(109)에서 반송파를 완전히 복구하지 못한 경우에도, 잔류 반송파 위상 에러는 제1, 제 2 제곱기(401,402)와 가산기(403)를 통해 제거되므로, 프리 필터(404)를 통해 타이밍 에러 검출부(405)로 입력되는 신호에는잔류 반송파 위상에러가 포함되어 있지 않다. 이것은 타이밍 에러 검출부(405)가 반송파 복조부(109)에서 출력되는 잔류 반송파 위상 에러에 무관하게 동작할 수 있음을 의미하며, 또한 이것은 보다 안정적인 클럭 복조를 수행할 수 있음을 의미한다.
여기서, 상기 타이밍 에러 검출부(405)는 종래와 마찬가지로, 여러 가지 방식으로 타이밍 에러에 관한 정보(즉, 타이밍 옵셋에 대한 보상값)를 검출할 수 있으며, 일 실시예로 도 3과 같은 가드너(gardner) 방식을 이용할 수도 있고 다른 방식을 이용할 수도 있다. 본 발명에서는 타이밍 에러 검출부에 대해서는 한정하지 않는다.
만일 도 3과 같은 가드너 방식을 사용할 경우 타이밍 에러 검출부(405)는 입력되는 인접한 두 개의 심볼 샘플들의 차값에 하나의 중간 샘플 값을 곱하여 타이밍 에러에 관한 정보를 구한 후 루프 필터(406)로 출력한다. 상기 루프 필터(406)는 상기 타이밍 에러 검출부(405)에서 추출된 타이밍 에러 정보 중 저대역 신호 성분만을 필터링하여 NCO2(407)로 출력한다. 상기 NCO2(407)는 상기 타이밍 에러 정보의 저대역 성분에 따라 출력 주파수를 변환시켜 상기 재샘플부(110)의 샘플링 타이밍을 조절한다.
본 발명은 VSB 변조를 이용하는 ATSC 방식의 모든 지상파 디지털 방송 수신기에 적용 가능하다
이상에서와 같이 본 발명에 따른 타이밍 복원 장치에 의하면, 반송파 복구부에서 완전히 제거되지 않은 잔류 반송파 위상 에러가 입력되어도 이를 제거한 후 타이밍 에러 검출부로 출력함으로서, 타이밍 에러 검출부는 잔류 반송파 위상 에러의 영향을 받지 않고 동작할 수 있다. 따라서, 잔류 반송파 위상 에러가 존재하는 경우에도 타이밍 복원부는 잔류 반송파 위상 에러에 상관없이 동작하므로 보다 안정적인 타이밍 복원 동작이 이루어진다.
즉, 타이밍 에러 검출부로 입력되는 신호에 잔류 반송파 위상 성분이 포함되지 않도록 함으로써 반송파 복구부에 독립적인 클럭 복조기를 구성할 수 있다.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.
따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의하여 정해져야 한다.

Claims (3)

  1. 현재 심볼들의 타이밍 에러를 입력받아 디지털화된 신호와 신호 사이의 에러를 줄이는 방향으로 보간을 하는 재샘플부로부터 출력되는 기저대역 I,Q 신호를 각각 제곱하여 더한 후 그 결과를 출력하는 제곱 연산부;
    상기 제곱 연산부의 출력으로부터 스펙트럼의 에지 부분만을 통과시키는 프리 필터;
    상기 프리 필터의 출력으로부터 타이밍 에러에 관한 정보를 검출하는 타이밍 에러 검출부;
    상기 타이밍 에러 검출부에서 출력되는 타이밍 에러 정보 중 저대역 신호 성분만을 필터링하는 루프 필터; 그리고
    상기 타이밍 에러 정보의 저대역 성분에 따라 출력 주파수를 변환시켜 상기 재샘플부의 샘플링 타이밍을 조절하는 NCO로 구성되는 것을 특징으로 하는 타이밍 복원 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제곱 연산부는
    입력되는 기저대역 I 신호를 제곱하는 제 1 제곱부와,
    입력되는 기저대역 Q 신호를 제곱하는 제 2 제곱부와,
    상기 제 1, 제 2 제곱부의 출력을 더하여 프리 필터로 출력하는 가산기로 구성되는 것을 특징으로 하는 타이밍 복원 장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 타이밍 에러 검출부는
    상기 프리 필터를 통과한 두 개의 심볼 샘플의 차 값에 하나의 중간 샘플을 곱하여 타이밍 에러에 관한 정보를 검출하는 것을 특징으로 하는 타이밍 복원 장치.
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