WO2007029438A1 - 非接触給電装置 - Google Patents

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WO2007029438A1
WO2007029438A1 PCT/JP2006/315575 JP2006315575W WO2007029438A1 WO 2007029438 A1 WO2007029438 A1 WO 2007029438A1 JP 2006315575 W JP2006315575 W JP 2006315575W WO 2007029438 A1 WO2007029438 A1 WO 2007029438A1
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capacitor
primary
parallel
value
winding
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Shigeru Abe
Hiroyoshi Kaneko
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National University Corporation Saitama University
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    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M3/3378—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type

Definitions

  • the present invention relates to a non-contact power supply apparatus that supplies power to a moving body or an electric device in a non-contact manner.
  • FIG. 25 shows an apparatus developed for performing non-contact power supply to a moving body.
  • This device constitutes a parallel resonant circuit together with an AC power source that outputs an alternating current of frequency fO, a feeder 5 that is installed in the moving path of the moving body and acts as a primary winding of the transformer, and a primary winding.
  • the mobile side has a pickup 6 that acquires power in a non-contact manner from the feeder 5, a secondary winding 2 held in the pickup 6, and a core 7 of the secondary winding 2.
  • a load ZL of the moving body and a capacitor Cp2 that forms a parallel resonant circuit together with the secondary winding 2.
  • electric power is output to the AC power supply line 5 and supplied to the load ZL of the moving body through the secondary feeder 2 that is not in contact with the supply line 5.
  • FIG. 26 illustrates a non-moving non-contact power feeding apparatus that is used for charging a cordless home appliance or portable device.
  • each of the primary winding 1 and the secondary winding 2 is wound around the core 7, and from the primary winding 1 to the secondary winding 2 on the home appliance or portable device side by electromagnetic induction action. Power is sent.
  • FIG. 27 shows an apparatus for supplying direct current to a load ZL by further providing a diode rectifier 40 and a smoothing capacitor C on the moving body side in the non-contact power feeding apparatus of FIG.
  • the AC output of secondary winding 2 is converted to DC by diode rectifier 40. Converted and supplied to the load ZL.
  • FIG. 28 shows the non-moving non-contact power feeding apparatus of FIG. 26, in which a diode rectifier 40 and a smoothing capacitor C are provided on the secondary side of the home appliance or portable device to feed direct current to the load ZL. Show the device.
  • non-contact power supply devices can be expressed by the same equivalent circuit as the transformer, but unlike the tightly coupled transformer, there is a gap between the primary side and the secondary side, so the coupling coefficient is low. Large leakage inductance occurs.
  • conventional contactless power supply devices use a resonant circuit to improve conversion efficiency.
  • the number of primary power lines is represented by Nl
  • the number of secondary power lines by N2
  • the power ratio by n NlZN2.
  • FIG. 29 (a) shows a circuit configuration of the non-contact power feeding device described in Non-Patent Document 1 below, and parallel resonant circuits are provided on the primary side and the secondary side.
  • Figure 29 (a ') is an equivalent circuit of this circuit, and the transformer is represented by a T-type equivalent circuit.
  • the transformer's primary leakage reactance at that time is xl
  • the secondary leakage reactance converted to the primary side is x2
  • the excitation converted to the primary side Reactance is expressed as ⁇ . Therefore, when the primary leakage inductance is 11, the secondary leakage inductance converted to the primary side is 12, and the excitation inductance (mutual inductance) converted to the primary side is 10, xl, ⁇ 2, and ⁇ are (Equation 3).
  • ⁇ 2 is the capacitance reactance of the secondary capacitor converted to the primary side at that time. It is. If the value of the primary capacitor is Cpl and the value converted to the primary side of the secondary capacitor is Cp2, xPl and xP2 are in the relationship of (Equation 4) and (Equation 5).
  • n is a power ratio
  • n l
  • FIG. 29 (b) shows a circuit configuration in which the primary side resonance circuit is omitted by using a current source that outputs a current of frequency fO as a power source, like a current source inverter.
  • Fig. 29 (b ') shows the equivalent circuit, and xl, x2, x0 and xP2 have the same meaning as in Fig. 29 (a').
  • FIG. 29 (c) shows a circuit configuration of a non-contact power feeding device described in Non-Patent Document 2 below, and FIG. 29 (c ′) shows an equivalent circuit thereof.
  • This device has a secondary capacitor on the secondary side with a value converted to the primary side of Cs2.
  • Cs2' n XCs2 (Equation 11)
  • xl, ⁇ 2, and ⁇ in Fig. 29 (c ') have the same meaning as in Fig. 29 (a').
  • FIG. 29 (d) shows a circuit configuration of the non-contact power feeding device described in Patent Document 1 below, and FIG. 29 (d,) shows an equivalent circuit thereof.
  • Xl, x2, xO, xPl, and xS2 in Fig. 29 (d,) have the same meaning as in Fig. 29 (a ') and Fig. 29 (c').
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2002-320347
  • Non-Patent Document 2 Ayano, Nagase, Inaba, “Examination of high-efficiency non-contact power supply measures”, IEEJ Transactions D, 123 ⁇ , No. 3, 2003
  • the contactless power supply device has a low coupling coefficient and a large leakage inductance
  • a high-frequency power source is used, and a resonance circuit is configured by adding a series or parallel capacitor to create a secondary voltage (output voltage). ) Is increased and the primary input power factor is brought close to 1 to reduce the reactive current to improve efficiency and reduce the size of the power supply and non-contact power supply device.
  • contactless power supply devices are often used in applications where the load fluctuates. Therefore, the contactless power supply device is affected by load fluctuations (ie, it has “no-load dependency”), and a highly efficient and stable circuit is always available. It is desired.
  • Fig. 29 (a) and the method of Fig. 29 (c) omit the part of the equivalent circuit of the transformer shown in Fig. 29 (a ') and (c') or simplify it and simplify the capacitor of the resonant circuit.
  • the transformer constant is such that it can be omitted or simplified, good characteristics cannot be obtained, and there is a problem that generality is lacking. There seems to be room for improvement in characteristics.
  • the method shown in Fig. 29 (b) has a problem in the efficiency of power supply, which has a poor power output power factor.
  • the resonance circuit is determined without omitting the equivalent circuit, and the input power factor becomes 1 in the case of resistance load (that is, in the case of linear load).
  • the value of the primary capacitor Cpl is selected so that the series resonant circuit composed of the secondary winding ( ⁇ and x2) and the capacitor (Cs2) resonates in synchronization with the fundamental frequency of the power supply output.
  • Equation 14 indicates that when the value of load R changes, the value of Cpl also needs to be changed. If the Cpl value is fixed, the characteristics may deteriorate due to the load R fluctuation. In addition, when the values of (Equation 12) and (Equation 14) are substituted into the equivalent circuit and the load impedance Z as seen from the power source is calculated, the value shown in (Equation 15) is obtained.
  • This Z value shows a characteristic different from the ideal transformer characteristic! /
  • the present invention is intended to solve such conventional problems, and an object thereof is to provide a non-contact power feeding device having high efficiency, high power factor, and no load dependency.
  • a non-contact power feeding device that feeds power by electromagnetic induction from a primary winding driven by an AC power source to a secondary winding that is placed with a gap therebetween.
  • a series capacitor connected in series to one of the windings and a parallel capacitor connected in parallel to the other of the primary and secondary windings are provided, and the frequency of the AC power supply is fO, and the primary winding and the second
  • the primary leakage reactance of the transformer composed of the secondary winding is xl
  • the secondary leakage reactance converted to the primary side is x2
  • the excitation reactance converted to the primary side is ⁇
  • the value of the series capacitor Cs deviates from the CsO force and the characteristics deteriorate, it may be usable up to ⁇ 40%.
  • the parallel capacitor value Cp deviates from CpO, and the characteristics deteriorate.
  • a non-contact power feeding device that feeds power by electromagnetic induction action from a primary winding driven by an AC power source to a secondary winding placed with a gap between the primary winding and the primary winding.
  • a series capacitor connected in series, a parallel capacitor connected in parallel to the secondary winding, an inductor connected in series between the secondary winding and the parallel capacitor, and a parallel capacitor connected in parallel is provided, the frequency of the AC power supply is fo, the primary leakage reactance of the transformer composed of the primary and secondary windings at the frequency fO is xl, and the secondary leakage reactance converted to the primary side is x2
  • the excitation reactance converted to the primary side is x0 and the reactance of the inductor converted to the primary side is xa
  • the value Cp of the parallel capacitor is set to form a resonant circuit together with the secondary winding and inductor.
  • the secondary voltage can be raised to an appropriate value, and the frequency characteristics of the load-side impedance can also be adjusted in view of the power supply.
  • the series condenser connected in series to the primary feeder.
  • a parallel capacitor connected in parallel with the secondary winding, a secondary side series capacitor connected in series between the secondary winding and the parallel capacitor, and a load connected in parallel with the parallel capacitor.
  • the frequency of the AC power supply is fO
  • the primary leakage reactance of the transformer composed of the primary and secondary windings at the frequency fO is xl
  • the secondary leakage reactance converted to the primary side is x2
  • the value Cs of the series capacitor is
  • the value of the parallel capacitor and the secondary side series capacitor is set to the value of the entire capacitor in which the parallel capacitor and the secondary side series capacitor are connected in series so that it forms the resonant circuit together with the secondary winding. Is set.
  • the secondary voltage (load voltage) can be reduced to an appropriate value, and the frequency characteristics of the load side impedance as seen from the power source are also shown. Can be adjusted.
  • At least one of the primary winding and the secondary winding is wound around the core.
  • the efficiency of contactless power supply is improved by winding the wire around a core such as a flight.
  • power is supplied from the primary winding driven by an AC power source to m (m> 1) secondary windings of the same shape spaced apart from each other by electromagnetic induction.
  • the non-contact power feeder is provided with a series capacitor Cs connected in series with the primary feeder and m parallel capacitors Cp connected in parallel with each of the secondary feeders, and the frequency of the AC power supply is fO.
  • the primary leakage reactance at the frequency fO in each of the m transformers composed of the primary winding and the secondary winding is xl
  • the secondary leakage reactance converted to the primary side is x2, and is converted to the primary side
  • the excited reactance is ⁇
  • the transformer of the non-contact power feeding device is almost equivalent to the ideal transformer even when there are multiple secondary windings.
  • the entire system operates stably even when there are multiple secondary pickups.
  • a self-excited converter is installed via an inductor between the parallel capacitor Cp connected to the secondary feeder and the load supplying DC power, and the parallel capacitor
  • the power factor of the secondary AC output that is output to the load side via Cp is controlled by a self-excited converter.
  • control can be performed so that the output destination of the secondary side AC is equivalently a resistive load.
  • the power factor of the power supply output is 1, and if the power supply is a constant voltage source, the voltage of the secondary AC output is constant regardless of the load.
  • the magnitude of the AC voltage at the AC input terminal of the self-excited converter is determined based on the magnitude and phase of the secondary AC output voltage and the magnitude of the current flowing through the inductor. Control the height and phase.
  • a PWM (Pulse Width Modulation) converter or a voltage pulse width control converter can be used as the self-excited converter.
  • a PFC (Power Factor Correction) converter is installed between the parallel capacitor Cp connected to the secondary feeder and the load for supplying DC power, and the parallel capacitor Cp is connected in parallel.
  • the power factor of the secondary AC output that is output to the load side via the capacitor Cp is controlled by the PFC converter.
  • a circuit composed of a diode bridge and a boosting booster can be used.
  • the capacitors Csl and Cp2 constituting the resonance circuit do not depend on the load and have no load dependency.
  • the power factor of the power supply output is always 1, which has a high power factor and high conversion efficiency.
  • the power output power factor is always the same as the secondary load power factor.
  • the secondary voltage and the secondary current are determined only by the primary voltage, the primary current, the leakage reactance, and the excitation reactance, the value from the primary side to the secondary side is changed, and conversely, from the secondary side to the primary side.
  • the value of can be easily estimated, and the design of the contactless power supply system is easy.
  • the contactless power supply device of the present invention stably operates the entire system even when the number of secondary side pickups is plural.
  • the contactless power supply device of the present invention maintains the constant voltage characteristics and high power factor characteristics of the secondary output even when the secondary AC output is converted to DC and supplied to the load. Can do. Brief Description of Drawings
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a non-contact power feeding device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit of a non-contact power feeding unit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 Equivalent circuit in which the resistance of the non-contact power feeding unit in the first embodiment of the present invention is omitted.
  • ⁇ 4 Basic configuration (a) and equivalent circuit of the non-contact power feeding apparatus in the first embodiment of the present invention ( b)
  • FIG. 5 is an ideal transformer circuit equivalent to the non-contact power feeding unit in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing the characteristics of the device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a circuit configuration diagram of a non-contact power feeding device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is an equivalent circuit in which the resistance of the non-contact power feeding unit of the device according to the second embodiment of the present invention is omitted.
  • FIG. 9 shows a basic configuration (a) and an equivalent circuit (b) of a non-contact power feeding device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing the frequency characteristic (a) of the impedance Z in which the power supply of the apparatus in the first embodiment of the present invention is also seen, and the same frequency characteristic (b) of the apparatus in the second embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of a non-contact power feeding device according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram of a non-contact power feeding device according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing a mobile contactless power feeding device according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is an equivalent circuit of a non-contact power feeding unit according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a circuit configuration diagram of a contactless power feeding device according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is an equivalent circuit around an inductor according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a vector diagram showing the relationship between the AC voltage and current of the non-contact power feeding unit in the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a diagram showing a control circuit for a PWM converter according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a control method in the PWM converter according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a diagram for explaining a control method in the voltage-type pulse width control converter in the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 22 is a circuit configuration diagram when a low-pass filter of a non-contact power feeding device according to a sixth embodiment of the present invention is inserted.
  • FIG. 23 is a circuit configuration diagram of a contactless power feeding device according to a seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 24 is a diagram for explaining a control method in the PFC converter in the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 25 is a diagram showing a conventional mobile non-contact power feeding device
  • FIG. 26 is a diagram showing a conventional non-moving non-contact power feeding device
  • FIG. 27 is a diagram showing a conventional mobile contactless power feeding device that feeds direct current
  • FIG. 28 is a diagram showing a conventional non-moving non-contact power feeding device that feeds direct current
  • FIG. 1 shows a circuit configuration of the non-contact power feeding device according to the first embodiment of the present invention.
  • This apparatus includes a high-frequency AC power supply 3 and a non-contact power supply unit 10 that performs non-contact power supply of power output from the high-frequency AC power supply 3.
  • High-frequency AC power supply 3 is a three-phase AC power supply V
  • Rectifier 31 that rectifies three-phase AC, smoothing capacitor 32, and rectified current
  • a voltage source inverter 4 that generates a high frequency voltage, and supplies a non-contact power feeding unit 10 with an alternating current of several k to 100 KHZ.
  • the non-contact power feeding unit 10 is connected in parallel to the primary winding 1 and the secondary winding 2 constituting the transformer, the primary side capacitor C si connected in series to the primary winding 1 and the secondary winding 2.
  • a secondary capacitor Cp2 connected to, and a load ZL to which power is supplied.
  • Voltage open inverter 4 is well known! /, As shown in IGBT (Insulated Gate Bipolar Tran sistor) and other four main switches, and four freewheeling diodes (not shown) connected to each main switch. ON / OFF control to output. In FIG. 1, the description of the freewheeling diode is omitted (the same applies to FIGS. 11 and 12).
  • FIG. 2 is an equivalent circuit of the non-contact power feeding unit 10 in which the transformer is represented by a T-type equivalent circuit.
  • the input voltage on the primary side is VI
  • the input current is II
  • the capacitive reactance of the primary side capacitor Csl is xSl
  • the primary wire resistance (1) is rl
  • the primary leakage reactance is xl
  • the primary leakage reactance is xl
  • the secondary leakage reactance converted to the primary side is x2
  • the secondary winding resistance converted to the primary side is r2
  • the excitation reactance converted to the primary side is x0
  • the transformer iron converted to the primary side The resistance 0 represents the loss
  • the capacitance reactance of the secondary capacitor Cp2 converted to the primary side is xP2
  • the output voltage converted to the primary side is V2
  • the output current converted to the primary side is 12.
  • the equivalent circuit can be expressed as shown in FIG. 3, omitting the wire resistances rl and r2 and the iron loss rO from FIG. Figure 4 shows the basic configuration (a) and equivalent circuit (b) in this case in a form that can be compared with the conventional method.
  • a capacitor Csl is inserted in series with the primary winding 1, and a capacitor Cp2 is placed in parallel with the secondary winding 2, and the value of Cp2 is the secondary winding at the frequency of the AC power supply 3.
  • Cp2 is determined as shown in (Equation 16) in the equivalent circuit of Fig. 3 or Fig. 4 (b).
  • the value of Csl is determined as in (Equation 17) so that the term including the impedance j on the right side of the power supply becomes 0 in the equivalent circuit of FIG. 3 or FIG. 4 (b).
  • the secondary voltage V2 and the secondary current 12 are determined only by the primary voltage VI, the primary current 12 and the power ratio a.
  • the value, and conversely, the value from the secondary side to the primary side can be easily estimated.
  • the power source inverter 4
  • the power source seen from the secondary side is also a constant voltage source.
  • the power source is a constant current source, the power source seen from the secondary side is also a constant current source. Therefore, the design of the non-contact power feeding system becomes easy. This is particularly advantageous in applications where the load value varies greatly.
  • FIG. 6 shows the measurement results according to the characteristics of this non-contact power feeding device.
  • the primary voltage VI, the primary current II, and the secondary voltage when the resistance load R is changed to 50 ⁇ , 100 ⁇ , and 200 ⁇ without changing the primary voltage VI (constant) are used.
  • Voltage V2 and Each waveform of secondary current 12 is displayed.
  • Primary voltage VI shows a 50VZdiv square waveform on the vertical axis
  • primary current II shows a sine waveform on the vertical axis 2.OOAZdiv
  • secondary voltage V2 shows a sine waveform on the 5 OVZdiv vertical axis
  • secondary current 12 also shows a sine waveform.
  • the value of Csl is calculated from (Equation 17), and the value of Cp2 is calculated from (Equation 16) force.
  • the value determined by (Equation 16) (Equation 17) is ⁇ 40 Even if it deviates by about%, the characteristics are inferior, but it may be usable.
  • the resonant frequency generally changes in the resonant circuit.
  • the resonant frequency of the resonant circuit is reduced by the AC power supply frequency fO, the secondary output voltage V2, efficiency, and power factor of the power supply output decrease in the non-contact power supply device even if the primary input voltage VI is constant. Since the size of the contactless power supply and AC power supply is generally determined by (efficiency X power factor), in order to make the contactless power supply and AC power supply compact, the resonance frequency of the resonant circuit must be the AC power supply frequency. It is necessary not to deviate significantly from
  • the Csl value is less than ⁇ 40% from the value determined by (Equation 17), and the Cp2 value is (Equation 16). so If the deviation from the fixed value is ⁇ 40% or less, there is a case where it can be used even if the characteristics are degraded. On the contrary, if you shift more than 40%, you will not get the original performance!
  • the output of the high-frequency AC power source 3 may be a square wave or a sine wave, but the sine wave has less electromagnetic noise.
  • a filter may be inserted between the high-frequency AC power source 3 and the non-contact power feeding unit 10.
  • a current source inverter may be used for the inverter 4 of the high-frequency AC power source 3.
  • a power factor adjusting capacitor or a rear turtle may be added in parallel or in series to the primary side to improve the power factor.
  • power factor adjustment capacitors are often added to improve the power factor.
  • the added capacitor CL and series capacitor Csl can be combined into one capacitor.
  • Figure 7 shows the circuit configuration of this device.
  • This device includes a sine wave output inverter 9 as a means for generating a high frequency voltage of the high frequency AC power source 3, and a primary side capacitor Cpl connected in parallel to the non-contact power feeding unit 10 force primary winding 1 and And a secondary side capacitor Cs2 connected in series to the secondary feeder 2.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment (FIG. 1).
  • Fig. 8 is an equivalent circuit of the non-contact power feeding unit 10 in which the wire resistances rl and r2 and the iron loss rO are omitted
  • Fig. 9 shows the basic configuration (a) and equivalent circuit (b ) In a form that can be compared with the conventional method.
  • the capacitance reactance of the primary side capacitor Cpl is represented by ⁇ 1
  • the capacitance reactance of the secondary side capacitor Cs2 converted to the primary side is represented by xS2.
  • the value of the primary side parallel capacitor Cpl is determined so as to form a parallel resonance circuit with the self inductance of the primary winding, that is, (Equation 25).
  • the value of the secondary side series capacitor Cs2 is determined as shown in (Equation 26) so that the term including the impedance j on the right side of the power supply in the equivalent circuit of Fig. 8 or Fig. 9 (b) becomes 0. .
  • the secondary voltage V2 and the secondary current 12 are determined only by the primary voltage VI, the primary current 12 and the power ratio a, the value from the primary side to the secondary side is reversed, and conversely the primary side from the secondary side. Simplify the side value The same effects as in the first embodiment can be obtained, such as simple estimation.
  • the winding resistances rl and r2 and the resistance rO representing iron loss are respectively in the leakage reactances xl and x2 and the excitation reactance ⁇ , i: enough / J, and (rl ⁇ xl, r2 ⁇ x2, rO
  • Cpl and Cs2 may vary by ⁇ 40% from the values determined by (Equation 25) and (Equation 26).
  • the properties are inferior but usable.
  • Cpl is determined by (Equation 25) and Cs2 is determined by (Equation 26), and the values do not depend on the load.
  • the impedance Z of the load as seen from the power source is (Equation 27), and the force impedance having the ideal transformer characteristic is as follows. Does not have ideal transformer characteristics.
  • the configuration can be selected according to the application.
  • Fig. 10 (a) shows the Z frequency characteristics of the first embodiment (circuit of Fig. 1)
  • Fig. 10 (b) shows the Z frequency characteristics of the second embodiment (circuit of Fig. 7). Show.
  • the solid line indicates I Z I
  • the scale is displayed on the left vertical axis.
  • the dotted line indicates the Z phase, and its scale is displayed on the right vertical axis.
  • the horizontal axis displays the logarithmic frequency.
  • the impedance is reduced at the resonance frequency, Even when driven by a wave output inverter, currents II and 12 become sine waves and operate normally as shown in Fig. 6.
  • the impedance increases at the resonant frequency, when driven by a square wave output inverter, a large amount of current of frequency components other than the resonant frequency flows, and the current waveform is far from a sine wave. The characteristics are not good. For this reason, driving with a square wave output inverter should be driven with a sine wave output inverter that is not preferred.
  • a force using the sine wave output inverter 9, and a need to insert a tuning filter in front of the non-contact power feeding unit 10 arise. Therefore, the first embodiment is superior to the second embodiment in that the number of parts is smaller, and the efficiency is higher.
  • FIG. 11 shows the circuit configuration of this device.
  • an inductor La is added on the secondary side.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment (FIG. 1).
  • the equivalent circuit of the non-contact power feeding unit 10 is obtained by increasing the secondary leakage reactance x2 converted to the primary side of the equivalent circuit shown in FIGS. 2 to 4 of the first embodiment by xa (x2 + xa) can be seen. Therefore, the value of Cp2 is calculated by replacing x2 in (Equation 16) of the first embodiment with (x2 + xa).
  • the value of the inductor La that can be adjusted to the secondary side can raise the secondary voltage V2 to an appropriate value, and the frequency of the load side impedance Z as seen from the power supply alone.
  • the characteristics can also be adjusted.
  • a non-contact power feeding apparatus in which the setting of the secondary voltage (load voltage) V2 is changed by dividing the secondary side capacitor of the first embodiment will be described.
  • the circuit configuration of this device is shown.
  • the secondary parallel capacitor Cp2 of the first embodiment (FIG. 1) is divided into two, Cp2a and Cp2b, and the load ZL is installed in parallel with the parallel capacitor Cp2b.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment.
  • capacitors Cp2a and Cp2b are set so that the overall capacitor capacity when they are connected in series is equal to Cp2, that is, (Equation 34).
  • the secondary voltage (load voltage) V2 is reduced to an appropriate value. It is also possible to adjust the frequency characteristics of the impedance Z on the load side as seen from the power supply.
  • the secondary side may have m pickups (m> l).
  • R1 ⁇ R2
  • the pickups 61 and 62 have the same shape.
  • the parallel capacitor Cp2 connected in parallel to the secondary winding in the pickups 61 and 62 has the same value.
  • FIG. 14 shows an equivalent circuit of the circuit on the right side of PP ′ in FIG. For the sake of simplicity, ignore the wire resistance and iron core loss! / Speak.
  • the value C p2 of the parallel capacitor connected to the secondary winding of each pickup 61, 62 is set to form a resonance circuit with the self-inductance of the secondary winding of each pickup 61, 62.
  • V21: V22 R1: R2
  • a feature of the present invention is that the values of Csl and Cp2 do not depend on the load, and “ideal transformer characteristics” are established for the entire secondary load. Therefore, the voltage distribution on the secondary side can be easily understood, and measures can be easily taken when problems occur.
  • the first to fifth embodiments Because the transformer is almost equivalent to the ideal transformer, if the primary power source is a constant voltage source (the AC voltage does not depend on the load current), the secondary side AC output is Even if the load value changes or the number of pickups 61 and 62 increases as shown in Fig. 13, the voltage is kept constant. In addition, the power factor of the power supply output is always the same as the load power factor on the secondary side. Especially when the load is a resistive load, the output power factor of the power supply is always 1 even if the load value changes. Become.
  • the load including the diode rectifier 40 becomes a non-linear load, and the configuration of the first to fifth embodiments Even if is applied, excellent characteristics such as constant voltage characteristics and high power factor characteristics of the secondary side output are impaired.
  • FIG. 15 is an explanatory diagram when the configuration of the first embodiment is applied to the devices of FIG. 27 and FIG. 28.
  • the secondary AC output of the non-contact power feeding device of FIG. The figure shows the case of converting to DC and supplying to load ZL.
  • the transformer, the series capacitor Csl, and the parallel capacitor Cp 1 are collectively referred to as a transformer 41 with a resonant capacitor.
  • the secondary side AC voltage output from the transformer 41 with the resonant capacitor to the diode rectifier 40 is converted to V2, the secondary current is converted to DC, and the DC voltage is converted by the diode rectifier 40, and becomes almost constant by the smoothing capacitor C.
  • the diode of the diode rectifier 40 is turned on only during the period when the absolute value of the secondary AC voltage V2 is larger than the DC voltage Vd.
  • the load including the diode rectifier 40 is a non-linear load. In this case, even if the primary power supply is a constant voltage source, the constant voltage characteristics of the secondary output cannot be obtained, and the power factor of the power supply output cannot be kept high.
  • FIG. 16 shows a non-contact power feeding device of this embodiment.
  • This device includes a high-frequency AC power source 3, a transformer 41 with a resonant capacitor, an inductor 42, a self-excited converter 43, a smoothing capacitor C, and a load ZL.
  • a self-excited converter 43 is arranged via an inductor 42 between them.
  • this non-contact power feeding apparatus uses an inductor 42 and a self-excited converter 43 instead of the diode rectifier 40, and is different in that!
  • Self-excited converter 43 includes four main switches and four main switches connected in parallel to each main switch. Each freewheeling diode is connected so that the emitter power of each main switch also allows reverse current in the collector direction.
  • the main switch consists of devices such as IGBTs, MOSFETs, GTO thyristors, and power transistors that have self-extinguishing capabilities, and can be commutated by the converter itself.
  • the self-excited converter 43 is a voltage-type self-excited inverter. As is well known, the self-excited inverter performs reverse conversion from DC to AC (inverter operation) and reverse conversion of power flow to forward conversion from AC to DC (converter operation). It is possible. A self-excited inverter performing a converter operation is also called a “self-excited converter”. For this reason, in this specification, they are collectively referred to as “self-excited converters”.
  • V the secondary AC voltage across AA 'of transformer 41 with resonant capacitor is V2
  • the secondary AC current flowing through inductor 42 is 12
  • the current voltage is V3
  • the DC voltage that is converted to DC by the self-excited converter 43 and set to be almost constant by the smoothing capacitor C is Vd.
  • the secondary AC voltage V2 has a substantially sine waveform by setting the capacitor Cp2 of the transformer 41 with the resonant capacitor as shown in (Equation 16) and setting the capacitor Csl as shown in (Equation 17). .
  • the self-excited converter 43 switches the main switch so that the DC voltage Vd is maintained at a constant value and the secondary AC current I2 is a sine wave in phase with the secondary AC voltage V2. The timing of is controlled.
  • the amplitude and phase of the secondary AC current 12 can be changed by controlling the magnitude and phase of the AC voltage V3 at the AC input terminal CC of the self-excited converter 43. This will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 17 is an equivalent circuit showing AC voltages V 2 and V 3 applied to inductor (42) L and secondary AC current 12 flowing through inductor L.
  • the AC voltage V3 is shown as an AC voltage obtained by reverse conversion of the self-excited comparator 43 from the DC voltage Vd.
  • the fundamental wave of this AC voltage V3 can be brought close to a sine waveform of frequency fO by switching control of the main switch.
  • the secondary AC current 12 flowing through the inductor L is The AC voltage V2 and the AC voltage V3 are determined by the magnitude and phase, and the AC voltage V3 is changed to change the voltage (V2-V3) applied to the inductor L, thereby controlling the secondary AC current 12 I understand that I can do it.
  • FIG. 18 is a vector diagram of the circuit of FIG.
  • the vector (j co OLI2) indicating the voltage drop of the inductor L indicates that the magnitude is co OLI2 and is perpendicular to the vector V2 of the AC voltage V2.
  • the combined vector of the vector V3 of the AC voltage V3 and the vector (j co OLI2) coincides with the vector V2, that is, as shown in (Equation 38),
  • V2 j co OLI2 + V3 (Equation 38)
  • the self-excited converter 43 is used to control the AC voltage V3 to have the magnitude and phase ⁇ shown in FIG. 18, the secondary AC current 12 is in phase with the secondary AC voltage V2.
  • the power factor of AC output is 1, and the right side from AA 'in Fig. 16 is equivalent to a resistive load.
  • FIG. 19 shows a control circuit for self-excited converter 43.
  • This control circuit includes a voltage / phase detection circuit 51 that detects the voltage and phase of the secondary AC voltage V2, a current detection circuit 52 that detects the secondary AC current 12 flowing through the inductor 42, and a converted DC current.
  • a voltage detection circuit 53 that detects the voltage Vd
  • a self-excited converter control circuit 54 that generates a switching signal of the main switches Ql, Q2, Q3, and Q4 based on the detected value, and a main switch based on the switching signal
  • a gate drive circuit 55 for driving Ql, Q2, Q3, and Q4.
  • the self-excited converter control circuit 54 generates a switching signal by, for example, a PWM (Pulse Width Modulation) method.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the sine wave (signal wave) eO and the triangular carrier wave es are compared, and the main switches Ql, Q2, Q3, Q4 switching signal is output. With this switch signal,
  • this large number of pulse trains form a pseudo sine wave, and the amplitude and frequency of the sine wave can be varied by changing the number of pulses, interval, pulse width, etc. .
  • the self-excited converter control circuit 54 compares the DC voltage Vd detected by the voltage detection circuit 53 with a predetermined value, and supplies the voltage of the smoothing capacitor C from the AC power source in order to keep the voltage of the smoothing capacitor C at a predetermined value. Calculate the amplitude I of the power current. Then, a current command value having the same phase as the AC voltage V2 detected by the voltage phase detection circuit 51 and an amplitude of I is generated, and the current 12 detected by the current detection circuit 52 follows the current command value.
  • the command value of AC voltage V3 is calculated as follows, and this command value is used as a signal wave to generate switching signals for the main switches Ql, Q2, Q3, and Q4 using the PWM method.
  • the self-excited converter 43 can keep the DC voltage Vd constant and control the power factor of the secondary AC output to 1.
  • the primary power source is a constant voltage source
  • the secondary voltage V2 becomes substantially constant. Even if there are a plurality of secondary loads, the sum of the secondary voltages V2 is substantially constant regardless of the load power.
  • a converter using the PWM method is called a PWM converter, and is usually used when it is necessary to regenerate power to the power supply by connecting to a power supply of commercial frequency (50Hz, 60Hz).
  • This PWM converter has the features of high power factor and low harmonic current.
  • using a PWM converter with this feature, “if the high-frequency power supply is a constant voltage source, the secondary AC output voltage will be constant even if the load value changes. The feature of “become” is maintained.
  • the frequency fO of the high-frequency power supply 3 is as high as 1kHz to: LOOkHz, so the frequency of the signal wave eO of the PWM converter shown in Fig. 20 (a) is the same as fO.
  • the frequency of the wave es should be chosen to be one digit higher than fO. Therefore, the operating frequency of the semiconductor switches Q1 to Q4 is extremely high.
  • a voltage source pulse width control converter may be used.
  • the semiconductor switches Q1 to Q4 that give the ON signal are switched as shown in Fig. 21 (a).
  • the AC voltage at the AC input terminal CC ′ of the self-excited converter 43 is a pseudo sine wave shown in FIG. 21 (b).
  • a low-pass filter 24 may be inserted between the inductor 42 and the self-excited converter 43 as shown in FIG.
  • self-excited converter 43 a single-phase power multi-phase converter can be used.
  • a current-type self-excited converter may be used.
  • a PFC (Power Factor Correction) converter is used as the second method for converting the AC output of the secondary winding to DC and supplying it to the load.
  • a non-contact power feeding device will be explained.
  • a PFC converter connects a switching circuit (DC chopper) after the rectifier circuit, and converts the DC voltage rectified by the rectifier circuit into a DC voltage of a predetermined level by the switching circuit.
  • FIG. 23 shows the non-contact power feeding device of this embodiment.
  • This device has a high-frequency AC power source 3, a transformer 41 with a resonant capacitor, a low-pass filter 24, a PFC converter 25 that combines a diode rectifier 40 and a step-up chopper 26, a smoothing capacitor C, and a load ZL.
  • a PFC comparator 25 is arranged between the transformer 41 with a resonant capacitor and the load ZL.
  • the low-pass filter 24 may be installed when the input voltage waveform to the PFC converter 25 needs to be closer to a sine wave.
  • the PFC converter 25 controls the ON / OFF of the switch S of the step-up chopper 26 to bring the input AC current 12 closer to a sine wave and to change the phase of the input AC current 12 to two. It can be almost the same as the phase of the secondary AC voltage V2.
  • Figure 24 shows the relationship between V2, rear tuttle current I, and input AC current 12 when boost chopper 26 is operated in the current discontinuous mode during the half cycle of secondary AC voltage V2 at frequency fO. Is shown.
  • the waveform of the current 12 is the same as the rear tuttle current I, and the average current value of the input AC current 12 is
  • the sine wave has the same phase as the secondary AC voltage V2.
  • the right side of AA 'in Fig. 23 is equivalent to the resistance load.
  • the output voltage of the PFC converter 25 becomes larger than the maximum value of the secondary side AC voltage V2.
  • the right side of AA 'in Fig. 23 is equivalent to a resistive load, so the power factor of the secondary AC output is 1, and the power supply on the primary side is constant. If the voltage source is used, the secondary voltage V2 becomes substantially constant even if the AC secondary current 12 increases. Even if the number of secondary loads becomes plural, the sum of the secondary voltages V2 is substantially constant regardless of the load power. A substantially constant DC voltage is supplied to the load ZL.
  • FIG. 23 there are various circuits in the power PFC converter showing a typical PFC converter in which the diode rectifier 40 and the step-up chipper 26 are combined as the PFC converter 25 in FIG. With this non-contact power feeding device, the same effect can be basically obtained regardless of which circuit of the PFC converter is used.
  • the non-contact power feeding device of the present invention is widely applied to various devices in which the non-contact power feeding device has been conventionally used, such as a moving vehicle such as a transport vehicle and an elevator in a factory, or a cordless household appliance or a portable device. Therefore, it is possible to improve the characteristics and achieve high efficiency, high power factor, and no load dependency.

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Abstract

【課題】高効率、高力率、無負荷依存性を備えた非接触給電装置を提供する。 　【解決手段】交流電源３で駆動される一次巻線１に直列コンデンサＣｓ１を接続し、二次巻線２に並列コンデンサＣｐ２を接続し、電源周波数ｆ０、一次巻線１の一次漏れリアクタンスｘ１、二次巻線２の一次側に換算された二次漏れリアクタンスｘ２、一次側に換算された励磁リアクタンスｘ０とするとき、Ｃｐの値を、 　　Ｃｐ≒１／｛２πｆ０×（ｘ０＋ｘ２）｝ 　一次側に換算したＣｓの値を、 　　Ｃｓ≒（ｘ０＋ｘ２）／｛２πｆ０×(ｘ０×ｘ１＋ ｘ１×ｘ２＋ｘ２×ｘ０)｝ に設定する。このようにＣｐ及びＣｓの値を設定すると、非接触給電装置のトランスは、理想トランスと略等価になる。電圧形インバータで駆動すれば、出力電圧（＝負荷電圧）は負荷の値が変わってもほぼ定電圧となり、抵抗負荷（ＺＬ＝Ｒ）の場合には、負荷の値が変わっても、電源出力の力率は常にほぼ１となる。

Description

明 細 書
非接触給電装置
技術分野
[0001] この発明は、非接触で移動体あるいは電気機器に給電を行う非接触給電装置に関 する。
背景技術
[0002] 工場の搬送車やエレベータなどの移動体に対して、非接触で電力を供給すれば、 トロリー給電方式における接点磨耗や接点火花の問題、ケーブル給電方式における ケーブルの保持や力もまりなどの問題がなくなり、保守も容易になる。そのため、近年 、トランスの原理を応用して、電磁誘導作用により一次卷線から二次卷線に非接触で 電力を給電する非接触給電装置が開発され、実用化されている。
[0003] 図 25は、移動体に非接触給電を行うために開発された装置を示している。この装 置は、周波数 fOの交流を出力する交流電源と、移動体の移動経路に設置され、トラ ンスの一次卷線として作用する給電線 5と、一次卷線と共に並列共振回路を構成す るコンデンサ Cplとを備えており、移動体側が、給電線 5から非接触で電力を取得す るピックアップ 6と、ピックアップ 6内に保持された二次卷線 2と、二次卷線 2のコア 7と 、移動体の負荷 ZLと、二次卷線 2と共に並列共振回路を構成するコンデンサ Cp2と を備えている。
この装置では、電力が交流電源力 給電線 5に出力され、給電線 5に非接触の二 次卷線 2を通じて、移動体の負荷 ZLに供給される。
[0004] また、図 26は、コードレス化された家電製品や携帯機器の充電のために採用され ている非移動型非接触給電装置を示している。この装置は、一次卷線 1及び二次卷 線 2のそれぞれがコア 7に卷回されており、一次卷線 1から、家電製品や携帯機器側 の二次卷線 2に、電磁誘導作用により電力が送られる。
また、図 27は、図 25の非接触給電装置において、移動体側に、さらにダイオード 整流器 40と平滑コンデンサ Cとを設け、負荷 ZLに対して直流を給電する装置を示し ている。この装置では、二次卷線 2の交流出力が、ダイオード整流器 40で直流に変 換されて負荷 ZLに供給される。
また、図 28は、図 26の非移動型非接触給電装置において、家電製品や携帯機器 側の二次側にダイオード整流器 40と平滑コンデンサ Cとを設け、負荷 ZLに対して直 流を給電する装置を示して ヽる。
[0005] これらの非接触給電装置は、トランスと同じ等価回路で表すことができるが、密結合 トランスと違って、一次側と二次側との間に空隙が存在するため、結合係数が低ぐ 大きな漏れインダクタンスが発生する。その解決に向け、従来の非接触給電装置で は、共振回路を用いて変換効率の改善を図っている。
[0006] 従来の非接触給電装置の共振回路について説明する。
なお、この明細書及び図面では、一次卷線の卷数を Nl、二次卷線の卷数を N2、 卷数比を n=NlZN2で表す。
図 29(a)は、下記非特許文献 1に記載された非接触給電装置の回路構成であり、 一次側及び二次側に並列共振回路が設けられている。図 29(a')は、この回路の等 価回路であり、トランスを T形等価回路で表している。
この等価回路では、電源出力の角周波数を ω0( = 2 πίθ)、そのときのトランスの一 次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に 換算された励磁リアクタンスを χθで表している。従って、一次漏れインダクタンスを 11 、一次側に換算された二次漏れインダクタンスを 12、一次側に換算された励磁インダ クタンス (相互インダクタンス）を 10とすると、 xl、 χ2、 χθは (数 1)〜（数 3)の関係にあ る。
χ1=ω0 XII (数 1)
χ2=ω0 X12 (数 2)
χΟ=ωΟ X10 (数 3)
[0007] また、 xPlは、電源出力の角周波数が ω0( = 2 πίθ)のときの一次側コンデンサの 容量リアクタンス、 χΡ2は、そのときの一次側に換算された二次側コンデンサの容量リ ァクタンスである。一次側コンデンサの値を Cpl、二次側コンデンサの一次側に換算 した値を Cp2とすると、 xPl及び xP2は (数 4) (数 5)の関係にある。
χΡ1 = 1/(ωΟΧΟρ1) (数 4)
Figure imgf000005_0001
(数 5)
なお、一次側に換算されていない実際の二次側コンデンサの値を Cp2'とすると、
Cp2'=n XCp2 (数 6)
の関係にある。また、一次側に換算されて 、な 、励磁インダクタンス (相互インダクタ ンス）を 10 'とすると、
10=nXlO， （数 7)
の関係にあり、また、一次卷線の自己インダクタンスを Ll、一次側に換算されていな い二次卷線の自己インダクタンスを L2とすると、
11=L1-10 (数 8)
12=(n2XL2)— 10 (数 9)
の関係にある。ここで、 nは卷数比であり、卷数比が n=lであれば、一次側に換算さ れて 、な 、値と換算した値とは同じ値になる。
[0008] 非特許文献 1の方式では、一次側のコンデンサが一次卷線の自己インダクタンスと 共振回路を構成し (つまり、 xPl=xO+xlとなるように)、また、二次側のコンデンサ が二次卷線の自己インダクタンスと共振回路を構成するように（つまり、 xP2=xO+x 2となるように）、各部の値を設定している。
[0009] また、図 29 (b)は、電流形インバータのように、周波数 fOの電流を出力する電流源 を電源として用いることにより、一次側の共振回路を省略した回路構成を示している。 図 29(b')は、その等価回路であり、 xl、 x2、 x0、 xP2は、図 29 (a')の場合と同じ意 味を持つ。
[0010] また、図 29 (c)は、下記非特許文献 2に記載された非接触給電装置の回路構成を 示し、図 29(c')は、その等価回路を示している。この装置は、二次側に、一次側に 換算した値が Cs2の二次側コンデンサを有して!/、る。この二次側コンデンサの一次 側に換算した容量リアクタンス xS2は、電源出力の角周波数が ω0( = 2πί0 )である とき、 Cs2に対して (数 10)の関係にある。
Figure imgf000005_0002
(数 10)
また、一次側に換算されていない実際の二次側コンデンサの値を Cs2'とすると、 Cs2'=n XCs2 (数 11) の関係にある。なお、図 29 (c' )の xl、 χ2、 χθは、図 29 (a' )の場合と同じ意味を持 つ。
非特許文献 2の方式では、励磁リアクタンス χθを無視して、一次漏れリアクタンス xl と二次漏れリアクタンス x2と二次側コンデンサとが直列共振回路を構成するようにコ ンデンサ CS2を設定している（つまり、 xS2=xl +x2とする)。
[0011] また、図 29 (d)は、下記特許文献 1に記載された非接触給電装置の回路構成を示 し、図 29 (d，）は、その等価回路を示している。図 29 (d，）の xl、 x2、 xO、 xPl、 xS2 は、図 29 (a' )及び図 29 (c' )の場合と同じ意味を持つ。
特許文献 1の方式では、励磁リアクタンス χθと二次漏れリアクタンス x2と二次側コン デンサ Cs2とで直列共振回路を構成し（つまり、 1Z ( ω 0 X Cs2) =xS2=xO+x2と する)、さらに、前記直列共振回路が電源出力の基本周波数に同調して共振するよう に Cplの値を選択する。
[0012] この等価回路では、 1Z ( O O X CS2) =XS2=XO +X2としているため、負荷が抵抗 R (ZL=R)の場合に、図 29 (d，）の AA，より右の回路のインピーダンス ZAが、
ZA=x02/R+j (xO+xl) (数 12)
になる。特許文献 1には、さらに ZAを、合成負荷抵抗 R"と合成インダクタンスとの並 列回路に変換し、その回路が Cplと並列共振回路を構成するよう Cplの値を決める と、 Cplを含む回路全体が簡素な等価回路に転換できると記述され、そのときの合成 負荷抵抗 R"が (数 13)で与えられると記述されている。
R" =R (xO+xl) 2/x02 (数 13)
しかし、この式には、後述するように、 x02ZRが抜けている。
特許文献 1：特開 2002— 320347号公報
特干文献 1： A.W.ureen and J. T. Boys, 10kHz Inductively Coupled Power Transf er - Concept and Control", Power Electronics and Variable-Speed Drives, 26- 28 Oc t.， 1994, Conf. Publication No. 399, IEE
非特許文献 2：綾野,長瀬,稲葉,「高効率非接触給電措置の検討」，電気学会論文誌 D , 123卷， 3号， 2003
発明の開示 発明が解決しょうとする課題
[0013] 非接触給電装置は、結合係数が低ぐ漏れインダクタンスが大きいため、高周波電 源を採用し、また、直列あるいは並列のコンデンサを追加して共振回路を構成し、二 次電圧（出力電圧)を高くすると共に、一次の入力力率を 1に近づけて無効電流を減 らし、効率向上と電源及び非接触給電装置の小型化を図っている。
また、非接触給電装置は、一般に負荷が変動する用途に多く用いられるため、負 荷変動の影響を受けに《(即ち、 "無負荷依存性"を持ち）、常に効率が高く安定な 回路が望まれている。
また、どのような非接触給電装置に対しても適用可能で、良好な特性 (高効率、高 力率、無負荷依存性)を持つ共振回路の構成とその設計法の確立が望まれて ヽる。
[0014] これらの観点から上記従来技術の問題点について述べる。
図 29 (a)の方式や図 29 (c)の方式は、図 29 (a' )や（c ' )に示すトランスの等価回 路の一部を省略あるいは簡略ィ匕して共振回路のコンデンサの値を決めており、このよ うな省略や簡略ィ匕が可能なトランス定数を持つ場合でないと良好な特性は得られず 、一般性に欠けると言う問題がある。特性改善の余地もあると思われる。
図 29 (b)の方式は、電源出力の力率が悪ぐ電源の利用効率に問題がある。
[0015] 図 29 (d)の方式は、等価回路を省略することなく共振回路を決定しており、抵抗負 荷の場合 (即ち、線形負荷の場合）には入力力率が 1になる。しかし、共振回路を構 成するコンデンサの値の決定法には改善の余地がある。この方法では、 2次卷線 (χθ と x2)とコンデンサ (Cs2)とからなる直列共振回路が電源出力の基本周波数と同調し て共振するように一次側コンデンサ Cplの値を選択している力 それに従えば、 Cs2 の値は、 1/ ( CO O X CS2) =xS2=xO+x2の関係を満たすように、また、 Cplの値は 、（数 14)の関係を満たすように設定する必要がある。
1/( ω Ο Χ Ορ1)=χΡ1
=xO+xl +xOV{R2 (xO+xl) } (数 14)
この関係は、図 29 (d' )の等価回路で電源より右のインピーダンスを求め、その j成 分が 0になる条件力 導くことができる。
[0016] (数 14)は、負荷 Rの値が変わる場合に、 Cplの値も変更する必要があることを示し ており、 Cplの値を固定にすると、負荷 Rの変動により特性が劣化する恐れがある。 また、等価回路に (数 12)及び (数 14)の値を代入して、電源から見た負荷のインピ 一ダンス Zを算出すると、（数 15)に示す値となる。
Z = x02/R + R (xO + X 1 ) xO2 (数 15)
((数 15)と (数 13)とを比較して分力るように、特許文献 1の記述では、 x02ZRが抜け ている。）
この Zの値は、理想トランス特性とは異なる特性を示して！/、る。
[0017] 本発明は、こうした従来の問題点を解決するものであり、高効率、高力率、無負荷 依存性を備えた非接触給電装置を提供することを目的として!ヽる。
課題を解決するための手段
[0018] 本発明では、交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた二次卷 線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置に、一次卷線または二次 卷線の一方に直列に接続する直列コンデンサと、一次卷線または二次卷線の他方 に並列に接続する並列コンデンサとを設け、交流電源の周波数を fOとし、周波数 fO における一次卷線及び二次卷線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスを xl、 一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタン スを χθとするとき、
一次側に換算した並列コンデンサの値 Cpを、
Ορ = 1/{2πίΟΧ (χΟ+Χ)}
に設定し、一次側に換算した直列コンデンサの値 Csを、
Cs=(xO+X)/{2wfOX(xOXxl+ xl Χχ2 + χ2ΧχΟ)}
(但し、 Xは、並列コンデンサ力 一次卷線に並列に接続されているときには xl、二 次卷線に並列に接続されているときには χ2とする）
に設定している。
このように Cp及び Csの値を設定すると、非接触給電装置のトランスは、理想トランス と略等価になる。
[0019] また、本発明の非接触給電装置では、
Figure imgf000008_0001
χ1Χχ2+ χ2ΧχΟ)} とするとき、直列コンデンサの値 Csを、
(1-0.4)CsO≤Cs≤ (1 + 0.4)CsO
の範囲内に設定している。
直列コンデンサの値 Csが CsO力もずれると共に特性は劣化するが、 ±40%程度ま では使用可能な場合もある。
[0020] また、本発明の非接触給電装置では、
ΟρΟ=1/{2πίΟΧ (χΟ+Χ)}
とするとき、並列コンデンサの値 Cpを、
(1-0.4)CpO≤Cp≤ (1 + 0.4)CpO
の範囲内に設定している。
並列コンデンサの値 Cpが CpOからずれると共に特性は劣化する力 ±40%程度ま では使用可能な場合もある。
[0021] また、本発明では、交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた 二次卷線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置に、一次卷線に直 列に接続された直列コンデンサと、二次卷線に並列に接続された並列コンデンサと、 二次卷線と並列コンデンサとの間に直列接続されたインダクタと、並列コンデンサと 並列に接続された負荷とを設け、交流電源の周波数を foとし、周波数 fOにおける一 次卷線及び二次卷線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換 算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを x0、一 次側に換算されたインダクタのリアクタンスを xaとするとき、
直列コンデンサの値 Csを、
Cs （χΟ+Υ)/{2πίΟΧ(χΟΧχ1+ χΙΧΥ+ΥΧχΟ)}
(但し、 Υは、 x2 + xaとする）
に設定し、並列コンデンサの値 Cpを、二次卷線及びインダクタとともに共振回路を構 成するように設定している。
このように、二次側にインダクタをカ卩えることにより、二次電圧を適当な値に上げるこ とができ、また、電源力も見た負荷側のインピーダンスの周波数特性も調整できる。
[0022] また、本発明の非接触給電装置では、一次卷線に直列に接続された直列コンデン サと、二次卷線に並列に接続された並列コンデンサと、二次卷線と並列コンデンサと の間に直列接続された二次側直列コンデンサと、並列コンデンサと並列に接続され た負荷とを設け、 交流電源の周波数を fOとし、周波数 fOにおける一次卷線及び二 次卷線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次 漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを χθとするとき、 直列コンデンサの値 Csを、
Cs （χΟ+Υ) /{2 π ίΟ Χ (χΟ Χ χ1 + χΙ ΧΥ+ΥΧ χΟ)}
(但し、 Υは、 χ2とする）
に設定し、並列コンデンサ及び二次側直列コンデンサの値を、並列コンデンサと二 次側直列コンデンサとを直列接続した全体のコンデンサの値じ が、二次卷線ととも に共振回路を構成するように設定している。
このように、二次側の並列コンデンサを 2つに分割することにより、二次電圧 (負荷 電圧)を適当な値に下げることができ、また、電源から見た負荷側のインピーダンスの 周波数特性も調整できる。
[0023] また、本発明の非接触給電装置では、一次卷線及び二次卷線の少なくとも一方が コアに卷回されている。
卷線をフ ライト等のコアに巻くことで非接触給電の効率が向上する。
[0024] また、本発明では、交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた 同一形状の m個 (m> 1)の二次卷線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触 給電装置に、 一次卷線に直列に接続された直列コンデンサ Csと、二次卷線の各々 に並列に接続された m個の並列コンデンサ Cpとを設け、交流電源の周波数を fOとし 、一次卷線と二次卷線とで構成される m個のトランスの各々における周波数 fOでの一 次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に 換算された励磁リアクタンスを χθとするとき、
二次卷線の各々に接続する並列コンデンサの一次側に換算した値 Cpを、 Ορ = 1/{2 π ίΟ Χ (χ0 + χ2) }
に設定し、直列コンデンサの値 Csを、
Cs= (x0+x2) /{m X 2 π f 0 X (χθ X xl/m+xl X x2/m+x2 X xO) } に設定している。
このように Cp及び Csの値を設定すると、二次卷線が複数の場合でも、非接触給電 装置のトランスは、理想トランスと略等価になる。そのため、二次側のピックアップの個 数が複数の場合でもシステム全体が安定的に動作する。
[0025] また、本発明の非接触給電装置では、二次卷線に接続した並列コンデンサ Cpと、 直流電力を供給する負荷との間に、インダクタを介して自励式コンバータを設置し、 並列コンデンサ Cpを介して負荷側に出力される二次側交流出力の力率を自励式コ ンバータで制御している。
このように、交流力 直流への変換に自励式コンバータを用いる場合は、二次側交 流の出力先が等価的に抵抗負荷となるように制御することができる。この場合、電源 出力の力率は 1となり、電源が定電圧源であれば、二次側交流出力の電圧は負荷に 依存せず一定となる。
[0026] この非接触給電装置では、二次側交流出力の電圧の大きさ及び位相、並びにイン ダクタを流れる電流の大きさに基づいて、自励式コンバータの交流入力端子におけ る交流電圧の大きさ及び位相を制御する。
[0027] 自励式コンバータには、 PWM (Pulse Width Modulation)コンバータまたは電圧开 パルス幅制御コンバータを用いることができる。
[0028] また、本発明の非接触給電装置では、二次卷線に接続した並列コンデンサ Cpと、 直流電力を供給する負荷との間に、 PFC (Power Factor Correction)コンバータを設 置し、並列コンデンサ Cpを介して負荷側に出力される二次側交流出力の力率を PF Cコンバータで制御して 、る。
このように、交流力 直流への変換に PFCコンバータを用いても、二次側交流の出 力先が等価的に抵抗負荷となるように制御することができる。
[0029] PFCコンバータとしては、ダイオードブリッジと昇圧チヨツバと力 成る回路を用いる ことができる。
発明の効果
[0030] 本発明の非接触給電装置は、共振回路を構成するコンデンサ Csl及び Cp2が負 荷に依存せず、無負荷依存性を備えている。 また、抵抗負荷の場合には、負荷の値が変わっても、電源出力の力率は常に 1であ り、高力率を有し、変換効率が高い。また、負荷がリアクタンス分を持つ場合であって も電源出力の力率は二次側の負荷力率と常に同じになる。
[0031] また、二次電圧及び二次電流が、一次電圧、一次電流、漏れリアクタンス及び励磁 リアクタンスだけで決まるため、一次側から二次側の値を、また、逆に二次側から一次 側の値を簡単に推定でき、非接触給電システムの設計が容易である。
[0032] また、本発明の非接触給電装置は、二次側のピックアップの個数が複数の場合で もシステム全体が安定的に動作する。
[0033] また、本発明の非接触給電装置は、二次側交流出力を直流に変換して負荷に供 給する場合でも、二次側出力の定電圧特性や高力率特性を維持することができる。 図面の簡単な説明
[0034] [図 1]本発明の第 1の実施形態における非接触給電装置の回路構成図
[図 2]本発明の第 1の実施形態における非接触給電部の等価回路
[図 3]本発明の第 1の実施形態における非接触給電部の抵抗を省略した等価回路 圆 4]本発明の第 1の実施形態における非接触給電装置の基本構成 (a)と等価回路 (b)
[図 5]本発明の第 1の実施形態における非接触給電部と等価な理想トランス回路
[図 6]本発明の第 1の実施形態における装置の特性を示す波形図
[図 7]本発明の第 2の実施形態における非接触給電装置の回路構成図
[図 8]本発明の第 2の実施形態における装置の非接触給電部の抵抗を省略した等価 回路
[図 9]本発明の第 2の実施形態における非接触給電装置の基本構成 (a)と等価回路 (b)
[図 10]本発明の第 1の実施形態における装置の電源力も見たインピーダンス Zの周 波数特性 (a)と、第 2の実施形態における装置の同周波数特性 (b)を示す図
[図 11]本発明の第 3の実施形態における非接触給電装置の回路構成図
[図 12]本発明の第 4の実施形態における非接触給電装置の回路構成図
[図 13]本発明の第 6の実施形態における移動型非接触給電装置を示す図 [図 14]本発明の第 6の実施形態における非接触給電部の等価回路
[図 15]共振コンデンサ付きトランスの出力電圧を整流器で直流電圧に変換して負荷 に供給する場合の等価回路
[図 16]本発明の第 6の実施形態における非接触給電装置の回路構成図
[図 17]本発明の第 6の実施形態におけるインダクタ周辺の等価回路
[図 18]本発明の第 6の実施形態における非接触給電部の交流電圧と電流との関係 を示すベクトル図
[図 19]本発明の第 6の実施形態における PWMコンバータの制御回路を示す図 [図 20]本発明の第 6の実施形態における PWMコンバータでの制御方式を説明する 図
[図 21]本発明の第 6の実施形態における電圧形パルス幅制御コンバータでの制御方 式を説明する図
[図 22]本発明の第 6の実施形態における非接触給電装置のローパスフィルタを挿入 した場合の回路構成図
[図 23]本発明の第 7の実施形態における非接触給電装置の回路構成図
[図 24]本発明の第 7の実施形態における PFCコンバータでの制御方式を説明する図
[図 25]従来の移動型非接触給電装置を示す図
[図 26]従来の非移動型非接触給電装置を示す図
[図 27]従来の直流を給電する移動型非接触給電装置を示す図
[図 28]従来の直流を給電する非移動型非接触給電装置を示す図
[図 29]従来の非接触給電装置の基本構成と等価回路
符号の説明
1 一次卷線
2 二次卷線
3 高周波交流電源
4 電圧形インバータ
5 給電線
6 ピックアップ 7 コア
8 整流器
9 正弦波出力インバータ
10 非接触給電部
24 ローノ スフイノレタ
25 PFCコンバータ
26 昇圧チヨッパ
31 整流器
32 平滑コンデンサ
40 ダイオード整流器
41 共振コンデンサ付きトランス
42 インダクタ
43 自励式コンバータ
51 電圧 ·位相検出回路
52 電流検出回路
53 電圧検出回路
54 自励式コンバータ制御回路
55 ゲート駆動回路
61 ピックアップ
62 ピックアップ
Csl 一次側直列コンデンサ
Cp2 二次側並列コンデンサ
Cpl 一次側並列コンデンサ
Cs2 二次側直列コンデンサ
Cp2a 二次側並列コンデンサ
Cp2b 二次側並列コンデンサ 一次側に換算された二次電流 La インダクタ
VI 一次電圧
V2 一次側に換算された二次電圧
V 三相交流電源
AC
ZL 負荷
rO —次側に換算された励磁抵抗 (鉄損）
rl 一次卷線抵抗
r2 一次側に換算された二次卷線抵抗
χθ 一次側に換算された励磁リアクタンス
xl 一次漏れリアクタンス
x2 一次側に換算された二次漏れリアクタンス
xPl 一次側並列コンデンサのリアクタンス
xP2 二次側並列コンデンサのリアクタンス（一次側に換算された値）
xSl 一次側直列コンデンサのリアクタンス
xS2 二次側直列コンデンサのリアクタンス（一次側に換算された値）
発明を実施するための最良の形態
[0036] (第 1の実施形態）
図 1は、本発明の第 1の実施形態における非接触給電装置の回路構成を示してい る。
この装置は、高周波交流電源 3と、高周波交流電源 3から出力された電力の非接触 給電を行う非接触給電部 10とを備えている。高周波交流電源 3は、三相交流電源 V
A
と、三相交流を整流する整流器 31と、平滑コンデンサ 32と、整流された電流を用い
C
て高周波電圧を発生する電圧形インバータ 4とを備えており、非接触給電部 10に数 k〜100KHZ程度の交流を供給する。また、非接触給電部 10は、トランスを構成す る一次卷線 1及び二次卷線 2と、一次卷線 1に直列に接続された一次側コンデンサ C siと、二次卷線 2に並列に接続された二次側コンデンサ Cp2と、電力が供給される負 荷 ZLとを備えている。
[0037] 電圧开インバータ 4は、よく知られて!/、るように、 IGBT (Insulated Gate Bipolar Tran sistor)等カゝら成る 4つの主スィッチと、各主スィッチに接続された 4つの還流ダイォー ド (不図示）とを具備し、主スィッチは、インバータカも方形波や略正弦波形の交流を 出力するようにオン'オフ制御される。なお、図 1では還流ダイオードの記載を省略し ている（図 11及び図 12についても同様である）。
[0038] 図 2は、トランスを T形等価回路で表した非接触給電部 10の等価回路である。この 等価回路では、一次側の入力電圧を VI、入力電流を II、一次側コンデンサ Cslの 容量リアクタンスを xSl、一次卷線 1の卷線抵抗 (銅損）を rl、一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された二次卷線 2の卷線抵抗を r2、一次側に換算された励磁リアクタンスを x0、一次側に換算された トランスの鉄損を表す抵抗 0、一次側に換算された二次側コンデンサ Cp2の容量 リアクタンスを xP2、一次側に換算された出力電圧を V2、一次側に換算された出力 電流を 12で表している。
[0039] 卷線抵抗 rl、 r2や鉄損を表す抵抗 rOが、それぞれ漏れリアクタンス xl、 x2や励磁 リアクタンス χθに比べ十分小さい場合、即ち、 rl < <xl、 r2< <x2、 r0< <x0の場 合、等価回路は、図 2から卷線抵抗 rl、r2と鉄損 rOとを省略して、図 3のように表すこ とができる。また、図 4は、この場合の基本構成 (a)及び等価回路 (b)を、従来の方式 と比較できる形で表して 、る。
[0040] この非接触給電装置では、一次卷線 1と直列にコンデンサ Cslを、二次卷線 2と並 列にコンデンサ Cp2を入れ、 Cp2の値は、交流電源 3の周波数において二次卷線 2 の自己インダクタンスと共振回路を構成するように設定する。即ち、図 3または図 4 (b) の等価回路において、 Cp2を (数 16)のように決める。
1/ ( ω Ο Χ Ορ2) =χΡ2=χΟ+χ2 (数 16)
[0041] さらに、このときに図 3または図 4 (b)の等価回路で電源より右のインピーダンスの jを 含む項が 0になるように、 Cslの値を (数 17)のように決める。
Figure imgf000016_0001
= (xO X xl+xl X x2+x2 X χθ)/ (χθ + x2)
(数 17)
こうすると、図 3または図 4 (b)の電源から見た負荷のインピーダンス Zは、（数 18)の ようになる。
Z = { χθ/ (χθ + x2) } 2 X ZL (数 18)
また、 ZL=Rであれば（数 19)のようになる。
Z= {xO/ (xO+x2) }2 XR (数 19)
[0042] また、コンデンサ Csl及び Cp2を含むトランスの等価回路は、図 5に示す卷数比 a カ =¾：07 0+ 2)の理想トランスと等価になる。
即ち、
Vl = a XV2 (数 20)
Il = (l/a) X I2 (数 21)
となる。
[0043] (数 16)及び（数 17)〖こ示すように、 Csl及び Cp2の値は、トランスのリアクタンスの 値だけで決まり、負荷に依らない。
また、（数 19)において、 {xO/ (xO+x2) } 2は j成分を含まないため、抵抗負荷 (ZL =R)の場合には、負荷の値が変わっても、電源 3の出力力率は常に 1となる。また、 ( 数 18)に示すように、リアクタンス分を持つ負荷であっても電源出力の力率は二次側 の負荷力率と常に同じである。
また、（数 20) (数 21)に示すように、二次電圧 V2及び二次電流 12は、一次電圧 VI 、一次電流 12及び卷数比 aだけで決まるため、一次側から二次側の値を、また、逆に 二次側から一次側の値を簡単に推定できる。また、電源 (インバータ 4)が定電圧源で あれば、二次側から見た電源も定電圧源であり、電源が定電流源であれば二次側か ら見た電源も定電流源となるため、非接触給電システムの設計が容易になる。このこ とは負荷の値が大きく変化する応用では特に有利となる。
また、各卷線ゃコンデンサに流れる電流の値も簡単な式で求まるため、どの部分の 損失を減らせば、全体としての効率が上がるの力も容易に推定でき、効率改善の対 策も取り易い。
[0044] 図 6は、この非接触給電装置の特性にっ 、て測定した結果を示して 、る。ここでは 、図 1の回路構成において、一次電圧 VIは変えずに（一定とし）、抵抗負荷 Rを 50 Ω 、 100 Ω及び 200 Ωに変えた場合の、一次電圧 VI、一次電流 II、二次電圧 V2及び 二次電流 12の各波形を表示している。一次電圧 VIは、縦軸 50VZdiv方形波形を 示し、一次電流 IIは、縦軸 2. OOAZdivの正弦波形を示し、二次電圧 V2は、縦軸 5 OVZdivの正弦波形を示し、また、二次電流 12も正弦波形を示している。
これらを見ると、負荷抵抗 Rが変化しても、二次電圧 V2は、ほぼ一定であり、すべて の電圧と電流との位相も変化せず、入力力率もほぼ 1であることが分かる。本発明の 共振回路を用いれば「理想トランス特性」が得られることが確認できる。
[0045] なお、以上の特性は、卷線抵抗 rl、 r2や鉄損を表す抵抗 rOが、それぞれ漏れリア クタンス xl、 x2や励磁リアクタンス χθに比べ十分小さい場合 (rl < <xl、 r2< <x2 、 r0< <x0)に成り立つのであるが、非接触給電装置では、高周波でも損失の増加 が少ないリッツ線やフェライトコアを用いるのが通例であり、卷線抵抗や鉄損が一次 二次間の電圧電流特性に与える影響は十分小さい。
[0046] また、ここでは、 Cslの値を (数 17)から、 Cp2の値を (数 16)力 決定した力 次に 示すように、（数 16) (数 17)で定まる値から ±40%程度ずれていても、特性は劣るが 使用可能な場合もある。
Cslや Cp2の値力 S (数 16) (数 17)で定まる値からずれると、共振回路では一般に 共振周波数が変化する。共振回路の共振周波数が交流電源周波数 fOカゝらずれると 、非接触給電装置では、一次入力電圧 VIが一定であっても、二次出力電圧 V2や 効率、電源出力の力率が低下する。非接触給電装置及び交流電源の大きさは、一 般に (効率 X力率)で決まるため、非接触給電装置及び交流電源を小型に構成する ためには、共振回路の共振周波数が交流電源周波数から大きくずれないことが必要 となる。
Cslや Cp2に (数 16) (数 17)で定まる値を用いた場合の（効率 X力率)の値を" A" とするとき、実際の装置における（効率 X力率）は、少なくとも Aの 50%以上とする必 要がある。
実験から、共振回路の周波数のずれが ± 20%以下であれば、その (効率 X力率） は、 Aの 50%以上となる場合が多いことが分かった。
共振周波数は一般にコンデンサの値の平方根に逆比例するため、 Cslの値は、（ 数 17)で定まる値からのずれが ±40%以下であれば、また、 Cp2の値は、（数 16)で 定まる値からのずれが ±40%以下であれば、特性の劣化はあっても使用可能な場 合が含まれる。逆に士 40%以上ずれると本来の性能はまず得られな!/、。
[0047] 高周波交流電源 3の出力は、方形波でも正弦波でも良いが、正弦波の方が電磁ノ ィズは少ない。また、この電磁ノイズを抑えるため、高周波交流電源 3と非接触給電 部 10との間にフィルターを入れても良い。高周波交流電源 3のインバータ 4には電流 形インバータを用いてもよい。また、非接触給電の効率を上げるため、通常行われて いるように、卷線にはリッツ線を用い、フェライトコアに卷回することが好ましい。
[0048] また、負荷 ZLが抵抗負荷でない場合は、一次側に力率調整用のコンデンサやリア タトルを並列あるいは直列に追加して力率を改善しても良い。一般には誘導性負荷 が多いため、力率調整用のコンデンサを追加して力率を改善することが多くなる。 具体的には、 ZL=R+jXLとすると、（数 18)より電源から見た負荷のインピーダン ス Zは、交流電源の周波数にぉ 、て（数 22)のようになる。
Z = a2 X (R+jXL) (数 22)
従って、一次卷線 1の直列コンデンサ Cslに、さらに直列に（数 23)の値のコンデン サ CLを追加すると、電源カゝら見た負荷のインピーダンス Zは (数 24)のように抵抗分 だけとなり、電源出力の力率を 1とすることができる。
1/ ( ω 0 X CL) =xCL = a2 XXL (数 23)
Z = a2 XR (数 24)
また、この場合、追加したコンデンサ CLと直列コンデンサ Cslとを纏めて、一つのコ ンデンサとすることができる。
[0049] (第 2の実施形態）
本発明の第 2の実施形態では、第 1の実施形態の一次と二次のコンデンサを入れ 換えた非接触給電装置につ!、て説明する。
図 7は、この装置の回路構成を示している。この装置は、高周波交流電源 3の高周 波電圧発生手段として正弦波出力インバータ 9を備えており、また、非接触給電部 1 0力 一次卷線 1に並列に接続された一次側コンデンサ Cplと、二次卷線 2に直列に 接続された二次側コンデンサ Cs2とを備えている。その他の構成は第 1の実施形態（ 図 1)と変わりがない。 [0050] 図 8は、卷線抵抗 rl、 r2や鉄損 rOを省略した非接触給電部 10の等価回路であり、 また、図 9は、この場合の基本構成 (a)及び等価回路 (b)を、従来の方式と比較でき る形で表している。ここでは、一次側コンデンサ Cplの容量リアクタンスを χΡ1、一次 側に換算された二次側コンデンサ Cs2の容量リアクタンスを xS2で表している。
[0051] この非接触給電装置では、一次側の並列コンデンサ Cplの値を、一次卷線の自己 インダクタンスと並列共振回路を構成するように、即ち、（数 25)のように決める。
Figure imgf000020_0001
(数 25)
また、二次側の直列コンデンサ Cs2の値は、図 8または図 9 (b)の等価回路で電源 より右のインピーダンスの jを含む項が 0になるように、（数 26)のように決める。
Figure imgf000020_0002
= (χθ X xl+xl X x2 + x2 X χθ)/ (xO + xl)
(数 26)
こうすると、図 8または図 9 (b)の電源から見た負荷のインピーダンス Zは、（数 27)の ようになる。
Z= { (xO + xl) /xO}2 X ZL (数 27)
また、 ZL=Rであれば（数 28)のようになる。
Z= { (xO+xl) /xO}2 XR (数 28)
[0052] これは、コンデンサ Cpl及び Cs2を含むトランスの等価回路が、図 5に示す卷数比 a 力 (xO+xl) ZxOの理想トランスと等価になることを示しており、第 1の実施形態 と同様に、（数 20) (数 21)の関係が成り立つ。
(数 25)及び (数 26)に示すように、 Cpl及び Cs2の値は、トランスのリアクタンスの 値だけで決まり、負荷に依らない。
また、（数 27)において、 { (xO+xl) /xO}2は j成分を含まないため、抵抗負荷 (ZL =R)の場合には、負荷の値が変わっても、電源 3の出力力率は常に 1となる。また、 ( 数 28)に示すように、リアクタンス分を持つ負荷であっても電源出力の力率は二次側 の負荷力率と常に同じである。
また、二次電圧 V2及び二次電流 12は、一次電圧 VI、一次電流 12及び卷数比 aだ けで決まるため、一次側から二次側の値を、また、逆に二次側から一次側の値を簡 単に推定できる等、第 1の実施形態と同様の効果を奏する。
[0053] また、この場合も、卷線抵抗 rl、 r2や鉄損を表す抵抗 rOが、それぞれ漏れリアクタ ンス xl、 x2や励磁ジァクタンス χθに i:匕べ十分/ J、さい場合 (rl < < xl、 r2< < x2、 rO
< < xO)に成り立つのであるが、非接触給電装置では、高周波でも損失の増加が少 ないリッツ線やフェライトコアを用いるのが通例であり、卷線抵抗や鉄損が一次二次 間の電圧電流特性に与える影響は十分小さ!/ヽ。
また、 Cpl、 Cs2の値は、（数 25) (数 26)で定まる値から ±40%程度ずれていても
、特性は劣るが使用可能な場合もある。
[0054] なお、図 9 (a)の基本構成及び図 9 (b)の等価回路は、図 29 (d) (d' )に示した特許 文献 1の基本構成及び等価回路と同じであるが、 Cplと Cs2のコンデンサの値は全く 異なり、その特性も異なる。
即ち、この装置では、 Cplを (数 25)により、 Cs2を (数 26)により決定しており、その 値は負荷に依存しない。一方、特許文献 1では、 Cs2を 1Z ( O O X CS2) =xS2=xO
+x2の式力も決定し、 Cplを (数 14)により決定しており、 Cplの値は負荷に依存す る。
また、この装置は、電源から見た負荷のインピーダンス Zが（数 27)となり、理想トラ ンス特性を有している力 特許文献 1では、電源から見た負荷のインピーダンス∑が（ 数 15)となり、理想トランス特性を有していない。
[0055] このように、この実施形態の装置は、第 1の実施形態と卷数比が異なる理想トランス 特性を示すため、用途に応じて構成を選ぶことができる。
[0056] ただ、第 2の実施形態と第 1の実施形態とは一見良く似ているように見えるが、実は 大きな相違がある。第 2の実施形態と第 1の実施形態とでは、電源から見た負荷側（ 非接触給電部 10)のインピーダンス Zの周波数特性が全く異なるのである。図 10 (a) は第 1の実施形態（図 1の回路)の Zの周波数特性を、また、図 10 (b)は第 2の実施形 態（図 7の回路）の Zの周波数特性を示している。ここで、実線は I Z Iを示し、そのス ケールを左縦軸に表示している。また、点線は Zの位相を示し、そのスケールを右縦 軸に表示して 、る。横軸には対数表示した周波数を表示して 、る。
第 1の実施形態では、共振周波数においてインピーダンスが小さくなるため、方形 波出力インバータで駆動しても、図 6に示すように、電流 II、 12は正弦波となり正常に 動作する。これに対し、第 2の実施形態では、逆に共振周波数でインピーダンスが大 きくなるため、方形波出力インバータで駆動すると、共振周波数以外の周波数成分 の電流が多く流れ、電流波形は正弦波と程遠くなり、特性も良くない。そのため、方 形波出力インバータによる駆動は好ましくなぐ正弦波出力インバータで駆動する必 要がある。具体的には、図 7に示したように、正弦波出力インバータ 9を用いる力、非 接触給電部 10の前に同調フィルタを入れる必要が生じる。従って、第 2の実施形態 よりは、第 1の実施形態の方が部品点数も少なぐその分、効率も高ぐ総合的に優 れている。
[0057] (第 3の実施形態）
本発明の第 3の実施形態では、第 1の実施形態の二次側にインダクタ Laを加えて、 二次電圧 V2の設定を変えた非接触給電装置について説明する。
図 11は、この装置の回路構成を示している。この装置は、二次側にインダクタ Laが 追加されている。その他の構成は第 1の実施形態（図 1)と変わりがない。
インダクタ Laの一次側に換算されたリアクタンスを xaとすると、 xaは (数 29)で表さ れる。
xa= ω θ X La (数 29)
[0058] この非接触給電部 10の等価回路は、第 1の実施形態の図 2〜図 4に示す等価回路 の一次側に換算された二次漏れリアクタンス x2が、 xaだけ増加して (x2 + xa)になつ たと見ることができる。従って、 Cp2の値は、第 1の実施形態の (数 16)の x2を (x2 + xa)に置き換えて、
1/ ( ω Ο Χ Ορ2) =xP2 =xO+ (x2+xa) (数 30)
と決定する。これはコンデンサ Cp2の値を、交流電源 3の周波数において、二次卷線 2及びインダクタ Laとともに共振回路を構成するように設定して ヽることに他ならな!ヽ また、 Cslの値は、第 1の実施形態の (数 17)の x2を (x2+xa)に置き換えて、
Figure imgf000022_0001
= {xO X xl+xl X (x2 + xa) + (x2 + xa) X xO}/{xO+ (x2 + xa) }
(数 31)
と決定する。
こうすると、図 11の電源力も見た負荷のインピーダンス Zは、
Z= {xO/ (xO + x2 + xa) }2 X ZL (数 32)
となる。
[0059] また、このトランスの等価回路は、図5に示す卷数比&が&= 07 0+ 2+ &)の 理想トランスと等価になり、二次電圧 V2は、（数 33)のようになる。
V2=V1 X (l/a) =Vl X (x0 + x2 + xa) /x0 (数 33)
このように、二次側にカ卩えるインダクタ Laの値により、二次電圧 V2を適当な値に上 げることができ、また、それだけでなぐ電源から見た負荷側のインピーダンス Zの周 波数特性も調整できる。
なお、 Cp2、 Cslの値は、（数 30) (数 31)で定まる値から ±40%程度ずれていても 、特性は劣るが使用可能な場合もある。
[0060] (第 4の実施形態）
本発明の第 4の実施形態では、第 1の実施形態の二次側コンデンサを分割すること により、二次電圧 (負荷電圧) V2の設定を変えた非接触給電装置について説明する 図 12は、この装置の回路構成を示している。この装置では、第 1の実施形態（図 1) の二次側並列コンデンサ Cp2を Cp2a及び Cp2bの 2つに分割し、負荷 ZLは並列コ ンデンサ Cp2bと並列に設置している。その他の構成は、第 1の実施形態と変わりが ない。
[0061] このコンデンサ Cp2a及び Cp2bは、それらを直列接続した場合の全体のコンデン サ容量が Cp2と等しくなるように、即ち、（数 34)のように設定する。
1/Cp2= (1/Cp2a) + (1/Cp2b) (数 34)
また、（数 34)の Cp2、及び図 12の直列コンデンサ Cslの値は、第 1の実施形態と 同じように、（数 16) (数 17)により決定する。
このように並列コンデンサを 2分割すると、二次電圧 (負荷電圧) V2を適当な値に下 げることができ、また、電源カゝら見た負荷側のインピーダンス Zの周波数特性も調整で きる。
なお、 Cp2、 Cslの値は、（数 16) (数 17)で定まる値から ±40%程度ずれていても 、特性は劣るが使用可能な場合もある。
[0062] (第 5の実施形態）
本発明の第 5の実施形態では、 2次側が複数個存在する非接触給電装置について 説明する。
移動型の非接触給電装置では、図 13に示すように、二次側が m個（m> l)のピッ クアップを有している場合がある。図 13では、二次側が、抵抗負荷 R1に給電するピ ックアップ 61と抵抗負荷 R2に給電するピックアップ 62と力も成る、 m= 2の場合を示 している。ここでは、 R1≠R2であるが、ピックアップ 61、 62は同一形状とする。このた め、ピックアップ 61、 62内の二次卷線に並列に接続された並列コンデンサ Cp2は同 じ値を持つ。
図 14は、図 13の PP'より右側の回路の等価回路を示している。ここでは、簡単のた め卷線抵抗や鉄心の損失を無視して！/ヽる。
[0063] この装置では、各ピックアップ 61、 62の二次卷線に接続する並列コンデンサの値 C p2を、各ピックアップ 61、 62の二次卷線の自己インダクタンスと共振回路を構成する ように、
Ορ2= 1/{2 π ίΟ Χ (χ0 + χ2) } (数 35)
と設定する。
そして、一次卷線に接続する直列コンデンサの値 Cslは、図 13の交流電源の力率 力 になるように、即ち、図 14に示す等価回路のインピーダンスの jを含む項が 0にな るように設定する。 2次側負荷が m個のとき、 Cslは (数 36)のようになる。
Csl = (x0+x2) /{m X 2 π f 0 X (χθ X xl/m+xl X x2/m+x2 X xO) }
(数 36)
Cp2、 Cslをこのように設定すると、図 13の電源から見た負荷側のインピーダンス Z は、
Z= {xO/ (xO+x2) }2 X (R1 +R2) (数 37) となる。
これは 2次側が 1個の場合の (数 19)と類似の形であり、「理想トランス特性」が 2次 側負荷を直列した値 (R1 +R2)に対して成立している。従って、 R1の印加電圧を V2 1、 R2の印加電圧を V22とするとき、一次側電源が定電圧源であれば、 2次側電圧 の和（V21 + V22)は、（Rl +R2)の値に関わらず定電圧となることが分かる。
[0064] ただ、 R1及び R2と電圧 V21及び V22とは、
V21 :V22=R1 :R2
の関係にあり、一方の Rが非常に大きくなると (例えば軽負荷で)、他方の電圧が著し く低下する。そのため、大きくなつた Rは短絡する (R=0)などの対策が必要となる。
[0065] (数 37)より、二次側負荷が m個の場合には、
Z= {xO/ (xO+x2) }2 X (R1 +R2H +Rm)
となることが分かる。
本発明の特徴は、 Csl及び Cp2の値が負荷に依らないことであり、 2次側負荷全体 に対して「理想トランス特性」が成立つことである。従って、二次側の電圧分布も容易 に分かり、問題が生じたときは対策が採り易い。
なお、 Cp2、 Cslの値は、（数 35) (数 36)で定まる値から ±40%程度ずれていても 、特性は劣るが使用可能な場合もある。
[0066] (第 6の実施形態）
第 6の実施形態では、二次卷線の交流出力を直流に変換して負荷に供給する非 接触給電装置について説明する。
非接触給電装置から給電される負荷が抵抗負荷や誘導性負荷のように線形負荷（ 即ち、正弦波電圧の印加により正弦波電流が流れる負荷)である場合は、第 1〜第 5 の実施形態で示す構成により、トランスが理想トランスと略等価となるため、一次側の 電源が定電圧源（交流電圧が負荷電流に依存しな ヽ交流源)であるならば、二次側 の交流出力は、負荷の値が変わっても、あるいは、図 13のようにピックアップ 61、 62 の個数が増力 Πしても、定電圧に保たれる。また、電源出力の力率は、二次側の負荷 力率と常に同じになり、特に、負荷が抵抗負荷の場合には、負荷の値が変わっても、 電源の出力力率は常に 1となる。 しかし、図 27や図 28に示すように、二次側交流出力をダイオード整流器 40で直流 に変換する場合は、ダイオード整流器 40を含む負荷が非線形負荷となり、第 1〜第 5 の実施形態の構成を適用しても、二次側出力の定電圧特性や高力率特性等の優れ た特性が損なわれる。
[0067] 図 15は、図 27や図 28の装置に第 1の実施形態の構成を適用した場合の説明図で あり、図 1の非接触給電装置の二次側交流出力をダイオード整流器 40で直流に変 換して負荷 ZLに供給する場合を示している。ここでは、トランスと直列コンデンサ Csl と並列コンデンサ Cp 1とをまとめて共振コンデンサ付きトランス 41と呼ぶことにする。 この共振コンデンサ付きトランス 41からダイオード整流器 40に出力される二次側交 流電圧を V2、二次電流を 12、また、ダイオード整流器 40で直流に変換され、且つ、 平滑コンデンサ Cによりほぼ一定となるように設定された直流電圧を Vdとすると、ダイ オード整流器 40のダイオードは、二次側交流電圧 V2の絶対値が直流電圧 Vdよりも 大きい期間だけオンするため、二次電流 12は断続し、ダイオード整流器 40を含む負 荷は非線形負荷となる。この場合は、一次側の電源が定電圧源であっても、二次側 出力の定電圧特性は得られず、また、電源出力の力率を高い値に保つことができな い。
[0068] しかし、この点は、図 15の AA'より右側が線形負荷である抵抗と等価になるように 設定すれば解決する。つまり、共振コンデンサ付きトランス 41のコンデンサ Cp2を (数 16)のように設定し、且つ、コンデンサ Cslを (数 17)のように設定した場合に、二次 側交流電圧 V2は略正弦波形となるため、二次側交流電流 12力 と同じ位相の正 弦波になる整流回路を用いれば良いことになる。
[0069] 図 16は、この実施形態の非接触給電装置を示している。この装置は、高周波交流 電源 3と、共振コンデンサ付きトランス 41と、インダクタ 42と、自励式コンバータ 43と、 平滑コンデンサ Cと、負荷 ZLとを有しており、共振コンデンサ付きトランス 41と負荷 Z との間に、インダクタ 42を介して自励式コンバータ 43を配置して 、る。
この非接触給電装置は、図 15の構成と比べると、ダイオード整流器 40の代わりにィ ンダクタ 42及び自励式コンバータ 43を用いて 、る点で相違して!/、る。
[0070] 自励式コンバータ 43は、 4つの主スィッチと、各主スィッチに並列接続された 4つの 還流ダイオードとを具備し、各還流ダイオードは、各主スィッチのェミッタ力もコレクタ 方向への逆電流を許容するように接続されている。主スィッチは、自己消弧能力を持 つ IGBT、 MOSFET、 GTOサイリスタ、パワートランジスタ等のデバイスから成り、コ ンバータ自体で転流が可能である。
[0071] なお、この自励式コンバータ 43は、電圧形の自励式インバータである。自励式イン バータは、よく知られているように、直流から交流への逆変換 (インバータ動作)を行う とともに、電力の流れを逆にして、交流から直流への順変換 (コンバータ動作)を行う ことが可能である。コンバータ動作を行っている自励式インバータは、 "自励式コンパ ータ"とも呼ばれる。そのため、この明細書では、統一して"自励式コンバータ"と呼ぶ ことにする。
[0072] Vヽま、共振コンデンサ付きトランス 41の AA'間の二次側交流電圧を V2、インダクタ 42を流れる二次側交流電流を 12、自励式コンバータ 43の交流入力端子 CC'間の交 流電圧を V3、自励式コンバータ 43で直流に変換され、且つ、平滑コンデンサ Cによ りほぼ一定となるように設定された直流電圧を Vdとする。二次側交流電圧 V2は、共 振コンデンサ付きトランス 41のコンデンサ Cp2を (数 16)のように設定し、且つ、コン デンサ Cslを (数 17)のように設定することで略正弦波形となる。この正弦波の周波 数を f0、角周波数を ω 0 ( = 2 π X fO)とする。
[0073] 自励式コンバータ 43は、直流電圧 Vdを一定値に維持し、且つ、二次側交流電流 I 2を二次側交流電圧 V2と同位相の正弦波にするために、主スィッチの切換えのタイ ミングが制御される。
この二次側交流電流 12の振幅及び位相は、自励式コンバータ 43の交流入力端子 CCにおける交流電圧 V3の大きさと位相とを制御して変えることができる。その点を 図 17及び図 18を用いて説明する。
[0074] 図 17は、インダクタ (42) Lに加わる交流電圧 V2、 V3と、インダクタ Lに流れる二次 側交流電流 12とを示す等価回路である。ここでは、交流電圧 V3を、自励式コンパ一 タ 43が直流電圧 Vdから逆変換した交流電圧として示して 、る。この交流電圧 V3の 基本波は、後述するように、主スィッチの切換え制御により、周波数 fOの正弦波形に 近付けることができる。この等価回路から、インダクタ Lを流れる二次側交流電流 12が 、交流電圧 V2及び交流電圧 V3の大きさと位相とで決まることが分かり、交流電圧 V3 を変えて、インダクタ Lに印加される電圧 (V2— V3)を変えれば、二次側交流電流 12 を制御できることが分かる。
[0075] 図 18は、図 17の回路のベクトル図である。インダクタ Lの電圧降下を示すベクトル (j co OLI2)は、大きさが co OLI2で、交流電圧 V2のベクトル V2と直角になる場合を示し ている。もしも、図 18に示すように、交流電圧 V3のベクトル V3とベクトル (j co OLI2)と の合成ベクトルがベクトル V2と一致するならば、即ち、（数 38)に示すように、
V2=j co OLI2+V3 (数 38)
であるならば、 12と V2とは位相が一致する。
従って、自励式コンバータ 43を用いて、交流電圧 V3が図 18に示す大きさと位相 Θ とを持つように制御すれば、二次側交流電流 12は二次側交流電圧 V2と同位相にな り、交流出力の力率は 1となり、図 16の AA'から右側は抵抗負荷と等価になる。
[0076] 図 19は、この自励式コンバータ 43の制御回路を示している。この制御回路は、二 次側交流電圧 V2の電圧及び位相を検出する電圧 ·位相検出回路 51と、インダクタ 4 2を流れる二次側交流電流 12を検出する電流検出回路 52と、変換された直流電圧 V dを検出する電圧検出回路 53と、検出された値に基づいて主スィッチ Ql、 Q2、 Q3、 Q4のスイッチング信号を生成する自励式コンバータ制御回路 54と、このスイッチング 信号に基づいて主スィッチ Ql、 Q2、 Q3、 Q4を駆動するゲート駆動回路 55とを備え ている。
[0077] 自励式コンバータ制御回路 54は、例えば、 PWM (Pulse Width Modulation：パルス 幅変調)方式により、スイッチング信号を生成する。 PWM方式では、図 20 (a)に示す ように、正弦波 (信号波） eOと三角波状の搬送波 esとを比較し、正弦波と搬送波とが 交差した時点で主スィッチ Ql、 Q2、 Q3、 Q4のスイッチング信号を出力する。このス イッチ信号により、
(1) Q1、 Q3 :オン、 Q2、 Q4 :オフ
(2) Q2、 Q3 :オン、 Ql、 Q4 :オフ
(3) Q2、 Q4 :オン、 Ql、 Q3 :オフ
(4) Q1、 Q4 :オン、 Q2、 Q3 :オフ の順番でオン'オフが繰り返され、正弦波の振幅の方が搬送波より大きい期間（ある いは逆に正弦波の振幅の方が小さい期間）をパルス幅とするパルスが自励式コンパ ータ 43の交流入力端子 CC'に出力される。
この多数のパルス列は、図 20 (b)に示すように、擬似的に正弦波を成しており、パ ルスの数、間隔、パルス幅などを変えることで正弦波の振幅や周波数を可変できる。
[0078] 自励式コンバータ制御回路 54は、電圧検出回路 53が検出した直流電圧 Vdを所 定値と比較し、その電圧偏差から、平滑コンデンサ Cの電圧を所定値に保っために 交流電源から供給すべき電流の振幅 Iを計算する。そして、電圧'位相検出回路 51 で検出された交流電圧 V2と同一位相で、且つ、振幅が Iである電流指令値を生成し 、電流検出回路 52で検出された電流 12が電流指令値に追従するように交流電圧 V3 の指令値を算出し、この指令値を信号波として、 PWM方式により主スィッチ Ql、 Q2 、 Q3、 Q4のスイッチング信号を生成する。
こうした手順で、自励式コンバータ 43は、直流電圧 Vdを一定に保ち、且つ、二次 側交流出力の力率を 1に制御することができる。
[0079] この非接触給電装置では、一次側の電源が定電圧源であれば、交流二次電流 12 が増カロしても、二次電圧 V2は略一定となる。また、二次側負荷の個数が複数になつ ても、各二次電圧 V2の和は負荷電力に依らず略一定となる。
なお、 PWM方式を用いるコンバータは、 PWMコンバータと呼ばれ、通常、商用周 波数（50Hz、 60Hz)の電源に接続して電源への電力回生が必要な場合に用いられ ている。この PWMコンバータは、高力率かつ高調波電流が少ない特長がある。 この実施形態の非接触給電装置では、 PWMコンバータを用いることで、こうした特 長とともに、「高周波電源が定電圧源であれば、負荷の値が変わっても、二次交流出 力電圧が一定になる」という特長が維持される。
[0080] ただ、非接触給電装置では、高周波電源 3の周波数 fOが 1kHz〜： LOOkHzと高い ため、図 20 (a)に示す PWMコンバータの信号波 eOの周波数は fOと同じになり、搬 送波 esの周波数は fOより通常 1桁以上高く選ぶ必要がある。従って、半導体スィッチ Q1〜Q4の動作周波数は極めて高くなる。
この半導体スィッチ Q1〜Q4の動作周波数を低く抑えるには、 PWMコンバータに 代えて、電圧形パルス幅制御コンバータを用いれば良い。この電圧形パルス幅制御 コンバータでは、オン信号を与える半導体スィッチ Q1〜Q4力 図 21 (a)に示すよう に切り替えられる。この場合、自励式コンバータ 43の交流入力端子 CC 'における交 流電圧は、図 21 (b)に示す擬似的な正弦波となる。
[0081] また、インダクタ 42のコンバータ側の電圧波形 V3をより正弦波に近づけるため、図 22に示すように、インダクタ 42と自励式コンバータ 43との間にローパスフィルタ 24を 挿入しても良い。
また、ここでは自励式コンバータ 43として単相のものを示した力 多相のものを用い ることもできる。また、電流形の自励式コンバータを用いても良い。
[0082] (第 7の実施形態）
本発明の第 7の実施形態では、二次卷線の交流出力を直流に変換して負荷に供 給する第 2の方式として、 PFC (Power Factor Correction:力率改善）コンバータを用 V、る非接触給電装置につ!、て説明する。
PFCコンバータは、整流回路の後段にスイッチング回路（直流チヨッパ）を接続して 、整流回路で整流された直流電圧を、スイッチング回路で所定のレベルの直流電圧 に変換するものであり、スイッチング回路のスイッチングを工夫することで、整流回路 の出力電圧のみならず、整流回路の入力交流電流を制御することができる。
[0083] 図 23は、この実施形態の非接触給電装置を示している。この装置は、高周波交流 電源 3と、共振コンデンサ付きトランス 41と、ローパスフィルタ 24と、ダイオード整流器 40及び昇圧チヨッパ 26を組み合わせた PFCコンバータ 25と、平滑コンデンサ Cと、 負荷 ZLとを有しており、共振コンデンサ付きトランス 41と負荷 ZLとの間に PFCコンパ ータ 25が配置されている。なお、ローパスフィルタ 24は、 PFCコンバータ 25への入 力電圧波形をより正弦波に近づける必要がある場合に設置すればよい。
[0084] PFCコンバータ 25は、よく知られているように、昇圧チヨッパ 26のスィッチ Sのオン' オフを制御することで、入力交流電流 12を正弦波に近づけ、入力交流電流 12の位相 を二次側交流電圧 V2の位相とほぼ同じにすることができる。
図 24は、周波数 fOの二次側交流電圧 V2の半周期の間に昇圧チヨッパ 26を電流 不連続モードで動作させた場合の V2、リアタトル電流 I及び入力交流電流 12の関係 を示している。昇圧チヨッパ 26は、
(1)スィッチ3 :ォン、
(2)スィッチ S :オフ、 I≠0、
L
(3)スィッチ S :オフ、 I =0、
L
の動作状態を繰り返し、それにより、図 24のリアタトル電流 Iが発生する。入力交流電 し
流 12の波形は、リアタトル電流 Iと同じになり、入力交流電流 12の電流平均値は、二 し
次側交流電圧 V2と同じ位相の正弦波となる。その結果、図 23の AA'より右側は、抵 抗負荷と等価になる。
また、 PFCコンバータ 25の出力電圧は、二次側交流電圧 V2の最大値より大きくな る。
[0085] このように、この非接触給電装置では、図 23の AA'より右側が抵抗負荷と等価にな るため、二次側交流出力の力率は 1になり、一次側の電源が定電圧源であれば、交 流二次電流 12が増加しても、二次電圧 V2は略一定となる。また、二次側負荷の個数 が複数になっても、各二次電圧 V2の和は負荷電力に依らず略一定となる。また、負 荷 ZLに対しては略一定の直流電圧が供給される。
[0086] なお、図 23では、 PFCコンバータ 25として、ダイオード整流器 40と昇圧チヨッパ 26 とを組み合わせた代表的な PFCコンバータを示している力 PFCコンバータには様 々な回路がある。この非接触給電装置では、 PFCコンバータのどの回路を用いた場 合でも、基本的に同じ効果を得ることができる。
産業上の利用可能性
[0087] 本発明の非接触給電装置は、工場の搬送車やエレベータ等の移動体、あるいは、 コードレス家電製品や携帯機器など、従来、非接触給電装置が用いられている各種 装置に広く適用して、特性の改善を図り、高効率、高力率、無負荷依存性を実現す ることがでさる。

Claims

請求の範囲
[1] 交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた二次卷線に電磁誘導 作用により電力を給電する非接触給電装置であって、
前記一次卷線または二次卷線の一方に直列に接続された直列コンデンサと、前記 一次卷線または二次卷線の他方に並列に接続された並列コンデンサとを備え、 前記交流電源の周波数を fOとし、周波数 fOにおける前記一次卷線及び二次卷線 で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリア クタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを χθとするとき、
一次側に換算した前記並列コンデンサの値じ が、
Ορ = 1/{2πίΟΧ (χΟ+Χ)}
に設定され、一次側に換算した前記直列コンデンサの値 Csが、
Cs=(xO+X)/{2wfOX(xOXxl+ xl Χχ2 + χ2ΧχΟ)}
(但し、 Xは、前記並列コンデンサが、前記一次卷線に並列に接続されているときに は xl、前記二次卷線に並列に接続されているときには χ2とする）
に設定されて!ヽることを特徴とする非接触給電装置。
[2] 請求項 1に記載の非接触給電装置であって、
Figure imgf000032_0001
とするとき、前記直列コンデンサの値 Csが、
(1-0.4)CsO≤Cs≤ (1 + 0.4)CsO
の範囲内に設定されて!、ることを特徴とする非接触給電装置。
[3] 請求項 2に記載の非接触給電装置であって、
ΟρΟ=1/{2πίΟΧ (χΟ+Χ)}
とするとき、前記並列コンデンサの値じ が、
(1-0.4)CpO≤Cp≤ (1 + 0.4)CpO
の範囲内に設定されて!、ることを特徴とする非接触給電装置。
[4] 交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた二次卷線に電磁誘導 作用により電力を給電する非接触給電装置であって、
前記一次卷線に直列に接続された直列コンデンサと、前記二次卷線に並列に接続 された並列コンデンサと、前記二次卷線と前記並列コンデンサとの間に直列接続さ れたインダクタと、前記並列コンデンサと並列に接続された負荷とを備え、
前記交流電源の周波数を fOとし、周波数 fOにおける前記一次卷線及び二次卷線 で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリア クタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを x0、一次側に換算された前記 インダクタのリアクタンスを xaとするとき、
前記直列コンデンサの値 Csが、
Cs （χΟ+Υ) /{2 π ίΟ Χ (χΟ Χ χ1 + χΙ ΧΥ+ΥΧ χΟ)}
(但し、 Υは、 x2 + xaとする）
に設定され、前記並列コンデンサの値じ が、前記二次卷線及びインダクタとともに共 振回路を構成するように設定されて!ヽることを特徴とする非接触給電装置。
[5] 交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた二次卷線に電磁誘導 作用により電力を給電する非接触給電装置であって、
前記一次卷線に直列に接続された直列コンデンサと、前記二次卷線に並列に接続 された並列コンデンサと、前記二次卷線と前記並列コンデンサとの間に直列接続さ れた二次側直列コンデンサと、前記並列コンデンサと並列に接続された負荷とを備え 前記交流電源の周波数を fOとし、周波数 fOにおける前記一次卷線及び二次卷線 で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリア クタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを χθとするとき、
前記直列コンデンサの値 Csが、
Cs （χΟ+Υ) /{2 π ίΟ Χ (χΟ Χ χ1 + χΙ ΧΥ+ΥΧ χΟ)}
(但し、 Υは、 χ2とする）
に設定され、前記並列コンデンサ及び二次側直列コンデンサの値は、前記並列コン デンサと前記二次側直列コンデンサとを直列接続した全体のコンデンサの値じ が、 前記二次卷線とともに共振回路を構成するように設定されて ヽることを特徴とする非 接触給電装置。
[6] 請求項 4または 5に記載の非接触給電装置であって、 ϋ5θ= (χΟ+Υ) /{2 π ίΟ Χ (χΟ Χ χ1 + xl XY+ ΥΧ χΟ)}
とするとき、前記直列コンデンサの値 Csが、
(1 -0. 4) CsO≤Cs≤ (1 + 0. 4) CsO
の範囲内に設定されて!、ることを特徴とする非接触給電装置。
[7] 請求項 1から 6のいずれかに記載の非接触給電装置であって、前記一次卷線及び 二次卷線の少なくとも一方がコアに卷回されていることを特徴とする非接触給電装置
[8] 交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた同一形状の m個 (m
> 1)の二次卷線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置であって、 前記一次卷線に直列に接続された直列コンデンサ Csと、前記二次卷線の各々に 並列に接続された m個の並列コンデンサ Cpとを備え、
前記交流電源の周波数を fOとし、前記一次卷線と前記二次卷線とで構成される m 個のトランスの各々における周波数 fOでの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算 された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを χθとすると さ、
前記二次卷線の各々に接続する前記並列コンデンサの一次側に換算した値じ が
Ορ = 1/{2 π ίΟ Χ (χ0 + χ2) }
に設定され、前記直列コンデンサの値 Csが、
Cs= (x0+x2) /{m X 2 π f 0 X (χθ X xl/m+xl X x2/m+x2 X xO) } に設定されて!ヽることを特徴とする非接触給電装置。
[9] 請求項 1、 2、 3、 5、 6、 7または 8に記載の非接触給電装置であって、
前記二次卷線に接続した前記並列コンデンサ Cpと、直流電力を供給する負荷との 間に、インダクタを介して自励式コンバータを設置し、前記並列コンデンサ Cpを介し て負荷側に出力される二次側交流出力の力率を前記自励式コンバータで制御する ことを特徴とする非接触給電装置。
[10] 請求項 9に記載の非接触給電装置であって、前記二次側交流出力の電圧の大きさ 及び位相、並びに前記インダクタを流れる電流の大きさに基づいて、前記自励式コン バータの交流入力端子における交流電圧の大きさ及び位相を制御することを特徴と する非接触給電装置。
[11] 請求項 9または 10に記載の非接触給電装置であって、前記自励式コンバータが P WM (Pulse Width Modulation)コンバータであることを特徴とする非接触給電装置。
[12] 請求項 9または 10に記載の非接触給電装置であって、前記自励式コンバータが電 圧形パルス幅制御コンバータであることを特徴とする非接触給電装置。
[13] 請求項 1、 2、 3、 5、 6、 7または 8に記載の非接触給電装置であって、
前記二次卷線に接続した前記並列コンデンサ Cpと、直流電力を供給する負荷との 間に、 PFC (Power Factor Correction)コンバータを設置し、前記並列コンデンサ Cp を介して負荷側に出力される二次側交流出力の力率を前記 PFCコンバータで制御 することを特徴とする非接触給電装置。
[14] 請求項 13に記載の非接触給電装置であって、前記 PFCコンバータとして、ダイォ ードブリッジと昇圧チヨツバとから成る回路を用いることを特徴とする非接触給電装置
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DE112006002299T DE112006002299T5 (de) 2005-09-01 2006-08-07 Kontaktfreie Stromzuführvorrichtung
US12/065,227 US8164925B2 (en) 2005-09-01 2006-08-07 Non-contact power feeder
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Cited By (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101345437A (zh) * 2007-07-13 2009-01-14 精工爱普生株式会社 送电装置及电子设备
JP2009071960A (ja) * 2007-09-12 2009-04-02 Meleagros Corp 電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置、電力伝送装置の受電装置、高周波電力回路用キャパシタの性能評価方法および性能評価装置
JP2009106126A (ja) * 2007-10-25 2009-05-14 Meleagros Corp 電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置
JP2009118556A (ja) * 2007-11-02 2009-05-28 Daifuku Co Ltd 非接触ポイント給電設備
JP2009124878A (ja) * 2007-11-15 2009-06-04 Meleagros Corp 電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置
JP2009136048A (ja) * 2007-11-29 2009-06-18 Meleagros Corp 電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置
JP2009148493A (ja) * 2007-12-21 2009-07-09 Hiroshima Univ 非接触エネルギー伝送システム設計装置及びプログラム
JP2010011654A (ja) * 2008-06-27 2010-01-14 Sony Corp 電力伝送装置、給電装置及び受電装置
JP2010040699A (ja) * 2008-08-04 2010-02-18 Showa Aircraft Ind Co Ltd 非接触給電装置
EP2232636A1 (en) * 2007-11-28 2010-09-29 Qualcomm Incorporated Wireless power range increase using parasitic antennas
US7880338B2 (en) * 2007-09-26 2011-02-01 Seiko Epson Corporation Power transmission control device, power transmitting device, power receiving device, non-contact power transmission system, electronic instrument, secondary coil position detection method, and primary coil positioning method
JP2011041464A (ja) * 2009-08-13 2011-02-24 Panasonic Corp 無線電力伝送装置、ならびに無線電力伝送装置を備える発電装置および発電システム
JP2011087457A (ja) * 2009-10-14 2011-04-28 Panasonic Corp 電池パックを備えた電動機械および電源システム
JP2011176914A (ja) * 2010-02-23 2011-09-08 Saitama Univ 非接触給電装置
JP2012039692A (ja) * 2010-08-04 2012-02-23 Yazaki Corp 非接触電力伝送装置
JP2012070463A (ja) * 2010-09-21 2012-04-05 Nissan Motor Co Ltd 非接触給電装置
WO2012046452A1 (ja) * 2010-10-08 2012-04-12 パナソニック株式会社 発電システムおよび発電ユニット
CN102422507A (zh) * 2009-05-14 2012-04-18 日产自动车株式会社 非接触馈电装置
KR101140181B1 (ko) * 2009-11-09 2012-05-02 가부시키가이샤 도요다 지도숏키 공명형 비접촉 전력 전송 장치
JP2012143135A (ja) * 2010-12-15 2012-07-26 Central Japan Railway Co 受電装置、及び受電方法
WO2012108432A1 (ja) 2011-02-10 2012-08-16 株式会社 テクノバ 非接触給電装置
WO2012115047A1 (ja) 2011-02-21 2012-08-30 株式会社 テクノバ 移動体用非接触給電装置
WO2012132413A1 (ja) * 2011-03-31 2012-10-04 株式会社エクォス・リサーチ 電力伝送システム
JP2012210082A (ja) * 2011-03-30 2012-10-25 Daihen Corp 高周波電源装置
JP2013005539A (ja) * 2011-06-14 2013-01-07 Denso Corp 非接触給電システム
WO2013047776A1 (ja) * 2011-09-28 2013-04-04 日産自動車株式会社 非接触給電装置
WO2013118274A1 (ja) * 2012-02-09 2013-08-15 株式会社 テクノバ 双方向非接触給電システム
JP2013226002A (ja) * 2012-04-23 2013-10-31 Toyo Electric Mfg Co Ltd 電力変換装置
WO2014045874A1 (ja) * 2012-09-18 2014-03-27 株式会社 豊田自動織機 受電機器及び非接触電力伝送装置
WO2014125698A1 (ja) * 2013-02-12 2014-08-21 三菱電機株式会社 受電装置及び非接触給電装置
JP2015042051A (ja) * 2013-08-21 2015-03-02 トヨタ自動車株式会社 非接触電力伝送システム
JP2016025677A (ja) * 2014-07-16 2016-02-08 学校法人東京理科大学 電力伝送装置および電気装置
JP2016052241A (ja) * 2014-09-01 2016-04-11 大平電子株式会社 非接触電力伝送装置
JP2016059252A (ja) * 2014-09-05 2016-04-21 大平電子株式会社 非接触電力伝送装置
JP2016101079A (ja) * 2014-11-26 2016-05-30 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 非接触給電システム
JP2016105690A (ja) * 2008-07-28 2016-06-09 クゥアルコム・インコーポレイテッドＱｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ 寄生共振タンクを備える電子デバイスに対するワイヤレス電力送信
US9755461B2 (en) 2012-07-30 2017-09-05 Nissan Motor Co., Ltd. Non-contact power feeding apparatus
US9762294B2 (en) 2012-09-26 2017-09-12 Denso Corporation Communication system
JP2018196322A (ja) * 2009-05-26 2018-12-06 株式会社ヘッズ 非接触電力供給装置
JP2019089648A (ja) * 2017-11-16 2019-06-13 株式会社東芝 エレベータの非接触充電システム
JP2020142336A (ja) * 2019-03-07 2020-09-10 株式会社デンソー 無線給電装置およびこれを用いた多軸ロボット
US11456115B2 (en) 2016-05-11 2022-09-27 Ntn Corporation Electric transmission device in relatively rotating parts

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2920061A1 (fr) * 2007-08-17 2009-02-20 Patrick Camurati Procede et dispositif de transport, distribution et gestion de l'energie electrique par couplage longitudinal a distance en champ proche entre dipoles electriques
US10355526B2 (en) * 2008-11-26 2019-07-16 Auckland Uniservices Limited Bi-directional inductive power transfer
EP2209199A1 (de) * 2009-01-20 2010-07-21 ABB Schweiz AG Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung sowie Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens
WO2010090032A1 (ja) * 2009-02-06 2010-08-12 新電元工業株式会社 電流検出回路および変圧器電流測定システム
WO2011138860A1 (ja) * 2010-05-03 2011-11-10 パナソニック株式会社 発電装置、発電システム、および無線電力伝送装置
JP4971527B2 (ja) * 2010-06-30 2012-07-11 パナソニック株式会社 発電装置および発電システム
TW201203823A (en) * 2010-07-09 2012-01-16 Chung Shan Inst Of Science A power converter with two input power sources
WO2012046453A1 (ja) 2010-10-08 2012-04-12 パナソニック株式会社 無線電力伝送装置、ならびに無線電力伝送装置を備える発電装置
TWI435511B (zh) * 2010-12-06 2014-04-21 Asustek Comp Inc 無線充電系統及其發射端電路
DE102010055696A1 (de) 2010-12-22 2012-06-28 Airbus Operations Gmbh System zur kontaktlosen Energieübertragung, Verwendung eines Systems zur kontaktlosen Energieübertragung und Fahrzeug mit einem System zur kontaktlosen Energieübertragung zwischen einem ersten Fahrzeugteil und einem zweiten Fahrzeugteil
US8664803B2 (en) * 2010-12-28 2014-03-04 Tdk Corporation Wireless power feeder, wireless power receiver, and wireless power transmission system
JP2012143092A (ja) * 2011-01-04 2012-07-26 Kimitake Utsunomiya 充電ａｃアダプタ
US9077209B2 (en) 2011-01-20 2015-07-07 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Power generation system, power generating module, module fixing device and method for installing power generation system
US9197101B2 (en) * 2011-11-29 2015-11-24 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Wireless electric power transmission apparatus
US9899874B2 (en) * 2012-04-05 2018-02-20 Lg Innotek Co., Ltd. Electric power supplying device, of a wireless electric power transmission apparatus and method for supplying electric power
PL2670041T3 (pl) * 2012-06-01 2015-06-30 Aeg Power Solutions Gmbh Układ zasilania prądem z falownikiem do wytwarzania N-fazowego prądu przemiennego
JP6063719B2 (ja) * 2012-11-19 2017-01-18 株式会社東芝 無線電力伝送装置
DE102013004179A1 (de) * 2013-03-12 2014-09-18 Paul Vahle Gmbh & Co. Kg Erhöhung der Phasenlagentoleranz von magnetischen Kreisen bei der berührungslosen Energieübertragung
CN104782026B (zh) * 2013-04-22 2018-02-16 松下知识产权经营株式会社 无线电力传输装置
DE102013108166B4 (de) * 2013-07-30 2016-03-31 Sma Solar Technology Ag Vorrichtung zum erfassen von wechselstromanteilen in einem gleichstromkreis und verwendung der vorrichtung
DE102014200935A1 (de) * 2014-01-20 2015-07-23 Leoni Bordnetz-Systeme Gmbh Energieversorgungskupplung
DE102014207854A1 (de) * 2014-04-25 2015-10-29 Robert Bosch Gmbh Übertragungssystem, Verfahren und Fahrzeuganordnung
CN104037956B (zh) * 2014-06-27 2016-06-08 南京矽力杰半导体技术有限公司 谐振型非接触供电装置和电能接收端
DE102015101087A1 (de) * 2015-01-26 2015-04-23 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung
EP3138800B1 (en) * 2015-09-01 2018-12-12 Otis Elevator Company Elevator wireless communication and power transfer system
EP3413435B1 (en) * 2016-03-04 2020-11-18 Yamaha Hatsudoki Kabushiki Kaisha Power feed system and power transmission circuit
CN109212293B (zh) * 2018-10-18 2021-04-02 中国电力科学研究院有限公司 一种具有电压计量功能的供电型电压互感器及使用方法
CN112965402B (zh) * 2021-02-19 2022-11-15 大唐东北电力试验研究院有限公司 火电厂负荷独立控制装置及方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002049428A (ja) * 2000-08-04 2002-02-15 Kansai Tlo Kk イミタンス変換器、電源装置および非接触給電装置
JP2002272134A (ja) * 2001-03-08 2002-09-20 Mitsubishi Heavy Ind Ltd 高周波電力の非接触給電装置及び非接触給電方法
JP2002320347A (ja) * 2001-04-18 2002-10-31 Shinko Electric Co Ltd 非接触給電装置
JP2005162119A (ja) * 2003-12-05 2005-06-23 Daifuku Co Ltd 無接触給電設備

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002049428A (ja) * 2000-08-04 2002-02-15 Kansai Tlo Kk イミタンス変換器、電源装置および非接触給電装置
JP2002272134A (ja) * 2001-03-08 2002-09-20 Mitsubishi Heavy Ind Ltd 高周波電力の非接触給電装置及び非接触給電方法
JP2002320347A (ja) * 2001-04-18 2002-10-31 Shinko Electric Co Ltd 非接触給電装置
JP2005162119A (ja) * 2003-12-05 2005-06-23 Daifuku Co Ltd 無接触給電設備

Cited By (64)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101345437B (zh) * 2007-07-13 2012-12-12 精工爱普生株式会社 送电装置及电子设备
CN101345437A (zh) * 2007-07-13 2009-01-14 精工爱普生株式会社 送电装置及电子设备
JP2009071960A (ja) * 2007-09-12 2009-04-02 Meleagros Corp 電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置、電力伝送装置の受電装置、高周波電力回路用キャパシタの性能評価方法および性能評価装置
US7880338B2 (en) * 2007-09-26 2011-02-01 Seiko Epson Corporation Power transmission control device, power transmitting device, power receiving device, non-contact power transmission system, electronic instrument, secondary coil position detection method, and primary coil positioning method
JP2009106126A (ja) * 2007-10-25 2009-05-14 Meleagros Corp 電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置
JP2009118556A (ja) * 2007-11-02 2009-05-28 Daifuku Co Ltd 非接触ポイント給電設備
JP2009124878A (ja) * 2007-11-15 2009-06-04 Meleagros Corp 電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置
EP2232636A4 (en) * 2007-11-28 2014-04-23 Qualcomm Inc INCREASING WIRELESS POWER RANGE USING PASSIVE ANTENNAS
EP2232636A1 (en) * 2007-11-28 2010-09-29 Qualcomm Incorporated Wireless power range increase using parasitic antennas
US8766483B2 (en) 2007-11-28 2014-07-01 Qualcomm Incorporated Wireless power range increase using parasitic antennas
JP2009136048A (ja) * 2007-11-29 2009-06-18 Meleagros Corp 電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置
JP2009148493A (ja) * 2007-12-21 2009-07-09 Hiroshima Univ 非接触エネルギー伝送システム設計装置及びプログラム
JP2010011654A (ja) * 2008-06-27 2010-01-14 Sony Corp 電力伝送装置、給電装置及び受電装置
US8319489B2 (en) 2008-06-27 2012-11-27 Sony Corporation Power transfer device, power supply device and power receiving device
JP2016105690A (ja) * 2008-07-28 2016-06-09 クゥアルコム・インコーポレイテッドＱｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ 寄生共振タンクを備える電子デバイスに対するワイヤレス電力送信
JP2010040699A (ja) * 2008-08-04 2010-02-18 Showa Aircraft Ind Co Ltd 非接触給電装置
EP2432098A4 (en) * 2009-05-14 2016-08-10 Nissan Motor CONTACTLESS POWER SUPPLY DEVICE
US8716976B2 (en) 2009-05-14 2014-05-06 Nissan Motor Co., Ltd. Contactless electricity-supplying device
CN102422507A (zh) * 2009-05-14 2012-04-18 日产自动车株式会社 非接触馈电装置
JP2018196322A (ja) * 2009-05-26 2018-12-06 株式会社ヘッズ 非接触電力供給装置
JP2011041464A (ja) * 2009-08-13 2011-02-24 Panasonic Corp 無線電力伝送装置、ならびに無線電力伝送装置を備える発電装置および発電システム
JP2011087457A (ja) * 2009-10-14 2011-04-28 Panasonic Corp 電池パックを備えた電動機械および電源システム
US9114717B2 (en) 2009-10-14 2015-08-25 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Electric machine and power supply system having battery pack
US9573485B2 (en) 2009-10-14 2017-02-21 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Electric machine and power supply system having battery pack
KR101140181B1 (ko) * 2009-11-09 2012-05-02 가부시키가이샤 도요다 지도숏키 공명형 비접촉 전력 전송 장치
JP2011176914A (ja) * 2010-02-23 2011-09-08 Saitama Univ 非接触給電装置
JP2012039692A (ja) * 2010-08-04 2012-02-23 Yazaki Corp 非接触電力伝送装置
JP2012070463A (ja) * 2010-09-21 2012-04-05 Nissan Motor Co Ltd 非接触給電装置
JP5870276B2 (ja) * 2010-10-08 2016-02-24 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 発電システムおよび発電ユニット
US9013069B2 (en) 2010-10-08 2015-04-21 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Power generation system and power generating unit
WO2012046452A1 (ja) * 2010-10-08 2012-04-12 パナソニック株式会社 発電システムおよび発電ユニット
JP2012143135A (ja) * 2010-12-15 2012-07-26 Central Japan Railway Co 受電装置、及び受電方法
US9548674B2 (en) 2010-12-15 2017-01-17 Central Japan Railway Company Electric power receiving device and method of receiving electric power
JP2012170195A (ja) * 2011-02-10 2012-09-06 Saitama Univ 非接触給電装置
US9457676B2 (en) 2011-02-10 2016-10-04 Technova Inc. Contactless power transfer apparatus
WO2012108432A1 (ja) 2011-02-10 2012-08-16 株式会社 テクノバ 非接触給電装置
US8963489B2 (en) 2011-02-21 2015-02-24 Technova Inc. Contactless power transfer device for moving object
WO2012115047A1 (ja) 2011-02-21 2012-08-30 株式会社 テクノバ 移動体用非接触給電装置
JP2012210082A (ja) * 2011-03-30 2012-10-25 Daihen Corp 高周波電源装置
JP2012217228A (ja) * 2011-03-31 2012-11-08 Equos Research Co Ltd 電力伝送システム
WO2012132413A1 (ja) * 2011-03-31 2012-10-04 株式会社エクォス・リサーチ 電力伝送システム
JP2013005539A (ja) * 2011-06-14 2013-01-07 Denso Corp 非接触給電システム
WO2013047776A1 (ja) * 2011-09-28 2013-04-04 日産自動車株式会社 非接触給電装置
US9705565B2 (en) 2011-09-28 2017-07-11 Nissan Motor Co., Ltd. Non-contact power supply device
JP2013074730A (ja) * 2011-09-28 2013-04-22 Nissan Motor Co Ltd 非接触給電装置
WO2013118274A1 (ja) * 2012-02-09 2013-08-15 株式会社 テクノバ 双方向非接触給電システム
JPWO2013118274A1 (ja) * 2012-02-09 2015-05-11 株式会社テクノバ 双方向非接触給電システム
JP2013226002A (ja) * 2012-04-23 2013-10-31 Toyo Electric Mfg Co Ltd 電力変換装置
US9755461B2 (en) 2012-07-30 2017-09-05 Nissan Motor Co., Ltd. Non-contact power feeding apparatus
JP2014060863A (ja) * 2012-09-18 2014-04-03 Toyota Industries Corp 受電機器及び非接触電力伝送装置
WO2014045874A1 (ja) * 2012-09-18 2014-03-27 株式会社 豊田自動織機 受電機器及び非接触電力伝送装置
US9762294B2 (en) 2012-09-26 2017-09-12 Denso Corporation Communication system
JP5837254B2 (ja) * 2013-02-12 2015-12-24 三菱電機株式会社 受電装置及び非接触給電装置
JPWO2014125698A1 (ja) * 2013-02-12 2017-02-02 三菱電機株式会社 受電装置及び非接触給電装置
WO2014125698A1 (ja) * 2013-02-12 2014-08-21 三菱電機株式会社 受電装置及び非接触給電装置
JP2015042051A (ja) * 2013-08-21 2015-03-02 トヨタ自動車株式会社 非接触電力伝送システム
JP2016025677A (ja) * 2014-07-16 2016-02-08 学校法人東京理科大学 電力伝送装置および電気装置
JP2016052241A (ja) * 2014-09-01 2016-04-11 大平電子株式会社 非接触電力伝送装置
JP2016059252A (ja) * 2014-09-05 2016-04-21 大平電子株式会社 非接触電力伝送装置
JP2016101079A (ja) * 2014-11-26 2016-05-30 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 非接触給電システム
US11456115B2 (en) 2016-05-11 2022-09-27 Ntn Corporation Electric transmission device in relatively rotating parts
JP2019089648A (ja) * 2017-11-16 2019-06-13 株式会社東芝 エレベータの非接触充電システム
JP2020142336A (ja) * 2019-03-07 2020-09-10 株式会社デンソー 無線給電装置およびこれを用いた多軸ロボット
JP7150276B2 (ja) 2019-03-07 2022-10-11 株式会社デンソー 無線給電装置およびこれを用いた多軸ロボット

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