JP2016025677A - 電力伝送装置および電気装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷変動に伴う出力電圧の変動を安定的に抑制する。【解決手段】電力伝送装置は、環状のコアと、コアに巻回された第１のコイルと、巻回部分の内側をコアが貫通し且つコアとの間に間隙を有して環状に巻回された第２のコイルと、第１のコイルまたは第２のコイルに接続されたキャパシタと、を含む。第２のコイルは、第１のコイルとの間の電磁誘導に寄与する第１のインダクタンスと、第１のコイルとの間の電磁誘導に寄与しない第２のインダクタンスと、巻線抵抗と、の直列結合の等価として表される。キャパシタのキャパシタンスは、第２のインダクタンスを打ち消す値に設定されている。【選択図】図３

Description

本発明は、電磁誘導によって２つのコイル間で電力伝送を行う電力伝送装置および電力伝送装置を備えた電気装置に関する。

完全埋込型人工心臓へ駆動用エネルギーを供給する方法の一つに経皮伝送がある。経皮伝送は、体外および体内に配置した一組のコイル（経皮トランス）を用いて、非侵襲でエネルギー伝送を行うものである。経皮伝送によれば、電線が皮膚を貫くことで起きる感染症のリスクを回避することができ、ＱＯＬ（Quality of life）などの点において優れている。

特許文献１には、２次側における電圧および電流に関する信号を非接触の電磁結合コイルを用いて１次側に送信し、１次側ユニットでは２次側から送られてきた信号を受信して、１次側のインバータの駆動周波数を可変させる非接触電力伝送装置が記載されている。特許文献１には、この非接触電力伝送装置において、軽負荷時や無負荷時において駆動周波数を高い方に移動させ、結合トランスの１次側コイルの電流を減少させて二次側の出力電圧及び電流を安定化制御する手段を設けることにより、一次側の無効な消費電力を減少させることが記載されている。

特許文献２には、体内埋込み可能な駆動部と、電源部と、電源部に接続される１次コイル、および、駆動部に接続される２次コイルを有し、電磁誘導により電力を伝送する電力伝送部と、を備える医療装置が記載されている。この医療装置において、電源部は、１次コイルに流れる電流を検知する電流検知部と、電流検知部の検知結果を、予め求められた、１次コイルに流れる電流および２次コイルに発生する電圧との関係データに適用した結果に基づいて、電源が出力する電圧を制御する電圧制御部と、を備える。

特許文献３には、負荷に電力を供給するために供給側電流および供給側電圧を発生する電力供給部と、電力供給部からの電力を入力する１次コイルと、１次コイルと磁気的に結合されるとともに１次コイルに対する位置が移動可能である、負荷に電力を供給する２次コイルと、１次コイルに接続された第一の共振用コンデンサと２次コイルに接続された第二の共振用コンデンサと、を備えた非接触電力供給システムが記載されている。この非接触電力供給システムにおいて、電力供給部は、供給側電流を検知する電流検知部と、負荷に供給される負荷側電圧を所定の目標値とするための供給側電流の値を、電流検知部の検知結果に基づいて演算する演算部と、演算部の演算結果に応じて供給側電圧を制御する電圧制御部と、を備える。

特許文献４には、１次側から電力を無接点で２次側の負荷に伝送するためのトランスを有する無接点電力伝送装置が記載されている。この無接点電力伝送装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換してトランスの１次側コイルに供給する給電手段と、外部から設定される駆動周波数で信号を発振し、給電手段に供給する発振手段と、１次側コイルからＧＮＤに流れる１次電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段により検出された１次電流を基に、２次側の負荷の値を推定し、該負荷の値に適応した駆動周波数を決定し、該駆動周波数を発振手段に設定する制御手段と、を有する。制御手段は、発振手段に設定し得る駆動周波数毎に予め求めた１次電流と負荷の値との間の特性、および予め求めた負荷の値と該負荷の値に適応する駆動周波数との間の特性を保持し、これらの特性を参照して、発振手段に設定する駆動周波数を決定する。

２００６−７４８４８号公報 ２００５−３２９２２６号公報 ２００６−２１７７３１号公報 ２００４−２４８３６５号公報

特許文献１に記載の非接触電力伝送装置によれば、２次側における電圧および電流に関する信号は、電磁結合コイルを用いて１次側に送信される。すなわち、特許文献１に記載の非接触電力伝送装置によれば、２次側から１次側へのフィードバック通信が必要となり、この通信が一瞬でも途絶えると制御不能となるおそれがある。

特許文献２−４に記載の装置は、１次側の電流の大きさに応じて電源電圧または周波数を制御するので、２次側から１次側へのフィードバック通信は不要となる。しかしながら、１次側の電流のみに基づく制御では、例えば、負荷の変動に加えて１次コイルと２次コイルとの結合状態の変動等が生じた場合には制御不能となり、負荷に供給される電圧（出力電圧）が大きく変動してしまうおそれがある。すなわち、特許文献２−４に記載の装置では、想定された状況とは異なる状況において、負荷変動が生じると、出力電圧が大きく変動してしまうおそれがある。例えば負荷が人工心臓である場合において、人工心臓に供給される電圧が大きく変動すると、人工心臓は正常に動作できなくなるおそれがある。また、１次側の電流のみに基づく制御では、一次側の電流の変化が小さい場合には、制御が困難になるおそれがある。更に、一次側の電流に高周波ノイズ等が混入した場合には、このノイズが誤動作を引き起こし、制御が困難となるおそれがある。

本発明は、１つの側面として、負荷変動に伴う出力電圧の変動を安定的に抑制することができる電力伝送装置および電気装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電力伝送装置は、環状のコアと、前記コアに巻回された第１のコイルと、巻回部分の内側を前記コアが貫通し且つ前記コアとの間に間隙を有して環状に巻回された第２のコイルと、前記第１のコイルまたは前記第２のコイルに接続されたキャパシタと、を含み、前記第２のコイルは、前記第１のコイルとの間の電磁誘導に寄与する第１のインダクタンス、前記第１のコイルとの間の電磁誘導に寄与しない第２のインダクタンスおよび前記第２のコイルの巻線抵抗を直列接続した等価回路で表したとき、前記キャパシタのキャパシタンスは、前記第２のインダクタンスを打ち消す値に設定されている。

本発明に係る電力伝送装置において、前記キャパシタが、前記第２のコイルに接続され、前記第２のインダクタンスとともに共振回路を形成してもよい。

本発明に係る電力伝送装置において、前記第２のインダクタンスをｌ_２、電磁誘導により前記第１のコイルから前記第２のコイルに伝送される交流電力の周波数をｆとした場合において、前記キャパシタのキャパシタンスＣは、Ｃ＝１／４π^２ｌ_２ｆ^２に相当する値に設定されていてもよい。

本発明に係る電力伝送装置において、前記キャパシタは、前記第１のコイルに接続され、前記第２のインダクタンスとともに共振回路を形成してもよい。

本発明に係る電力伝送装置において、前記第２のインダクタンスをｌ_２、電磁誘導により前記第１のコイルから前記第２のコイルに伝送される交流電力の周波数をｆ、前記第１のコイルの巻数ｎ_１と前記第２のコイルの巻数ｎ_２との比ｎ_１／ｎ_２をａとした場合において、前記キャパシタのキャパシタンスＣは、Ｃ＝１／４π^２ａ^２ｌ_２ｆ^２に相当する値に設定されていてもよい。

本発明に係る電力伝送装置において、前記第２のコイルの内側に前記コアを貫通させない空心状態で測定した前記第２のコイルのインダクタンスを前記第２のインダクタンスｌ_２として適用して前記キャパシタのキャパシタンスＣの値が設定されてもよい。

本発明に係る電気装置は、上記の電力伝送装置と、前記第２のコイルから出力される電力が供給される負荷と、を含む。

本発明に係る電気装置は、入力された直流電力を交流電力に変換し、前記第１のコイルに供給する第１の電力変換部と、前記第２のコイルから出力される交流電力を直流電力に変換し、前記負荷に供給する第２の電力変換部と、を更に含んでいてもよい。

本発明に係る電気装置において、前記第２のコイルおよび前記負荷が生体の内部に配置され、前記第１のコイルが前記生体の外部に配置されていてもよい。

本発明は、一つの側面として、負荷変動に伴う出力電圧の変動を安定的に抑制することができる、という効果を奏する。

本発明の実施形態に係る電力伝送装置の外観図である。 本実施形態に係る電力伝送装置を用いて生体内に埋め込まれた負荷に電力を供給する場合の使用方法の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送装置の等価回路図である 本発明の実施形態に係る電気装置の構成を示すブロック図である。 比較例に係る電気装置の構成を示すブロック図である。 実験１の結果を示すグラフである。 実験２における負荷の構成を示す図である。 実験２における負荷の状態設定を示す表である。 実験２の結果を示すグラフである。 実験３の結果を示すグラフである。 実験３の結果を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態に係る電力伝送装置の等価回路図である。 本発明の第２の実施形態に係る電気装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施形態の一例を図面を参照しつつ説明する。なお、各図面において同一または等価な構成要素および部分には同一の参照符号を付与している。

［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力伝送装置１０の外観図である。電力伝送装置１０は、コア５０、一次コイル２０、二次コイル３０およびキャパシタ４０を含んで構成されている。電力伝送装置１０は、一次コイル２０に入力される交流電力を、電磁誘導によって二次コイル３０に伝送する装置である。

コア５０は、円環状の磁性体によって構成されている。一次コイル２０は、巻回部分がコア５０の表面に密着するように略均等な間隔でコア５０に巻回されている。二次コイル３０は、円環状に巻回され、巻回部分の内側にコア５０が貫通するように配置されている。二次コイル３０は、コア５０との間に間隙を有して巻回されている。キャパシタ４０は、二次コイル３０に直列に接続されている。コア５０、一次コイル２０および二次コイル３０によりトランスが構成され、一次コイル２０に入力された交流電力は、電磁誘導によって二次コイル３０に伝送される。

なお、コア５０は、予め半分に切断されており、使用時において切断部分はタイバンドで結合される。このようにコア５０を分割可能としておくことにより、二次コイル３０へのコア５０の取り付けが容易となる。ゴミなどの異物がコア５０の切断面に付着しなければ、コア５０の磁路は完全に閉じており、且つコア５０の比透磁率が高いことから、高い相互インダクタンス（磁気結合）を得ることができる。

図２は、本発明の実施形態に係る電力伝送装置１０を経皮トランスとして用いて、生体内に埋め込まれた人工心臓等の負荷に電力を供給する場合の使用方法の一例を示す図である。この場合、二次コイル３０は、円弧の半分が皮下に埋め込まれ、残りの半分が皮膚Ｓに覆われた状態でアーチ状に外側に向けて突き出すように生体内に配置される。一次コイル２０が巻回されたコア５０が、皮膚Ｓのアーチ状に突き出した二次コイル３０の内側部分の穴を貫通するように配置され、二次コイル３０をクランプする。なお、キャパシタ４０は、二次コイル３０とともに生体内に埋め込まれる。図２に示すように、生体内に埋め込まれた二次コイル３０のリングの内側部分に、生体外に配置された一次コイル２０が巻回されたコア５０を貫通させるタイプの経皮トランスを体外結合型経皮トランスと称する。これに対して、生体の外部および内部に空心型コイルを配置するタイプの経皮トランスを、空心型経皮トランスと称する。体外結合型経皮トランスによれば、空心型経皮トランスと比較して、エネルギー伝送効率が高い、体動等による装着ずれに対するエネルギーの伝送量および伝送効率の変動が小さいという利点がある。

図３は、電力伝送装置１０の等価回路図である。なお、図３には、電力伝送装置１０によって電力が供給される負荷１４０も併せて示されている。二次コイル３０は、一次コイル２０との間の電磁誘導に寄与するインダクタンスＬ_２、一次コイル２０との間の電磁誘導に寄与しない漏洩インダクタンスｌ_２および二次コイル３０の巻線抵抗ｒ_２を直列接続した等価回路として表すことができる。すなわち、インダクタンスＬ_２は、一次コイル２０と磁気的に結合される部分に対応するインダクタンスであり、一次コイル２０および二次コイル３０の双方と鎖交する磁束によって生じるインダクタンスである。一方、漏洩インダクタンスｌ_２は、一次コイル２０と磁気的に結合されない部分に対応するインダクタンスである。換言すれば、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２は、コア５０を通過せずに空気中に漏れた磁束分のインダクタンスであり、二次コイル３０に鎖交し、一次コイル２０には鎖交しない磁束によって生じるインダクタンスである。

同様に、一次コイル２０は、二次コイル３０との間の電磁誘導に寄与するインダクタンスＬ_１と、二次コイル３０との間の電磁誘導に寄与しない漏洩インダクタンスｌ_１と、巻線抵抗ｒ_１と、の直列結合の等価として表すことができる。

端子２３および端子２４は、外部から一次コイル２０に交流電力を入力するための端子であり、端子３３および端子３４は一次コイル２０から二次コイル３０へ伝送された交流電力を外部に取り出すための端子である。負荷１４０は、端子３３および端子３４に接続され、電力伝送装置１０から電力の供給を受ける。電力伝送装置１０の出力インピーダンスが大きい場合には、負荷１４０の変動に伴って電力伝送装置１０の出力電圧は変動する。すなわち、負荷１４０の変動に伴って出力電流が増加する程、インピーダンス電圧降下が大きくなり、電力伝送装置１０の出力電圧が低下する。これにより、負荷１４０を正常に駆動できなくなるおそれがある。負荷１４０が例えば人工心臓である場合には、インピーダンス電圧降下を極力小さくして、負荷１４０の消費電力が変動しても負荷１４０に印加される電圧を略一定に保つことが望ましい。

電力伝送装置１０において、インピーダンス電圧降下を生じさせる要因は、電磁誘導に寄与しない、一次コイル２０の漏洩インダクタンスｌ_１、一次コイル２０の巻線抵抗ｒ_１、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２および二次コイル３０の巻線抵抗ｒ_２である。これらの要因のうち、伝送される交流電力の周波数が高くなる程、漏洩インダクタンスが支配的となる。一次コイル２０は、コア５０に密着して略均等な間隔で巻き付けられているため、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２と比較して無視可能な程小さい。すなわち、電力伝送装置１０において、インピーダンス電圧降下を生じさせる主な要因は、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２であると考えられる。

そこで、本実施形態に係る電力伝送装置１０において、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２を打ち消すために補償用のキャパシタ４０が用いられている。本実施形態に係る電力伝送装置１０において、キャパシタ４０は、二次コイル３０に直列に接続されている。

二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２を、二次コイル３０に直列接続されたキャパシタ４０によって打ち消すためには、漏洩インダクタンスｌ_２に対応するインダクタ３５とキャパシタ４０とで共振回路を形成すればよい。すなわち、キャパシタ４０のキャパシタンスＣを、下記の（１）式に基づいて設定することで、上記の共振回路を形成することが可能である。
Ｃ＝１／４π^２ｌ_２ｆ^２ ・・・ （１）
ただし、ｆは一次コイル２０から二次コイル３０に伝送される交流電力の周波数である。

キャパシタ４０は、漏洩インダクタンスｌ_２に対応するインダクタ３５とともに共振回路を形成することにより、漏洩インダクタンスｌ_２を打ち消し、漏洩インダクタンスｌ_２によるインピーダンス電圧降下を抑制する。なお、漏洩インダクタンスｌ_２を打ち消す効果が最大となるように、（１）式によって得られたキャパシタンスＣの値を、実測等に基づいて調整してもよい。

二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２は、コア５０を通過せずに空気中に漏れた磁束分のインダクタとして考えることができる。二次コイル３０の内側部分のうち、コア５０が貫通する部分の面積は、全体の１／１０程度である。従って、コア５０が貫通する部分の面積を空気に置き換えて計算した二次コイル３０のインダクタンスを、二次コイルの漏洩インダクタンスｌ_２として近似しても大きな誤差はないものと考えられる。従って、二次コイル３０の内側部分にコア５０を貫通させない空心状態でＬＣＲメータ等によって測定した二次コイル３０のインダクタンスの値を、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２の値として適用することが可能である。

また、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２を実測によらず下記の（２）式から導出することも可能である。
ｌ_２＝Ｋμ_０ｎ_２ ^２ｒ^２π／ｔ ［Ｈ］ ・・・ （２）
ただし、Ｋは長岡係数、μ_０は真空の透磁率、ｎ_２は二次コイル３０の巻数、ｒは二次コイルの半径、ｔは二次コイル３０の厚さである。

図４は、電力伝送装置１０を含んで構成された、本発明の実施形態に係る電気装置１００のブロック図である。図４において、電力伝送装置１０を、生体内に配置された負荷に生体外から電力を供給する体外結合型経皮トランスとして用いる場合が例示されている。電気装置１００は、電力伝送装置１０以外の構成要素として、生体外に配置される直流電源１１０およびインバータ１２０と、生体内に配置される整流平滑回路１３０および負荷１４０を含む。

直流電源１１０は、直流電力を生成する電源であり、例えば、バッテリや直流安定化電源等によって構成される。インバータ１２０は、直流電源１１０から供給される直流電力を交流電力に変換する。電力伝送装置１０の一次コイル２０は、インバータ１２０に接続され、インバータ１２０から供給される交流電力を電磁誘導によって二次コイル３０に伝送する。

電力伝送装置１０の二次コイル３０は、一次コイル２０から伝送された電力を、後段の整流平滑回路１３０に供給する。キャパシタ４０は、二次コイル３０に直列接続され、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２とともに共振回路を形成する。キャパシタ４０は、漏洩インダクタンスｌ_２を打ち消すように作用し、漏洩インダクタンスｌ_２によるインピーダンス電圧降下を抑制する。本実施形態において、キャパシタ４０は、二次コイル３０と整流平滑回路１３０との間に設けられている。整流平滑回路１３０は、二次コイル３０から供給された交流電力を直流電力に変換し、後段の負荷１４０に供給する。負荷１４０は、整流平滑回路１３０から供給された直流電力によって駆動される。負荷１４０は、例えば人工心臓であってもよい。

なお、一次コイル２０は、本発明における第１のコイルに対応し、二次コイル３０は、本発明における第２のコイルに対応する。コア５０は、本発明におけるコアに対応する。負荷１４０は、本発明における負荷に対応する。インバータ１２０は、本発明における第１の電力変換部に対応し、整流平滑回路１３０は、本発明における第２の電力変換部に対応する。

本発明の実施形態に係る電気装置１００において、負荷１４０の状態を変化させた場合における、整流平滑回路１３０の出力電圧（すなわち、負荷１４０に供給される電圧）の変化を観測する実験（下記の実験１、実験２および実験３）を行った。

（キャパシタンスＣの設定）
キャパシタ４０のキャパシタンスＣの値を導出するために、二次コイル３０をコア５０から分離して空心状態とし、空心状態の二次コイル３０のインダクタンスを、ＬＣＲメータ（アジレントテクノロジー社製、４２８５Ａ）によって測定した。測定によって得られたインダクタンスの値を、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２の値として適用し、（１）式に基づいて、キャパシタ４０のキャパシタンスＣの値を導出した。なお、一次コイル２０から二次コイル３０に伝送される交流電力の周波数ｆは、一例として３０９ｋＨｚとした。ＬＣＲメータによって測定された空心状態の二次コイル３０のインダクタンスは、７．５μＨであった。従って、（１）式より導出されるキャパシタ４０のキャパシタンスＣの値は、３５．３ｎＦである。

（実験の準備）
本発明の実施形態に係る電気装置１００に加え、図５に示す構成の電気装置２００を比較例として準備した。なお、図５において、本発明の実施形態に係る電気装置１００と同一の構成要素については同一の参照符号を付与し、重複する説明は省略する。また、本発明の実施形態に係る電気装置１００に関し、図４では、二次コイル３０、キャパシタ４０、整流平滑回路１３０および負荷１４０を、生体内に配置する場合を例示しているが、以下に説明する各実験は、電気装置１００の各構成要素を全て生体外に配置して行った。比較例に係る電気装置２００についても同様である。

比較例に係る電気装置２００は、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２を打ち消すためのキャパシタを有しない点において、本発明の実施形態に係る電気装置１００と異なる。本発明の実施形態に係る電気装置１００においては、補償用のキャパシタ４０として、一例として、メタライズドポリプロピレンフィルムコンデンサを用いた。ここでは、市販品の中から、（１）式に基づいて導出された３５．３ｎＦに最も近い３６ｎＦのものを用いた。

本発明の実施形態に係る電気装置１００と、比較例に係る電気装置２００とのそれぞれにおいて、負荷１４０として用いた抵抗素子の抵抗値を３８．４Ωとし、整流平滑回路１３０の出力電圧が２４Ｖとなるように直流電源１１０の出力電圧を調節した。次に、本発明の実施形態に係る電気装置１００については、キャパシタ４０のキャパシタンスＣの値を最適化するために、負荷１４０として用いた抵抗素子の抵抗値を２８．８Ωおよび１１５．２Ωとした場合のそれぞれについて、キャパシタンスＣの値を１ｎＦずつ増加させ、整流平滑回路１３０の出力電圧の変化を調べた。すなわち、負荷抵抗を２８．８Ωおよび１１５．２Ωとした場合のそれぞれについて、整流平滑回路１３０の出力電圧が２４Ｖに近くなるキャパシタンスＣの値を探索した。その結果、キャパシタンスＣの値を４１．１ｎＦとしたときに、整流平滑回路１３０の出力電圧が２４Ｖに最も近くなり、インピーダンス電圧降下を最小化（すなわち、キャパシタ４０による補償効果を最大化）できた。以下に示す実験１〜実験３においては、いずれも本発明の実施形態に係る電気装置１００におけるキャパシタ４０のキャパシタンスＣの値を４１．１ｎＦとした。

（実験１）
本発明の実施形態に係る電気装置１００と比較例に係る電気装置２００とのそれぞれにおいて、負荷１４０として用いた抵抗素子（金属皮膜抵抗）の抵抗値を１９．２Ω（消費電力３０Ｗを想定）から１１５．２Ω（消費電力５Ｗを想定）まで変化させたときの、整流平滑回路１３０の出力電圧の変動を観測した。より具体的には、負荷抵抗の抵抗値を３８．４Ω（消費電力１５Ｗを想定）としたときの整流平滑回路１３０の出力電圧が２４Ｖとなるように直流電源１１０の出力電圧を調節し、この状態を基準状態とし、基準状態から負荷抵抗の抵抗値を増減したときの整流平滑回路１３０の出力電圧の変動の様子を観測した。

図６は、実験１の結果を示すグラフである。図６において、横軸は負荷１４０として用いた抵抗素子の抵抗値を示し、縦軸は整流平滑回路１３０の出力電圧を示す。また、図６において、実線は、本発明の実施形態に係る電気装置１００に対応し、破線は比較例に係る電気装置２００に対応する。図６に示すように、補償用のキャパシタを有しない比較例に係る電気装置２００においては、負荷１４０の抵抗値を１１５．２Ωとすると、整流平滑回路１３０の出力電圧は、基準状態である２４Ｖから２７．２８Ｖにまで上昇した。負荷１４０の抵抗値を２８．８Ωとすると、整流平滑回路１３０の出力電圧は、基準状態である２４Ｖから約２２Ｖにまで低下した。負荷１４０の抵抗値を１９．２Ωおよび２３．０４Ωとしたとき、インバータ１２０の動作が停止し、出力が得られなかった。このように、比較例に係る電気装置２００においては、負荷抵抗の変動に伴って整流平滑回路１３０の出力電圧が大きく変動した。これは、比較例に係る電気装置２００の出力インピーダンスが大きいためであると考えられる。

一方、補償用のキャパシタ４０を有する本発明の実施形態に係る電気装置１００においては、負荷１４０の抵抗値を１９．２Ωから１１５．２Ωまで変化させても、整流平滑回路１３０の出力電圧は、２２．６Ｖ〜２４．９Ｖの範囲であり、安定した出力が得られた。このように、本発明の実施形態に係る電気装置１００によれば、負荷抵抗の変動に伴う出力電圧の変動を、比較例に係る電気装置２００よりも小さくすることができた。これは、本発明の実施形態に係る電気装置１００においては、漏洩インダクタンスｌ_２とともに共振回路を形成するキャパシタ４０を付加したことにより、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２が打ち消され、出力インピーダンスが小さくなったためであると考えられる。

（実験２）
本発明の実施形態に係る電気装置１００と比較例に係る電気装置２００とのそれぞれにおいて、負荷１４０としてモータを用い、このモータの負荷（消費電力）を変化させたときの整流平滑回路１３０の出力電圧の変動を観測した。

図７に、実験２における負荷１４０の構成を示す。負荷１４０としてブラシレスＤＣモータ１４１（日本電産サーボ社製 ＦＨ６Ｓ２０−Ｄ３）を用いた。また、ブラシレスＤＣモータ１４１に負荷をかけるために、ブラシレスＤＣモータ１４１の出力軸にブラシ付きの負荷用のＤＣモータ１４２（日本電産サーボ社製、ＤＥＭ６０）を接続した。

ブラシレスＤＣモータ１４１は、回転数を５００ｒｐｍから２５００ｒｐｍまで変化させることができ、回転数の上昇に伴って消費電力も増加する。本実験では、負荷１４０（ブラシレスＤＣモータ１４１）の消費電力を更に増加させるために、負荷用のＤＣモータ１４２の出力端子を開放状態とした場合に加え、負荷用のＤＣモータ１４２の出力端子に抵抗素子（４１．６Ω、２２．６Ω、１５．０Ω）を接続した場合の出力電圧の変動も観測した。負荷用のＤＣモータ１４２の出力端子に抵抗素子を接続することで、ブラシレスＤＣモータ１４１の負荷トルクを増加させた状態を模擬することでき、ブラシレスＤＣモータ１４１の消費電力を更に増加させることができる。

図８は、本実験における負荷１４０の状態設定を示す表である。状態設定１〜７において、負荷用のＤＣモータ１４２の出力端子を開放状態とし、ブラシレスＤＣモータ１４１の回転数を変化させた。状態設定８〜１０において、ブラシレスＤＣモータ１４１の回転数を最大値である２５００ｒｐｍとし、負荷用のＤＣモータ１４２の出力端子に接続する抵抗素子の抵抗値を変化させた。状態設定の番号が大きくなるに従って、負荷１４０（ブラシレスＤＣモータ１４１）の消費電力が大きくなるように状態設定を行った。状態設定４において、整流平滑回路１３０の出力電圧が２４Ｖとなるように直流電源１１０の出力電圧を調節し、この状態を基準状態とし、基準状態から負荷１４０（ブラシレスＤＣモータ１４１）の消費電力を増減させたときの整流平滑回路１３０の出力電圧の変動の様子を観測した。

図９は、実験２の結果を示すグラフである。図９において、横軸は負荷１４０（ブラシレスＤＣモータ１４１）の消費電力を示し、縦軸は整流平滑回路１３０の出力電圧を示す。また、図９において、実線は、本発明の実施形態に係る電気装置１００に対応し、破線は比較例に係る電気装置２００に対応する。図９に示すように、補償用のキャパシタを有しない比較例に係る電気装置２００においては、ブラシレスＤＣモータ１４１の消費電力の変動に伴って整流平滑回路１３０の出力電圧が１９．７Ｖから２４．７Ｖまで変動した。一方、補償用のキャパシタ４０を有する本発明の実施形態に係る電気装置１００においては、ブラシレスＤＣモータ１４１の消費電力の変動に伴う整流平滑回路１３０の出力電圧の変動範囲は、２３．０Ｖ〜２４．４Ｖであった。本発明の実施形態に係る電気装置１００においては、軽負荷時（状態設定１〜３）および高負荷時（状態設定７〜１０）のいずれにおいても、整流平滑回路１３０の出力電圧の変動幅が、比較例に係る電気装置２００よりも小さいことが確認された。これは、本発明の実施形態に係る電気装置１００においては、漏洩インダクタンスｌ_２とともに共振回路を形成するキャパシタ４０を付加したことにより、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２が打ち消され、出力インピーダンスが小さくなったためであると考えられる。

（実験３）
本発明の実施形態に係る電気装置１００と比較例に係る電気装置２００とのそれぞれにおいて、上記の実験２と同様、負荷１４０としてブラシレスＤＣモータ１４１および負荷用のＤＣモータ１４２を用いた。実験３では、ブラシレスＤＣモータ１４１の回転数および負荷トルクを周期的に変化させたときの整流平滑回路１３０の出力電圧の変動を観測した。

本実験では、設定１として、ブラシレスＤＣモータ１４１の回転数を、１秒間で１１９０ｒｐｍから２３８０ｒｐｍまで三角波状（直線的）に変化させたときの整流平滑回路１３０の出力電圧の変動を観測した。また、本実験では、設定２として、抵抗値が０．３Ωおよび１．２ＭΩである２つの抵抗素子を、負荷用のＤＣモータ１４２の出力端子に１秒周期で交互に接続したときの整流平滑回路１３０の出力電圧の変動を観測した。負荷用のＤＣモータ１４２の出力端子に接続する抵抗素子の抵抗値を変化させることで、ブラシレスＤＣモータ１４１の負荷トルクを変化させた状態を模擬することができる。

図１０は、実験３の設定１（ブラシレスＤＣモータ１４１の回転数を周期的に変化させた場合）における結果を示すグラフである。図１０において、横軸は時間を示し、縦軸は整流平滑回路１３０の出力電圧を示す。図１０に示すように、補償用のキャパシタを有しない比較例に係る電気装置２００においては、ブラシレスＤＣモータ１４１の回転数の変動に伴って、整流平滑回路１３０の出力電圧が２１．３Ｖから２５．０Ｖまで変化した。一方、補償用のキャパシタ４０を有する本発明の実施形態に係る電気装置１００においては、ブラシレスＤＣモータ１４１の回転数の変動に伴う整流平滑回路１３０の出力電圧の変動範囲は、２３．０Ｖ〜２４．２Ｖであった。このように、本実施形態に係る電気装置１００においては、ブラシレスＤＣモータ１４１の回転数の変動に伴う整流平滑回路１３０の出力電圧の変動幅が、比較例に係る電気装置２００よりも小さいことが確認された。これは、本実施形態に係る電気装置１００においては、漏洩インダクタンスｌ_２とともに共振回路を形成するキャパシタ４０を付加したことにより、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２が打ち消され、出力インピーダンスが小さくなったためであると考えられる。

図１１は、実験３の設定２（ブラシレスＤＣモータ１４１の負荷トルクを周期的に変化させた場合）における結果を示すグラフである。図１１において、横軸は時間を示し、縦軸は整流平滑回路１３０の出力電圧を示す。図１１に示すように、補償用のキャパシタを有しない比較例に係る電気装置２００においては、ブラシレスＤＣモータ１４１の負荷トルクの変動に伴って整流平滑回路１３０の出力電圧が２０．５Ｖから２４．５Ｖまで変化した。一方、補償用のキャパシタ４０を有する本発明の実施形態に係る電気装置１００においては、ブラシレスＤＣモータ１４１の負荷トルクの変動に伴う整流平滑回路１３０の出力電圧の変動範囲は２２．３Ｖ〜２４．１Ｖであった。このように、本発明の実施形態に係る電気装置１００においては、ブラシレスＤＣモータ１４１の負荷トルクの変動に伴う整流平滑回路１３０の出力電圧の変動幅が、比較例に係る電気装置２００よりも小さいことが確認された。これは、本実施形態に係る電気装置１００においては、漏洩インダクタンスｌ_２とともに共振回路を形成するキャパシタ４０を付加したことにより、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２が打ち消され、出力インピーダンスが小さくなったためであると考えられる。

（考察）
実際の人工心臓は、拍動に伴いモータの負荷トルクが変化するため、上記の実験３における設定２の状況に近いといえる。図１１に示すように、本発明の実施形態に係る電気装置１００においては、負荷トルクの変動に伴う整流平滑回路１３０の出力電圧の変動範囲が、人工心臓が正常に動作することが可能な電圧範囲である２０Ｖ〜２６Ｖの範囲に入っている。なお、人工心臓に印加される電圧が、２０Ｖ未満となると人工心臓は停止し、２６Ｖよりも大きくなると過電圧により人工心臓が故障するおそれがある。

以上のように、本発明の実施形態に係る電力伝送装置１０および電気装置１００において、一次コイル２０の環状のコア５０が二次コイル３０の内側を貫通しているので、一次コイル２０と二次コイル３０との磁気的な結合状態は殆ど変動しない。すなわち、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２の値も殆ど変動しない。電力伝送装置１０は、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２とともに共振回路を形成するキャパシタ４０を有する。これにより、インピーダンス電圧降下を生じさせる主な要因である二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２が打ち消される。上記したように、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２は殆ど変動しないので、一定のキャパシタンスの有するキャパシタ４０を付加するだけで漏洩インダクタンスｌ_２を打ち消す効果を安定的に得ることができる。このように、本発明の実施形態に係る電力伝送装置１０および電気装置１００によれば、インピーダンス電圧降下を生じさせる主な要因が排除されるので、負荷変動に伴う出力電圧の変動を安定的に抑制することができる。

また、本発明の実施形態に係る電力伝送装置１０および電気装置１００によれば、上記の先行技術文献に記載されているような一次電流の検出や二次側から一次側へのフィードバック通信が不要であり、非常に簡単な構成でありながら出力電圧の安定化を図ることが可能となる。

［第２の実施形態］
図１２は、本発明の第２の実施形態に係る電力伝送装置１０Ａの等価回路図である。図１３は、電力伝送装置１０Ａを含んで構成された、本発明の第２の実施形態に係る電気装置１００Ａの構成を示すブロック図である。なお、図１２および図１３において、上記した本発明の第１の実施形態に係る電力伝送装置１０（図３参照）および電気装置１００（図４参照）と同一または対応する構成要素には同一の参照符号を付与し、重複する説明は省略する。また、図１３において、電力伝送装置１０Ａを体外結合型経皮トランスとして用いる場合が例示されている。

第２の実施形態に係る電力伝送装置１０Ａは、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２を打ち消すための補償用のキャパシタ４０Ａが二次コイル３０ではなく、一次コイル２０に接続されている点が第１の実施形態に係る電力伝送装置１０と異なる。すなわち、図１３に示すように、第２の実施形態に係る電気装置１００Ａにおいて、補償用のキャパシタ４０Ａは、インバータ１２０と一次コイル２０との間に接続されている。

二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２を一次コイル２０に直列接続されたキャパシタ４０Ａによって打ち消すためには、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２を、一般的に知られているトランスの一次側換算手法を用いて、一次側のインダクタンスの値に換算し、換算によって得られたインダクタンスに対応するインダクタとキャパシタ４０Ａとで共振回路を形成すればよい。すなわち、キャパシタ４０ＡのキャパシタンスＣを、下記の（３）式に基づいて設定すればよい。
Ｃ＝１／４π^２ａ^２ｌ_２ｆ^２ ・・・ （３）
ただし、ａは、一次コイル２０の巻数ｎ_１と二次コイル３０の巻数ｎ_２との比（ｎ_１／ｎ_２）である。一次コイル２０に接続されるキャパシタ４０ＡのキャパシタンスＣを（３）式に基づいて設定することで、第１の実施形態の場合と同様に、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２を打ち消すことができ、負荷変動に伴う出力電圧の変動を安定的に抑制することができる。なお、漏洩インダクタンスｌ_２を打ち消す効果が最大となるように、実測等に基づいて（３）式によって得られたキャパシタンスＣの値を調整してもよい。

以上のように、第２の実施形態に係る電力伝送装置１０Ａおよび電気装置１００Ａによれば、二次コイル３０の漏洩インダクタンスｌ_２を打ち消すためのキャパシタ４０Ａは、一次コイル２０に接続される。従って、電力伝送装置１０Ａを体外結合型経皮トランスとして使用する場合には、キャパシタ４０Ａを生体外に配置することができるので、生体内に埋め込む部品点数を削減することができる。

第１および第２の実施形態では、本発明の実施形態に係る電力伝送装置１０を、体外結合型経皮トランスとして使用する場合を例示したが、これに限定されるものではない。本発明の実施形態に係る電力伝送装置１０は、電力供給を必要とするあらゆる装置、システム、充電式バッテリ等に電力供給を行う用途に用いることが可能である。

１０、１０Ａ 電力伝送装置
２０ 一次コイル
３０ 二次コイル
４０、４０Ａ キャパシタ
５０ コア
１００、１００Ａ 電気装置
１１０ 直流電源
１２０ インバータ
１３０ 整流平滑回路
１４０ 負荷
Ｌ_２ インダクタンス
ｌ_２ 漏洩インダクタンス
Ｃ キャパシタンス
ｒ_２ 巻線抵抗

Claims (9)

1. 環状のコアと、
   前記コアに巻回された第１のコイルと、
   巻回部分の内側を前記コアが貫通し且つ前記コアとの間に間隙を有して環状に巻回された第２のコイルと、
   前記第１のコイルまたは前記第２のコイルに接続されたキャパシタと、を含み、
   前記第２のコイルは、前記第１のコイルとの間の電磁誘導に寄与する第１のインダクタンス、前記第１のコイルとの間の電磁誘導に寄与しない第２のインダクタンスおよび前記第２のコイルの巻線抵抗を直列接続した等価回路で表したとき、前記キャパシタのキャパシタンスは、前記第２のインダクタンスを打ち消す値に設定されている
   電力伝送装置。
2. 前記キャパシタは、前記第２のコイルに接続され、前記第２のインダクタンスとともに共振回路を形成する
   請求項１に記載の電力伝送装置。
3. 前記第２のインダクタンスをｌ_２、電磁誘導により前記第１のコイルから前記第２のコイルに伝送される交流電力の周波数をｆとした場合において、前記キャパシタのキャパシタンスＣは、
   Ｃ＝１／４π^２ｌ_２ｆ^２に相当する値に設定されている
   請求項２に記載の電力伝送装置。
4. 前記キャパシタは、前記第１のコイルに接続され、前記第２のインダクタンスとともに共振回路を形成する
   請求項１に記載の電力伝送装置。
5. 前記第２のインダクタンスをｌ_２、電磁誘導により前記第１のコイルから前記第２のコイルに伝送される交流電力の周波数をｆ、前記第１のコイルの巻数ｎ_１と前記第２のコイルの巻数ｎ_２との比ｎ_１／ｎ_２をａとした場合において、前記キャパシタのキャパシタンスＣは、
   Ｃ＝１／４π^２ａ^２ｌ_２ｆ^２に相当する値に設定されている
   請求項４に記載の電力伝送装置。
6. 前記第２のコイルの巻回部分の内側に前記コアを貫通させない空心状態で測定した前記第２のコイルのインダクタンスを前記第２のインダクタンスｌ_２として適用して前記キャパシタのキャパシタンスＣの値が設定された
   請求項３または請求項５に記載の電力伝送装置。
7. 請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力伝送装置と、
   前記第２のコイルから出力される電力が供給される負荷と、
   を含む電気装置。
8. 入力された直流電力を交流電力に変換し、前記第１のコイルに供給する第１の電力変換部と、
   前記第２のコイルから出力される交流電力を直流電力に変換し、前記負荷に供給する第２の電力変換部と、
   を更に含む請求項７に記載の電気装置。
9. 前記第２のコイルおよび前記負荷が生体の内部に配置され、
   前記第１のコイルが前記生体の外部に配置された
   請求項７または請求項８に記載の電気装置。